JP2016217746A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】搬送波に、ベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号からベース信号を復調する復調装置であって、アナログスイッチが不要となる復調装置を提供する。
【解決手段】搬送波Ｃｗに、ベース信号が変調されたセンサ変調信号Ｓｍが合成された合成信号ＣＳｗから、ベース信号を復調する復調装置であって、搬送波Ｃｗの極大値をサンプリング開始時点とする半周期である前半の半周期の合成信号ＣＳｗと、前半の半周期に続く後半の半周期の合成信号ＣＳｗとの差を補正前のベース信号Ｓｂａ１とし、合成信号ＣＳｗから基準レベルＶｒを決定し、補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓと基準レベルＶｒとの比に基づいて、補正後のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏを決定する。
【選択図】図５

Description

本発明は、搬送波と、ベース信号が変調された変調信号とが合成された合成信号から、ベース信号を復調する復調装置に関する。

搬送波に、ベース信号が変調された変調信号が重畳された合成信号が知られている。たとえば、ジャイロセンサに備えられる音叉型ＭＥＭＳエレメント（以下、ＭＥＭＳエレメント）は、エレメント駆動信号が入力されて振動し、エレメント駆動信号に、ＭＥＭＳエレメントの角速度に応じて振動する角速度振動信号が重畳した合成信号を出力する。この場合、エレメント駆動信号が搬送波であり、角速度振動信号が変調信号である。また、ベース信号はＭＥＭＳエレメントの角速度である。

この合成信号は、温度変化、低周波ノイズなど、比較的低速で変化する因子（以下、低速変化因子）の影響を受けて変動することがある。したがって、復調装置は、合成信号から、低速変化因子の影響を除去してベース信号を検出する必要がある。

特許文献１には、搬送波と変調信号が合成された合成信号ではない一般的なセンサ信号から、不要成分を除去する方法が開示されている。特許文献１に開示されている方法は、予め設定した基準値をＡＤ変換した値と、信号測定値をＡＤ変換した値との比を算出することで、検出対象信号に含まれている不要成分を除去する方法である。

また、特許文献１に開示されている方法は、基準値をＡＤ変換した値と、信号測定値をＡＤ変換した値とを得るために、ＡＤ変換回路に入力する信号を、基準値とするか、検出対象信号とするかを切り替えるアナログスイッチを必要とする。

特許文献２には、ジャイロセンサのエレメントを自励共振回路を用いて振動させる技術が開示されている。

特開２０００−２８３７９０号公報 特開２０１５−２１７８２号公報

特許文献１に開示されている方法は、アナログスイッチがＡＤ変換回路に入力する信号を、基準値とするか、検出対象信号とするかを切り替えるためのスイッチ切り替え処理が必要である。そのため、処理時間が長くなるという問題がある。

また、基準値をＡＤ変換した値を取得するタイミングと、信号測定値をＡＤ変換した値を取得するタイミングとが相違する。このタイミングの相違により、低速変化因子による影響を十分に除去できないという問題もある。

さらに、アナログスイッチと、アナログスイッチを制御する回路が必要となるので、回路規模が大きくなってしまう。また、回路規模が大きく、かつ、スイッチ切り替え処理が必要となることから、消費電力が大きいという問題もあった。

本発明は、この事情に基づいて成されたものであり、その目的とするところは、搬送波に、ベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号からベース信号を復調する復調装置であって、アナログスイッチが不要となる復調装置を提供することにある。

上記目的は独立請求項に記載の特徴の組み合わせにより達成され、また、下位請求項は、発明の更なる有利な具体例を規定する。特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

上記目的を達成するための本発明は、搬送波に、ベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号から、ベース信号を復調する復調装置であって、
搬送波の極大値および極小値のいずれか一方をサンプリング開始時点とする半周期である前半の半周期の合成信号と、前半の半周期に続く後半の半周期の合成信号との差を、補正前のベース信号に決定する補正前ベース信号決定部（４２）と、
合成信号から基準レベルを決定する基準レベル決定部（４２）と、
補正前ベース信号決定部が決定した補正前のベース信号と、基準レベル決定部が決定した基準レベルとの比に基づいて、補正後のベース信号を決定するベース信号決定部（５０）と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、補正前ベース信号決定部は、前半の半周期の合成信号と、後半の半周期の合成信号との差を算出する。サンプリング開始時点を搬送波の極大値および極小値のいずれか一方としているので、合成信号の前半の半周期に含まれている搬送波成分の大きさと、合成信号の後半の半周期に含まれている搬送波成分の大きさは同じになる。したがって、前半の半周期の合成信号と、後半の半周期の合成信号との差を算出すると、搬送波成分が除去される。その結果、前半の半周期の合成信号と、後半の半周期の合成信号との差は、ベース信号の信号レベルを示す。

