JP2017531418A - バックｓｍｐｓにおける出力電流の測定 - Google Patents

バックｓｍｐｓにおける出力電流の測定 Download PDF

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Abstract

サンプルホールド回路が、パルス幅変調（ＰＷＭ）周期のローサイド部分の実質的に中間（ローサイドスイッチＯＮ中の５０パーセント点）において、バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）のインダクタを通って流れる電流のサンプルを取得する。ローサイドＯＮの５０％点中にＳＭＰＳインダクタを通る電流のこのサンプルは、ＳＭＰＳの「平均」電流または「ＤＣ出力」電流とみなされ、全く同一のローサイドＯＮの５０％において毎回取得され得る。一定電流源およびシンクが、電圧電荷が高速電圧比較器によって監視されるタイミングコンデンサを充電および放電するために使用されることにより、正確なサンプルタイミングを提供する。

Description

（関連特許出願）
本願は、２０１４年１０月１７日に出願された共有の米国仮特許出願第６２／０６５，１５２号に対する優先権を主張し、この出願は、あらゆる目的のために、参照により、本明細書に援用される。
（技術分野）
本開示は、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に関し、より具体的には、バックＳＭＰＳにおける出力電流の正確な測定に関する。
（背景）
スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）は、ＳＭＰＳの回路要素が極めて効率的でありかつ電力を殆ど消散しないため、大量の電力を殆ど無駄にすることなく送達する。ＳＭＰＳ（特に、負荷点（ＰＯＬ）コンバータ）では、最大動作効率のために高正確度（全負荷において１％〜３％）で出力電流のリアルタイム測定を提供することが不可欠である。この電流測定は、正確でなければならないだけではなく、ＳＭＰＳ ＰＯＬコンバータの効率または動的性能に影響を及ぼしてはならない。そのような高正確度（１％〜３％）まで電流を感知および測定することは、ＳＭＰＳ設計において長年にわたって存在してきた問題である。ＰＯＬコンバータの効率に悪影響を及ぼさないというこの要件を満たす公知の解決策は、今日まで存在していない。
（要旨）
したがって、ＳＭＰＳの効率および／または動的性能を低下させることのないＳＭＰＳ出力電流のより正確な測定の必要性がある。
ある実施形態によると、供給電圧と供給コモンとの間に直列に結合されるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチと、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの接合部と負荷との間に結合される電力インダクタとを有するスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）において電流測定を実施するための方法が、ハイサイドスイッチがオンであり得るとき、第１の一定電流を用いてタイミングコンデンサを充電するステップと、パルス幅変調（ＰＷＭ）周期が５０％に到達しかつハイサイドスイッチがオンであり得るとき、第１の一定電流を用いてタイミングコンデンサを放電するステップと、ＰＷＭ周期が５０％に到達しかつハイサイドスイッチがオフであり得るとき、第２の一定電流を用いてタイミングコンデンサを放電するステップであって、第２の一定電流は、第１の一定電流の２倍であり得る、ステップと、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップとを含み得る。
本方法のさらなる実施形態によると、ハイサイドスイッチがオフであり得かつＰＷＭ周期が５０％を下回り得るとき、タイミングコンデンサは、充電または放電されない場合がある。さらなる実施形態によると、電力インダクタ電流がサンプリングされ得ると、該コンデンサを基準電圧まで事前充電する。さらなる実施形態によると、電力インダクタ電流サンプルをそのデジタル表現に変換するステップが、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を用いて行われ得る。
本方法のさらなる実施形態によると、複数の電力インダクタ電流サンプルを平均化するステップと、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を用いて複数の電力インダクタ電流サンプルの平均をそのデジタル表現に変換するステップとを含み得る。
本方法のさらなる実施形態によると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、ローサイドスイッチと供給コモンとの間に電流測定抵抗器を提供するステップと、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、電流測定抵抗器を横断して生じる電圧をサンプリングするステップとを含み得る。
本方法のさらなる実施形態によると、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチは、電力トランジスタであり得る。本方法のさらなる実施形態によると、電力トランジスタは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり得る。本方法のさらなる実施形態によると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、ローサイドＭＯＳＦＥＴを横断して生じる電圧をサンプリングするステップを含み得る。
