JP2015159657A - 可変磁気結合リアクトル、電源システム、および、複合磁気部品の使用方法 - Google Patents

Abstract

【課題】共通化されたコアを用いて一体的に構成された２個のリアクトル素子間の磁気的な干渉を利用した可変磁気結合リアクトルを構成することによって小型軽量化を図る。
【解決手段】コア１５０は、磁脚部１５１〜１５３を有する。磁脚部１５１および１５２に巻回される巻線１２１ａ，１２１ｂは直列接続されて第１のリアクトルを構成する。磁脚部１５３に巻回された巻線１２２は第２のリアクトルを構成する。第１のリアクトルによる磁界２１１，２１２と第２のリアクトルによる磁界２１３とは、磁脚部１５２では互いに強め合う一方で、磁脚部１５１では互いに弱め合う。第１および第２のリアクトルリアクトルの動作は、電流の増加に応じて、第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから、第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化する。
【選択図】図６

Description

この発明は、可変磁気結合リアクトル、電源システム、および複合磁気部品の使用方法に関し、より特定的には、２個のリアクトル素子を一体化した可変磁気結合リアクトル、それを備えた電源システム、ならびに、２個のリアクトルの一体化構造を有する複合磁気部品の使用方法に関する。

電力変換器に用いられるリアクトル等の誘導素子は、一般的に、磁性材料で構成されたコアにコイルを巻回することによって構成されるため大型化しやすい傾向にある。このため、磁性体（コア）を共通化することによって、複数の誘導素子を一体化した複合磁気部品を構成することが提案されている。

たとえば、特開２００９−５９９９５号公報（特許文献１）には、変圧器およびリアクトルを一体化した複合磁気部品の構成が記載される。特許文献１には、変圧器を構成する２つのコアの一方に一次巻線および二次巻線を巻回するとともに、他方のコアに一次巻線の延長部分を巻回する構成が記載されている。これにより、変圧器の一次巻線と直列に接続されるリアクトルを、上記延長部分によって変圧器と一体的に構成することができる。

また、特開２００９−２８４６４７号公報（特許文献２）には、第１および第２のインダクタとトランスとを一体的に構成する複合型変圧器の構成が記載されている。

特開２００９−５９９９５号公報 特開２００９−２８４６４７号公報

たとえば、２個の直流電源を含む電源システムにおいて、互いに独立に電流が制御され得る電流経路にそれぞれ含まれる２個のリアクトルを有する電力変換器の回路構成が存在する。このような回路構成では、一方のリアクトルを流れる電流によって生じた磁界が、他方のリアクトルに影響を及ぼす現象が発生し得る。特に、磁気結合によって、一方のリアクトルへの印加電圧が他方のリアクトルを流れる電流に影響を及ぼすような磁気的な干渉が、一体化された２つのリアクトル素子間に発生する可能性がある。

この点について、特許文献１の複合磁気部品は、変圧器と単一のリアクトルを一体化するための技術であるから、２個のリアクトル素子を一体化する際の磁気的な干渉への対応については何ら開示していない。

また、特許文献２に記載された複合型変圧器では、第１および第２のリアクトルを構成する第１および第２の巻線により生じる磁束がコア内では互いに干渉しないように、分割されたコアに離隔されて上記第１および第２の巻線が巻回される構成が特徴である。すなわち、特許文献２に記載された複合型変圧器は、一体的に構成された第１および第２のインダクタの間で磁気的な干渉が生じないように構成されている。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、共通化されたコアを用いて一体的に構成された２個のリアクトル素子間の磁気的な干渉を積極的に利用した可変磁気結合リアクトルを構成することによって、リアクトルの小型軽量化を図ることである。

この発明のある局面では、可変磁気結合リアクトルは、第１の電流が通過するための第１および第２の巻線と、第２の電流が通過するための第３の巻線と、非線形磁性材料で構成されたコアとを備える。第１および第２の巻線は、電気的に直列接続される。コアは、第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成される。第１および第２の巻線によって形成される第１のリアクトルと第３の巻線によって形成される第２のリアクトルとの動作状態は、第１および第２の電流の増加に応じて、第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化する。

この発明の他の局面では、複合磁気部品の使用方法であって、複合磁気部品は、第１の電流が通過するための第１および第２の巻線と、第２の電流が通過するための第３の巻線と、非線形磁性材料で構成されたコアとを備える。第１および第２の巻線は、電気的に直列接続される。コアは、第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成される。さらに、複合磁気部品は、第１および第２の巻線によって形成される第１のリアクトルと第３の巻線によって形成される第２のリアクトルとの動作状態が、第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化するように使用される。

