JP2016133374A - 変位測定装置および変位測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力が少なくかつ正確な測定を行う変位測定装置を提供する。
【解決手段】位相検出部は、スケール信号のエッジのタイミングでサンプリング信号を出すサンプリング信号生成部と、クロックパルスに基づいて一定時間毎にカウント値をカウントアップするとともに前記サンプリング信号で指示されるタイミングでカウント値を出力するカウンタと、スケール信号のエッジの極性が立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかを判定し、サンプリング信号が出たエッジが立ち下がりエッジである場合に調整信号を出すエッジ極性判定部と、調整信号を受けた場合には、前記カウンタから出力されたカウント値に対し所定の調整量を加算する調整部と、を備える。
【選択図】図１６

Description

本発明は変位測定装置および変位測定方法に関する。具体的には、相対変位に応じて変化する検出信号に基づいて固定要素に対する可動要素の相対変位を測定する技術に関する。

固定要素に対する可動要素の変位を検出する変位測定装置、いわゆるエンコーダ、が知られている（例えば特許文献１−４）。エンコーダは、デジタルノギス、デジタルマイクロメータ、デジタルインジケータ等のいわゆる小型測定器の変位検出部に使われるのはもちろん、移動テーブル等の各種位置決めに幅広く利用されている。

エンコーダとしては、光学式、静電容量式、磁気式などがある。一例として静電容量式を例に挙げる。なお、検出原理という点では光学式や磁気式でも本質的には同じである。静電容量式エンコーダは、メインスケールと、メインスケールに対して相対移動可能であるとともにメインスケールに対する相対変位を検出する検出ヘッドと、を有する。メインスケールを固定要素とし検出ヘッドを可動要素とすることが一般的であるが、逆にしてもよい。メインスケールと検出ヘッドとにはそれぞれ多数の電極が配設される。メインスケールと検出ヘッドとの相対変位に伴って電極パターン間に周期的な容量変化が生じる。この周期的な容量変化の信号を取り出すことによって変位の検出を行う。

電極に生じる周期的な信号、すなわち位相信号を取り出すのであるが、サンプリング、ミキシング、低域濾過、二値化等の処理により位相信号は周期的方形波信号ＣＭＰとして取り出される。周期的方形波信号ＣＭＰは、そのエッジに位相情報を担っている。位相検出回路は、方形波信号ＣＭＰの位相情報をデジタル値で出力する。例えば、ループカウンタをクロックに合わせてカウントアップしておき、方形波信号ＣＭＰのエッジのタイミングでカウント値をサンプリングすれば、位相情報をデジタル値として取り出せる。位相情報が得られれば、位相情報と電極配列のピッチ寸法との対比から、検出ヘッドの相対変位が換算で求められる。表示ちらつきの低減や、増幅器，比較器等のオフセット相殺のため、デジタル値としての位相情報を所定回数サンプリングして、平均化処理を行うこともある。

特公平０６−０６４１００号公報 特許２９０９３３８号 特許２８７８９１３号 特許２７３８９９６号

前記のように、方形波信号ＣＭＰのエッジのタイミングでカウント値をサンプリングすれば位相情報をデジタル値として取り出せる。
ただし、サンプリングを行うタイミングを立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかのどちらか一方に決めておく必要がある。
周期的方形波信号ＣＭＰのエッジに位相情報があるわけであるが、例えば立ち上がりエッジが０°に相当するとすれば、立ち下がりエッジは１８０°を意味することになる。
立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを区別せずに無分別にカウンタ値を取り込むと、カウンタ値と位相との対応がズレてしまうことになる。
複数回のサンプリング値を平均化する場合であっても、やはり、サンプリングを開始するエッジ極性を立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかのどちらか一方に決めておく必要がある。

この場合の問題点を図１９、図２０を用いて説明する。
図１９は、サンプルイネーブル信号ＥＮＢと周期的方形波信号ＣＭＰとの関係を示すタイミングチャートである。
サンプルイネーブル信号は一定周期、例えば１００ｍｓｅｃ間隔で立ち上がる信号であり、サンプルイネーブル信号の立ち上がりにより、カウント値のサンプリングが開始になる。
周期的方形波信号ＣＭＰについては、メインスケールと検出ヘッドとの相対位置に応じた位相情報を持ちつつ、立ち上がりと立ち下がりとを繰り返す。
サンプルイネーブル信号の立ち上がりのあと、周期的方形波信号ＣＭＰの立ち上がりからサンプリングを開始し、各エッジのタイミングでカウント値を所定回数サンプリングする。ここではカウント値を続けて４回サンプリングして平均化処理を行うとする。したがって、サンプルイネーブル信号の立ち上がりのあと、周期的方形波信号ＣＭＰの最初の立ち上がりから各エッジのタイミングでサンプリング信号が４回オンになって、このサンプリング信号のオンタイミングでカウント値のサンプリングを行う。

サンプルイネーブル信号が立ち上がった後、周期的方形波信号ＣＭＰの最初の立ち上がりが来るまでは待ち時間ｔｗが発生することになる。図２０のように、サンプルイネーブル信号の立ち上がりのあと、周期的方形波信号ＣＭＰの最初のエッジが立ち上がりエッジであれば、待ち時間ｔｗは多く見積もっても周期的方形波信号ＣＭＰの半周期未満で収まる。

