KR20170071473A - 벅 ｓｍｐｓ에서의 출력 전류 측정 - Google Patents

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스콧 데어본
클리프 엘리손
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마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
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Abstract

샘플 및 홀드 회로는 펄스 폭 변조(PWM) 주기의 로우 측(low side) 부분의 실질적으로 중앙(로우 측 스위치 ON 동안 50 퍼센트 점)에서 벅 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)의 인덕터를 통해 흐르는 전류의 샘플을 취한다. 로우 측 ON 50% 점에서 SMPS 인덕터를 통과하는 전류의 이 샘플은 SMPS의 "평균" 또는 "DC 출력" 전류로 간주될 수 있으며, 정확히 동일한 로우 측 ON 50%에서 매번 취해진다. 정전류원 및 싱크는, 정확한 샘플 타이밍을 제공하기 위해 고속 전압 비교기로 전압 전하가 모니터링되는 타이밍 커패시터를 충전 및 방전하는데 사용된다.

Description

벅 ＳＭＰＳ에서의 출력 전류 측정{MEASURING OUTPUT CURRENT IN A BUCK SMPS}
관련 특허 출원
본 출원은, 2014년 10월 17일 출원된 공동 소유의 미국 가출원 번호 62/065,152 호의 우선이익을 주장하며, 상기 미국 가출원은 모든 목적들을 위해 본 출원에 참조로 통합된다.
기술 분야
본 개시는 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)에 관한 것으로, 특히, 벅 ＳＭＰＳ에서의 출력 전류의 정확한 측정에 관한 것이다.
스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)는 매우 적은 전력을 소모하면서 많은 전력을 공급하는데, 그 이유는 SMPS의 회로 요소들이 매우 효율적이어서 전력을 거의 분산시키지 않기 때문이다. SMPS, 특히 POL(point-of-load) 컨버터의 경우, 최대 동작 효율을 위해 높은 정확도(최대 부하에서 1% ~ 3%)로 출력 전류의 실시간 측정을 제공하는 것이 필수적이다. 이 전류 측정은 정확해야 할 뿐만 아니라 SMPS POL 컨버터의 효율 또는 동적 성능에도 영향을 미치지 않아야 한다. 이러한 높은 정확도(1% ~ 3%)로 전류를 감지하고 측정하는 것은 SMPS 설계에서 수년 동안 존재해온 문제점이다. 오늘날 POL 컨버터의 효율에 나쁜 영향을 미치지 않는 이 요구사항을 충족시키는 알려진 해결책은 없다.
따라서, SMPS의 효율 및/또는 동적 성능을 저하시키지 않으면서 SMPS 출력 전류의 보다 정확한 측정이 필요하다.
일 실시예에 따르면, 공급 전압부와 공통부 사이에 직렬로 결합된 하이 측(high side) 및 로우 측(low side) 스위치들과 상기 하이 측 및 로우 측 스위치들의 접합부와 부하 사이에 결합된 파워 인덕터를 구비한 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)에서 전류 측정을 수행하기 위한 방법은: 상기 하이 측 스위치가 온(on)일 때 제 1 정전류로 타이밍 커패시터를 충전하는 단계; 펄스 폭 변조(PWM) 주기가 50%에 도달하고 상기 하이 측 스위치가 온일 때 상기 제 1 정전류로 상기 타이밍 커패시터를 방전하는 단계; 상기 PWM 주기가 50%에 도달하고 상기 하이 측 스위치가 오프(off)일 때 제 2 정전류로 상기 타이밍 커패시터를 방전하는 단계 - 상기 제 2 정전류는 상기 제 1 정전류의 두 배일 수 있음 -; 및 상기 타이밍 커패시터의 전압이 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 파워 인덕터의 전류를 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 하이 측 스위치가 오프이고 상기 PWM 주기가 50% 미만일 때에는 상기 타이밍 커패시터가 충전되거나 방전되지 않을 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류가 샘플링될 때 상기 커패시터를 상기 기준 전압으로 프리차지(pre-charge)하는 단계를 더 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류 샘플을 디지털 표현으로 변환하는 단계가 아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 수행될 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 복수의 상기 파워 인덕터 전류 샘플들을 평균화하는 단계; 및 아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 상기 복수의 파워 인덕터 전류 샘플들의 평균을 디지털 표현으로 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 로우 측 스위치와 상기 공급 공통부 사이에 전류 측정 저항기를 제공하는 단계; 및 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 전류 측정 저항기의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 하이 측 및 로우 측 스위치들은 파워 트랜지스터들일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 트랜지스터들은 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 로우 측 MOSFET의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 로우 측 MOSFET과 관련된 파일럿 전계 효과 트랜지스터(FET)를 제공하는 단계 - 상기 파일럿 FET는 상기 파일럿 FET를 통해 흐르는 상기 파워 인덕터 전류의 작은 부분을 가질 수 있음 -; 및 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 파일럿 FET와 상기 로우 측 MOSFET의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 파워 인덕터와 직렬인 전류 측정 저항기를 제공하는 단계; 및 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 전류 측정 저항기의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 파워 인덕터의 양단 전압을 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 소정 임계 전압은 약 제로(0) 볼트일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 샘플 신호를 발생시키는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달하는 매 n번째 시간마다 아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 상기 파워 인덕터 전류 샘플을 디지털 표현으로 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