この発明のさらに他の局面では、電源システムは、第１の直流電源と、第２の直流電源と、第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線との間で直流電力変換を実行するための電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備える。電力変換器は、第１および第２のリアクトルと、複数のスイッチング素子とを含む。第１および第２のリアクトルは、第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線の間に形成される電力変換経路に含まれるように配置される。複数のスイッチング素子は、第１のリアクトルを通過する第１の電流と、第２のリアクトルを通過する第２の電流とを制御可能に配置される。第１および第２のリアクトルは、単一の複合磁気部品によって一体的に構成される。複合磁気部品は、第１の電流が通過するための第１および第２の巻線と、第２の電流が通過するための第３の巻線と、非線形磁性材料で構成されたコアとを備える。第１および第２の巻線は、電気的に直列接続される。コアは、第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成される。第１および第２の巻線によって形成される第１のリアクトルと第３の巻線によって形成される第２のリアクトルとの動作状態は、第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化する。

好ましくは、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、非磁気結合モードでは、第１および第２の磁脚部における透磁率が同等であるのに対して、磁気結合モードでは、第１および第２の磁脚部の一方での透磁率が、第１および第２の磁脚部の他方の透磁率よりも低い。

さらに好ましくは、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、非磁気結合モードでは、第１および第２の磁脚部の各々は、磁界の変化に対して磁束密度が線形に変化する線形領域で磁化される。一方、磁気結合モードでは、第１および第２の磁脚部の一方が非線形領域で磁化されるとともに他方が線形領域で磁化される。

好ましくは、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、第１の電流の通流によって第１の巻線および第２の巻線からそれぞれ発生される第１の磁界および第２の磁界と、第２の電流の通流によって第３の巻線から発生される第３の磁界とが、第１および第２の磁脚部の一方の磁脚部では強め合う一方で他方の磁脚部では弱め合い、かつ、第１および第２の磁界が第３の磁脚部では互いに弱め合うように、第１から第３の巻線は第１から第３の磁脚部にそれぞれ巻回される。

さらに好ましくは、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、第１から第３の磁脚部は互いに同一方向に沿って形成される。第４の磁脚部は、第１から第３の磁脚部と交差する方向に沿って延在するように設けられる。さらに、第１および第２の巻線は、第１の磁界および第２の磁界が互いに逆方向に発生されるように第１および第２の磁脚部にそれぞれ巻回される。第３の巻線は、第３の磁界が第１または第２の磁界のいずれか一方と同じ方向に発生されるように第３の巻線に巻回される。

あるいは、さらに好ましくは、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、コアは、第４の磁脚部を構成する円環状の外径部位から円環の中心に向かって第１から第３の磁脚部が延在するとともに、当該中心において第１から第３の磁脚部が一体化される形状を有する。第１および第２の巻線は、第１の磁界および第２の磁界の一方が中心に向かって発生するとともに、第１および第２の磁界の他方が中心から遠ざかる方向に発生するように、第１および第２の磁脚部に巻回される。第３の巻線は、第３の磁界が第１または第２の磁界のいずれか一方と同じ方向に発生されるように第３の巻線に巻回される。

さらに好ましくは、可変磁気結合リアクトルの最大電流の通過時に、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、第２の磁脚部における磁束密度が飽和磁束密度より小さく、かつ、第１の磁脚部における磁化方向が反転しないように、コアおよび第１から第３の巻線は構成される。

また好ましくは、可変磁気結合リアクトル、電源システムまたは、複合磁気部品の使用方法において、第１および第２の電流の位相は、第１および第２の電流の一方の電流の変曲点と、他方の電流の変曲点とが同一タイミングとなるように制御される。さらに好ましくは、第１および第２の電流の位相は、第１および第２の電流の極性が同じ場合には、第１および第２の電流の一方の電流の極大点と、他方の電流の極小点とが同一タイミングとなるように制御される。あるいは、第１および第２の電流の位相は、第１および第２の電流の極性が異なる場合には、第１および第２の電流の一方の電流の極大点と他方の電流の極大点とが同一タイミングとなるように、または、第１および第２の電流の一方の電流の極小点と他方の電流の極小点とが同一タイミングとなるように制御される。

好ましくは、電源システムにおいて、電力変換器の複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび第１の電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおおび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続さ第２のノードおよび第２の電力線の間に電気的に、第１の直流電源と直列に接続される。第１のリアクトルは、第１の直流電源の正極端子と第２のノードとの間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１および第３のノードの間に電気的に、第２の直流電源と直列に接続される。

この発明によれば、共通化されたコアを用いて一体的に構成された２個のリアクトル素子間の磁気的な干渉を積極的に利用した可変磁気結合リアクトルを構成することによって、リアクトルを小型軽量化できる。