ただし、このベース信号の信号レベルは温度等の低速変化因子の影響を受けてレベルが変動するので、さらに、低速変化因子の影響を除去した値とする補正が必要である。そこで、前半の半周期の合成信号と後半の半周期の合成信号との差を、補正前のベース信号とする。

また、基準レベル決定部では合成信号から基準レベルを決定する。基準レベルも、合成信号から決定しているので、低速変化因子の影響を受けて変動する。

ベース信号決定部では、これら、ともに低速変化因子の影響を受けて値が変動する補正前のベース信号と基準レベルとの比に基づいて、補正後のベース信号を決定するので、低速変化因子の影響が除去あるいは軽減されたベース信号を決定できる。

そして、補正前のベース信号と基準レベルは、ともに合成信号から決定するので、従来技術が必要としていたアナログスイッチが不要となる。アナログスイッチが不要となるので、処理時間を短くでき、基準レベルと補正前のベース信号との取得タイミングに差が生じることも抑制でき、回路規模の増大、消費電力の増加も抑制できる。

実施形態のジャイロセンサ装置１の構成図である。 図１のエレメント１０の振動方向を説明する図である。 図１の自励共振駆動回路３０の構成を示す図である。 図１のＴＡＤ４１の構成を示す図である。 第１実施形態での加減算器４２における加減算を説明する図である。 第２実施形態での加減算器４２における加減算を説明する図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１のジャイロセンサ装置１は、エレメント１０と、センサ回路部２０とを備えている。センサ回路部２０は、自励共振駆動回路３０と、デジタル同期検波回路４０、デジタル補正回路５０、ＥＰＲＯＭ６０を備えている。センサ回路部２０が復調装置に相当する。

エレメント１０には、自励共振駆動回路３０から駆動信号Ｓｄｒが入力される。このエレメント１０は、ここでは図２に示す公知のＭＥＭＳ音叉型エレメントであるとする。エレメント１０は、駆動信号Ｓｄｒが入力されることにより、駆動信号Ｓｄｒが示す周波数で振動する。駆動信号Ｓｄｒによる振動を、以下、駆動振動とし、駆動振動を表す波を搬送波Ｃｗとする。

このエレメント１０に回転方向の外力が加えられると、図２に示すように、エレメント１０は、搬送波Ｃｗに対して（すなわち駆動振動に対して）、直交する方向にも振動する。この振動は、エレメント１０に加えられる外力が、駆動振動により変調された信号であるので、以下、センサ変調信号Ｓｍとする。センサ変調信号Ｓｍは、搬送波Ｃｗに対して位相が９０度ずれた信号である。

エレメント１０からは、搬送波Ｃｗにセンサ変調信号Ｓｍが重畳した信号である合成信号ＣＳｗが出力される。なお、エレメント１０から出力される合成信号ＣＳｗはアナログ信号である。

自励共振駆動回路３０には合成信号ＣＳｗが入力され、この合成信号ＣＳｗに基づいて駆動信号Ｓｄｒを生成する。本実施形態の自励共振駆動回路３０には、特許文献２に開示されている自励共振回路と同じものを用いている。したがって、自励共振駆動回路３０は、図３に示すように、リングオシレータ３１と、時間デジタル値変換回路（time to digital converter、以下、ＴＤＣという）３２と、デジタル制御発振回路（digitally controlled oscillator、以下、ＤＣＯという）３３と、制御回路３４とを備えている。

リングオシレータ３１はデジタル発振回路である。このリングオシレータ３１は、公知の構成であり、リング状に連結された複数の反転回路を有しており、各反転回路により、パルス信号として入力された入力信号を順次反転して周回させる。各反転回路に対応した複数の出力端子からは、各反転回路での反転動作時間の定数倍を１周期とするパルス信号がそれぞれ出力される。複数の出力端子から出力されるパルス信号は、ＴＤＣ３２およびＤＣＯ３３に入力される。