本方法のさらなる実施形態によると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、ローサイドＭＯＳＦＥＴに関連付けられるパイロット電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を提供するステップであって、パイロットＦＥＴは、電力インダクタを通って流れる電力インダクタ電流のごく一部を有し得る、ステップと、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、パイロットＦＥＴおよびローサイドＭＯＳＦＥＴを横断して生じる電圧をサンプリングするステップとを含み得る。本方法のさらなる実施形態によると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、電力インダクタと直列に電流測定抵抗器を提供するステップと、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、電流測定抵抗器を横断して生じる電圧をサンプリングするステップとを含み得る。本方法のさらなる実施形態によると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、電力インダクタを横断する電圧をサンプリングするステップを含み得る。
本方法のさらなる実施形態によると、所定の閾値電圧は、約ゼロ（０）ボルトであり得る。本方法のさらなる実施形態によると、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、サンプル信号を生成するステップを含み得る。本方法のさらなる実施形態によると、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達するｎ回目毎に、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を用いて電力インダクタ電流サンプルをそのデジタル表現に変換するステップを含み得る。
別の実施形態によると、バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）において電力インダクタ電流サンプル点を決定するための装置が、第１のノードおよび第２のノードを有する一定電流源であって、一定電流源の第１のノードは、電圧源に結合され得る、一定電流源と、第１のノードおよび第２のノードを有する一定電流シンクであって、一定電流シンクは、一定電流源の電流値の２倍であり得る、一定電流シンクと、一定電流源の第２のノードと一定電流シンクの第１のノードとの間に結合される電流源スイッチと、一定電流シンクの第２のノードと電圧源コモンとの間に結合される電流シンクスイッチと、一定電流シンクの第１のノードと電圧源コモンとの間に結合されるタイミングコンデンサと、所定の基準電圧に結合される第１の入力とタイミングコンデンサに結合される第２の入力と出力とを有する電圧比較器であって、電圧比較器の出力は、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧を上回り得るとき、第１の論理レベルにあり得、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に等しいかまたは所定の基準電圧を下回り得るとき、第２の論理レベルにあり得る、電圧比較器とを備え得、ＳＭＰＳからのハイサイドスイッチ信号が第１の論理レベルになると、電流源スイッチは、オンになり、かつ、一定電流源をタイミングコンデンサに結合し、それによって、タイミングコンデンサ上の電圧は増加し、ＳＭＰＳからのハイサイドスイッチ信号が第２の論理レベルになると、電流源スイッチは、オフになり、かつ、一定電流源をタイミングコンデンサから分離し、それによって、タイミングコンデンサ上の電圧は、同一のままであり、ＳＭＰＳからの５０％パルス幅変調（ＰＷＭ）周期信号が受信され得ると、電流シンクスイッチは、オンになり、かつ、一定電流シンクをタイミングコンデンサに結合し、それによって、タイミングコンデンサ上の電圧は、ハイサイドスイッチ信号が第２の論理レベルにあり得るとき、前記タイミングコンデンサ上の電圧が増加したときよりも２倍早く減少し、ハイサイドスイッチ信号が第１の論理レベルにあり得るとき、タイミングコンデンサ上の電圧は、前記タイミングコンデンサ上の電圧が増加したときと同一の速度で減少する。
さらなる実施形態によると、電圧比較器の出力が第２の論理レベルにあり得るとき、サンプル信号が、生成され得る。さらなる実施形態によると、電圧等化スイッチが、タイミングコンデンサと所定の基準電圧との間に結合され得、サンプル信号が生成され得ると、電圧等化スイッチは、オンになり得、タイミングコンデンサ上の電圧が、所定の基準電圧と実質的に同一になるように強制し得る。さらなる実施形態によると、電力インダクタ電流のサンプルは、サンプル信号が生成され得るときに取得され得る。
さらに別の実施形態によると、バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）において電力インダクタ電流サンプル点を決定するためのマイクロコントローラが、第１のノードおよび第２のノードを有する一定電流源であって、一定電流源の第１のノードは、電圧源に結合され得る、一定電流源と、第１のノードおよび第２のノードを有する一定電流シンクであって、一定電流源の電流値の２倍であり得る、一定電流シンクと、一定電流源の第２のノードと一定電流シンクの第１のノードとの間に結合される電流源スイッチと、一定電流シンクの第２のノードと電圧源コモンとの間に結合される電流シンクスイッチと、一定電流シンクの第１のノードと電圧源コモンとの間に結合されるタイミングコンデンサと、所定の基準電圧に結合される第１の入力とタイミングコンデンサに結合される第２の入力と出力とを有する電圧比較器であって、電圧比較器の出力は、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧を上回り得るとき、第１の論理レベルにあり得、タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に等しいかまたは所定の基準電圧を下回り得るとき、第２の論理レベルにあり得る、電圧比較器とを備え得、ＳＭＰＳからのハイサイドスイッチ信号が第１の論理レベルになると、電流源スイッチは、オンになり、かつ、一定電流源をタイミングコンデンサに結合し、それによって、タイミングコンデンサ上の電圧は増加し、ＳＭＰＳからのハイサイドスイッチ信号が第２の論理レベルになると、電流源スイッチは、オフになり、かつ、一定電流源をタイミングコンデンサから分離し、それによって、タイミングコンデンサ上の電圧は、同一のままであり、ＳＭＰＳからの５０％パルス幅変調（ＰＷＭ）周期信号が受信され得ると、電流シンクスイッチは、オンになり、かつ、一定電流シンクをタイミングコンデンサに結合し、それによって、タイミングコンデンサ上の電圧は、ハイサイドスイッチ信号が第２の論理レベルにあり得るとき、タイミングコンデンサ上の電圧が増加したときよりも２倍早く減少し、ハイサイドスイッチ信号が第１の論理レベルにあり得るとき、タイミングコンデンサ上の電圧は、タイミングコンデンサ上の電圧が増加したときと同一の速度で減少する。
本開示のより完全な理解が、付随の図面と併せて検討される以下の説明を参照することによって得られ得る。
図１は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）の概略図を示す。 図２は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、電流サンプルタイミングおよびトリガ論理の概略図を示す。 図３は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、２０パーセントのＰＷＭデューティサイクルにおける、図２に示される電流サンプルタイミングおよびトリガ論理の概略的なタイミング図を示す。 図４は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、８０パーセントのＰＷＭデューティサイクルにおける、図２に示される電流サンプルタイミングおよびトリガ論理の概略的なタイミング図を示す。 図５は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、一定電流源およびシンクから充電および放電されているコンデンサの概略的な時間−電圧グラフを示す。 図６は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、インダクタ電流測定回路の概略図を示す。 図７は、本開示の他の具体的な例示的実施形態に従った、インダクタ電流測定回路の概略図を示す。
本開示は、種々の改変および代替形態の余地があるが、その具体的な例示的実施形態が、図面に示され、本明細書に詳細に説明されている。しかしながら、具体的な例示的実施形態の本明細書における説明は、本開示を本明細書に開示される特定の形態に限定することを意図するものではないことを理解されるべきである。
（詳細な説明）
本開示の種々の実施形態によると、サンプルホールド回路が、パルス幅変調（ＰＷＭ）周期のローサイド部分の実質的に中間（ローサイドスイッチＯＮ中の５０パーセント点）において、バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）のインダクタを通って流れる電流のサンプルを取得する。ローサイドＯＮの５０％点中にＳＭＰＳインダクタを通る電流のこのサンプルは、ＳＭＰＳの「平均」電流または「ＤＣ出力」電流とみなされ得る。また、好ましくは、ＳＭＰＳインダクタ電流がサンプリングされる度に、全く同一のローサイドＯＮの５０％点において取得されるはずである。
ＳＭＰＳは、エミュレートされた電流モード制御アーキテクチャを使用し得る。感知要素を通る電流から生成される電流ランプの代わりに、平均出力電流が、スロープ補償ランプとともに合計される。合計された電流波形の出力は、次いで、誤差増幅器出力と比較される。したがって、ＰＷＭ周期毎のローサイドＯＮの５０パーセント点において取得された平均負荷電流は、ＳＭＰＳを制御する際に使用され得る。高レベルでは、平均負荷電流を決定または測定することの問題は、タイミングに帰着する。平均負荷電流を提供するために、感知された電流がいつサンプリングされるべきか？このサンプリングは、サイクル（ＰＷＭ周期）毎に実質的に同一の時間において行われ、かつ、ローサイドスイッチ（例えば、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ））の中間点において時間通りに行われる必要がある。いずれのサイクル毎または中間点タイミングの偏移も、測定される平均出力電流において誤差をもたらす。
平均システム負荷電流は、ＰＷＭ生成制御システムのためだけではなく、アナログ電流サンプルを表すデジタル値に変換するためのアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）によって測定されることが可能である値としても必要とされる。しかしながら、ＡＤＣ変換は、ＰＷＭ周期よりも長くかかり得、したがって、５０％点が起こるｎ回目毎にインダクタ電流のサンプルを変換することが、必要であり得る。ＰＷＭ周期のｎ回目よりも多くのローサイドＯＮの５０％点の複数のサンプルを取得すること、および、これらのサンプルをＡＤＣによる後の変換のために平均化することもまた、想定され、かつ、本開示の範囲内である。ローサイドＯＮの５０％点中のインダクタ電流のサンプリングのための本技法（方法）は、現在の技術のインダクタ電流サンプリング方法と比較して、統合的解決策において、平均インダクタ電流の非常に正確かつ繰り返し可能なサンプルを提供する。