本発明の実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルが適用される電源システムの構成例を示す回路図である。 図１に示された電源システムの一般的な制御ブロック図である。 図１に示された電源システムの動作波形図である。 比較例として別個の磁気部品として構成された２個のリアクトルの構造を説明する概念図である。 発明の実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトルの概略的な外観図の一例である。 図５に示した可変磁気結合リアクトルの構造をさらに説明するための概念的な断面図である。 図６に示した各巻線の巻回態様の一例を説明するための概念図である。 図６に示した各巻線の巻回態様の他の例を説明するための概念図である。 実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトル１００の電気的な等価回路図である。 コア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明するための概念的な第１の断面図である。 コア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明するための概念的な第２の断面図である。 コアの形状パラメータを説明するための斜視図である。 図１２に示されたコアにおける磁気的な等価回路図である。 強磁性体の一般的な磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）を示す概念図である。 図１４に示した磁化曲線における磁束密度の変化に対する透磁率の変化特性を示す概念図である。 リアクトル電流が小さい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。 リアクトル電流が大きい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。 リアクトル電圧およびリアクトル電流の動作波形図の一例である。 ２つの直流電源間での電力配分制御を説明する概念図である。 直流電源からの出力電力とリアクトルのインダクタンスとの関係を説明する概念図である。 実施の形態１の変形例に従う電源システム制御のブロック図である。 図２１に示したＰＷＭ制御部の動作を説明するための波形図である。 本実施の形態１に従うキャリア位相制御を説明するための波形図である。 本実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御の動作例を説明するための波形図である。 本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルのキャリア位相制御適用時の第１の動作例を示すためのシミュレーション波形図である。 本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルのキャリア位相制御適用時の第２の動作例を示すためのシミュレーション波形図である。 リアクトル電流およびリアクトル電圧の極性の各組み合わせにおける可変磁気結合リアクトルの動作を説明するための図表である。 実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトルの概略的な外観図である。 図２８に示した可変磁気結合リアクトルのコアの外観図である。 実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトルにおける各巻線の巻回態様を説明するための概略的な平面図である。 一方のリアクトルに電流が通流したときの発生磁束の関係を説明するための概念図である。 他方のリアクトルに電流が通流したときの発生磁束の関係を説明するための概念図である。 両方のリアクトルに電流が通流したときの発生磁束の関係を説明するための概念図である。 実施の形態３に従う電源システムの構成例を示す回路図である。 図３４に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 図３４に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 パラレル昇圧モードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 パラレル昇圧モードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明する図表である。 実施の形態３に従う電源システムにキャリア位相制御を適用したときの制御動作例を示す波形図である。 パラレル昇圧モードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。 図４０の所定期間における電流経路を説明する回路図である。 シリーズ昇圧モードにおける回路動作を説明する回路図である。 シリーズ昇圧モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 シリーズ昇圧モードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 シリーズ昇圧モードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 キャリア位相制御を適用したときのシリーズ昇圧モードにおける制御パルス信号を示す波形図である。 シリーズ昇圧モードでの制御信号の設定を説明するための図表である。 実施の形態３に従う電源システムにおけるパラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードの動作例を示す波形図である。 実施の形態３に従う電源システムに適用される複数の動作モードの一覧を示す図表である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
図１は本発明の実施の形態に従う複合磁気部品（可変磁気結合リアクトル）が適用される電源システムの構成例を示す回路図である。

図１を参照して、電源システム５は、直流電源Ｂ１と、電力変換器６と、直流電源Ｂ２と、電力変換器７とを備える。電源システム５は、直流電源Ｂ１，Ｂ２から負荷３０への電力供給を制御する。あるいは、電源システム５は、負荷３０によって発電された電力によって、直流電源Ｂ１，Ｂ２を充電する。

本実施の形態において、直流電源Ｂ１および２０は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源Ｂ１は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源Ｂ２は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。ただし、直流電源Ｂ１および２０を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。

電力変換器６は、直流電源Ｂ１および負荷３０の間に接続される。電力変換器７は直流電源Ｂ２および負荷３０の間に接続される。電源システム５において、直流電源Ｂ１および２０は、電力変換器６および７を介して、負荷３０に対して並列に接続されていることが理解される。

負荷３０は、電力変換器６，７からの出力電圧ＶＨを受けて動作する。出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電電力を発生可能に構成されてもよい。たとえば、負荷３０は、ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両の走行用電動機および、当該電動機を駆動制御するためのインバータを含むように構成される。

電力変換器６は、直流電源Ｂ１と、負荷３０と接続された電力線ＰＬとの間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。電力変換器７は、直流電源Ｂ２と電力線ＰＬとの間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。