ＴＤＣ３２には、合成信号ＣＳｗが入力されるとともに、ＤＣＯ３３から駆動信号Ｓｄｒがフィードバックされて入力される。ＴＤＣ３２は、駆動信号Ｓｄｒに対する合成信号ＣＳｗの位相差をデジタル時間情報として検出する。この位相差は、具体的には、駆動信号Ｓｄｒのパルス立ち上がり時間から合成信号ＣＳｗの立ち上がり時間までの時間差を計測することになる。この時間差の計測において、ＴＤＣ３２は、リングオシレータ３１が発生するパルス信号をクロックパルスとして用いる。

ＤＣＯ３３は、制御回路３４から入力される制御信号に基づく周期の駆動信号Ｓｄｒを出力する。この周期の決定において、ＤＣＯ３３は、リングオシレータ３１からのパルス信号をクロックパルスとして用いる。ＤＣＯ３３が出力する駆動信号Ｓｄｒは、エレメント１０に入力されるとともに、ＴＤＣ３２へも入力される。

制御回路３４は、ＴＤＣ３２が検出した位相差が、予め設定された共振位相差となるように、駆動信号Ｓｄｒの周期（換言すれば駆動信号Ｓｄｒの周波数）を制御する。この制御は、ＤＣＯ３３にデジタル信号である制御信号を出力することで行なう。なお、共振位相差とは、ある物体が共振状態となっているときの、外力の位相と物体の振動の位相との位相差である。この共振位相差は略９０度であることが知られている。ただし、種々の条件により、９０度からややずれることもあり、共振位相差の具体的数値としては、たとえば８７度とされることもある。

制御回路３４が駆動信号Ｓｄｒの周波数を制御するのは、エレメント１０に入力される外力の位相に対するエレメント１０の振動位相のずれは、周波数に依存することが知られているからである。具体的には、共振周波数よりも低い周波数では、外力の位相に対するエレメント１０の振動位相の位相遅れは、略９０度である共振位相差よりも小さい位相遅れとなる。一方、共振周波数よりも高い周波数では、外力の位相に対する振動子の振動位相の位相遅れは、共振位相差よりも大きい位相遅れとなる。よって、駆動信号Ｓｄｒの周波数を高くしたり低くしたりすることで、検出される位相差を調整できる。

デジタル同期検波回路４０は、同期検波により合成信号ＣＳｗからベース信号Ｓｂａを取り出す回路である。ベース信号Ｓｂａは具体的には角速度信号である。デジタル同期検波回路４０は、時間ＡＤ変換回路（以下、ＴＡＤ）４１と、加減算器４２を備える。

ＴＡＤ４１は、特許文献１、２にも開示されている公知の構成であり、たとえば、図４に示す構成を備える。図４に示すＴＡＤ４１は、ＮＡＤゲート４１１と、リング状に連結された偶数個数のインバータ４１２とがリング状に連結されているリングゲート遅延回路４１３と、カウンタ４１４と、ラッチ回路４１５と、パルスセレクタ４１６と、エンコーダ４１７と、信号処理回路４１８を備えている。なお、インバータ４１２はパルス信号遅延ユニットであり、リングゲート遅延回路４１３はパルス遅延回路に相当する。

ＴＡＤ４１は、入力電圧変動型のＡＤ変換回路であり、ＮＡＤゲート４１１、インバータ４１２には、入力電圧Ｖｉｎとして、合成信号ＣＳｗが入力される。この合成信号ＣＳｗのレベルに応じて、パルス信号Ｐｉｎがリングゲート遅延回路４１３を周回する時間が変化する。カウンタ４１４は、パルス信号Ｐｉｎがリングゲート遅延回路４１３を周回する回数をカウントする。ラッチ回路４１５は、カウンタ４１４の計数値をラッチする。パルスセレクタ４１６は、リングゲート遅延回路４１３におけるパルス信号Ｐｉｎの周回位置を検出する。エンコーダ４１７は、パルスセレクタ４１６が検出している周回位置をデジタル値で出力する。

信号処理回路４１８は、ラッチ回路４１５、エンコーダ４１７からの信号に基づいて、サンプリングクロック信号ＣＫｓが入力される毎に、パルス信号Ｐｉｎがリングゲート遅延回路４１３を周回した回数と周回位置に対応したデジタルデータＤＴを決定する。