또 하나의 실시예에 따르면, 벅(buck) 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)에서 파워 인덕터 전류 샘플 포인트를 결정하기 위한 장치는: 전압원에 결합될 수 있는 제 1 노드와, 제 2 노드를 갖는 정전류원; 제 1 노드와 제 2 노드를 갖고 상기 정전류원의 전류 값의 두 배일 수 있는 정전류 싱크; 상기 정전류원의 제 2 노드와 상기 정전류 싱크의 제 1 노드 사이에 결합된 전류원 스위치; 상기 정전류 싱크의 제 2 노드와 전압원 공통부 사이에 결합된 전류 싱크 스위치; 상기 정전류 싱크의 제 1 노드와 상기 전압원 공통부 사이에 결합된 타이밍 커패시터; 및 소정 기준 전압부에 결합된 제 1 입력부, 상기 타이밍 커패시터에 결합된 제 2 입력부, 및 출력부를 갖는 전압 비교기를 포함할 수 있고, 여기서 상기 전압 비교기의 출력부는 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압보다 클 때 제 1 로직 레벨에 있을 수 있고, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압보다 작거나 같을 때에는 제 2 로직 레벨에 있을 수 있고; 상기 SMPS로부터의 하이 측 스위치 신호가 제 1 로직 레벨로 갈 때 상기 전류원 스위치는 턴 온되고 상기 정전류원을 상기 타이밍 커패시터에 결합시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압이 증가하고; 상기 SMPS로부터의 상기 하이 측 스위치 신호가 제 2 로직 레벨로 갈 때 상기 전류원 스위치는 턴 오프되고 상기 정전류원을 상기 타이밍 커패시터로부터 분리시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압이 동일하게 유지되고; 그리고 상기 SMPS로부터의 50% 펄스 폭 변조(PWM) 주기 신호가 수신될 때 상기 전류 싱크 스위치는 턴 온되고 상기 정전류 싱크를 상기 타이밍 커패시터에 결합시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압은 상기 하이 측 스위치 신호가 상기 제 2 로직 레벨에 있을 때 증가했던 것보다 두 배 빠르게 감소하고, 상기 하이 측 스위치 신호가 상기 제 1 로직 레벨에 있을 때에는 상기 타이밍 커패시터의 전압은 증가했던 것과 동일한 속도로 감소한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 전압 비교기의 출력부가 상기 제 2 로직 레벨에 있을 때 샘플 신호가 발생될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 전압 균등화(equalization) 스위치가 상기 타이밍 커패시터와 상기 소정 기준 전압부 사이에 결합될 수 있고, 여기서 상기 샘플 신호가 발생될 때 상기 전압 균등화 스위치는 턴 온될 수 있고 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압과 실질적으로 동일한 전압이 되게 할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 샘플 신호가 발생될 때 상기 파워 인덕터 전류의 샘플이 취해질 수 있다.
다른 또 하나의 실시예에 따르면, 벅(buck) 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)에서 파워 인덕터 전류 샘플 포인트를 결정하기 위한 마이크로컨트롤러는: 전압원에 결합될 수 있는 제 1 노드와, 제 2 노드를 갖는 정전류원; 제 1 노드와 제 2 노드를 갖고 상기 정전류원의 전류 값의 두 배일 수 있는 정전류 싱크; 상기 정전류원의 제 2 노드와 상기 정전류 싱크의 제 1 노드 사이에 결합된 전류원 스위치; 상기 정전류 싱크의 제 2 노드와 전압원 공통부 사이에 결합된 전류 싱크 스위치; 상기 정전류 싱크의 제 1 노드와 상기 전압원 공통부 사이에 결합된 타이밍 커패시터; 및 소정 기준 전압부에 결합된 제 1 입력부, 상기 타이밍 커패시터에 결합된 제 2 입력부, 및 출력부를 갖는 전압 비교기를 포함할 수 있고, 여기서 상기 전압 비교기의 출력부는 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압보다 클 때 제 1 로직 레벨에 있을 수 있고, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압보다 작거나 같을 때에는 제 2 로직 레벨에 있을 수 있고; 상기 SMPS로부터의 하이 측 스위치 신호가 제 1 로직 레벨로 갈 때 상기 전류원 스위치는 턴 온되고 상기 정전류원을 상기 타이밍 커패시터에 결합시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압이 증가하고; 상기 SMPS로부터의 상기 하이 측 스위치 신호가 제 2 로직 레벨로 갈 때 상기 전류원 스위치는 턴 오프되고 상기 정전류원을 상기 타이밍 커패시터로부터 분리시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압이 동일하게 유지되고; 그리고 상기 SMPS로부터의 50% 펄스 폭 변조(PWM) 주기 신호가 수신될 때 상기 전류 싱크 스위치는 턴 온되고 상기 정전류 싱크를 상기 타이밍 커패시터에 결합시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압은 상기 하이 측 스위치 신호가 상기 제 2 로직 레벨에 있을 때 증가했던 것보다 두 배 빠르게 감소하고, 상기 하이 측 스위치 신호가 상기 제 1 로직 레벨에 있을 때에는 상기 타이밍 커패시터의 전압은 증가했던 것과 동일한 속도로 감소한다.