このＡＤＣ測定を可能な限り正確にし、したがって、電力スイッチングトランジスタ（例えば、電力ＭＯＳＦＥＴ）、ドライバのいずれも切り替わっていないときに生じさせることが所望される。ＳＡＭＰＬＥ信号がロードライブ時間の中間点において発生するため、ＡＤＣ変換を開始する良好な時間は、ＳＡＭＰＬＥ信号が与えられるときである。
要求される高正確度のサンプルタイミングを提供するために、タイミングコンデンサの一定電流の充電および放電が、高速アナログ電圧比較器と組み合わせて利用され得る。ＰＷＭ周期の５０パーセント点は、ＰＷＭ周期の２倍の周波数（周期＝１／周波数）で起動するクロックによって容易に提供され、例えば、ＰＷＭ周期時間は、５０パーセント点生成クロックを２で除算することによって導出される。
ここで図面を参照すると、例示的実施形態の詳細が図式的に示される。図面における同様の要素は、同様の番号によって表され、類似する要素は、異なる小文字の添字を伴う同様の番号によって表される。
図１を参照すると、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）の概略図が、描写される。概して番号１００によって表されるバックＳＭＰＳは、パルス幅変調（ＰＷＭ）生成器１０２と、ハイサイドスイッチ（例えば、電力ＭＯＳＦＥＴ）１０４と、ローサイドスイッチ（例えば、電力ＭＯＳＦＥＴ１０６）と、電力インダクタ１０８と、出力フィルタコンデンサ１１０とを備え得る。出力フィルタコンデンサ１１０を横断する出力電圧（＋ＶＳＥＮ、−ＶＳＥＮ）が感知され得る。例えば抵抗器１１２を横断する電圧降下（＋ＩＳＥＮ、−ＩＳＥＮ）もしくはインダクタ１０８の抵抗自体を使用して、インダクタ１０８を通る電流を測定するか、または、例えば抵抗器１１４を横断する電圧降下（ＩＳＮ、ＩＳＰ）を使用して、ローサイドスイッチ１０６を通る電流を測定するかのいずれかによって、出力電流が決定され得る。厳密にいつ電流測定を行うかの決定は、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、電流サンプルタイミングおよびトリガ論理２００によって決定される。ＰＷＭ生成器１０２ならびに電流サンプルタイミングおよびトリガ論理２００は、マイクロコントローラの一部であるかまたはマイクロコントローラと協働する機能であり得ることが、想定され、かつ、本開示の範囲内である。ＰＷＭ生成に関するさらなる詳細および情報が、譲受人のウェブサイトのｗｗｗ．ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ．ｃｏｍ（例えば、アプリケーションノートＡＮ１０５０、ＡＮ５６４など）において利用可能であり、かつ、あらゆる目的のために、参照することにより、本明細書に援用される。
図２を参照すると、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、電流サンプルタイミングおよびトリガ論理の概略図が、描写される。概して番号２００によって表される電流サンプルタイミングおよびトリガ論理は、一定電流源２２０と、充電スイッチ（ＦＥＴ）２２２と、一定電流シンク２２６と、放電スイッチ（ＦＥＴ）２２８と、タイミングコンデンサ２３８と、放電スイッチ（ＦＥＴ）２４０と、アナログ入力電圧比較器２４２と、プリスケーラ（ｎ分周器）２５４と、ＮＡＮＤゲート２４６およびＮＡＮＤゲート２４８と、ＡＮＤゲート２３０と、インバータ２２４、インバータ２３２、インバータ２３４、インバータ２４４、インバータ２５０、およびインバータ２５２とを備え得る。図２に示される回路と同一の機能を実行し得る他の異なる回路構成であって、本開示の利益を有する電子回路設計における当業者によって設計され得る他の異なる回路構成が存在し得ることが、想定され、かつ、本開示の範囲内である。
充電スイッチ２２２がオンになると、一定電流源２２０は、Ｉの一定電流においてタイミングコンデンサ２３８を充電し始め、タイミングコンデンサ２３８上の電荷が、経時的に線形に増加することにより、充電電圧を作り出す。放電スイッチ２２８がオンになると、一定電流シンク２２６は、タイミングコンデンサ２３８上の電荷を放電し始める。充電スイッチ２２２および放電スイッチ２２８がそれぞれ両方ともオンであるとき、タイミングコンデンサ２２６の充電／放電は、一定電流源２２０と一定電流シンク２２６との間の電流差となる。一定電流シンク２２６は２Ｉの一定電流値を有し、かつ、一定電流源２２０はＩの一定電流値を有するため、スイッチ２２２およびスイッチ２２８の両方がオンであるとき、タイミングコンデンサ２３８は、Ｉの一定電流において放電される。スイッチ２２２のみがオンであるとき、一定電流源２２０は、Ｉの一定電流においてタイミングコンデンサ２３８を充電する。スイッチ２２８のみがオンであるとき、一定電流シンク２２６は、２Ｉの一定電流においてタイミングコンデンサ２３８を放電する。
電流感知経路からのＳＡＭＰＬＥ信号は、ＰＷＭ信号のスイッチング周波数に等しい速度で発生する。図２に示される論理によってＳＡＭＰＬＥ信号が生成されると、ＳＡＭＰＬＥ信号はまた、基準電圧までタイミングコンデンサ２３８を事前充電（電圧等化）するようにスイッチ２４０を制御し得、スイッチ２４０は、電圧比較器２４２の非反転入力にも結合される。この基準電圧は、一実施形態によると、例えば、０．７ボルト（Ｖ）であり得るが、これに限定されない。しかしながら、他の基準電圧（例えば、０．０ボルト）が使用され得る。
ＰＭＷ周期は、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）（図示せず）がアナログ電流サンプルをそのデジタル表現に変換するよりも早くあり得る。したがって、プリスケーラ２５４（ｎ除算回路）は、ＳＡＭＰＬＥ信号と、ＡＤＣ変換を開始するために使用されるＡＤＣ変換トリガ信号との間に必要とされ得る。アナログ電流値のサンプルが、依然として、ローサイドの５０％点毎に取得され得るが、ＡＤＣによる変換のためにともに平均化され得る。ＮＡＮＤゲート２３０およびＮＡＮＤゲート２３４と、インバータ２３２およびインバータ２３６とを備えるフリップフロップ回路を使用して、５０％ＰＷＭ周期信号は、スイッチ２２８をオンにし、これは、ＳＡＭＰＬＥ信号がアサートされるまでオンのままである。
