CN106664018A - 测量降压切换模式电力供应器中的输出电流 - Google Patents
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Abstract
取样与保持电路在脉冲宽度调制PWM周期的低侧部分的基本上中间(在低侧开关接通期间的50％点)处获取流动穿过降压切换模式电力供应器SMPS的电感器的电流的样本。在所述低侧接通期间50％点处穿过所述SMPS电感器的所述电流的此样本可视为所述SMPS的“平均”或“DC输出”电流，且每次恰好在相同的低侧接通50％处获取。恒定电流源及槽用以将时序电容器充电及放电，所述时序电容器的电压电荷由高速电压比较器监测以提供精确取样时序。
Description
相关专利申请案
本申请案主张于2014年10月17日提出申请的共同拥有的第62/065,152号美国临时专利申请案的优先权，所述美国临时专利申请案出于所有目的以引用方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及一种切换模式电力供应器(SMPS)，且特定来说，涉及对降压SMPS中的输出电流的准确测量。
背景技术
切换模式电力供应器(SMPS)递送大量电力而极少浪费，这是因为SMPS的电路元件是极其高效的且耗散极少电力。在SMPS(特定来说，负载点(POL)转换器)中，以高准确度(在全负载下的1％到3％)提供对输出电流的实时测量以用于最大操作效率是必不可少的。不仅此电流测量必须是准确的，而且其必须不影响SMPS POL转换器的效率或动态性能。感测且测量电流达到此高准确度(1％到3％)是在SMPS设计中已存在了多年的问题。现今，并不存在已知解决方案以满足不会不利地影响POL转换器的效率的此要求。
发明内容
因此，需要在不使SMPS的效率及/或动态性能降级的情况下对SMPS输出电流进行较准确测量。
根据一实施例，一种用于在切换模式电力供应器(SMPS)(具有串联耦合于供应电压与共同点之间的高侧开关及低侧开关以及耦合于所述高侧开关和所述低侧开关的接合点与负载之间的功率电感器)中执行电流测量的方法可包括以下步骤：当所述高侧开关可接通时，以第一恒定电流将时序电容器充电；当脉冲宽度调制(PWM)周期达到50％且所述高侧开关可接通时，以所述第一恒定电流将所述时序电容器放电；当所述PWM周期达到50％且所述高侧开关可关断时，以第二恒定电流将所述时序电容器放电，其中所述第二恒定电流可为所述第一恒定电流的两倍；及当所述时序电容器上的电压达到预定参考电压时，对所述功率电感器电流进行取样。
根据所述方法的又一实施例，当所述高侧开关可关断且所述PWM周期可小于50％时，可不将所述时序电容器充电或放电。根据又一实施例，当可对所述功率电感器电流进行取样时，将所述电容器预充电到所述参考电压。根据又一实施例，将所述功率电感器电流样本转换为其数字表示的步骤可借助模/数转换器(ADC)来完成。
根据所述方法的又一实施例，可包括以下步骤：将多个所述功率电感器电流样本求平均；及借助模/数转换器(ADC)将所述多个所述功率电感器电流样本的平均值转换为其数字表示。
根据所述方法的又一实施例，对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤可包括以下步骤：在所述低侧开关与所述供应共同点之间提供电流测量电阻器；及当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时，对跨越所述电流测量电阻器形成的电压进行取样。
根据所述方法的又一实施例，所述高侧开关及所述低侧开关可为功率晶体管。根据所述方法的又一实施例，所述功率晶体管可为金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)。根据所述方法的又一实施例，对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤可包括当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时对跨越所述低侧MOSFET形成的电压进行取样的所述步骤。