본 개시는 첨부 도면들과 결합된 이하의 설명을 참조하면 보다 완전하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른 벅 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)의 개략도이다.
도 2는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직의 개략도이다.
도 3은 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 20% PWM 듀티 사이클에서 도 2에 도시된 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직의 개략적인 타이밍도이다.
도 4는 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 80% PWM 듀티 사이클에서 도 2에 도시된 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직의 개략적인 타이밍도이다.
도 5는 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 정전류원 및 싱크로부터 충전 및 방전되는 커패시터의 개략적인 시간-전압 그래프를 도시한 도면이다.
도 6은 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 인덕터 전류 측정 회로들의 개략도들이다.
도 7은 본 개시의 다른 특정 예시의 실시예들에 따른, 인덕터 전류 측정 회로들의 개략도들이다.
본 개시는 다양한 변형들 및 대안의 형태들을 허용하지만, 그의 특정 예시의 실시예들이 도면들에 도시되었고 본 명세서에서 상세히 설명된다. 하지만, 그 특정 예시의 실시예들에 대한 설명은 본 개시를 여기에서 개시된 특정 형태들로 한정하고자 하는 것이 아님을 이해해야 할 것이다.
본 개시의 다양한 실시예들에 따르면, 샘플 및 홀드 회로는 펄스 폭 변조(PWM) 주기의 로우 측 부분(low side portion)의 거의 중간(로우 측 스위치 ON(low side switch ON) 동안의 50% 점)에서 벅 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)의 인덕터를 통해 흐르는 전류의 샘플을 취한다. 로우 측 ON 50% 점 동안 SMPS 인덕터를 통과하는 전류의 이 샘플은 SMPS의 "평균" 또는 "DC 출력" 전류로 간주될 수 있다. 또한 바람직하게는, SMPS 인덕터 전류를 샘플링할 때마다 정확히 동일한 로우 측 ON 50% 점에서 샘플이 취해져야 한다.
SMPS는 에뮬레이트된 전류 모드 제어 아키텍처를 사용할 수 있다. 감지 요소를 통과하는 전류로부터 생성되는 전류 램프(current ramp) 대신 평균 출력 전류가 기울기 보상 램프와 합산된다. 합산된 전류 파형들의 출력은 이후 에러 증폭기 출력과 비교될 것이다. 따라서, 모든 PWM 주기의 로우 측 ON의 50% 점에서 취한 평균 부하 전류는 SMPS를 제어하는데 사용될 수 있다. 하이 레벨에서 평균 부하 전류를 결정 또는 측정하는 문제는 타이밍에 귀착된다(come down to timing). 평균 부하 전류를 제공하기 위해, 감지된 전류를 언제 샘플링해야 하는가? 이 샘플링은 사이클(PWM 주기)마다 실질적으로 동일한 시간에 발생해야 하고, 예정대로 시간에(on time) 로우 측 스위치(예를 들면, 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET))의 중간점에서 발생해야 한다. 임의의 사이클 별(cycle-by-cycle) 또는 중간점 타이밍 시프트들은 측정된 평균 출력 전류의 에러를 발생시킬 것이다.
평균 시스템 부하 전류는 PWM 발생 제어 시스템에 필요할 뿐만 아니라, 아날로그 전류 샘플을 나타내는 디지털 값으로의 변환을 위한 아날로그-디지털 컨버터(ADC)에 의해 측정될 수 있는 값으로도 필요하다. 그러나 ADC 변환은 PWM 주기보다 오래 걸릴 수 있으므로, 매 n번째로 50% 점이 발생할 때마다 인덕터 전류의 샘플을 변환하는 것이 필요할 수 있다. n번째 PWM 주기에서보다는 로우 측 ON 50% 점에서 복수의 샘플들을 샘플링하며, ADC에 의한 나중의 변환을 위해 이 샘플들을 평균화하는 것이 또한 고려되고 본 개시의 범위 내에 있다. 로우 측 ON 50% 점에서 인덕터 전류를 샘플링하기 위한 이 기술(방법)은 현재 기술의 인덕터 전류 샘플링 방법들에 비해 통합 솔루션에서 평균 인덕터 전류의 매우 정확하고 반복 가능한 샘플들을 제공한다.
이 ADC 측정은 가능한 한 정확하도록 하는 것이 바람직하며, 따라서 전력 스위칭 트랜지스터, 예를 들어 파워 MOSFET 드라이버가 스위칭되지 않는 시점에서도 발생하도록 하는 것이 바람직하다. ADC 변환을 시작하기에 좋은 시간은 SAMPLE 신호가 주어질 때인데, 그 이유는 SAMPLE 신호가 로우 구동 시간의 중간점에서 발생하기 때문이다.
요구되는 고도의 샘플 타이밍 정확도를 제공하기 위해, 고속 아날로그 전압 비교기와 결합된 타이밍 커패시터의 정전류 충전 및 방전이 이용될 수 있다. PWM 주기의 50% 점은 PWM 주기의 주파수(주기 = 1/주파수)의 2배로 실행되는 클록에 의해 용이하게 제공되는데, 예를 들어 PWM 주기 시간(PWM period time)은 50% 점 발생 클록(50 percent point generating clock)을 2로 나눔으로써 도출된다.