図３を参照すると、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、２０パーセントのＰＷＭデューティサイクルにおける、図２に示される電流サンプルタイミングおよびトリガ論理の概略的なタイミング図が、描写される。ＰＷＭデューティサイクルが５０％を下回ると、ＳＡＭＰＬＥ信号が、以下の説明に従って生成され、ＳＡＭＰＬＥ信号が、図３に描写される。コンデンサ２３８は、ハイドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）がアサート（オンに）される（ハイサイドスイッチ１０４がオンである）ときのみ、一定電流源２２０からのＩに等しい一定電流を用いて充電され、充電スイッチ２２２を導通させ（オンにさせ）、それによって、一定電流源２２０をタイミングコンデンサ２３８に結合する。タイミングコンデンサ２３８は、すでに０．７Ｖまで充電されており、一定充電電流Ｉは、タイミングコンデンサ２３８上の電圧電荷をさらに増加させる。ハイドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）がデアサート（オフに）される（ハイサイドスイッチ１０４がオフになる）まで、充電スイッチ２２２は、オンのままであり、かつ、一定電流源２２０は、タイミングコンデンサ２３８に結合されたままである。
ＰＷＭスイッチング周期が５０％に到達する前にハイサイドスイッチ１０４がオフになる場合、充電スイッチ２２２は、オフになり、コンデンサ２３８上の電荷は、保持される。電流源２２０および／または電流シンク２２６がタイミングコンデンサ２３８に結合されていない場合、タイミングコンデンサ２３８上に電荷（電圧）が維持される。ＰＷＭスイッチング周期が５０％に到達すると、スイッチ２２８は、オンになり、電流シンク２２６は、タイミングコンデンサ２３８に結合され、それによって、２Ｉの一定電流率においてタイミングコンデンサ２３８上の電圧電荷を放電する。したがって、コンデンサ２３８は、コンデンサ２３８が充電されたときよりも２倍早く放電する。コンデンサ２３８上の電圧電荷が０．７Ｖであるとき、負荷電流がサンプリングされる時点に到達する。このサンプリング点は、ローサイドスイッチ１０６の導通時間の中間点と一致する。
ＰＷＭ周期５０％点で開始すると、タイミングコンデンサ２３８上の電圧は、一定電流シンク２２６がタイミングコンデンサ２３８に結合されている限り、タイミングコンデンサ２３８上の電圧が０．７Ｖに到達するまで減少し続け、電圧比較器２４２の出力は、高になり、インバータ２４４の出力は、低になり、ＮＡＮＤゲート２４６の出力は、高になる。これは、ハイドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）がデアサート（オフに）されるため、ＮＡＮＤゲート２４８の出力を低にさせる。ＮＡＮＤゲート２４８の出力が低になると、インバータ２５２の出力は高になり、ＳＡＭＰＬＥ信号が生成され、ＦＥＴスイッチ２４０をオンにさせ、それによって、タイミングコンデンサ２３８上の電圧をもとの０．７Ｖにリセットする（異なる電圧における場合）。ＳＡＭＰＬＥ信号は、ローサイドスイッチ１０６がオンであるときの中間点で高になる。したがって、インダクタ１０８を通る電流のサンプルは、インダクタ電流の中間点または平均において取得される。
図４を参照すると、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、８０パーセントのＰＷＭデューティサイクルにおける、図２に示される電流サンプルタイミングおよびトリガ論理の概略的なタイミング図が、描写される。ＰＷＭデューティサイクルが５０％を上回ると、ＳＡＭＰＬＥ信号が、以下の説明に従って生成され、ＳＡＭＰＬＥ信号が、図４に描写される。コンデンサ２３８は、ハイドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）がアサート（オンに）される（ハイサイドスイッチ１０４がオンである）ときのみ、一定電流源２２０からのＩに等しい一定電流を用いて充電され、充電スイッチ２２２を導通させ（オンにさせ）、それによって、一定電流源２２０をタイミングコンデンサ２３８に結合する。タイミングコンデンサ２３８は、すでに０．７Ｖまで充電されており、一定充電電流Ｉは、タイミングコンデンサ２３８上の電圧電荷をさらに増加させる。ハイドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）がデアサート（オフに）されるまで、充電スイッチ２２２は、オンのままであり、一定電流源は、タイミングコンデンサ２３８に結合されたままである。ＰＷＭ周期５０％点において、スイッチ２２８は、オンにされ、電流シンク２２６もまた、タイミングコンデンサ２３８に結合され、それによって、電流源２２０がタイミングコンデンサ２３８に結合されたままであるため、Ｉの一定電流率においてタイミングコンデンサ２３８上の電圧電荷を放電する。
ハイサイドスイッチ１０４がオフになると、スイッチ２２２は、低になるハイサイドドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）によってオフにされる。次いで、タイミングコンデンサ２３８上の電圧は、タイミングコンデンサ２３８上の電圧が０．７Ｖに到達するまで、タイミングコンデンサ２３８が充電された速度の２倍で減少する。電圧比較器２４２の出力が高になると、インバータ２４４の出力は低になり、ＮＡＮＤゲート２４６の出力は高になる。これは、ハイドライブ（ＨＩ＿ＯＮ）がデアサート（オフに）されるため、ＮＡＮＤゲート２４８の出力を低にさせる。ＮＡＮＤゲート２４８の出力が低になると、インバータ２５２の出力は高になり、ＳＡＭＰＬＥ信号が生成され、それによって、タイミングコンデンサ２３８上の電圧をもとの０．７Ｖにリセットする（異なる電圧における場合）。ＳＡＭＰＬＥ信号は、ローサイドスイッチ１０６がオンであるときの中間点で高になる。したがって、インダクタ１０８を通る電流のサンプルは、インダクタ電流の中間点または平均において取得される。