しかしながら、例えば、図２０のように、サンプルイネーブル信号の立ち上がりのあと周期的方形波信号ＣＭＰの最初のエッジが立ち下がりエッジである場合、待ち時間ｔｗは少なく見積もっても周期的方形波信号ＣＭＰの半周期以上であり、最悪の場合、約一周期分の待ち時間が発生してしまう。この待ち時間ｔｗが長ければそれだけ電力を無駄に消耗することになり、電池で駆動するような小型測定器の場合には電池の耐用年数が大幅に違ってくることになる。

なお、周期的方形波信号ＣＭＰの一周期が２ｍｓｅｃ程度であるとすれば、一周期程度（２ｍｓｅｃ）の待ち時間の有無は問題にならないようにも思えるかもしれないが、そうではない。サンプルイネーブル信号は短周期（例えば１００ｍｓｅｃ）間隔で立ち上がるので、１００ｍｓｅｃ間隔で無駄な電力消費が毎回あると、積もり積もって大きなロスを生む。
また、変位検出に必要になる回路動作というのは８ｍｓｅｃ程度のサンプリング動作とその後わずかの演算処理だけである。
したがって、サンプルイネーブル信号がオンになったあと２０ｍｓｅｃ程度の回路動作があって、その後の時間（８０ｍｓｅｃ以上）というのは次のサンプルイネーブル信号のオンまで回路動作はほとんど無く、電力消費は限りなく抑制されるようになっている。となると、残された大きな電力消費は前記待ち時間ｔｗの長さに起因しており、この待ち時間ｔｗが短くなれば、極限的に消費電力が少ない変位測定装置とすることができる。

本発明の目的は、電力の消費をさらに少なくした変位測定装置を提供することにある。

本発明の変位測定装置は、
メインスケールと、
前記メインスケールに対して相対変位可能に設けられ、前記メインスケールに対する相対変位に応じて位相が変化する周期的信号を出力する検出ヘッドと、
前記周期的信号をエッジに位相情報を持つ矩形波のスケール信号に復調する復調部と、
前記スケール信号の位相情報をエッジのタイミングで検出する位相検出部と、を備え、
前記位相検出部は、
前記スケール信号のエッジのタイミングでサンプリング信号を出すサンプリング信号生成部と、
クロックパルスに基づいて一定時間毎にカウント値をカウントアップするとともに前記サンプリング信号で指示されるタイミングでカウント値を出力するカウンタと、
前記スケール信号のエッジの極性が立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかを判定し、前記サンプリング信号が出たエッジが立ち下がりエッジである場合に調整信号を出すエッジ極性判定部と、
前記調整信号を受けた場合には、前記カウンタから出力された前記カウント値に対し所定の調整量を加算する調整部と、を備える
ことを特徴とする。

本発明では、
さらに、ｋ個のサンプリング値の平均を算出する平均演算実行部を有し、
前記カウンタは、基準信号に同期し、基準信号の２分のｋ周期をカウント値の１回転とするループカウンタであり、
前記サンプリング信号生成部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号のエッジのタイミングで連続ｋ回のサンプリング信号を出し、
前記エッジ極性判定部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号の最初のエッジが立ち下がりエッジであった場合に前記調整信号を出し、
前記調整部は、前記カウンタから出力されるカウント値に対し、カウンタ一周期のｋ分の１に相当する値を調整量として加算する
ことが好ましい。
ｋは自然数である。

本発明では、
さらに、ｋ個のサンプリング値の平均を算出する平均演算実行部を有し、
前記カウンタは、基準信号に同期し、基準信号の２分の（ｋ＋α）周期をカウント値の１回転とするループカウンタであり、
前記サンプリング信号生成部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号のエッジのタイミングで連続ｋ回のサンプリング信号を出し、
前記エッジ極性判定部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号の最初のエッジが立ち下がりエッジであった場合に前記調整信号を出し、
前記調整部は、前記カウンタから出力されるカウント値に対し、カウンタ一周期分の（ｋ＋α）分の１に相当する値を調整量として加算する
ことが好ましい。
ｋおよびαは自然数である。

本発明では、
立ち上がりエッジを立ち下がりエッジと読み替え、
立ち下がりエッジを立ち上がりエッジと読み替えてもよい。

本発明の変位測定方法は、
メインスケールと、
前記メインスケールに対して相対変位可能に設けられ、前記メインスケールに対する相対変位に応じて位相が変化する周期的信号を出力する検出ヘッドと、
前記周期的信号をエッジに位相情報を持つ矩形波のスケール信号に復調する復調部と、
前記スケール信号の位相情報を前記エッジのタイミングで検出する位相検出部と、を備える変位測定装置の変位測定方法であって、
クロックパルスに基づいて一定時間毎にカウント値をカウントアップし、
前記スケール信号のエッジのタイミングで前記カウント値をサンプリングし、
前記スケール信号のエッジの極性が立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかを判定し、
前記カウント値をサンプリングしたタイミングのエッジが立ち下がりエッジである場合には、サンプリングされた前記カウント値に対し所定の調整量を加算する
ことを特徴とする。