本実施形態では、サンプリングクロック信号ＣＫｓの周波数（すなわち、サンプリング周波数ｆｓ）は、搬送波周波数ｆｃの２倍に設定されている。すなわち、サンプリング周期Ｔｓは、搬送波周期Ｔｃの０．５倍に設定されている。なお、ＴＡＤ４１は、自励共振駆動回路３０から、駆動信号Ｓｄｒ（すなわち搬送波）を取得して、サンプリングクロック信号ＣＫｓの発生タイミングを決定する。

この構成により、ＴＡＤ４１は、サンプリング周期Ｔｓの間の合成信号ＣＳｗの平均レベルを出力する。

加減算器４２は、ＴＡＤ４１が出力する前半合成信号レベルと後半合成信号レベルとの差を算出する。ここで、前半合成信号レベルは、搬送波の前半の半周期における合成信号ＣＳｗのレベルあり、後半合成信号レベルは、搬送波の後半の半周期における合成信号ＣＳｗのレベルである。また、加減算器４２は、ＴＡＤ４１が出力する前半合成信号レベルと後半合成信号レベルとの和も算出する。

上記差は、次に詳述するように補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓとなり、上記和は搬送波の平均レベルとなる。すなわち、加減算器４２は、補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓと、搬送波Ｃｗの平均レベルを演算する。また、搬送波Ｃｗの平均レベルは基準レベルＶｒとして用いる。したがって、加減算器４２は、請求項の補正前ベース信号決定部および基準レベル決定部に相当する。

デジタル補正回路５０は、加減算器４２が算出した搬送波Ｃｗの平均レベルを基準レベルＶｒとして、基準レベルＶｒに対するベース信号Ｓｂａの信号レベルＶｓの比（＝Ｖｓ／Ｖｒ）を、真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏとして算出する。加えて、出力する真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏの大きさを補正する感度補正を行ってもよい。ＥＰＲＯＭ６０には、デジタル補正回路５０で用いる感度補正係数が記憶されている。真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏは、補正後のベース信号の信号レベルであり、デジタル補正回路５０は、請求項のベース信号決定部に相当する。

次に、加減算器４２が算出する上記差が補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓとなり、上記和が搬送波の平均レベルとなることを、図５を用いて説明する。まず、上記差が補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓとなることを説明する。

図５（ｂ）は、合成信号ＣＳｗを概念的に示す図であり、図５（ａ）は合成信号ＣＳｗに含まれているセンサ変調信号Ｓｍを概念的に示している。図５（ｃ）はサンプリング周期Ｔｓを示しており、図５（ｄ）は、ＴＡＤ４１が出力するデジタルデータＤＴを示している。

加減算器４２は、図５に示す前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの平均レベルと、後半サンプリング区間Ｓｅｂの合成信号ＣＳｗの平均レベルの差を算出する。これは、図５（ｂ）に示す面積Ｓ３−面積Ｓ４を算出していることを意味する。

前半サンプリング区間Ｓｅｆは、搬送波Ｃｗの極大値から開始し、搬送波Ｃｗの極小値までの区間である。また、センサ変調信号Ｓｍは搬送波Ｃｗの位相と９０度ずれているので、前半サンプリング区間Ｓｅｆは、センサ変調信号Ｓｍの０度から１８０度までとなっている。

後半サンプリング区間Ｓｅｂは、搬送波Ｃｗの極小値から開始し、搬送波Ｃｗの極大値までの区間である。また、後半サンプリング区間Ｓｅｂは、センサ変調信号Ｓｍの１８０度から３６０度までの区間である。

図５（ｂ）から分かるように、前半サンプリング区間Ｓｅｆにおける搬送波Ｃｗの平均レベルと、後半サンプリング区間Ｓｅｂにおける搬送波Ｃｗの平均レベルは等しい。

したがって、前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの平均レベルと、後半サンプリング区間Ｓｅｂの間の合成信号ＣＳｗの平均レベルの差を算出することで、搬送波Ｃｗの成分が除去される。よって、この差は、センサ変調信号Ｓｍのレベルを表している。

また、面積Ｓ３−面積Ｓ４は、センサ変調信号Ｓｍにとっては、図５（ａ）に示す面積Ｓ１−面積Ｓ２を演算していることになる。これは、事実上、図５（ａ）に示す面積Ｓａと面積Ｓｂの和を算出していることになる。

したがって、前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの平均レベルと、後半サンプリング区間Ｓｅｂの間の合成信号ＣＳｗの平均レベルの差を算出することで、センサ変調信号Ｓｍについては、補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓとなる。