根据所述方法的又一实施例，对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤可包括以下步骤：提供与所述低侧MOSFET相关联的前导场效晶体管(FET)，其中所述前导FET可具有流动穿过其的所述功率电感器电流的小部分；及当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时，对跨越所述前导FET及所述低侧MOSFET形成的电压进行取样。根据所述方法的又一实施例，对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤可包括以下步骤：提供与所述功率电感器串联的电流测量电阻器；及当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时，对跨越所述电流测量电阻器形成的电压进行取样。根据所述方法的又一实施例，对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤可包括当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时对跨越所述功率电感器的电压进行取样的所述步骤。
根据所述方法的又一实施例，预定阈值电压可为大约零(0)伏特。根据所述方法的又一实施例，可包括当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时产生取样信号的步骤。根据所述方法的又一实施例，可包括所述时序电容器上的所述电压每第n次达到所述预定参考电压时借助模/数转换器(ADC)将所述功率电感器电流样本转换为其数字表示的步骤。
根据另一实施例，一种用于确定降压切换模式电力供应器(SMPS)中的功率电感器电流取样点的设备可包括：恒定电流源，其具有第一节点及第二节点，其中其所述第一节点可耦合到电压源；恒定电流槽，其具有第一节点及第二节点，其中所述恒定电流槽可为所述恒定电流源的电流值的两倍；电流源开关，其耦合于所述恒定电流源的所述第二节点与所述恒定电流槽的所述第一节点之间；电流槽开关，其耦合于所述恒定电流槽的所述第二节点与电压源共同点之间；时序电容器，其耦合于所述恒定电流槽的所述第一节点与所述电压源共同点之间；电压比较器，其具有耦合到预定参考电压的第一输入、耦合到所述时序电容器的第二输入及输出，其中其所述输出可在所述时序电容器上的所述电压可大于所述预定参考电压时处于第一逻辑电平且在所述时序电容器上的所述电压可等于或小于所述预定参考电压时处于第二逻辑电平；其中当来自所述SMPS的高侧开关信号变为第一逻辑电平时，所述电流源开关接通且将所述恒定电流源耦合到所述时序电容器，借此所述时序电容器上的电压增加；当来自所述SMPS的所述高侧开关信号变为第二逻辑电平时，所述电流源开关关断且将所述恒定电流源从所述时序电容器解耦，借此所述时序电容器上的所述电压保持不变；且当可接收来自所述SMPS的50％脉冲宽度调制(PWM)周期信号时，所述电流槽开关接通且将所述恒定电流槽耦合到所述时序电容器，借此当所述高侧开关信号可处于所述第二逻辑电平时所述时序电容器上的所述电压以为其增加时两倍快的速率降低，且当所述高侧开关信号可处于所述第一逻辑电平时所述时序电容器上的所述电压以与其增加时相同的速率降低。
根据又一实施例，当所述电压比较器的所述输出可处于所述第二逻辑电平时，可产生取样信号。根据又一实施例，电压均衡开关可耦合于所述时序电容器与所述预定参考电压之间，其中当可产生所述取样信号时，所述电压均衡开关可接通且可迫使所述时序电容器上的所述电压变得与所述预定参考电压基本上相同。根据又一实施例，当可产生所述取样信号时，可获取所述功率电感器电流的样本。
根据又一实施例，一种用于确定降压切换模式电力供应器(SMPS)中的功率电感器电流取样点的微控制器可包括：恒定电流源，其具有第一节点及第二节点，其中其所述第一节点可耦合到电压源；恒定电流槽，其具有第一节点及第二节点，其中所述恒定电流槽可为所述恒定电流源的电流值的两倍；电流源开关，其耦合于所述恒定电流源的所述第二节点与所述恒定电流槽的所述第一节点之间；电流槽开关，其耦合于所述恒定电流槽的所述第二节点与电压源共同点之间；时序电容器，其耦合于所述恒定电流槽的所述第一节点与所述电压源共同点之间；电压比较器，其具有耦合到预定参考电压的第一输入、耦合到所述时序电容器的第二输入及输出，其中其所述输出可在所述时序电容器上的所述电压可大于所述预定参考电压时处于第一逻辑电平且在所述时序电容器上的所述电压可等于或小于所述预定参考电压时处于第二逻辑电平；其中当来自所述SMPS的高侧开关信号变为第一逻辑电平时，所述电流源开关接通且将所述恒定电流源耦合到所述时序电容器，借此所述时序电容器上的电压增加；当来自所述SMPS的所述高侧开关信号变为第二逻辑电平时，所述电流源开关关断且将所述恒定电流源从所述时序电容器解耦，借此所述时序电容器上的所述电压保持不变；且当可接收来自所述SMPS的50％脉冲宽度调制(PWM)周期信号时，所述电流槽开关接通且将所述恒定电流槽耦合到所述时序电容器，借此当所述高侧开关信号可处于所述第二逻辑电平时所述时序电容器上的所述电压以为其增加时两倍快的速率降低，且当所述高侧开关信号可处于所述第一逻辑电平时所述时序电容器上的所述电压以与其增加时相同的速率降低。