電力変換器６および７の各々は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成を有する。具体的には、電力変換器６は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１，Ｑ２と、リアクトルＬ１とを有する。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線ＰＬおよび電力線ＧＬの間に直列に接続される。

リアクトルＬ１は、端子２０１および２０２を有する。端子２０１は、直流電源Ｂ１の正極端子と電気的に接続される。端子２０２は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ１の正極端子と、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードとの間に電気的に接続される。

電力変換器７は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、リアクトルＬ２とを有する。スイッチング素子Ｑ３およびＱ４は、電力線ＰＬおよび電力線ＧＬの間に直列に接続される。リアクトルＬ２は、端子２０３および２０４を有する。端子２０３は、直流電源Ｂ２の正極端子と電気的に接続される。端子２０２は、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の接続ノードと電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ２の正極端子と、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の接続ノードとの間に電気的に接続される。

本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、あるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応答して、オンオフを制御することが可能である。

昇圧チョッパ回路によって構成される電力変換器６，７では、所定周期（スイッチング
周期）内での上アーム素子（Ｑ１，Ｑ３）と下アーム素子（Ｑ２，Ｑ４）とのオン期間比を示すデューティ比に応じて、ＤＣ出力が制御される。一般的には、デューティ比を示すＤＣ信号と、所定周波数のキャリア信号との比較に応じて、上アーム素子および下アーム素子が相補にオンオフするように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は制御される。

昇圧チョッパ回路における電圧変換比（昇圧比）は、低圧側（直流電源側）の電圧Ｖｉ、高圧側（負荷側）の電圧ＶＨ、および、下アーム素子のデューティ比ＤＴを用いて、下記（１）式で示されることが知られている。なお、デューティ比ＤＴは、下アーム素子のオン期間およびオフ期間の和であるスイッチング周期に対する、下アーム素子のオン期間比で定義される。なお、下アーム素子のオフ期間には、上アーム素子がオンされる。

ＶＨ＝１／（１−ＤＴ）・Ｖｉ …（１）
制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）および
メモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置４０は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源Ｂ１の電圧（Ｖ［１］と表記する）および電流（Ｉ［１］と表記する）、直流電源Ｂ２の電圧（Ｖ［２］と表記する）および電流（Ｉ［２］と表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。電力変換器６において、電流Ｉ［１］は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１に相当する。同様に、電力変換器７において、電流Ｉ［２］は、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２に相当する。

以下では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の放電時（電源システム５の力行動作時）における電流を正値（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）で表わす一方で、直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電時（電源システム５の回生動作時）における電流を負値（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）で表わすこととする。

図２は、図１に示した電源システム５の一般的な制御ブロック図である。なお、以下では、図２を始めとする各ブロック図中の機能ブロックについて、制御装置４０によるソフトウェア処理および／またはハードウェア処理によってその機能が実現されるものとする。

図２を参照して、電力変換器６，７で共通の制御（出力電圧ＶＨの電圧制御）を同時に実行すると、回路が破綻する可能性がある。したがって、電力変換器６，７は、一方のバッテリが電圧源として動作する一方で、他方のバッテリが電流源として動作するように、直流電源Ｂ１，Ｂ２と負荷３０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。

ここでは、直流電源Ｂ１が電流源として動作するように、電力変換器６は、バッテリ電流Ｉ［１］を電流指令値Ｉｉ＊に従って制御するものとする。一方で、電力変換器７は、直流電源Ｂ２が電圧源として動作するように、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。

ここで、直流電源Ｂ１の電力Ｐ［１］、直流電源Ｂ２の電力Ｐ［２］、負荷３０への出力電力Ｐｏおよび、電流源における電流指令値Ｉｉ＊の間には、下記（２）式の関係が成立する。

Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｖ［１］・Ｉｉ＊ …（２）
直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］の検出値に応じて、Ｐ［１］＊＝Ｖ［１］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電流源を構成する直流電源Ｂ１の電力Ｐ［１］を電力指令値Ｐ［１］＊に制御できる。

なお、直流電源Ｂ２を電流源とし直流電源Ｂ１を電圧源として制御することも可能である。この場合には、電流源を構成する直流電源Ｂ２の電力Ｐ［２］について、Ｖ［２］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、直流電源Ｂ２の電力Ｐ［２］
を電力指令値に従って制御できる。