よって、前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの平均レベルと、後半サンプリング区間Ｓｅｂの間の合成信号ＣＳｗの平均レベルの差は、補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓとなる。

次に、加減算器４２が算出する上記和が搬送波の平均レベルとなることを図５を用いて説明する。上記和は、図５（ｂ）に示す面積Ｓ３＋面積Ｓ４を算出することを意味する。

図５（ｂ）から分かるように、前半サンプリング区間Ｓｅｆにおける搬送波Ｃｗの平均レベル、後半サンプリング区間Ｓｅｂにおける搬送波Ｃｗの平均レベルは、ともに、搬送波Ｃｗの平均レベル、すなわちバイアスレベルＶｂとなる。また、面積Ｓ３＋面積Ｓ４は、センサ変調信号Ｓｍにとっては、図５（ａ）に示す面積Ｓａ−面積Ｓｂを算出していることになる。これらのことから、面積Ｓ３＋面積Ｓ４は、面積Ｓｃ＋面積Ｓｄを算出していることになる。

よって、前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの平均レベルと、後半サンプリング区間Ｓｅｂの間の合成信号ＣＳｗの平均レベルの和は、搬送波Ｃｗの平均レベルを意味する。

補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓ、および、基準レベルＶｒすなわち搬送波Ｃｗの平均レベルは、いずれも、温度変化など低速変化因子の影響を受けた値となっている可能性がある。

そこで、デジタル補正回路５０において、Ｖｓ／Ｖｒを真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏとする。分母と分子ともに、同じ低速変化因子の影響を受けているので、信号レベルＶｏは、低速変化因子の影響が除去されることになる。したがって、Ｖｓ／Ｖｒを真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏとするのである。

ここで、予め設定した標準条件で算出した真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏをＶｏａとする。そして温度変化などにより、バイアスレベルＶｂが３０％減少したとする。この状態を、条件変動状態とする。この場合、補正前のベース信号Ｓｂａ１のレベルは、要順条件における補正前のベース信号Ｓｂａ１に対して３０％減少する。しかし、基準レベルＶｒも標準条件に対して３０％減少する。

したがって、条件変動状態における真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏｂは、標準条件における真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏａと等しくなる。つまり、Ｖｓ／Ｖｒを真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏとすることで、低速変化因子の影響を除去することができる。

また、本実施形態のジャイロセンサ装置１は、アナログスイッチを備えていない。したがって、処理時間を短くでき、基準レベルＶｒと補正前のベース信号Ｓｂ１の信号レベルＶｓの取得タイミングに差が生じることも抑制でき、回路規模の増大、消費電力の増加も抑制できる。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態を説明する。この第２実施形態以下の説明において、それまでに使用した符号と同一番号の符号を有する要素は、特に言及する場合を除き、それ以前の実施形態における同一符号の要素と同一である。また、構成の一部のみを説明している場合、構成の他の部分については先に説明した実施形態を適用できる。

第２実施形態では、ＴＡＤ４１のサンプリング周期Ｔｓ、加減算器４２における演算、および、デジタル補正回路５０における処理が、第１実施形態と相違する。また、第２実施形態では、搬送波Ｃｗの振幅レベルＡｃを基準レベルＶｒとして用いる。

第２実施形態では、サンプリングクロック信号ＣＫｓの周波数（すなわち、サンプリング周波数ｆｓ）は、搬送波周波数ｆｃの４倍に設定されている。すなわち、サンプリング周期Ｔｓは、搬送波周期Ｔｃの０．２５倍に設定されている。

加減算器４２は、搬送波Ｃｗの１周期を、搬送波Ｃｗの０．２５周期毎に、第１サンプリング区間Ｓｅ１、第２サンプリング区間Ｓｅ２、第３サンプリング区間Ｓｅ３、第４サンプリング区間Ｓｅ４に区分する。

そして、ＴＡＤ４１が出力する第１サンプリング区間Ｓｅ１の合成信号ＣＳｗと、第２サンプリング区間Ｓｅ２の合成信号ＣＳｗの和（以下、第１加算値）を算出する。また、ＴＡＤ４１が出力する第３サンプリング区間Ｓｅ３の合成信号ＣＳｗと、第４サンプリング区間Ｓｅ４の合成信号ＣＳｗの和（以下、第２加算値）も算出する。そして、第１加算値−第２加算値を算出する。