エンコーダの全体構成を示す図。 メインスケールに設けられた電極パターンを示す図。 検出ヘッドに設けられた電極パターンを示す図。 送信電極と検出電極との間の容量値の変化を示す図。 送信電極と検出電極との間の容量値の変化を示す図。 検出信号Ｂ１、Ｂ２同士の減算処理後を示す図。 検出信号Ｂ１、Ｂ２同士の加算処理後を示す図。 信号処理部の機能ブロック図。 密位相検出部の機能ブロック図。 カウンタがカウントアップしていく様子を示す図。 スケール信号ＣＭＰのエッジのタイミングでカウント値をサンプリングする様子を示す図。 スケール信号ＣＭＰのエッジのタイミングでカウント値をサンプリングする様子を示す図。 ４つ分のカウント値から平均値を求める様子を示す図。 ４つ分のカウント値から平均値を求める様子を示す図。 ４つ分のカウント値から平均値を求める様子を示す図。 調整処理を示す図。 ２つ分のカウント値から平均値を求める様子を示す図。 ２つ分のカウント値から平均値を求める様子を示す図。 サンプルイネーブル信号ＥＮＢと周期的方形波信号ＣＭＰとの関係を示すタイミングチャート。 サンプルイネーブル信号ＥＮＢと周期的方形波信号ＣＭＰとの関係を示すタイミングチャート。

本発明の実施形態を図示するとともに図中の各要素に付した符号を参照して説明する。
（第１実施形態）
本発明の主たるポイントは、二値化処理された位相信号から位相情報をデジタル値として取り出すにあたり、待ち時間ｔｗをできる限り短くすることにある。
したがって、本発明の特徴は信号処理の部分にあるのであるが、話の前提として、本発明を適用するのに好適な変位測定装置（エンコーダ）の構成例から順を追って説明する。

本実施形態では変位測定装置１００としてアブソリュート型の静電容量式エンコーダを例に説明する。
図１は、エンコーダ１００の全体構成を示す図である。
エンコーダ１００は、メインスケール２２と、検出ヘッド２１と、信号処理部と、表示器１７と、を備える。

検出ヘッド２１は、メインスケール２２に対し僅かの間隙を介して対向配置され、メインスケール２２の長手方向に移動可能に設けられている。
メインスケール２２の長手方向を測定軸ｘ方向とする。

メインスケール２２および検出ヘッド２１は、位置検出用の電極パターンを互いの対向面にそれぞれ有する。
図２は、メインスケール２２に設けられた電極パターンを示す図である。
図３は、検出ヘッド２１に設けられた電極パターンを示す図である。

メインスケール２２には、第１受信電極２４ａと、第２受信電極２４ｂと、第１伝達電極２５ａと、第２伝達電極２５ｂと、が設けられている。
図２において各第１受信電極２４ａは下向きの三角形状であり、メインスケール２２の長手方向に沿って一定ピッチ（Ｐｒ）で多数配列されている。
一方、第２受信電極２４ｂは上向きの三角形状であり、同じく、メインスケール２２の長手方向に沿って一定ピッチ（Ｐｒ）で多数配列されている。
第１受信電極２４ａと第２受信電極２４ｂとは櫛歯が噛み合うように配設されている。

第１伝達電極２５ａは、第１受信電極２４ａに並列するように配列されており、第１伝達電極２５ａと第１受信電極２４ａとは一対一で接続されている。第１伝達電極２５ａは、メインスケール２２の長手方向に沿って一定ピッチ（Ｐｔ１）で配設されている。一方、第２伝達電極２５ｂは、第２受信電極２４ｂに並列するように配列されており、第２伝達電極２５ｂと第２受信電極２４ｂとは一対一で接続されている。第２伝達電極２５ｂは、メインスケール２２の長手方向に沿って一定ピッチ（Ｐｔ２）で配設されている。第１伝達電極２５ａの配列ピッチＰｔ１および第２伝達電極２５ｂの配列ピッチＰｔ２は、受信電極２４ａ、２４ｂの配列ピッチＰｒとは異なるようにしてあるが、これについては後述する。なお、Ｐｒ＞Ｐｔ２＞Ｐｔ１としておく。

次に、図３を参照しながら検出ヘッド２１側の電極パターンについて説明する。
検出ヘッド２１には、送信電極２３と、第１検出電極２６ａ，２６ｂと、第２検出電極２７ａ，２７ｂと、が設けられている。

送信電極２３は、所定ピッチＰｔ０で測定軸方向に沿って多数配列されており、送信電極２３は、メインスケール２２側の第１受信電極２４ａおよび第２受信電極２４ｂと容量結合する。
ここで、送信電極２３は、８つの電極で一つの単位（一群）を構成する。
すなわち、送信電極２３は、７つおきに共通接続されている。
例えば、１番目の送信電極２３は、２番から８番を飛ばして、９番目の送信電極と共通接続され、さらに、１０番から１６番を飛ばして、１７番目の送信電極と共通接続されている。
（以下同様なので省略。）
図３中、送信電極の数を数えやすいように番号を付した。

送信電極には駆動信号Ｓｄが供給される。
駆動信号Ｓｄとしては、４５°ずつ位相がずれた８相の周期信号ａ，ｂ，…，ｈが用意される。
（８相の周期信号ａ−ｈに対し、位相の順に相番号０から７と番号付けする。）
そして、一群を構成する８つの送信電極には、４５°ずつ位相がずれた８相の周期信号ａ，ｂ，…，ｈがそれぞれ供給される。これらの駆動信号Ｓｄは、より具体的には、高周波パルスでチョップされた信号となっており、送信波形発生回路２２０で生成される（図８）。駆動信号Ｓｄの電位の時間変化を式で表わすと次式のようになる。