附图说明
可通过参考结合附图进行的以下说明而获取对本发明的更完整理解，在所述附图中：
图1图解说明根据本发明的具体实例性实施例的降压切换模式电力供应器(SMPS)的示意图；
图2图解说明根据本发明的具体实例性实施例的电流取样时序与触发器逻辑的示意图；
图3图解说明根据本发明的具体实例性实施例的在20％PWM工作循环下的图2中所展示的电流取样时序与触发器逻辑的示意性时序图；
图4图解说明根据本发明的具体实例性实施例的在80％PWM工作循环下的图2中所展示的电流取样时序与触发器逻辑的示意性时序图；
图5图解说明根据本发明的具体实例性实施例的从恒定电流源及槽将电容器充电及放电的示意性时间-电压曲线图；
图6图解说明根据本发明的具体实例性实施例的电感器电流测量电路的示意图；及
图7图解说明根据本发明的其它具体实例性实施例的电感器电流测量电路的示意图。
虽然本发明易于作出各种修改及替代形式，但在图式中展示并在本文中详细描述其具体实例性实施例。然而，应理解，本文中对具体实例性实施例的说明并非打算将本发明限制于本文中所揭示的特定形式。
具体实施方式
根据本发明的各种实施例，取样与保持电路在脉冲宽度调制(PWM)周期的低侧部分的基本上中间(在低侧开关接通期间的50％点)处获取流动穿过降压切换模式电力供应器(SMPS)的电感器的电流的样本。在所述低侧接通期间50％点处穿过所述SMPS电感器的所述电流的此样本可视为所述SMPS的“平均”或“DC输出”电流。且优选地，应每当对所述SMPS电感器电流进行取样时恰好在相同的低侧接通50％点处获取。
SMPS可使用仿真电流模式控制架构。替代从穿过感测元件的电流产生的电流斜波，将平均输出电流与斜率补偿斜波一起求和。接着，将经求和电流波形的输出与误差放大器输出进行比较。因此，在每个PWM周期的低侧接通的50％点处获取的平均负载电流可用于控制SMPS。在高电平处，确定或测量平均负载电流的问题归结为时序。何时应对所感测的电流进行取样以提供平均负载电流？此取样必须每个循环(PWM周期)在基本上相同时间处发生且在低侧开关(例如，金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET))接通时间的中点处发生。任何逐循环或中点时序移位将引起所测量的平均输出电流中的误差。
需要平均系统负载电流不仅用于PWM产生控制系统，而且还作为可由模/数转换器(ADC)测量以用于转换为表示模拟电流样本的数字值的值。然而，ADC转换可花费比PWM周期长的时间，因此每第n次出现50％点时转换电感器电流的样本可为必需的。还预期且在本发明的范围内，不仅在第n次获取PWM周期的低侧接通50％点的多个样本且将这些样本求平均以用于稍后由ADC进行的转换。与目前技术电感器电流取样方法相比，用于在低侧接通期间50％点处对电感器电流进行取样的此技术(方法)在集成解决方案中提供平均电感器电流的高度准确及可重复样本。
期望此ADC测量尽可能地准确，且因此在功率切换晶体管(例如，功率MOSFET)、驱动器二者均不切换时发生。开始ADC转换的良好时间将为给出取样信号时，这是因为此在低驱动时间的中点处发生。
为了提供所要求的高取样时序准确度，可利用对与高速模拟电压比较器组合的时序电容器的恒定电流充电及放电。PWM周期的50％点由以PWM周期的频率(周期＝1/频率)的两倍运行的时钟容易地提供，例如，PWM周期时间是通过将产生50％点的时钟除以二而导出。
现在参考图式，示意性地图解说明实例性实施例的细节。在图式中，将由相似编号表示相似元件，且将由带有不同小写字母后缀的相似编号表示类似元件。
参考图1，描绘根据本发明的具体实例性实施例的降压切换模式电力供应器(SMPS)的示意图。通常由数字100表示的降压SMPS可包括脉冲宽度调制(PWM)产生器102、高侧开关(例如，功率MOSFET)104、低侧开关(例如，功率MOSFET 106)、功率电感器108及输出滤波器电容器110。输出电压可跨越输出滤波器电容器110经感测(+VSEN，-VSEN)。输出电流可通过测量穿过电感器108的电流(例如，使用跨越电阻器112的电压降)(+ISEN，-ISEN)或电感器108电阻本身，或者通过测量穿过低侧开关106的电流(例如，使用跨越电阻器114的电压降)(ISN，ISP)而确定。根据本发明的具体实例性实施例，对确切何时进行电流测量的确定由电流取样时序与触发器逻辑200确定。预期且在本发明的范围内，PWM产生器102及电流取样时序与触发器逻辑200可为微控制器的一部分或与微控制器协作地起作用。关于PWM产生的更多细节及信息(例如，应用注解AN1050、AN564等等)可在受让人的网站www.microchip.com处获得，且出于所有目的以引用方式并入本文中。