図６（ｂ）に示すように、第１サンプリング区間Ｓｅ１の合成信号ＣＳｗのレベルは、面積Ｓ３ａを算出していることを意味し、第２サンプリング区間Ｓｅ２の合成信号ＣＳｗのレベルは、面積Ｓ３ｂを算出していることを意味する。よって、第１加算値は、面積Ｓ３を算出していることを意味する。

また、第３サンプリング区間Ｓｅ３の合成信号ＣＳｗのレベルは、面積Ｓ４ａを算出していることを意味し、第４サンプリング区間Ｓｅ４の合成信号ＣＳｗのレベルは、面積Ｓ４ｂを算出していることを意味する。よって、第２加算値は、面積Ｓ４を算出していることを意味する。

これらのことから、第１加算値−第２加算値は、面積Ｓ３−面積Ｓ４を算出していることを意味する。図６（ａ）に示すように、面積Ｓ３は、センサ変調信号Ｓｍについては、面積Ｓ１ａと面積Ｓ１ｂの和、すなわち、面積Ｓ１を算出していることになる。また、面積Ｓ４は、センサ変調信号Ｓｍについては、面積Ｓ２ａと面積Ｓ２ｂの和、すなわち、面積Ｓ２を算出していることになる。したがって、第１加算値−第２加算値は、補正前のベース信号Ｓｂａ１の信号レベルＶｓとなる。

加減算器４２は、さらに、ＴＡＤ４１が出力する第１サンプリング区間Ｓｅ１の合成信号ＣＳｗと、第２サンプリング区間Ｓｅ２の合成信号ＣＳｗとの差（以下、第１差分）を算出する。また、ＴＡＤ４１が出力する第３サンプリング区間Ｓｅ３の合成信号ＣＳｗと、第４サンプリング区間Ｓｅ４の合成信号ＣＳｗとの差（以下、第２差分）も算出する。そして、第１差分−第２差分を算出する。

第１差分は、図６（ｂ）に示す面積Ｓ３ａ−面積Ｓ３ｂを算出していることを意味する。図６（ａ）から分かるように、センサ変調信号Ｓｍに関しては、第１サンプリング区間Ｓｅ１のレベルと、第２サンプリング区間Ｓｅ２のレベルは同じである。したがって、第１差分を算出することで、センサ変調信号Ｓｍの成分は除去される。

第２差分は、図６（ｂ）に示す面積Ｓ４ａ−面積Ｓ４ｂを算出していることを意味する。図６（ａ）から分かるように、センサ変調信号Ｓｍに関しては、第３サンプリング区間Ｓｅ３のレベルと、第４サンプリング区間Ｓｅ４のレベルは同じである。したがって、第２差分を算出する場合も、センサ変調信号Ｓｍの成分は除去される。

よって、第１差分−第２差分＝面積Ｓ３ａ−面積Ｓ３ｂ−（面積Ｓ４ａ−面積Ｓ４ｂ）は、図６（ｂ）に示す面積Ｓｉ＋面積Ｓｊ＋面積Ｓｋ＋面積Ｓｌを算出していることになる。

面積Ｓｉ＋面積Ｓｊ＋面積Ｓｋ＋面積Ｓｌは、搬送波Ｃｗの振幅レベルＡｃを意味する。第２実施形態では、この搬送波の振幅レベルＡｃを基準レベルＶｒとする。基準レベルＶｒを算出した後、Ｖｓ／Ｖｒを真のベース信号Ｓｂａ２の信号レベルＶｏとする点は第１実施形態と同じである。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、次の変形例も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。

＜変形例１＞
たとえば、前述の実施形態では、搬送波Ｃｗとセンサ変調信号Ｓｍの周波数は同じであり、搬送波Ｃｗの位相に対してセンサ変調信号Ｓｍの位相が９０度ずれていることにより、搬送波Ｃｗとセンサ変調信号Ｓｍとが直交関係になっていた。しかし、これに限られず、センサ変調信号Ｓｍの周波数が搬送波Ｃｗの周波数の整数倍、たとえば２倍あるいは４倍となっていることにより、搬送波Ｃｗとセンサ変調信号Ｓｍとが直交関係になっていてもよい。搬送波Ｃｗとセンサ変調信号Ｓｍとが直交関係になっていれば、第１実施形態および第２実施形態で説明した方法により、合成信号ＣＳｗから、真のベース信号Ｓｂ２の信号レベルＶｏを得ることができる。