Vn=Asin2π{(t/T)-(n/8)}
ここで、Ａは送信信号Ｓｄの振幅、Ｔは送信信号Ｓｄの周期、ｎは相番号（０、１、２、・・・・７）である。

駆動信号Ｓｄが送信電極２３に供給されると、送信電極２３の配列方向（測定軸ｘ方向）に周期的に振動する電場パターンが発生する。
この周期的電場パターンのピッチＷｔは、送信電極２３のピッチＰｔ０の８倍である。
このピッチＷｔは、受信電極２４ａ，２４ｂのピッチＰｒのＮ倍になるように設定されている。
（Ｎは正の整数。）
Ｎとしては、１，３，５等の奇数であることが好ましく、本実施形態ではＮ＝３としている。
したがって、８つの連続する送信電極２３に対し、常に３つ乃至４つの受信電極２４ａ，２４ｂが容量結合することになる。そして、各受信電極２４ａ，２４ｂが受信する信号（の位相）は、容量結合する送信電極２３と受信電極２４ａ，２４ｂとの組み合わせによって決定されるところ、メインスケール２２に対する検出ヘッド２１の相対位置に応じて変化する。

第１検出電極２６ａ，２６ｂは、周期Ｗｒ１を有する一続きの正弦波形状の電極であり、メインスケール２２側の第１伝達電極２５ａと容量結合するように配置されている。互いに半周期ずれた二つの正弦波状の電極２６ａ，２６ｂが噛み合うように配置されることで一組の第１検出電極２６ａ，２６ｂとなっている。第１検出電極２６ａ，２６ｂの周期Ｗｒ１と第１伝達電極２５ａの配列ピッチＰｔ１との関係については後述する。

第２検出電極２７ａ，２７ｂは、周期Ｗｒ２を有する一続きの正弦波形状の電極であり、メインスケール２２側の第２伝達電極２５ｂと容量結合するように配置されている。互いに半周期ずれた二つの正弦波状の電極２７ａ，２７ｂが噛み合うように配置されることで一組の第２検出電極２７ａ，２７ｂとなっている。第２検出電極２７ａ，２７ｂの周期Ｗｒ２と第２伝達電極２５ｂの配列ピッチＰｔ２との関係については後述する。

本実施形態のエンコーダにおいては、アブソリュート型とするため、粗い周期（粗スケール）、中間の周期（中スケール）、および、細かい周期（密スケール）、の３つのレベルで位相変化を検出するようにしている。

すなわち、第１伝達電極２５ａのピッチＰｔ１および第２伝達電極２５ｂのピッチＰｔ２を受信電極２４ａ，２４ｂのピッチＰｒからわずかに異ならせ、第１伝達電極２５ａおよび第２伝達電極２５ｂが受信電極２４ａ，２４ｂに対してそれぞれ偏位Ｄ１、偏位Ｄ２を持つようにしている。
偏位量Ｄ１、Ｄ２は、基準位置ｘ０からの測定方向の距離ｘの関数で、それぞれ下記式のように表わされる。

D1(x)=(Pr-Pt1)x/Pr
D2(x)=(Pr-Pt2)x/Pr

この偏位Ｄ１、Ｄ２により、第１、第２受信電極２４ａ、２４ｂに生じた電場パターンが第１、第２伝達電極２５ａ、２５ｂに伝達されるときに、大きな周期λ１、λ２に応じた変動がそれぞれ加わる。
（偏位Ｄ１による大きな周期をλ１とし、偏位Ｄ２による大きな周期をλ２とした。）

そして、第１検出電極２６ａ，２６ｂおよび第２検出電極２７ａ，２７ｂの周期を、例えば、それぞれＷｒ１（＝３Ｐｔ１），Ｗｒ２（＝３Ｐｔ２）とする。
第１検出電極２６ａ，２６ｂおよび第２検出電極２７ａ，２７ｂは、第１伝達電極２５ａの（３つ分）および第２伝達電極２５ｂの（３つ分）と容量結合しているのであるから、第１伝達電極２５ａおよび第２伝達電極２５ｂに生じた容量変化を検出電流として取り出せる。

送信電極２３と検出電極２６ａ，２６ｂ、２７ａ，２７ｂとは、間に受信電極２４ａ、２４ｂおよび伝達電極２５ａ、２５ｂを介して容量結合していると見なせる。
例えば、送信電極２３のうちのどれか一つと第１検出電極の一方（２６ａ）との間の容量が位置ｘによってどのように変化するかを考えてみる。
この容量をＣｎ（Ｂ１）で表わすことにする。
容量Ｃｎ（Ｂ１）は次の式で表わされる。
グラフに表現すると図４のようになる。

Cn(B1)=Bsin2π{(x/λ1)-(n/8)}+Csin2π{(x/Pr)-(3n/8)}+D
Ｂは大きな周期の振幅、Ｃは小さな周期（ｐｒ）の振幅、Ｄはオフセット値である。

同じく、送信電極２３のうちのどれか一つと第１検出電極の他方（２６ｂと）の間の容量が位置ｘによってどのように変化するかを考えてみる。
第１検出電極の一方（２６ａ）と他方（２６ｂ）とは半周期ずれているので、大きな周期（λ１）は逆相になる。
この容量をＣｎ（Ｂ２）で表わすことにする。
容量Ｃｎ（Ｂ２）は次の式で表わされる。
グラフに表現すると図５のようになる。

Cn(B2)=-Bsin2π{(x/λ1)-(n/8)}+Csin2π{(x/Pr)-(3n/8)}+D

容量は、位置ｘの関数であり、送信電極２３のうちのどの相が検出電極２６ａ、２６ｂと大きく結合しているかはｘによって変わってくる。

第１検出電極２６ａ、２６ｂは送信電極２３と容量結合しているので、第１検出電極２６ａ、２６ｂに電圧が誘起される。
この誘起電圧の変化を検出信号Ｂ１、Ｂ２として取り出すと次のようになる。