図５を参照すると、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、一定電流源から充電されかつシンクから放電されているコンデンサの概略的な時間−電圧グラフが、描写される。図２に示されるアナログタイミング回路の機能は、図５を参照することによって、より良く理解され得、図５では、一定電流源５２０から充電されかつ一定電流シンク５２６によって放電されているコンデンサ５３８の時間−電圧グラフが描写される。コンデンサ５３８が一定電流源５２０を通して充電されると、コンデンサ５１８を横断する電圧Ｖｃａｐは、方程式Ｉ＝Ｃ×ｄＶ／ｄｔに従って、時間とともに線形に増加し、式中、Ｃは、コンデンサ５３８の容量値であり、Ｉは、一定電流源５２０からの電流であり、Ｖは、時間ｔにおけるコンデンサ５３８上の電圧である。電流Ｉ、時間ｔ、および電圧Ｖのうちの任意の２つの値が既知であるとき、他の未知の値は、２つの既知の値から計算され得る。例えば、コンデンサ５３８の容量と、一定電流源５２０からの充電電流とが既知である場合、電圧Ｖ１における時間ｔ１および電圧Ｖ２における時間ｔ２は、上記の方程式（１）を使用して決定され得る。同様に、コンデンサ５３８上の電圧は、一定電流シンク５２６をコンデンサ５３８に結合することによって放電され得る。一定電流シンク５２６が２Ｉの一定電流または一定電流源５２０の２倍の一定電流値を有するとき、タイミングコンデンサ５３８は、一定電流Ｉにおいてタイミングコンデンサ５３８が充電されたときの２倍早く（２Ｉ）放電される。一定電流シンク５２６が一定電流源５２０の電流値の実質的に２倍である場合、タイミングコンデンサ５３８は、一定電流シンク５２６のみがタイミングコンデンサ５３８に結合されているときは、常時、タイミングコンデンサ５３８が充電された速度の２倍で放電される。タイミングコンデンサの一定電流充電および放電のための用途のより一般的な使用説明が、ｗｗｗ．ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ．ｃｏｍにおいて利用可能なＭｉｃｒｏｃｈｉｐアプリケーションノートＡＮ１２５０およびＡＮ１３７５、ならびに、「Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ａ ｌｏｎｇ ｔｉｍｅ ｐｅｒｉｏｄ」と題された共有の米国特許第７，４６０，４４１号Ｂ２および「Ｃｕｒｒｅｎｔ−ｔｉｍｅ ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａｎａｌｏｇｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」と題された米国特許第７，７６４，２１３号Ｂ２（両方とも、Ｊａｍｅｓ Ｅ． Ｂａｒｔｌｉｎｇによる）においてより完全に説明され、全てが、あらゆる目的のために、参照することにより、本明細書に援用される。
図６を参照すると、本開示の具体的な例示的実施形態に従った、インダクタ電流測定回路の概略図が、描写される。電流測定回路が図６（ａ）に示され、ローサイド電流が電流測定回路を通過するときに抵抗器１１４が電圧を生じさせる。図６（ｂ）では、スイッチ（ＦＥＴ）１０６の内部抵抗が、抵抗器１１４の代わりに使用される。図６（ｃ）では、感知またはパイロットＦＥＴ１０７が、電流感知要素として使用され得る。小型パイロットＦＥＴ１０７を通る電流が、抵抗器１１４を横断して生じる電圧の代わりに使用され得る。パイロットＦＥＴ１０７は、主要電力ＦＥＴ１０６に内蔵されるかまたは主要電力ＦＥＴ１０６とともにパッケージ化され得、典型的には、主要電力ＦＥＴ１０６よりもはるかに大きいＲＤＳｏｎを有する。例えば、この設計は、１０，０００：１のＲＤＳｏｎ比で、パイロットＦＥＴ１０７を用いて電力ＦＥＴ１０６への電流を感知することが可能であり得る。これらの電流測定回路の全ては、ローサイドスイッチ１０６の導通中にインダクタ１０８を通る電流のアナログパラメータ指示を提供する。
図６（ｄ）を参照すると、入力端子ＩＳＮおよび入力端子ＩＳＰ上のインダクタ電流信号は、差動入力増幅器６６０に印加され、次いで、ＳＡＭＰＬＥ信号アサーション毎に電圧サンプルを取得し得るサンプルホールド回路６６２に印加され得、電圧オフセット（例えば、０．５Ｖ）を導入させ得る。電圧オフセットは、誤差増幅器が軽負荷条件下で狭いデューティサイクルを制御することが可能なように使用される。典型的には、レールツーレール出力増幅器でさえ、電圧レールに至るまで駆動することはできない。この電圧オフセットは、誤差増幅器が、全てのデューティサイクル条件に対する制御を維持することを可能にする。増幅器６６４はさらに、ＡＤＣ（図示せず）による変換のためにＩＳＥＮＳＥ信号を調整および／または増幅し得る。ＡＤＣは、ＳＡＭＰＬＥ信号が発生するｎ回目毎にＩＳＥＮＳＥ信号をそのデジタル表現に変換し得る。アナログ電流値のサンプルが、ローサイドの５０％点毎に取得され、かつ、ＡＤＣによってデジタル値に変換される前にともに平均化され得る。
図７を参照すると、本開示の他の具体的な例示的実施形態に従った、インダクタ電流測定回路の概略図が、描写される。インダクタ電流感知要素は、負荷への出力と直列の抵抗器１１２（図１）、または、インダクタ７０８の直列抵抗７１２のいずれかであり得る。インダクタ７０８の直列抵抗７１２が使用される場合、ＲＣフィルタが、図７（ａ）に示されるように、インダクタ７０８付近に置かれ得る。抵抗器７７０（ＲＳ）およびコンデンサ７７２（ＣＳ）の値は、以下の公式を使用することによって決定され得る。