電流制御器４１は、直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］が電流指令値Ｉｉ＊と一致するように、電力変換器６のデューティ比を制御する。具体的には、電流偏差（Ｉｉ＊−Ｉ［１］）が正のときには、電流Ｉ［１］を上昇させるために、下アーム素子（Ｑ２）のオン期間を長くするようにデューティ比が変化される。反対に、電流偏差（Ｉｉ＊−Ｉ［１］）が負のときには、電流Ｉ［１］を低下させるために、電力変換器６の上アーム素子（Ｑ１）のオン期間が長くなるように、デューティ比が変化される。

電圧制御器４２は、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊と一致するように、電力変換器７のデューティ比を制御する。電圧制御器４２は、電圧偏差（ＶＨ＊−ＶＨ）が正のときには、出力電圧ＶＨを上昇させるために、電力変換器７の下アーム素子（Ｑ４）のオン期間比が長くなるようにデューティ比を変更する。反対に、電圧偏差（ＶＨ＊−ＶＨ）が負のときには、出力電圧ＶＨを低下させるために、電力変換器７の上アーム素子（Ｑ３）のオン期間比が長くなるようにデューティ比を変更する。

このように、直流電源Ｂ１の出力は、電力変換器６によって電流指令値Ｉｉ＊に従って電流制御される。一方で、直流電源Ｂ２の出力は、電力変換器７によって電圧指令値ＶＨ＊に従って電圧制御される。なお、図２の例とは反対に、直流電源Ｂ１の出力を電力変換器６によって電圧指令値ＶＨ＊に従って電圧制御する一方で、直流電源Ｂ２の出力を電力変換器７により電流指令値Ｉｉ＊に従って電流制御することも可能である。

図３には、図２に示した制御ブロックによって制御された電源システム５の動作波形例が示される。

図３を参照して、Ｐ［１］＞０かつＰ［２］＞０であり、直流電源Ｂ１および２０が放電して、負荷３０へ電力を供給している場合の動作波形が示される。すなわち、Ｐｏ＝Ｐ［１］＋Ｐ［２］で示される、出力電力Ｐｏは正である。

電力変換器６によって、直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］が電流指令値Ｉｉ＊に従って一定に制御されるため、直流電源Ｂ１の電力Ｐ［１］も一定である。したがって、電圧指令値ＶＨ＊が一定の下で負荷３０の電力が増加する時刻ｔ１〜ｔ２の期間では、Ｐ［１］が一定に維持される一方で、直流電源Ｂ２の電力Ｐ［２］が増加する。

時刻ｔ２〜ｔ３の期間では、出力電力Ｐｏが減少するとともに、電圧指令値ＶＨ＊が上昇する。電圧指令値ＶＨ＊に従って電力変換器７によって出力電圧ＶＨが上昇する。さらに、電力変換器６によって電流Ｉ［１］が一定に制御されるため電力Ｐ［１］が一定である一方で、電力Ｐ［２］は徐々に低下する。

このように、電流制御される直流電源Ｂ１は、電流指令値Ｉｉ＊に従って電力Ｐ［１］が制御される。一方で、直流電源Ｂ２は、出力電圧ＶＨを確保しながら、負荷３０への出力電力Ｐｏと直流電源Ｂ１の電力Ｐ［１］との差分を供給するためのバッファとして動作することになる。

上述のように、電源システム５では、電力変換器６のリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１と、電力変換器７のリアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２とは独立に制御される。したがって、通常は、電流ＩＬ１によってリアクトルＬ２に誘起電圧が生じたり、反対に、電流ＩＬ２によってリアクトルＬ１に誘起電圧が生じたりすることを回避するように、すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２の間が磁気的に非結合となるように、リアクトルＬ１およびＬ２は設計される。

まず比較例として、リアクトルＬ１，Ｌ２に間での磁気結合を確実に回避するために、リアクトルＬ１およびＬ２を独立した別個の磁気部品として構成した場合の構造について、図４を用いて説明する。

図４を参照して、リアクトルＬ１を構成する磁気部品１０１は、コア１１０ａおよび、コア１１０ａに巻回された巻線１２０ａによって構成される。コア１１０ａには、ギャップ１１２ａが設けられる。同様に、リアクトルＬ２を構成する磁気部品１０２は、コア１１０ｂに巻回された巻線１２０ｂによって構成される。コア１１０ｂには、ギャップ１１２ｂが設けられる。

リアクトルのインダクタンスＬは、下記（３）式に従って、コイルの巻数ＮＴ、磁性材料の磁気抵抗Ｒおよびギャップの磁気抵抗ｒによって示される。

Ｌ＝ＮＴ・ＮＴ／（Ｒ＋ｒ） …（３）
磁気抵抗Ｒは、コア１１０ａ，１１０ｂの磁気特性（比透磁率）およびサイズ、形状（磁路長および断面積）によって調整できることが知られている。磁気抵抗ｒは、ギャップ１１２ａ，１１２ｂのギャップ長や個数によって調整することができる。