第２検出電極２７ａ、２７ｂで検出される検出信号Ｃ１、Ｃ２も同様に表わされる。

ここで、検出信号Ｂ１、Ｂ２の大きな周期（λ１）が小さな周期（Ｐｒ）の数十倍になるようにする。
また、検出信号Ｃ１，Ｃ２の大きな周期（λ２）が検出信号Ｂ１，Ｂ２の大きな周期（λ１）の数十倍になるようにする。
すると、下記式の演算により、各レベル、すなわち、粗い周期（粗スケール）、中間の周期（中スケール）、および、細かい周期（密スケール）、で位相変位を得ることができる。

（粗スケール）：Ｃ１−Ｃ２
（中スケール）：Ｂ１−Ｂ２
（密スケール）：（Ｂ１＋Ｂ２）−（Ｃ１＋Ｃ２）

ちなみに、［Ｂ１−Ｂ２］の結果を図６に示し、［Ｂ１＋Ｂ２］の結果を図７に示す。

式１から、粗スケール信号、中スケール、密スケールを整理すると例えば次のようになる。

ここで、例えば、密スケール信号のゼロクロス点の時間をｔ０とすると、

であるから、

となり、基準信号の位相（が０になる基準時）からゼロクロス点ｔ０までの時間をカウンタ等によってカウントすることにより、検出ヘッド２１の位置ｘが求められることになる。

信号処理部２００について説明する。
図８は、信号処理部２００の機能ブロック図である。
信号処理部２００は、制御回路２１０と、送信波形発生回路２２０と、復調部２３０と、位相検出部３００と、合成回路２７０と、実寸換算部２８０と、を備える。

制御回路２１０は、各回路に、駆動制御信号、クロック信号、リセット信号等を供給してシステム全体の動作タイミングを制御している。
制御回路２１０は、タイマ２１１を内蔵している。このタイマ２１１によって、表示器１７の表示リフレッシュサイクルが間欠的な一定周期（例えば１００ｍｓｅｃ間隔）になるように制御される。そして、各表示リフレッシュサイクル内で位相データの抽出、合成，表示動作が実行されるように各回路動作のオンオフが制御される。制御回路２１０は、１００ｍｓｅｃごとに立ち上がり所定時間だけ継続するイネーブル信号ＥＮＢを送信波形発生回路２２０、復調部２３０、位相検出部３００、合成回路２７０および実寸換算部に供給する。

送信波形発生回路２２０は、４５°ずつ位相がずれた８相の周期信号ａ，ｂ，…，ｈを生成し、駆動信号Ｓｄとして各送信電極２３に供給する。

復調部２３０は、粗スケール復調部２３１と、中スケール復調部２３２と、密スケール復調部２３３と、を有する。

粗スケール復調部２３１には、第２検出電極２７ａ、２７ｂからの検出信号Ｃ１、Ｃ２が入力される。
これにより、粗スケール復調部２３１は、"Ｃ１−Ｃ２"で得られる粗スケール信号の復調を行う。
中スケール復調部２３２には、第１検出電極２６ａ、２６ｂからの検出信号Ｂ１、Ｂ２が入力される。
これにより、中スケール復調部２３２は、"Ｂ１−Ｂ２"で得られる中スケール信号の復調を行う。
密スケール復調部２３３には、第１検出電極２６ａ、２６ｂおよび第２検出電極２７ａ、２７ｂからの検出信号Ｂ１、Ｂ２、Ｃ１、Ｃ２が入力される。
これにより、密スケール復調部２３３は、"（Ｂ１＋Ｂ２）−（Ｃ１＋Ｃ２）"で得られる密スケール信号の復調を行う。

復調にあたっては、具体的には、送信波形のチョップ周波数でのサンプリング、ミキシング、低域ろ波、および、２値化処理等を行う。これにより、エッジに位相情報を担った矩形の周期信号ＣＭＰが生成される。すなわち、粗スケール信号（ＣＭＰ−ＣＯＡ）、中スケール信号（ＣＭＰ−ＭＥＤ）および密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）が得られる。

位相検出部３００は、粗位相検出部３１０と、中位相検出部３２０と、密位相検出部３３０と、を有する。
粗位相検出部３１０には、粗スケール信号（ＣＭＰ−ＣＯＡ）が入力される。
中位相検出部３２０には、中スケール信号（ＣＭＰ−ＭＥＤ）が入力される。
密位相検出部３３０には、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）が入力される。

位相検出部３００について詳細に説明する。
粗位相検出部３１０、中位相検出部３２０および密位相検出部３３０は基本的には同じ構成であるので、ここでは密位相検出部３３０を例にして説明する。
図９は、密位相検出部３３０の機能ブロック図である。
密位相検出部３３０は、カウンタ３３１と、サンプリングタイミング制御部３４０と、位相調整部３５０と、平均値演算部３６０と、を備える。

カウンタ３３１は、ループカウンタであり、クロックパルスに合わせてカウントアップを行う。
本実施形態では、カウンタ３３１の一周を周期信号の４周期分としている。
（周期信号の一周期はスケール信号ＣＭＰの一周期と等しい。
カウンタ３３１の一周をスケール信号ＣＭＰの４周期分とした、と表現しても同じことである。）
これは、密位相検出部３３０においては、４つのカウント値の平均値を位相情報とするようにしたことによる。カウンタ３３１の一周が周期信号のぴったり４周期分である必要はなく、カウンタ３３１の一周が周期信号の４周期分以上あればよい。