参考图2，描绘根据本发明的具体实例性实施例的电流取样时序与触发器逻辑的示意图。通常由数字200表示的电流取样时序与触发器逻辑可包括恒定电流源220、充电开关(FET)222、恒定电流槽226、放电开关(FET)228、时序电容器238、放电开关(FET)240、模拟输入电压比较器242、预定标器(n分频器)254、NAND门246及248、AND门230以及反相器224、232、234、244、250及252。预期且在本发明的范围内，可存在可执行与图2中所展示的电路相同的功能且可由电子电路设计领域及本发明的权益的技术者设计的其它及不同电路配置。
当充电开关222接通时，恒定电流源220将开始以恒定电流I将时序电容器238充电，其中时序电容器238上的电荷将随时间线性地增加以产生充电电压。当放电开关228接通时，恒定电流槽226将开始将时序电容器238上的电荷放电。当充电开关222及放电开关228二者均分别接通时，对时序电容器226的充电/放电将为恒定电流源220与恒定电流槽226之间的电流差。由于恒定电流槽226具有恒定电流值2I且恒定电流源220具有恒定电流值I，因此当开关222及228二者均接通时，将以恒定电流I将时序电容器238放电。当仅开关222接通时，恒定电流源220将以恒定电流I将时序电容器238充电。当仅开关228接通时，恒定电流槽226将以恒定电流2I将时序电容器238放电。
来自电流感测路径的取样信号将以等于PWM信号的切换频率的速率出现。当取样信号由图2中所展示的逻辑产生时，其还可控制开关240以将还耦合到电压比较器242的非反相输入的时序电容器238(电压均衡)预充电到参考电压。根据一项实施例，此参考电压可为(举例来说但并不限于)0.7伏特(V)。然而，可使用其它参考电压(诸如例如，0.0伏特)。
PWM周期可比模/数转换器(ADC)(未展示)将模拟电流样本转换为其数字表示所花费的时间快。因此，可在取样信号与用以起始ADC转换的ADC转换触发器信号之间需要预定标器254(除以n电路)。然而，仍可在每个低侧50％点处获取模拟电流值的样本且将其一起求平均以用于由ADC进行的转换。使用包括NAND门230及234以及反相器232及236的触发器电路，50％PWM周期信号将接通开关228，开关228将保持接通直到断言取样信号为止。
参考图3，描绘根据本发明的具体实例性实施例的在20％PWM工作循环下的图2中所展示的电流取样时序与触发器逻辑的示意性时序图。当PWM工作循环小于50％时，根据以下说明产生取样信号且在图3中进行描绘。仅当高驱动(HI_ON)经断言(接通)(高侧开关104接通)从而致使充电开关222导电(接通)借此将恒定电流源220耦合到时序电容器238时，从恒定电流源220以等于I的恒定电流将电容器238充电。已将时序电容器238充电到0.7V，其中恒定充电电流I将进一步增加其上的电压电荷。充电开关222保持接通且恒定电流源220保持耦合到时序电容器238直到高驱动(HI_ON)经解除断言(关断)(高侧开关104关断)为止。
如果高侧开关104在PWM切换周期已达到50％之前关断，那么充电开关222关断且电容器238上的电荷经保持。在电流源220及/或电流槽226不耦合到时序电容器238的情况下，其将维持其上的电荷(电压)。当PWM切换周期达到50％时，开关228接通且电流槽226耦合到时序电容器238，借此以恒定电流速率2I将其上的电压电荷放电。因此，电容器238以为其经充电时两倍快的速率放电。当电容器238上的电压电荷为0.7V时，达到对负载电流进行取样的时间点。此取样点与低侧开关106导电时间的中点一致。
在PWM周期50％点处开始时序电容器238上的电压继续降低，只要恒定电流槽226耦合到时序电容器238且直到时序电容器238上的电压达到0.7V为止，其中电压比较器242输出将变高，反相器244输出将变低且NAND门246的输出将变高。此将致使NAND门248的输出变低，这是因为高驱动(HI_ON)经解除断言(关断)。当NAND门248的输出变低时，反相器252的输出变高且产生取样信号，从而致使FET开关240接通，借此将时序电容器238上的电压复位回到0.7V(如果在不同电压处)。取样信号在低侧开关106接通时的中点处变高。因此，在电感器电流的中点或平均值处获取穿过电感器108的电流的样本。