이제 도면들을 보면, 예시적인 실시예들의 세부 사항들이 개략적으로 도시되어 있다. 도면들에서 같은 요소들은 같은 숫자들로 나타내어지며, 유사한 요소들은 같은 숫자들에 다른 소문자 첨자를 붙여서 나타내어질 것이다.
도 1을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른 벅 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)의 개략도가 도시되어 있다. 전체적으로 숫자 100으로 표시된 벅 SMPS는 펄스 폭 변조(PWM) 발생기(102), 하이 측 스위치(예컨대, 파워 MOSFET)(104), 로우 측 스위치(예컨대, 파워 MOSFET(106)), 파워 인덕터(108), 및 출력 필터 커패시터(110)를 포함할 수 있다. 출력 전압은 출력 필터 커패시터(110) 양단에서 감지될 수 있다(+VSEN, -VSEN). 출력 전류는, 예를 들어 저항기(112)의 양단 전압 강하(+ISEN, -ISEN) 또는 인덕터(108) 저항 자체를 이용하여 인덕터(108)의 전류를 측정하거나 또는 예를 들어 저항기(114) 양단의 전압 강하(ISN, ISP)를 이용하여 로우 측 스위치(106)를 통과하는 전류를 측정함으로써 결정될 수 있다. 전류 측정을 수행할 정확한 시기의 결정은, 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따라, 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직(200)에 의해 결정된다. PWM 발생기(102)와 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직(200)은 마이크로컨트롤러의 일부일 수 있거나 또는 마이크로컨트롤러와 협력하여 기능할 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다. PWM 발생에 대한 보다 자세한 내용 및 정보는 출원인의 웹사이트 www.microchip.com에서, 예를 들어, 애플리케이션 노트 AN1050, AN564 등에서 입수할 수 있으며, 이 문헌들은 모든 목적을 위해 본 출원에 참조로 통합된다.
도 2를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직의 개략도가 도시되어 있다. 전체적으로 숫자 200으로 표시된 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직은 정전류원(220), 충전 스위치(FET)(222), 정전류 싱크(226), 방전 스위치(FET)(228), 타이밍 커패시터(238), 방전 스위치(FET)(240), 아날로그 입력 전압 비교기(242), 프리스케일러(prescaler)(n-분할기)(254), NAND 게이트들(246 및 248), AND 게이트(230), 및 인버터들(224, 232, 234, 244, 250 및 252)을 포함할 수 있다. 도 2에 도시된 회로와 동일한 기능들을 수행할 수 있고 그리고 전자 회로 설계 분야의 통상의 지식을 가진 자와 본 개시의 혜택을 갖는 자에 의해 설계될 수 있는 다른 회로 구성들이 있을 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다.
충전 스위치(222)가 턴 온되면 정전류원(220)은 일정한 전류(I)로 타이밍 커패시터(238)를 충전하기 시작할 것이고, 여기서 타이밍 커패시터(238) 상의 전하(charge)가 시간에 따라 선형적으로 증가하여 충전 전압을 생성할 것이다. 방전 스위치(228)가 턴온되면 정전류 싱크(226)는 타이밍 커패시터(238) 상의 전하를 방전하기 시작할 것이다. 충전 및 방전 스위치들(222 및 228)이 각각 둘 다 온일 때, 타이밍 커패시터(226)의 충전/방전은 정전류원(220)과 정전류 싱크(226) 사이의 전류 차이가 될 것이다. 정전류 싱크(226)는 2I의 정전류 값을 갖고 정전류원(220)은 I의 정전류 값을 갖기 때문에, 스위치들(222 및 228) 둘 다가 온일 때 타이밍 커패시터(238)는 정전류(I)로 방전될 것이다. 스위치(222)만이 온일 때, 정전류원(220)은 정전류(I)로 타이밍 커패시터(238)를 충전할 것이다. 스위치(228)만이 온일 때에는 정전류 싱크(226)가 정전류(2I)로 타이밍 커패시터(238)를 방전시킬 것이다.
전류 감지 경로의 SAMPLE 신호는 PWM 신호의 스위칭 주파수와 동일한 속도로 발생할 것이다. SAMPLE 신호가 도 2에 도시된 로직에 의해 발생될 때, SAMPLE 신호는 전압 비교기(242)의 비반전 입력부에도 또한 결합된 기준 전압으로 타이밍 커패시터(238)를 프리차지(pre-charge)하도록(전압 균등화) 스위치(240)를 제어할 수 있다. 이 기준 전압은 일 실시예에 따라, 예를 들어 0.7 볼트(V)일 수 있지만 이에 한정되는 것은 아니다. 그러나, 예를 들어 0.0 볼트와 같은 다른 기준 전압들이 사용될 수 있다.
PWM 주기는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)(도시되지 않음)가 아날로그 전류 샘플을 그의 디지털 표현으로 변환하는데 걸리는 속도보다 빠를 수 있다. 따라서, ADC 변환을 시작하는데 사용되는 SAMPLE 신호와 ADC 변환 트리거 신호 사이에는 프리스케일러(254)(n 회로로 나눔)가 필요할 수 있다. 그러나, 아날로그 전류 값들의 샘플들은 여전히 모든 로우 측 50% 포인트에서 취해질 수 있으며, ADC에 의한 변환을 위해 함께 평균화될 수 있다. NAND 게이트들(230 및 234)과 인버터들(232 및 236)을 포함하는 플립-플롭 회로를 사용하여 50% PWM 주기 신호는 스위치(228)를 턴 온할 것이고, 턴 온된 스위치는 SAMPLE 신호가 어서트될 때까지 온 상태를 유지할 것이다.