なお、例えば、粗位相検出部３１０や中位相検出部３２０では２つのカウント値の平均値を位相情報とするようにしたとすれば、カウンタの一周を基準信号の２周期分とする。
平均値算出に用いるカウント値の個数をｋとすれば、カウンタの一周は基準信号の２分のｋ周期分である。

ここでは、カウンタ３３１は、１０ビットのカウンタであるとする。（前述の通り、もちろん１０ビット以上あってもよい。）つまり、基準信号Ｓｄ０の４周期を１０２３分割するようにカウントする。これは表現を変えると、周期信号の１周期を８ビット（２５６）で刻んでいることと等価である。したがって、カウント値の下位８ビット分を見れば、基準信号Ｓｄ０のサイクルを基準としたときに、一周期内における位相値をデジタル値として表わしていることに相当する。図１０にカウンタ３３１がカウントアップしていく様子を示す。なお、下位ビットであるｂｉｔ０からｂｉｔ３については紙幅の都合上省略した。

例えば、制御回路２１０から所定時間間隔（例えば１００ｍｓｅｃ間隔）で起動信号が発せられるとすると、この起動信号を受けて、送信波形発生回路２２０、復調部２３０、位相検出部３００が動作を開始する。すなわち、起動信号を受けて、送信波形発生回路２２０は駆動信号Ｓｄを生成し、カウンタ３３１は０からカウントアップをスタートする。これにより、相番号０番（周期信号ａ）を基準信号Ｓｄ０とカウンタ３３１とが同期する。カウント値は、サンプリング部３５０に向けて出力される。

サンプリングタイミング制御部３４０には、密スケール復調部２３３から密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）が入力され、制御回路２１０からは１００ｍｓｅｃ間隔のイネーブル信号ＥＮＢが入力される。
サンプリングタイミング制御部３４０は、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）およびイネーブル信号ＥＮＢに基づいて、カウンタ３３１にカウント値の出力を指示するとともに、必要に応じて位相調整部３５０に対して位相調整の指示を出す。

サンプリングタイミング制御部３４０は、サンプリング信号生成部３４１と、エッジ極性判定部３４２と、を備える。

サンプリング信号生成部３４１には制御回路２１０からのイネーブル信号ＥＮＢと密スケール復調部２３３からの密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）とが入力される。
サンプリング信号生成部３４１は、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がりの後、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジのタイミングで４回立ち上がるサンプリング信号を生成する。
密スケール信号の位相検出にあたっては４回分のサンプリング値を平均した平均値を位相情報とするため、サンプリング信号が４回立ち上がるように設定してある。
例えば、中スケール信号（ＣＭＰ−ＭＥＤ）や粗スケール信号（ＣＭＰ−ＣＯＡ）の位相検出にあたっては２回分のサンプリング値から平均値を求めるとすれば、サンプリング信号が立ち上がる回数は２回ということになる。

ここで、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジが立ち上がりエッジなのか立ち下がりエッジなのかは区別しない。
例えば、図１１のように、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がりの後、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の最初のエッジが立ち上がりであれば、サンプリング信号は、その立ち上がりエッジから４回立ち上がる。
これは背景技術と同じである。
また、図１２のように、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がりの後、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の最初のエッジが立ち下がりエッジであるケースも当然ある。この場合であっても、サンプリング信号は、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の最初のエッジである立ち下がりエッジから４回立ち上がる。このように生成されるサンプリング信号は、カウンタ３３１に供給される。
カウンタ３３１は、サンプリング信号のタイミングでカウント値を出力する。

エッジ極性判定部３４２には制御回路２１０からのイネーブル信号ＥＮＢと密スケール復調部２３３からの密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）とが入力される。
エッジ極性判定部３４２は、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がり直後に来る密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジ極性を判定する。そして、エッジ極性判定部３４２は、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がり直後に来る密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジ極性が立ち下がりエッジであった場合、位相調整部３５０に調整信号を出力する。例えば、図１１のケースでは、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がり直後に来る密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジ極性は立ち上がりエッジである。この場合、調整信号はずっとＬＯＷである。

これに対して、図１２のケースでは、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がり直後に来る密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジ極性は立ち下がりエッジである。
この場合、エッジ極性判定部３４２は、調整信号のＨＩＧＨを位相調整部３５０に供給する。

位相調整部３６３は、エッジ極性判定部３４２からの調整信号に従って、カウンタ３３１からのカウント値を調整する。
イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がり直後に来る密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジ極性が立ち下がりエッジであった場合、エッジ極性判定部３４２から位相調整部３５０に調整信号が出力される（図１２）。
調整信号を受けると、位相調整部３５０は、カウンタ３３１からカウント値に調整量を加算する。
ここでは、調整量は、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の半周期分である。
カウンタの一周である１０２４が４周期に相当するようにカウンタ３３１を設定したので、調整量である密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）半周期分とはカウンタ値で１２８に相当する。
二進数で表わせば、"００１０００００００"である。

表現を変えて、カウンタの一周期を基準にして調整量を表現すれば、調整量はカウンタの一周期の８分の１ということになる。
カウンタの一周期を３６０°（２π）とすれば、調整量は４５°（π／４）ということになる。

このようにサンプリング開始時のエッジ極性に応じてカウント値の調整が行われる。
このようにして調整されたカウント値は平均値演算部３６０に出力される。
もちろん、エッジ極性判定部３４２から調整信号を受けない場合は、位相調整部３５０はカウンタ３３１からのカウント値をそのまま平均値演算部３６０に出力する。