Ｌ／ＲＬ＝ＲＳ×ＣＳであり、式中、
Ｌは、出力インダクタ７０８のインダクタンス値であり、
ＲＬは、出力インダクタ７０８の直列抵抗７１２であり、
ＲＳは、電流感知フィルタ抵抗器７７０であり、
ＣＳは、電流感知フィルタコンデンサ７７２である。
電流感知フィルタの時定数がインダクタの時定数に等しく設定されるとき、コンデンサ７７２（ＣＳ）を横断して出現する電圧は、インダクタ７０８内を流れる電流をインダクタ７０８の直列抵抗７１２で乗算したものに近似する。
図７（ｂ）を参照すると、入力端子ＩＳＮおよび入力端子ＩＳＰ上のインダクタ電流信号は、差動入力増幅器７６０に印加され、次いで、ＳＡＭＰＬＥ信号アサーション毎に電圧サンプルを取得し得るサンプルホールド回路７６２に印加され得、電圧オフセット（例えば、０．５Ｖ）を導入させ得る。電圧オフセットは、誤差増幅器が軽負荷条件下で狭いデューティサイクルを制御することが可能なように使用される。典型的には、レールツーレール出力増幅器であさえ、電圧レールに至るまで駆動することはできない。この電圧オフセットは、誤差増幅器が、全てのデューティサイクル条件に対する制御を維持することを可能にする。サンプリングされた電流および測定された出力電流の両方が、制御のために使用され得る。増幅器７６４は、ＡＤＣ（図示せず）による変換のためにＩＳＥＮＳＥ信号をさらに調整および／または増幅し得る。ＡＤＣは、ＳＡＭＰＬＥ信号が発生するｎ回目毎にＩＳＥＮＳＥ信号をそのデジタル表現に変換し得る。アナログ電流値のサンプルが、ローサイドの５０％点毎に取得され、かつ、ＡＤＣによってデジタル値に変換される前にともに平均化され得る。
本明細書に説明される回路全体は、好ましくは、ＡＣＤ、ＰＷＭ生成器、および充電時間測定ユニット（ＣＴＭＵ）を有するマイクロコントローラ内に実装され得る。構成可能な論理が、上記に議論される実施形態のうちの１つに従った構成を可能にするようにマイクロコントローラ内に存在し得るしかしながら、ＣＴＭＵの具体的な実装により、要求される回路がすでに提供されていてもよい。ファームウェアが、特にＳＭＰＳ用途のためにソフトウェアオーバーヘッドを殆ど伴わずに電流を自動的に測定するように、それぞれの回路を制御し得る。

Claims (20)

  1. 供給電圧と供給コモンとの間に直列に結合されるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチと、前記ハイサイドスイッチおよび前記ローサイドスイッチの接合部と負荷との間に結合される電力インダクタとを有するスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）において電流測定を実施するための方法であって、前記方法は、
    前記ハイサイドスイッチがオンであるとき、第１の一定電流を用いてタイミングコンデンサを充電するステップと、
    パルス幅変調（ＰＷＭ）周期が５０％に到達しかつ前記ハイサイドスイッチがオンであるとき、前記第１の一定電流を用いて前記タイミングコンデンサを放電するステップと、
    前記ＰＷＭ周期が５０％に到達しかつ前記ハイサイドスイッチがオフであるとき、第２の一定電流を用いて前記タイミングコンデンサを放電するステップであって、前記第２の一定電流は、前記第１の一定電流の２倍である、ステップと、
    前記タイミングコンデンサ上の電圧が所定の基準電圧に到達すると、電力インダクタ電流をサンプリングするステップと、
    を含む、方法。
  2. 前記ハイサイドスイッチがオフでありかつ前記ＰＷＭ周期が５０％を下回るとき、前記タイミングコンデンサは、充電または放電されていない、請求項１に記載の方法。
  3. 前記電力インダクタ電流がサンプリングされると、前記コンデンサを前記基準電圧まで事前充電するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  4. アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を用いて前記電力インダクタ電流サンプルを前記電力インダクタ電流サンプルのデジタル表現に変換するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  5. 複数の前記電力インダクタ電流サンプルを平均化するステップと、
    アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を用いて前記複数の電力インダクタ電流サンプルの平均を前記複数の電力インダクタ電流サンプルの平均のデジタル表現に変換するステップと
    をさらに含む、請求項１に記載の方法。
  6. 前記電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、
    前記ローサイドスイッチと前記供給コモンとの間に電流測定抵抗器を提供するステップと、
    前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達すると、前記電流測定抵抗器を横断して生じた電圧をサンプリングするステップと
    を含む、請求項１に記載の方法。
  7. 前記ハイサイドスイッチおよび前記ローサイドスイッチは、電力トランジスタである、請求項１に記載の方法。
  8. 前記電力トランジスタは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である、請求項７に記載の方法。
  9. 前記電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達すると、ローサイドＭＯＳＦＥＴを横断して生じた電圧をサンプリングするステップを含む、請求項８に記載の方法。