参考图4，描绘根据本发明的具体实例性实施例的在80％PWM工作循环下的图2中所展示的电流取样时序与触发器逻辑的示意性时序图。当PWM工作循环大于50％时，根据以下说明产生取样信号且在图4中进行描绘。仅当高驱动(HI_ON)经断言(接通)(高侧开关104接通)从而致使充电开关222导电(接通)借此将恒定电流源220耦合到时序电容器238时，从恒定电流源220以等于I的恒定电流将电容器238充电。已将时序电容器238充电到0.7V，其中恒定充电电流I将进一步增加其上的电压电荷。充电开关222保持接通且恒定电流源保持耦合到时序电容器238直到高驱动(HI_ON)经解除断言(关断)为止。在PWM周期50％点处，开关228经接通且电流槽226还耦合到时序电容器238，借此以恒定电流速率I将其上的电压电荷放电，这是因为电流源220保持耦合到时序电容器238。
一旦关断高侧开关104，将通过高侧驱动(HI_ON)变低而关断开关222。接着，时序电容器238上的电压将以为其经充电时两倍的速率降低直到时序电容器238上的电压达到0.7V为止。其中电压比较器242输出将变高，反相器244输出将变低且NAND门246的输出将变高。此将致使NAND门248的输出变低，这是因为高驱动(HI_ON)经解除断言(关断)。当NAND门248的输出变低时，反相器252的输出变高且产生取样信号，借此将时序电容器238上的电压复位回到0.7V(如果在不同电压处)。取样信号在低侧开关106接通时的中点处变高。因此，在电感器电流的中点或平均值处获取穿过电感器108的电流的样本。
参考图5，描绘根据本发明的具体实例性实施例的从恒定电流源及槽将电容器充电及放电的示意性时间-电压曲线图。可通过参考图5而更好地理解图2中所展示的模拟时序电路的功能，其中描绘电容器538从恒定电流源520经充电且由恒定电流槽526放电的时间-电压曲线图。当通过恒定电流源520将电容器538充电时，跨越电容器518的电压Vcap根据以下方程式随时间线性地增加：I＝C*dV/dt，其中C为电容器538的电容值，I为来自恒定电流源520的电流，且V为在时间t处电容器538上的电压。当已知电流I、时间t及电压V中的任两个值时，可根据所述两个已知值来计算其它未知值。举例来说，如果已知电容器538的电容及来自恒定电流源520的充电电流，那么可使用以上方程式(1)来确定电压V1处的时间t1及电压V2处的时间t2。类似地，可通过将恒定电流槽526耦合到电容器538而将电容器538上的电压放电。当恒定电流槽526具有2I或为恒定电流源520的恒定电流值的两倍的恒定电流时，时序电容器538将以为其在恒定电流I下经充电时两倍快的速率(2I)放电。如果恒定电流槽526为恒定电流源520的电流值的基本上两倍，那么当仅恒定电流槽526耦合到时，时序电容器538将总是以为其经充电时两倍的速率放电。在可在www.microchip.com处获得的微芯片应用注解AN1250及AN1375以及两者均为詹姆斯E.巴特林(James E.Bartling)的共同拥有的第US7,460,441 B2号美国专利(标题为“测量长时间周期(Measuring a longtime period)”)及第US 7,764,213 B2号美国专利(标题为“当前时间数/模转换器(Current-time digital-to-analog converter)”)中更全面地描述对时序电容器的恒定电流充电及放电的应用的更一般使用说明；其中所有应用注解及美国专利均特此出于所有目的以引用方式并入本文中。
参考图6，描绘根据本发明的具体实例性实施例的电感器电流测量电路的示意图。图6(a)中展示电流测量电路，其中电阻器114在低侧电流穿过其时形成电压。在图6(b)中，使用开关(FET)106的内部电阻替代电阻器114。在图6(c)中，感测或前导FET 107可用作电流感测元件。可使用穿过小前导FET 107的电流替代跨越电阻器114形成的电压。可将前导FET 107构建到主功率FET 106中或将其与主功率FET 106共同封装，且前导FET 107通常具有比主功率FET 106大得多的导通电阻。举例来说，此设计可能够在前导FET 107对功率FET106具有10,000:1的导通电阻比率的情况下感测电流。在低侧开关106导电期间，所有这些电流测量电路提供穿过电感器108的电流的模拟参数指示。