平均値演算部３６０は、位相調整部３５０から供給されるカウント値の平均値を算出する。
平均値演算部３６０は、データバッファ３６１と、演算実行部３６２と、を備える。

データバッファ３６１は、位相調整部３５０から供給されたカウント値を４回分バッファしておいて、４回分溜まったら演算実行部３６２に送る。

演算実行部３６２は、バッファ３６１から供給される４回分のカウント値の平均値を算出する。つまり、４回分のカウント値を加算したあと、４で割るということになる。

図１３に、４つ分のカウント値から平均値を求める様子を示す。
サンプリング信号のタイミングに合わせて４回分のカウント値を取り込み、それらの平均を求めると、図中三角マークで記した値が平均値に相当する。
図１３のケースでは、サンプリングが立ち上がりエッジからスタートしているので、この値を後工程（例えば合成処理や実寸法換算）にそのまま使える。

問題になるのは次のケースである。
図１４、図１５を参照しながら説明する。
図１４では、位相調整部３５０による位相調整が無い場合の問題点を説明する。
図１４において、イネーブル信号ＥＮＢの立ち上がりの後、最初に来る密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）のエッジは立ち下がりエッジである。
前述のように、この場合でもサンプリング信号は密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の最初のエッジである立ち下がりエッジから４回立ち上がる。
サンプリング信号に従ってカウンタ３３１のカウント値を取り込む。
そして、演算実行部３６２によって４つのカウント値の平均値を求めたとする。
図１４中に三角マークで平均値を示した。

ただし、この図１４のケースでは密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の立ち下がりエッジからカウント値の取り込みを開始していた。
このようにして求められた「平均値」は、エッジの立ち上がりからサンプリングした場合と比べてズレがある。
したがって、この値を後工程（合成処理や実寸法換算）にそのまま使用すると、測定値にズレが生じる。

このことを図１５との対比で考える。
図１５においては、イネーブル信号ＥＮＢがオンになったあと、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の立ち上がりエッジが来るまでカウント値の取り込みを待っている。４回分のカウント値の平均値を図中、実線の三角マークで示す。（対比のため、図１４のケースを破線で示してある。）

図１４と図１５とを対比すれば、互いの平均値の間に密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の半周期分のずれが生じている。
したがって、図１６に示す如く、密スケール信号（ＣＭＰ−ＦＩＮ）の半周期分の値を加算する必要がある。この役割を果たすのが位相調整部３５０である。

なお、上記の例では平均化に使ったサンプル数が４つであったが、平均化に使うサンプル数が４以外の数、例えば、２、３、５、６・・・などでも同じように調整量を加算すればよい。
細かく説明しないが、例えば、図１７と図１８とを見比べれば、平均化に使うサンプル数が２である場合でも調整量は同じであることがすぐに理解されるであろう。
ちなみに、この場合、カウンタの一周期を基準にして調整量を表現すれば、調整量はカウンタの一周期の４分の１ということになる。
カウンタの一周期を３６０°（２π）とすれば、調整量は９０°（π／２）ということになる。

平均値算出に用いるカウント値の個数をｋとすれば、カウンタの一周は基準信号の２分のｋ周期分であった。
そして、調整量は、
［カウンタの一周期分／ｋ］
ということになる。

粗位相検出部３１０および中位相検出部３２０でも密位相検出部３３０と同じように位相検出が行われる。
求められたデジタルとしての各位相情報は合成回路２７０で重み付けられて合成される。

合成回路２７０からの出力は、実寸換算部２８０により実寸法値に変換される。実寸換算部２８０で得られた実寸法値は、表示器１７に表示される。

このような構成を備える本実施形態によれば次の効果を奏する。
（１）従前は、位相情報のサンプリングを開始するのに、スケール信号ＣＭＰの立ち上がりエッジが来るまで待っていた。そのため、時間も電力も無駄に消費していた。
この点、本実施形態では、立ち上がりエッジを待つことなく、立ち下がりエッジであるとしても位相情報のサンプリングを開始する。これにより、待ち時間ｔｗは、多く見積もってもスケール信号ＣＭＰの半周期内に収まる。仮に、４つのカウント値を平均化して位相情報とする場合を考えると、約１０％程度電力効率を改善できる。

ちなみに、静電容量式のアブソリュートエンコーダは、その他の方式のエンコーダ、例えば光電式や磁気式に比べて消費電力が少ない。さらに、静電容量式エンコーダとしては、位相弁別方式と電圧比較方式とがあるが、位相弁別式の方が消費電力が少ない。このように考えてみると、本実施形態の変位測定装置は究極的に電力消費が少ないといえる。

（２）立ち下がりエッジからカウント値のサンプリングを開始すると、後工程（合成処理や実寸法換算）で整合性がとれなくなって誤った測定値を表示してしまうことになるが、本実施形態では、サンプリング開始時のエッジ極性に応じて調整演算を行う。これにより、立ち下がりエッジからカウント値のサンプリングを開始したとしても、調整後の値は立ち上がりエッジからカウント値のサンプリングをした場合と同じになる。
これにより、時間、電力を無駄に消費せず、しかも正確な変位測定装置とすることができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
本発明の適用範囲は、静電容量式のエンコーダに限らないし、直線移動型に限られるものでもない。
位相情報に基づいて絶対位置を求めるエンコーダであれば光電式や磁気式のエンコーダでもよい。ロータリーエンコーダでもよいことはもちろんである。