また、コア１１０ａ，１１０ｂに用いられる磁性材料は非線形特性を有するため、過剰な磁束が発生すると、飽和現象のために特性が悪化する。このため、設計上の最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過時における最大磁束密度Ｂ（ｍａｘ）が、コアの飽和磁束密度を超えないように、コアの有効断面積ＳＣを設計する必要がある。Ｂ（ｍａｘ）は、下記（４）式によって求められる。

Ｂ（ｍａｘ）＝Ｉ（ｍａｘ）・Ｎ／（Ｒ＋ｒ）／ＳＣ …（４）
このように、リアクトルＬ１，Ｌ２を別個の磁気部品１０１，１０２で構成した場合には、誘起電圧の干渉を回避できるとともに、各磁器部品の設計によって、磁気飽和を避けて所望のインダクタンスを得ることができる。すなわち、インダクタンスの設計は比較的容易である。その一方で、コアが２個必要となるため、リアクトルＬ１，Ｌ２の大型化により、電力変換器６，７および電源システム５が大型化してしまう虞がある。

本実施の形態では、リアクトルＬ１，Ｌ２について、共通コアを用いた複合磁気部品によって一体的に構成するとともに、両者間の磁気結合を積極的に利用することによって小型軽量化を図るためのメカニズムについて説明する。

図５は、本発明の実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトルの概略的な外観図の一例である。

以下の説明で明らかになるように、本発明の実施の形態では、２個のリアクトルが一体的に構成された複合磁気部品が特定の使用態様で動作することによって、可変磁気結合リアクトルが構成される。以下では、当該複合磁気部品についても、可変磁気結合リアクトルと表記する。図５には、可変磁気結合リアクトル１００の斜視図が示される。

図５を参照して、実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトル１００は、コア１５０と、巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２とを含む。巻線１２１ａおよび１２１ｂは、電気的に直列接続されて、リアクトルＬ１のコイルを構成する。巻線１２２は、リアクトルＬ２のコイルを構成する。図５から理解されるように、リアクトルＬ１を構成する巻線１２１ａ，１２１ｂと、リアクトルＬ２を構成する巻線１２２とは、共通のコア１５０の別個の部位にそれぞれ巻回されている。

図６は、図５に示した可変磁気結合リアクトル１００の構造をさらに説明するための概念的な断面図である。

図６を参照して、コア１５０は、磁脚部１５１，１５２，１５３，１５４を有する。磁脚部１５１〜１５３には、ギャップ１６１〜１６３がそれぞれ設けられる。上述のように、ギャップ１６１〜１６３は、インダクタンスを調整する面で有用である。

巻線１２１ａは、磁脚部１５１に巻回される。巻線１２１ｂは、磁脚部１５２に巻回される。巻線１２１ａおよび１２１ｂは、端子２０１および２０２の間に電気的に直列接続される。したがって、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１は、端子２０１から巻線１２１ａおよび巻線１２１ｂを経由して端子２０２へ流れる。リアクトル電流ＩＬ１の通流により、巻線１２１ａからは磁界２１１が発生され、巻線１２１ｂからは磁界２１２が発生される。

巻線１２２は、磁脚部１５３に巻回される。巻線１２２は、端子２０３および２０４の間に電気的に接続される。したがって、リアクトルＬ２を流れるリアクトル電流ＩＬ２は、端子２０３から巻線１２２を経由して端子２０４へ流れる。リアクトル電流ＩＬ２の通流により、巻線１２２によって磁界２１３が発生される。このように、磁脚部１５１〜１５３は、コア１５０における巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２の巻回部位に相当する。一方で、磁脚部１５４は、コア１５０における巻線の非巻回部位に相当し、巻線が巻回された磁脚部１５１〜１５３の間に磁気経路を形成するように機能する。

巻線１２１ａおよび１２１ｂは、共通のリアクトル電流ＩＬ１が巻線１２１ａおよび１２１ｂを流れるときに、巻線１２１ａにおける電流通流方向と、巻線１２１ｂにおける電流通流方向とは互いに逆となるように構成される。

巻線１２２は、リアクトル電流ＩＬ２がリアクトル電流ＩＬ１と同じ向きで流れたときに（たとえば、ＩＬ１＞０かつＩＬ２＞０）、巻線１２１ａおよび１２１ｂの一方と電流の向きが同じである一方で、他方とは電流の向きが逆となる。以下では、巻線１２１ａおよび１２２の間で電流通流方向が同じとなる例を示す。すなわち、巻線１２１ａは「第１の巻線」に対応し、巻線１２１ｂは「第２の巻線」に対応する。巻線１２２は、「第３の巻線」に対応する。