＜変形例２＞
前述の実施形態では、搬送波Ｃｗが極大値となる時点をサンプリング開始時点としていたが、搬送波Ｃｗが極小値となる時点をサンプリング開始時点としてもよい。

＜変形例３＞
前述の実施形態では、ＴＡＤ４１により、アナログ信号である合成信号ＣＳｗをデジタルデータに変換していたが、ＴＡＤ４１以外の形式のＡＤ変換回路により、アナログ信号である合成信号ＣＳｗをデジタルデータに変換してもよい。また、アナログ信号である合成信号ＣＳｗに対して、加減算処理を行なって、補正前のベース信号や基準レベルを決定してもよい。

＜変形例４＞
前述の実施形態では合成信号ＣＳｗは電圧信号であったが、合成信号ＣＳｗが電流信号であってもよい。

１：ジャイロセンサ装置 １０：エレメント ２０：センサ回路部 ３０：自励共振駆動回路 ３１：リングオシレータ ３４：制御回路 ４０：デジタル同期検波回路 ４２：加減算器 ５０：デジタル補正回路 ６０：ＥＰＲＯＭ ４１１：ＮＡＤゲート ４１２：インバータ ４１３：リングゲート遅延回路 ４１４：カウンタ ４１５：ラッチ回路 ４１６：パルスセレクタ ４１７：エンコーダ ４１８：信号処理回路

Claims (10)

1. 搬送波に、ベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号から、前記ベース信号を復調する復調装置であって、
   前記搬送波の極大値および極小値のいずれか一方をサンプリング開始時点とする半周期である前半の半周期の前記合成信号と、前記前半の半周期に続く後半の半周期の前記合成信号との差を、補正前の前記ベース信号に決定する補正前ベース信号決定部（４２）と、
   前記合成信号から基準レベルを決定する基準レベル決定部（４２）と、
   前記補正前ベース信号決定部が決定した補正前の前記ベース信号と、前記基準レベル決定部が決定した前記基準レベルとの比に基づいて、補正後の前記ベース信号を決定するベース信号決定部（５０）と、を備えることを特徴とする復調装置。
2. 請求項１において、
   前記基準レベル決定部は、前記前半の半周期の前記合成信号と、前記後半の半周期の前記合成信号との和を、前記基準レベルとすることを特徴とする復調装置。
3. 請求項１において、
   前記基準レベル決定部は、
   前記サンプリング開始時点後、搬送波の１周期を、搬送波の０．２５周期毎に、第１サンプリング区間、第２サンプリング区間、第３サンプリング区間、第４サンプリング区間に区分し、
   前記第１サンプリング区間の前記合成信号と、前記第２サンプリング区間の前記合成信号との差を第１差分とし、
   前記第３サンプリング区間の前記合成信号と、前記第４サンプリング区間の前記合成信号との差を第２差分とし、
   前記第１差分と前記第２差分との差を、前記基準レベルとすることを特徴とする復調装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項において、
   前記変調信号が、前記搬送波に対して直交していることを特徴とする復調装置。
5. 請求項４において、
   前記変調信号の位相が、前記搬送波の位相に対して９０度ずれていることを特徴とする復調装置。
6. 請求項４において、
   前記変調信号の周波数が、前記搬送波の周波数の整数倍であることを特徴とする復調装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項において、
   アナログ信号として前記搬送波が入力されて、入力された前記搬送波をデジタルデータで出力するＡＤ変換回路（４１）を備え、
   前記補正前ベース信号決定部は、前記ＡＤ変換回路が出力するデジタルデータに基づいて、補正前の前記ベース信号を決定し、
   前記基準レベル決定部は、前記ＡＤ変換回路が出力するデジタルデータに基づいて、前記基準レベルを決定することを特徴とする復調装置。
8. 請求項７において、
   前記ＡＤ変換回路は、複数のパルス信号遅延ユニットを直列接続したパルス遅延回路（４１３）を備え、アナログ信号である前記合成信号が入力信号として前記パルス遅延回路に入力され、一定時間毎に、パルス信号が通過した前記パルス信号遅延ユニットの数に基づいて、前記搬送波をデジタルデータに変換することを特徴とする復調装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項において、
   前記合成信号が電圧信号であることを特徴とする復調装置。
10. 請求項１〜８のいずれか１項において、
    前記合成信号が電流信号であることを特徴とする復調装置。

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