上記実施形態では、立ち上がりエッジからサンプリングを開始することをスタンダード（標準）として後工程（合成処理や実寸法換算）を組んでいるとした。
その為、立ち下がりエッジからサンプリングを開始した場合にはスタンダード（標準）との整合をとるように調整量を加算するとした。もちろん、逆になってもよいのである。すなわち、立ち下がりエッジからサンプリングを開始することをスタンダード（標準）として後工程（合成処理や実寸法換算）を組んだとする。この場合、立ち上がりエッジからサンプリングを開始した場合に調整量の加算が必要になる。

ループカウンタの値をカウントアップするとしたが、これがカウントダウンするループカウンタとなっても理屈は同じであり、このような類いの変更は本発明の技術的範囲に含まれるのは当然である。

平均値の算出の前にカウント値に調整量を加算する場合を説明したが、平均値を算出した後で調整量を加算してもよいことはもちろんである。

１７…表示器、２１…検出ヘッド、２２…メインスケール、２３…送信電極、２４ａ…第１受信電極、２４ｂ…第２受信電極、２５ａ…第１伝達電極、２５ｂ…第２伝達電極、２６ａ、２６ｂ…第１検出電極、２７ａ、２７ｂ…第２検出電極、１００…変位測定装置（エンコーダ）、２００…信号処理部、２１０…制御回路、２１１…タイマ、２２０…送信波形発生回路、２３０…復調部、２３１…粗スケール復調部、２３２…中スケール復調部、２３３…密スケール復調部、２７０…合成回路、２８０…実寸換算部、３００…位相検出部、３１０…粗位相検出部、３２０…中位相検出部、３３０…密位相検出部、３３１…カウンタ、３４０…サンプリングタイミング制御部、３４１…サンプリング信号生成部、３４２…エッジ極性判定部、３５０…サンプリング部、３６０…平均値演算部、３６１…データバッファ、３６２…演算実行部、３６３…位相調整部。

Claims (5)

1. メインスケールと、
   前記メインスケールに対して相対変位可能に設けられ、前記メインスケールに対する相対変位に応じて位相が変化する周期的信号を出力する検出ヘッドと、
   前記周期的信号をエッジに位相情報を持つ矩形波のスケール信号に復調する復調部と、
   前記スケール信号の位相情報をエッジのタイミングで検出する位相検出部と、を備え、
   前記位相検出部は、
   前記スケール信号のエッジのタイミングでサンプリング信号を出すサンプリング信号生成部と、
   クロックパルスに基づいて一定時間毎にカウント値をカウントアップするとともに前記サンプリング信号で指示されるタイミングでカウント値を出力するカウンタと、
   前記スケール信号のエッジの極性が立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかを判定し、前記サンプリング信号が出たエッジが立ち下がりエッジである場合に調整信号を出すエッジ極性判定部と、
   前記調整信号を受けた場合には、前記カウンタから出力された前記カウント値に対し所定の調整量を加算する調整部と、を備える
   ことを特徴とする変位測定装置。
2. 請求項１に記載の変位測定装置において、
   さらに、ｋ個のサンプリング値の平均を算出する平均演算実行部を有し、
   前記カウンタは、基準信号に同期し、基準信号の２分のｋ周期をカウント値の１回転とするループカウンタであり、
   前記サンプリング信号生成部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号のエッジのタイミングで連続ｋ回のサンプリング信号を出し、
   前記エッジ極性判定部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号の最初のエッジが立ち下がりエッジであった場合に前記調整信号を出し、
   前記調整部は、前記カウンタから出力されるカウント値に対し、カウンタ一周期のｋ分の１に相当する値を調整量として加算する
   ことを特徴とする変位測定装置。
   ｋは自然数である。
3. 請求項１に記載の変位測定装置において、
   さらに、ｋ個のサンプリング値の平均を算出する平均演算実行部を有し、
   前記カウンタは、基準信号に同期し、基準信号の２分の（ｋ＋α）周期をカウント値の１回転とするループカウンタであり、
   前記サンプリング信号生成部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号のエッジのタイミングで連続ｋ回のサンプリング信号を出し、
   前記エッジ極性判定部は、サンプリングがイネーブルになってから前記スケール信号の最初のエッジが立ち下がりエッジであった場合に前記調整信号を出し、
   前記調整部は、前記カウンタから出力されるカウント値に対し、カウンタ一周期分の（ｋ＋α）分の１に相当する値を調整量として加算する
   ことを特徴とする変位測定装置。
   ｋおよびαは自然数である。
4. 請求項１から請求項３のいずれかに記載の変位測定装置において、
   立ち上がりエッジを立ち下がりエッジと読み替え、
   立ち下がりエッジを立ち上がりエッジと読み替える
   ことを特徴とする変位測定装置。
5. メインスケールと、
   前記メインスケールに対して相対変位可能に設けられ、前記メインスケールに対する相対変位に応じて位相が変化する周期的信号を出力する検出ヘッドと、
   前記周期的信号をエッジに位相情報を持つ矩形波のスケール信号に復調する復調部と、
   前記スケール信号の位相情報を前記エッジのタイミングで検出する位相検出部と、を備える変位測定装置の変位測定方法であって、
   クロックパルスに基づいて一定時間毎にカウント値をカウントアップし、
   前記スケール信号のエッジのタイミングで前記カウント値をサンプリングし、
   前記スケール信号のエッジの極性が立ち上がりエッジか立ち下がりエッジかを判定し、
   前記カウント値をサンプリングしたタイミングのエッジが立ち下がりエッジである場合には、サンプリングされた前記カウント値に対し所定の調整量を加算する
   ことを特徴とする変位測定方法。