도 3을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 20% PWM 듀티 사이클에서 도 2에 도시된 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직의 개략적인 타이밍도가 도시되어 있다. PWM 듀티 사이클이 50%보다 작을 때, 이하의 설명에 따라 SAMPLE 신호가 발생되고 도 3에 도시되어 있다. 커패시터(238)는 하이 드라이브(HI_ON)가 (온) 어서트(하이 측 스위치(104) 온)될 때만, 정전류원(220)으로부터의 I와 동일한 정전류로 충전되어, 충전 스위치(222)를 도통(턴 온)시킴으로써, 정전류원(220)을 타이밍 커패시터(238)에 결합시킨다. 타이밍 커패시터(238)는 이미 0.7V로 충전되어 있고, 여기서 일정한 충전 전류(I)는 타이밍 커패시터에 전압 전하를 더 증가시킬 것이다. 하이 드라이브(HI_ON)가 디-어서트(오프)(하이 측 스위치(104) 오프)될 때까지, 충전 스위치(222)는 온 상태를 유지하고 정전류원(220)은 타이밍 커패시터(238)에 결합된 채로 유지된다.
PWM 스위칭 주기가 50%에 도달하기 전에 하이 측 스위치(104)가 턴 오프되면, 충전 스위치(222)가 턴 오프되고 커패시터(238)의 전하가 유지된다. 타이밍 커패시터(238)에 결합된 전류원(220) 및/또는 전류 싱크(226)가 없으면, 그것은 커패시터의 전하(전압)를 유지할 것이다. PWM 스위칭 주기가 50%에 도달하면, 스위치(228)가 턴 온되고 전류 싱크(226)는 타이밍 커패시터(238)에 결합되어, 2I의 일정한 전류율로 커패시터의 전압 전하를 방전시킨다. 따라서 커패시터(238)는 충전되었을 때보다 2배 빠르게 방전한다. 커패시터(238) 상의 전압 전하가 0.7V일 때, 부하 전류가 샘플링되는 시점에 도달한다. 이 샘플링 점은 로우 측 스위치(106) 전도 시간의 중간점과 일치한다.
PWM 주기 50% 점에서 시작하는 타이밍 커패시터(238) 상의 전압은 정전류 싱크(226)가 타이밍 커패시터에 결합된 동안 그리고 타이밍 커패시터(238) 상의 전압이 0.7V에 도달할 때까지 계속 감소하며, 여기서 전압 비교기(242) 출력은 하이가 되고 인버터(244) 출력은 로우가 되고 그리고 NAND 게이트(246)의 출력은 하이가 될 것이다. 이것은 하이 드라이브(HI_ON)가 디어서트(오프)되기 때문에 NAND 게이트(248)의 출력이 로우가 되게 할 것이다. NAND 게이트(248)의 출력이 로우가 될 때, 인버터(252)의 출력은 하이가 되고 SAMPLE 신호가 발생되어 FET 스위치(240)를 턴 온시킴으로써, 타이밍 커패시터(238)의 전압이 다른 전압에 있는 경우 다시 0.7V로 리셋한다. SAMPLE 신호는 로우 측 스위치(106)가 온일 때의 중간점에서 하이가 된다. 따라서, 인덕터(108)를 통과하는 전류의 샘플은 인덕터 전류의 중간점에서 또는 평균치에서 취해진다.
도 4를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예들에 따른, 80% PWM 듀티 사이클에서 도 2에 도시된 전류 샘플 타이밍 및 트리거 로직의 개략적인 타이밍도가 도시되어 있다. PWM 듀티 사이클이 50%보다 클 때, 이하의 설명에 따라 SAMPLE 신호가 발생되고 도 4에 도시되어 있다. 커패시터(238)는 하이 드라이브(HI_ON)가 (온) 어서트(하이 측 스위치(104) 온)될 때만, 정전류원(220)으로부터의 I와 동일한 정전류로 충전되어, 충전 스위치(222)를 도통(턴 온)시킴으로써, 정전류원(220)을 타이밍 커패시터(238)에 결합시킨다. 타이밍 커패시터(238)는 이미 0.7V로 충전되어 있고, 여기서 일정한 충전 전류(I)는 타이밍 커패시터의 전압 전하를 더 증가시킬 것이다. 하이 드라이브(HI_ON)가 디-어서트(오프)될 때까지, 충전 스위치(222)는 온 상태를 유지하고 정전류원은 타이밍 커패시터(238)에 결합된 채로 유지된다. PWM 주기 50% 점에서, 스위치(228)는 턴 온되며 전류 싱크(226)는 또한 타이밍 커패시터(238)에도 결합되고, 이로써 I의 일정한 전류율로 커패시터의 전압 전하를 방전시키는데, 그 이유는 전류원(220)이 타이밍 커패시터(238)에 결합된 채로 유지되기 때문이다.