図７は、図６に示した各巻線の巻回態様の一例を説明するための概念図である。図７は、図５および図６に示した可変磁気結合リアクトル１００の上面図に相当する。

図７を参照して、端子２０１および２０２の間にリアクトル電流ＩＬ１が流される。導線１２１ｃによって、巻線１２１ａおよび１２１ｂの間は、電気的に直列接続される。この際に、導線１２１ｃは、巻線１２１ａおよび１２１ｂによって構成されるコイルにおける電流の向きが反対となるように、巻線１２１ａおよび１２１ｂの間に接続される。

この結果、図７に示されるように、巻線１２１ａによって生じる磁界２１１は、コア上面側（図６中の上側）をＮ極とし、コア下面側（図６中の下側）をＳ極とする方向を有する。一方で、巻線１２１ｂによって生じる磁界２１２は、コア上面側（図６中の上側）をＳ極とし、コア下面側（図６中の下側）をＮ極とする方向を有する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の通流によって、巻線１２１ａ，１２１ｂからそれぞれ発生される磁界２１１，２１２は、互いに反対方向である。

さらに、端子２０３および２０４の間に、リアクトル電流ＩＬ１と同じ向きにリアクトル電流ＩＬ２が流される（たとえば、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）。これにより、巻線１２２からは磁界２１３が発生される。磁界２１３は、コア上面側（図６中の上側）をＮ極とし、コア下面側（図６中の下側）をＳ極とする方向を有する。すなわち、同一方向のリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２によって、巻線１２２が生じる磁界２１３は、巻線１２１ａが生じる磁界２１１とは同じ方向である一方で、巻線１２１ｂが生じる磁界２１２とは逆の方向である。

図８は、図６に示した各巻線の巻回態様の他の例を説明するための概念図である。
図８に示した例では、端子２０４および導線１２１ｃが、図７とは異なる位置に設けられる。図８では、各巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２での電流の向き、すなわち、磁界２１１〜２１３の方向を図７と同様にした上で、各巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２の巻数（ターン数）が厳密に同一とされている。逆にいうと図７の構成では、巻線１２１ａ，１２１ｂの巻数が、巻線１２２よりも１／４ターンだけ多くなっている。

図９は、実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトル１００の電気的な等価回路図である。

図９を参照して、端子２０１および２０２間に直列接続された巻線１２１ａおよび１２１ｂは、リアクトルＬ１を構成する。電圧源１１は、端子２０１，２０２間にリアクトル電圧ＶＬ１を印加する。たとえば、電圧源１１は、電力変換器６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御によって、パルス状にリアクトル電圧ＶＬ１を発生するように構成される。具体的には、図１の電力変換器６において、スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、ＶＬ１＝Ｖ［１］となる（ＶＬ１＞０）。一方で、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間（スイッチング素子Ｑ１のオン期間）においては、Ｖ［１］−ＶＬ１＝ＶＨが成立するので、ＶＬ１＝Ｖ［１］−ＶＨとなる（ＶＬ１＜０）。

同様に、端子２０３および２０４間に接続された巻線１２２は、リアクトルＬ２を構成する。電圧源１２は、端子２０３，２０４間にリアクトル電圧ＶＬ２を印加する。たとえば、電圧源１２は、電力変換器７のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフ制御によって、パルス状にリアクトル電圧ＶＬ２を発生するように構成される。具体的には、図１の電力変換器７において、スイッチング素子Ｑ４のオン期間には、ＶＬ２＝Ｖ［２］となる（ＶＬ１＞０）。一方で、スイッチング素子Ｑ４のオフ期間（スイッチング素子Ｑ３のオン期間）においては、Ｖ［２］−ＶＬ２＝ＶＨが成立するので、ＶＬ２＝Ｖ［１］−ＶＨとなる（ＶＬ２＜０）。

ここで、巻線１２１ａ，１２１ｂおよび１２２は、図６に示されたように、磁脚部１５１〜１５３が一体的に構成された共通のコア１５０に巻回されている。したがって、巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２で発生した磁束は、互いに干渉し合うことになる。

次に、図１０および図１１を用いてコア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明する。

図１０および図１１には、図６と同様の概念的な断面図が示される。図１０には、リアクトルＬ１がコア内に発生する磁束が示される一方で、図１１には、リアクトルＬ２がコア内に発生する磁束が示される。

図１０を参照して、磁脚部１５１に巻回された巻線１２１ａから発生される磁界２１１による磁束２２１は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５２および１５３にも作用する。同様に、磁脚部１５２に巻回された巻線１２１ｂから発生される磁界２１２による磁束２２２は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５１および１５３にも作用する。磁界２１２および磁界２１２は、コア１５０内で、磁脚部１５１，１５２を含む一巡経路を形成する。