参考图6(d)，输入端子上的电感器电流信号ISN及ISP可施加到差分输入放大器660且接着施加到取样与保持电路662，所述取样与保持电路可每个取样信号断言获取电压样本且可具有经引入的电压偏移(例如，0.5V)。使用电压偏移使得误差放大器可在轻负载条件下控制窄工作循环。通常，甚至轨对轨输出放大器无法一直驱动到电压轨。此电压偏移允许误差放大器维持对所有工作循环条件的控制。放大器664可进一步调节及/或放大ISENSE信号以用于由ADC(未展示)进行的转换。每第n次出现取样信号时，ADC可将ISENSE信号转换为其数字表示。可在每个低侧50％点处获取模拟电流值的样本且在由ADC转换为数字值之前将所述样本一起求平均。
参考图7，描绘根据本发明的其它具体实例性实施例的电感器电流测量电路的示意图。电感器电流感测元件可为与到负载的输出串联的电阻器112(图1)或者电感器708的串联电阻712。如果使用电感器708的串联电阻712，那么可将RC滤波器放置于电感器708周围，如图7(a)中所展示。可通过使用以下公式而确定电阻器770(RS)及电容器772(CS)的值：
L/RL＝RS×CS，其中
L为输出电感器708的电感值，
RL为输出电感器708的串联电阻712，
RS为电流感测滤波器电阻器770，及
CS为电流感测滤波器电容器772。
当将电流感测滤波器时间常数设定为等于电感器时间常数时，跨越电容器772(CS)出现的电压近似于在电感器708中流动的电流乘以电感器708的串联电阻712。
参考图7(b)，输入端子上的电感器电流信号ISN及ISP可施加到差分输入放大器760且接着施加到取样与保持电路762，所述取样与保持电路可每个取样信号断言获取电压样本且可具有经引入的电压偏移(例如，0.5V)。使用电压偏移使得误差放大器可在轻负载条件下控制窄工作循环。通常，甚至轨对轨输出放大器无法一直驱动到电压轨。此电压偏移允许误差放大器维持对所有工作循环条件的控制。所取样的电流及所测量的输出电流两者均可用于控制。放大器764可进一步调节及/或放大ISENSE信号以用于由ADC(未展示)进行的转换。每第n次出现取样信号时，ADC可将ISENSE信号转换为其数字表示。可在每个低侧50％点处获取模拟电流值的样本且在由ADC转换为数字值之前将所述样本一起求平均。
本文中所描述的整个电路可优选地实施于具有ADC、PWM产生器及充电时间测量单元(CTMU)的微控制器内。可配置逻辑可存在于所述微控制器中以允许根据上文所论述的实施例中的一者的配置。然而，CTMU的具体实施方案可已提供所要求的电路。固件可控制相应电路以特定来说针对SMPS应用以极少软件额外开销自动地测量电流。
Claims (20)
1.一种用于在切换模式电力供应器SMPS中执行电流测量的方法，所述切换模式电力供应器具有串联耦合于供应电压与共同点之间的高侧及低侧开关以及耦合于所述高侧开关和所述低侧开关的接合点与负载之间的功率电感器，所述方法包括以下步骤：
当所述高侧开关接通时，以第一恒定电流将时序电容器充电；
当脉冲宽度调制PWM周期达到50％且所述高侧开关接通时，以所述第一恒定电流将所述时序电容器放电；
当所述PWM周期达到50％且所述高侧开关关断时，以第二恒定电流将所述时序电容器放电，其中所述第二恒定电流为所述第一恒定电流的两倍；及
当所述时序电容器上的电压达到预定参考电压时，对所述功率电感器电流进行取样。
2.根据权利要求1所述的方法，其中当所述高侧开关关断且所述PWM周期小于50％时，不将所述时序电容器充电或放电。
3.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：当对所述功率电感器电流进行取样时，将所述电容器预充电到所述参考电压。
4.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：借助模/数转换器ADC将所述功率电感器电流样本转换为其数字表示的步骤。
5.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括以下步骤：
将多个所述功率电感器电流样本求平均；及
借助模/数转换器ADC将所述多个所述功率电感器电流样本的平均值转换为其数字表示。
6.根据权利要求1所述的方法，其中对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤包括以下步骤：
在所述低侧开关与所述供应共同点之间提供电流测量电阻器；及
当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时，对跨越所述电流测量电阻器形成的电压进行取样。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述高侧开关及所述低侧开关为功率晶体管。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述功率晶体管为金属氧化物半导体场效晶体管MOSFET。