하이 측 스위치(104)가 턴 오프되면, 스위치(222)는 하이 측 드라이브(HI_ON)가 로우가 됨으로써 턴 오프될 것이다. 이후 타이밍 커패시터(238) 상의 전압은 타이밍 커패시터(238) 상의 전압이 0.7V에 도달할 때까지 그것을 충전하였을 때의 속도의 2배로 감소할 것이다. 여기서 전압 비교기(242) 출력은 하이가 되고 인버터(244) 출력은 로우가 되고 그리고 NAND 게이트(246)의 출력은 하이가 될 것이다. 이것은 하이 드라이브(HI_ON)가 디어서트(오프)되기 때문에 NAND 게이트(248)의 출력이 로우가 되게 할 것이다. NAND 게이트(248)의 출력이 로우가 될 때, 인버터(252)의 출력은 하이가 되고 SAMPLE 신호가 발생됨으로써, 타이밍 커패시터(238)의 전압이 다른 전압에 있는 경우 다시 0.7V로 리셋한다. SAMPLE 신호는 로우 측 스위치(106)가 온일 때의 중간점에서 하이가 된다. 따라서, 인덕터(108)를 통과하는 전류의 샘플은 인덕터 전류의 중간점에서 또는 평균치에서 취해진다.
도 5를 보면, 본 개시의 특정 예의 실시예들에 따른, 정전류원 및 싱크로부터 충전 및 방전되는 커패시터의 개략적인 시간-전압 그래프가 도시되어 있다. 도 2에 도시된 아날로그 타이밍 회로의 기능은 도 5를 참조하면 더 잘 이해될 수 있는데, 도 5에는 정전류원(520)으로부터 충전되고 정전류 싱크(526)에 의해 방전되는 커패시터(538)의 시간-전압 그래프가 도시되어 있다. 커패시터(538)가 정전류원(520)을 통해 충전될 때, 커패시터(518) 양단의 전압(Vcap)은 I = C*dV/dt의 식에 따라 시간에 따라 선형적으로 증가하고, 여기서 C는 커패시터(538)의 커패시턴스 값이고, I는 정전류원(520)으로부터의 전류이고, V는 시간 t에서의 커패시터(538) 상의 전압이다. 전류(I), 시간(t) 및 전압(V) 중 임의의 두 값이 알려져 있는 경우, 다른 미지의 값은 그 2개의 알려진 값들로부터 계산될 수 있다. 예를 들어, 커패시터(538)의 커패시턴스 및 정전류원(520)으로부터의 충전 전류가 알려지면, 상기 식 (1)을 이용하여 전압 V1에서의 시간 t1 및 전압 V2에서의 시간 t2가 결정될 수 있다. 유사하게, 커패시터(538) 상의 전압은 정전류 싱크(526)를 그에 결합시킴으로써 방전될 수 있다. 정전류 싱크(526)가 2I의 정전류 또는 정전류원(520)의 정전류 값의 2배를 가질 때, 타이밍 커패시터(538)는 정전류(I)로 충전되었던 것보다 2배 빠르게 방전될 것이다(2I). 정전류 싱크(526)가 정전류원(520)의 전류 값의 실질적으로 두 배이면, 정전류 싱크(526)만이 타이밍 커패시터(538)에 결합될 때 타이밍 커패시터(538)는 충전되었던 속도의 2배로 항상 방전될 것이다. 타이밍 커패시터의 정전류 충전 및 방전을 위한 애플리케이션의 보다 일반적인 사용에 대해서는, www.microchip.com에서 입수할 수 있는 마이크로칩 애플리케이션 노트 AN1250 및 AN1375와, James E. Bartling에 의한 발명의 명칭이 "Measuring a long time period"인 공동 소유의 미국 특허 US 7,460,441 B2 호 및 발명의 명칭이 "Current-time digital-to-analog converter"인 US 7,764,213 B2 호에 보다 상세히 설명되어 있으며, 이 문헌들 모두는 모든 목적을 위해 본 출원에 참조로 통합된다.
도 6을 보면, 본 개시의 특정 예의 실시예들에 따른, 인덕터 전류 측정 회로들의 개략도들이 도시되어 있다. 전류 측정 회로가 도 6(a)에 도시되어 있는데, 여기서 저항기(114)는 로우 측 전류가 저항기(114)를 통과할 때 전압을 발생시킨다. 도 6(b)에서는 스위치(FET)(106)의 내부 저항이 저항기(114) 대신에 사용된다. 도 6(c)에서는 감지 또는 파일럿 FET(107)는 전류 감지 요소로서 사용될 수 있다. 소형 파일럿 FET(107)를 통과하는 전류는 저항기(114) 양단에 발생된 전압 대신에 사용될 수 있다. 파일럿 FET(107)는 주 전력 FET(106)에 내장되거나 주 전력 FET(106)와 공동 패키징될 수 있고, 전형적으로 주 전력 FET(106)보다 훨씬 더 큰 RDSon을 갖는다. 예를 들어, 이러한 구조는 파일럿 FET(107) 대(對) 전력 FET(106)가 10,000:1의 RDSon 비인 상태에서 전류를 감지할 수 있다. 이 전류 측정 회로들 모두는 로우 측 스위치(106) 컨덕턴스 동안, 인덕터(108)를 통과하는 전류의 아날로그 파라미터 표시를 제공한다.