  10. 前記電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、
    前記ローサイドＭＯＳＦＥＴに関連付けられるパイロット電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を提供するステップであって、前記パイロットＦＥＴは、前記電力インダクタを通って流れる前記電力インダクタ電流のごく一部を有する、ステップと、
    前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達すると、前記パイロットＦＥＴおよび前記ローサイドＭＯＳＦＥＴを横断して生じた電圧をサンプリングするステップと、
    を含む、請求項８に記載の方法。
  11. 前記電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、
    前記電力インダクタと直列に電流測定抵抗器を提供するステップと、
    前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達すると、前記電流測定抵抗器を横断して生じた電圧をサンプリングするステップと、
    を含む、請求項１に記載の方法。
  12. 前記電力インダクタ電流をサンプリングするステップは、前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達すると、前記電力インダクタを横断する電圧をサンプリングするステップを含む、請求項１に記載の方法。
  13. 所定の閾値電圧は、約ゼロ（０）ボルトである、請求項１に記載の方法。
  14. 前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達すると、サンプル信号を生成するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  15. 前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に到達するｎ回目毎に、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を用いて電力インダクタ電流サンプルを前記電力インダクタ電流サンプルのデジタル表現に変換するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
  16. バックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）において電力インダクタ電流サンプル点を決定するための装置であって、前記装置は、
    第１のノードおよび第２のノードを有する一定電流源であって、前記一定電流源の第１のノードは、電圧源に結合される、一定電流源と、
    第１のノードおよび第２のノードを有する一定電流シンクであって、前記一定電流シンクは、前記一定電流源の電流値の２倍である、一定電流シンクと、
    前記一定電流源の第２のノードと前記一定電流シンクの第１のノードとの間に結合される電流源スイッチと、
    前記一定電流シンクの第２のノードと電圧源コモンとの間に結合される電流シンクスイッチと、
    前記一定電流シンクの第１のノードと前記電圧源コモンとの間に結合されるタイミングコンデンサと、
    所定の基準電圧に結合される第１の入力と、前記タイミングコンデンサに結合される第２の入力と、出力とを有する電圧比較器であって、前記電圧比較器の前記出力は、前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧を上回るとき、第１の論理レベルにあり、前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧に等しいかまたは前記所定の基準電圧を下回るとき、第２の論理レベルにある、電圧比較器と、
    を備え、
    前記ＳＭＰＳからのハイサイドスイッチ信号が第１の論理レベルになると、前記電流源スイッチは、オンになり、かつ、前記一定電流源を前記タイミングコンデンサに結合し、それによって、前記タイミングコンデンサ上の電圧は増加し、
    前記ＳＭＰＳからのハイサイドスイッチ信号が第２の論理レベルになると、前記電流源スイッチは、オフになり、かつ、前記一定電流源を前記タイミングコンデンサから分離し、それによって、前記タイミングコンデンサ上の電圧は同一のままであり、
    前記ＳＭＰＳからの５０％パルス幅変調（ＰＷＭ）周期信号が受信されると、前記電流シンクスイッチは、オンになり、かつ、前記一定電流シンクを前記タイミングコンデンサに結合し、それによって、前記タイミングコンデンサ上の電圧は、前記ハイサイドスイッチ信号が前記第２の論理レベルにあるとき、前記タイミングコンデンサ上の電圧が増加したときよりも２倍早く減少し、前記ハイサイドスイッチ信号が前記第１の論理レベルにあるとき、前記タイミングコンデンサ上の電圧は、前記タイミングコンデンサ上の電圧が増加したときと同一の速度で減少する、装置。
  17. 前記電圧比較器の前記出力が前記第２の論理レベルにあるとき、サンプル信号が生成される、請求項１６に記載の装置。
  18. 前記タイミングコンデンサと前記所定の基準電圧との間に結合される電圧等化スイッチをさらに備え、前記サンプル信号が生成されると、前記電圧等化スイッチは、オンになり、かつ、前記タイミングコンデンサ上の電圧が前記所定の基準電圧と実質的に同一になるように強制する、請求項１７に記載の装置。
  19. 電力インダクタ電流のサンプルは、前記サンプル信号が生成されたときに取得される、請求項１８に記載の装置。
  20. 請求項１６に記載の装置を備える、マイクロコントローラ。
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