9.根据权利要求8所述的方法，其中对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤包括当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时对跨越所述低侧MOSFET形成的电压进行取样的所述步骤。
10.根据权利要求8所述的方法，其中对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤包括以下步骤：
提供与所述低侧MOSFET相关联的前导场效晶体管FET，其中所述前导FET具有流动穿过其的所述功率电感器电流的小部分；及
当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时，对跨越所述前导FET及所述低侧MOSFET形成的电压进行取样。
11.根据权利要求1所述的方法，其中对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤包括以下步骤：
提供与所述功率电感器串联的电流测量电阻器；及
当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时，对跨越所述电流测量电阻器形成的电压进行取样。
12.根据权利要求1所述的方法，其中对所述功率电感器电流进行取样的所述步骤包括当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时对跨越所述功率电感器的电压进行取样的所述步骤。
13.根据权利要求1所述的方法，其中预定阈值电压为大约零(0)伏特。
14.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括当所述时序电容器上的所述电压达到所述预定参考电压时产生取样信号的步骤。
15.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括所述时序电容器上的所述电压每第n次达到所述预定参考电压时借助模/数转换器ADC将所述功率电感器电流样本转换为其数字表示的步骤。
16.一种用于确定降压切换模式电力供应器SMPS中的功率电感器电流样本点的设备，其包括：
恒定电流源，其具有第一节点及第二节点，其中其所述第一节点耦合到电压源；
恒定电流槽，其具有第一节点及第二节点，其中所述恒定电流槽为所述恒定电流源的电流值的两倍；
电流源开关，其耦合于所述恒定电流源的所述第二节点与所述恒定电流槽的所述第一节点之间；
电流槽开关，其耦合于所述恒定电流槽的所述第二节点与电压源共同点之间；
时序电容器，其耦合于所述恒定电流槽的所述第一节点与所述电压源共同点之间；
电压比较器，其具有耦合到预定参考电压的第一输入、耦合到所述时序电容器的第二输入及输出，其中其所述输出在所述时序电容器上的电压大于所述预定参考电压时处于第一逻辑电平，且在所述时序电容器上的所述电压等于或小于所述预定参考电压时处于第二逻辑电平；其中
当来自所述SMPS的高侧开关信号变为第一逻辑电平时，所述电流源开关接通且将所述恒定电流源耦合到所述时序电容器，借此所述时序电容器上的电压增加；
当来自所述SMPS的所述高侧开关信号变为第二逻辑电平时，所述电流源开关关断且将所述恒定电流源从所述时序电容器解耦，借此所述时序电容器上的所述电压保持不变；及
当接收到来自所述SMPS的50％脉冲宽度调制PWM周期信号时，所述电流槽开关接通且将所述恒定电流槽耦合到所述时序电容器，借此当所述高侧开关信号处于所述第二逻辑电平时，所述时序电容器上的所述电压以为其增加时两倍快的速率降低，且当所述高侧开关信号处于所述第一逻辑电平时，所述时序电容器上的所述电压以与其增加时相同的速率降低。
17.根据权利要求16所述的设备，其中当所述电压比较器的所述输出处于所述第二逻辑电平时，产生取样信号。
18.根据权利要求17所述的设备，其进一步包括耦合于所述时序电容器与所述预定参考电压之间的电压均衡开关，其中当产生所述取样信号时，所述电压均衡开关接通且迫使所述时序电容器上的所述电压变得与所述预定参考电压基本上相同。
19.根据权利要求18所述的设备，其中当产生所述取样信号时获取所述功率电感器电流的样本。
20.一种微控制器，其包括根据权利要求16所述的设备。
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