도 6(d)를 보면, 입력 단자들 ISN 및 ISP의 인덕터 전류 신호는 차동 입력 증폭기(660)에 인가된 다음 샘플 및 홀드 회로(662)에 인가될 수 있으며, 여기서 샘플 및 홀드 회로(662)는 SAMPLE 신호 어서션(assertion)마다 전압 샘플을 취할 수 있고, 그리고 도입된 전압 오프셋, 예를 들어 0.5V를 가질 수 있다. 상기 전압 오프셋은 에러 증폭기가 경부하 조건들에서 좁은 듀티 사이클들을 제어할 수 있도록 사용된다. 전형적으로 레일-투-레일(rail-to-rail) 출력 증폭기들조차도 전압 레일까지 계속 구동될 수 없다. 이 전압 오프셋은 에러 증폭기가 모든 듀티 사이클 조건들에 대한 제어를 유지할 수 있게 한다. 증폭기(664)는 ADC(도시되지 않음)에 의한 변환을 위해 ISENSE 신호를 추가로 조절 및/또는 증폭할 수 있다. 상기 ADC는 SAMPLE 신호가 n번째 발생할 때마다 ISENSE 신호를 디지털 표현으로 변환할 수 있다. 아날로그 전류 값들의 샘플들은 모든 로우 측 50% 점에서 취해지고, ADC에 의해 디지털 값으로 변환되기 전에 함께 평균화될 수 있다.
도 7을 보면, 본 개시의 다른 특정 예시의 실시예들에 따른, 인덕터 전류 측정 회로들의 개략도들이 도시되어 있다. 인덕터 전류 감지 요소는 부하로의 출력부와 직렬인 저항기(112)(도 1)와 인덕터(708)의 직렬 저항(712) 중 어느 하나일 수 있다. 인덕터(708)의 직렬 저항(712)이 사용되면, RC 필터는 도 7(a)에 도시된 바와 같이 인덕터(708) 주위에 배치될 수 있다. 저항기(770)(RS) 및 커패시터(772)(CS)의 값은 다음 식을 사용하여 결정될 수 있다:
L/RL = RS × CS
여기서 L은 출력 인덕터(708)의 인덕턴스 값이고, RL은 출력 인덕터(708)의 직렬 저항(712)이고, RS는 전류 감지 필터 저항기(770)이고, 그리고 CS는 전류 감지 필터 커패시터(772)이다.
전류 감지 필터 시정수가 인덕터 시정수와 같게 설정되면, 커패시터(772)(CS) 양단에 나타나는 전압은 인덕터(708)에 흐르는 전류와 인덕터(708)의 직렬 저항(712)을 곱한 값에 가깝다.
도 7(b)를 보면, 입력 단자들 ISN 및 ISP의 인덕터 전류 신호는 차동 입력 증폭기(760)에 인가된 다음, SAMPLE 신호 어서션마다 전압 샘플을 샘플링할 수 있고 도입된 전압 오프셋, 예를 들어 0.5V를 가질 수 있는 샘플 및 홀드 회로(762)에 인가될 수 있다. 상기 전압 오프셋은 에러 증폭기가 경부하 조건에서 좁은 듀티 사이클들을 제어할 수 있도록 사용된다. 전형적으로 레일-투-레일 출력 증폭기들조차도 전압 레일까지 계속 구동될 수 없다. 이 전압 오프셋은 에러 증폭기가 모든 듀티 사이클 조건들에 대한 제어를 유지할 수 있게 한다. 샘플링된 전류와 측정된 출력 전류 둘 다는 제어용으로 사용될 수 있다. 증폭기(764)는 ADC(도시되지 않음)에 의한 변환을 위해 ISENSE 신호를 추가로 조절 및/또는 증폭할 수 있다. 상기 ADC는 SAMPLE 신호가 n번째 발생할 때마다 ISENSE 신호를 디지털 표현으로 변환할 수 있다. 아날로그 전류 값의 샘플들은 모든 로우 측 50% 점에서 샘플링되고, ADC에 의해 디지털 값으로 변환되기 전에 함께 평균화될 수 있다.
여기에 설명된 전체 회로는 바람직하게는 ADC, PWM 발생기 및 충전 시간 측정 유닛(CTMU)을 갖는 마이크로컨트롤러 내에 구현될 수 있다. 상기 논의된 실시예들 중 하나에 따른 구성을 가능케 하기 위해, 구성 가능한 로직이 마이크로컨트롤러에 존재할 수 있다. 그러나 CTMU의 특정 구현들은 필요한 회로망을 이미 제공할 수 있다. 펌웨어는 특히 SMPS 애플리케이션들에 대한 소프트웨어 오버헤드가 거의 없이 전류를 자동으로 측정하도록 각각의 회로들을 제어할 수 있다.

Claims (20)

  1. 공급 전압부와 공통부 사이에 직렬로 결합된 하이 측(high side) 및 로우 측(low side) 스위치들과 상기 하이 측 및 로우 측 스위치들의 접합부와 부하 사이에 결합된 파워 인덕터를 구비한 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)에서 전류 측정을 수행하기 위한 방법으로서,
    상기 하이 측 스위치가 온(on)일 때 제 1 정전류로 타이밍 커패시터를 충전하는 단계;
    펄스 폭 변조(PWM) 주기가 50%에 도달하고 상기 하이 측 스위치가 온일 때 상기 제 1 정전류로 상기 타이밍 커패시터를 방전하는 단계;
    상기 PWM 주기가 50%에 도달하고 상기 하이 측 스위치가 오프(off)일 때 제 2 정전류로 상기 타이밍 커패시터를 방전하는 단계 - 상기 제 2 정전류는 상기 제 1 정전류의 두 배임 -; 및
    상기 타이밍 커패시터의 전압이 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 파워 인덕터의 전류를 샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 하이 측 스위치가 오프이고 상기 PWM 주기가 50% 미만일 때에는 상기 타이밍 커패시터가 충전되거나 방전되지 않는, 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 파워 인덕터 전류가 샘플링될 때 상기 커패시터를 상기 기준 전압으로 프리차지(pre-charge)하는 단계를 더 포함하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 상기 파워 인덕터 전류 샘플을 디지털 표현으로 변환하는 단계를 더 포함하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    복수의 상기 파워 인덕터 전류 샘플들을 평균화하는 단계; 및
    아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 상기 복수의 파워 인덕터 전류 샘플들의 평균을 디지털 표현으로 변환하는 단계를 더 포함하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는,
    상기 로우 측 스위치와 상기 공급 공통부 사이에 전류 측정 저항기를 제공하는 단계; 및
    상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 전류 측정 저항기의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 하이 측 및 로우 측 스위치들은 파워 트랜지스터들인, 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 파워 트랜지스터들은 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)인, 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 로우 측 MOSFET의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는,
    상기 로우 측 MOSFET과 관련된 파일럿 전계 효과 트랜지스터(FET)를 제공하는 단계 - 상기 파일럿 FET는 상기 파일럿 FET를 통해 흐르는 상기 파워 인덕터 전류의 작은 부분을 가짐 -; 및
    상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 파일럿 FET와 상기 로우 측 MOSFET의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는,
    상기 파워 인덕터와 직렬인 전류 측정 저항기를 제공하는 단계; 및
    상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 전류 측정 저항기의 양단에 발생된 전압을 샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 파워 인덕터 전류를 샘플링하는 단계는, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 상기 파워 인덕터의 양단 전압을 샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 소정 임계 전압은 약 제로(0) 볼트인, 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달할 때 샘플 신호를 발생시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압에 도달하는 매 n번째 시간마다 아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 상기 파워 인덕터 전류 샘플을 디지털 표현으로 변환하는 단계를 더 포함하는 방법.
  16. 벅(buck) 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)에서 파워 인덕터 전류 샘플 포인트를 결정하기 위한 장치로서,
    전압원에 결합된 제 1 노드와, 제 2 노드를 갖는 정전류원;
    제 1 노드와 제 2 노드를 갖고 상기 정전류원의 전류 값의 두 배인 정전류 싱크;
    상기 정전류원의 제 2 노드와 상기 정전류 싱크의 제 1 노드 사이에 결합된 전류원 스위치;
    상기 정전류 싱크의 제 2 노드와 전압원 공통부 사이에 결합된 전류 싱크 스위치;
    상기 정전류 싱크의 제 1 노드와 상기 전압원 공통부 사이에 결합된 타이밍 커패시터; 및
    소정 기준 전압부에 결합된 제 1 입력부, 상기 타이밍 커패시터에 결합된 제 2 입력부, 및 출력부를 갖는 전압 비교기를 포함하고,
    상기 전압 비교기의 출력부는 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압보다 클 때 제 1 로직 레벨에 있고, 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압보다 작거나 같을 때에는 제 2 로직 레벨에 있고,
    상기 SMPS로부터의 하이 측 스위치 신호가 제 1 로직 레벨로 갈 때 상기 전류원 스위치는 턴 온되고 상기 정전류원을 상기 타이밍 커패시터에 결합시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압이 증가하고,
    상기 SMPS로부터의 상기 하이 측 스위치 신호가 제 2 로직 레벨로 갈 때 상기 전류원 스위치는 턴 오프되고 상기 정전류원을 상기 타이밍 커패시터로부터 분리시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압이 동일하게 유지되고, 그리고
    상기 SMPS로부터의 50% 펄스 폭 변조(PWM) 주기 신호가 수신될 때 상기 전류 싱크 스위치는 턴 온되고 상기 정전류 싱크를 상기 타이밍 커패시터에 결합시키고, 이로써 상기 타이밍 커패시터의 전압은 상기 하이 측 스위치 신호가 상기 제 2 로직 레벨에 있을 때 증가했던 것보다 두 배 빠르게 감소하고, 상기 하이 측 스위치 신호가 상기 제 1 로직 레벨에 있을 때에는 상기 타이밍 커패시터의 전압은 증가했던 것과 동일한 속도로 감소하는, 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 전압 비교기의 출력부가 상기 제 2 로직 레벨에 있을 때 샘플 신호가 발생되는, 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 타이밍 커패시터와 상기 소정 기준 전압부 사이에 결합된 전압 균등화(equalization) 스위치를 더 포함하고,
    상기 샘플 신호가 발생될 때 상기 전압 균등화 스위치는 턴 온되고 상기 타이밍 커패시터의 전압이 상기 소정 기준 전압과 실질적으로 동일한 전압이 되게 하는, 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 샘플 신호가 발생될 때 상기 파워 인덕터 전류의 샘플이 취해지는, 장치.
  20. 제 16 항의 장치를 포함하는 마이크로컨트롤러.
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