磁脚部１５１および１５２の各々において、磁界２１１および２１２による磁束２２１および２２２は同一方向に作用する。すなわち、磁界２１１および２１２は、磁脚部１５１および１５２の各々において、互いに強め合う。

一方、磁脚部１５３において、磁界２１１および２１２による磁束２２１および２２２は反対方向に作用する。すなわち、磁界２１１および２１２は、磁脚部１５３において、互いに弱め合う。

図１１を参照して、磁脚部１５３に巻回された巻線１２２から発生される磁界２１３による磁束２２３は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５１および１５２にも作用する。

図１０および図１１を総合すると、リアクトルＬ２に対応する磁脚部１５３では、巻線１２１ａからの磁束２２１と巻線１２１ｂからの磁束２２２とが打ち消し合う一方で、巻線１２２による磁束２２３が通過する。すなわち、磁脚部１５３での磁界の大きさは、リアクトル電流ＩＬ２によって生じる磁界２１３相当である。

これに対して、リアクトルＬ１に対応する磁脚部１５１および１５２の間では、リアクトルＬ２からの磁束との干渉によって、磁界の大きさが不均衡になる。磁脚部１５２では、磁界２１１および２１２による磁束２２１，２２２と、磁界２１３による磁束２２３（図１１）とは同じ方向であるので、磁界２１１および２１２と磁界２１３とは強め合う。これに対して、磁脚部１５１では、磁界２１１および２１２による磁束２２１，２２２と、磁界２１３による磁束２２３（図１１）とは反対方向であるので、磁界２１１および２１２と磁界２１３とは弱め合う。磁脚部１５１は「第１の磁脚部」に対応し、磁脚部１５２は「第２の磁脚部」に対応する。また、磁脚部１５３は「第３の磁脚部」に対応する。

このように、本実施の形態の可変磁気結合リアクトル１００では、リアクトルＬ１を形成する巻線１２１ａ，１２１ｂが巻回された磁脚部１５１および１５２の一方（本実施例では磁脚部１５２）において、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２のそれぞれによる磁界が互いに強め合う。一方で、他方の磁脚部（本実施例では磁脚部１５１）では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２による磁界が打ち消し合う。このような相互磁化作用によって、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が流れている下で、磁脚部１５１および１５２の間で、磁界の大きさが不均衡となる。

（可変磁気飽和回路における動作原理式）
次に、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトル１００における上述の磁界相互作用を解析するために、可変磁気結合リアクトル１００の動作原理式について説明する。

図１２は、コア１５０の形状パラメータを説明するための斜視図である。さらに、図１３には、図１２に示されたコア１５０における磁気的な等価回路図が示される。

図１６を参照して、コア１５０は、たとえば、矩形形状の組合せで構成される。すなわち、幅Ｗ×奥行きＤの上下基底部の間に、高さＨＧの磁脚部１５１〜１５３が、互いに同一方向に沿って柱状に形成されている。磁脚部１５４は、磁脚部１５１〜１５３と交差する方向に延在するように設けられる。磁脚部１５４は、磁脚部１５１〜１５３の一端側同士、および、他端側同士をそれぞれ接続するように形成される。

磁脚部１５１〜１５３は、断面積ＳＣ１〜ＳＣ３をそれぞれ有する。また、磁脚部１５１〜１５３の幅は、それぞれＷ１〜Ｗ３である。さらに、磁脚部１５１〜１５３に設けられたギャップ１６１〜１６３は、ギャップ長Ｌｇ１〜Ｌｇ３をそれぞれ有する。さらに、磁脚部１５１〜１５３によってそれぞれ形成される磁気回路２５１〜２５３の磁路長を、それぞれＬＮ１〜ＬＮ３とする。なお、磁脚部１５１および１５２は同一形状で形成される。すなわち、Ｌｇ１＝Ｌｇ２、かつ、ＳＣ１＝ＳＣ２（Ｗ１＝Ｗ２）である。

図１２に示された形状パラメータ値を用いると、磁脚部１５１〜１５３の断面積ＳＣ１〜ＳＣ３は（５），（６）式で示される。また、磁路長ＬＮ１〜ＬＮ３は、下記式（７），（８）で示される。

次に図１６を参照して、磁脚部１５１による磁気回路２５１では、直列接続された磁路長ＬＮ１の磁気抵抗Ｒｍａおよびギャップ長Ｌｇ１の磁気抵抗Ｒｇａを、磁束φ１が通過する。同様に、磁脚部１５２による磁気回路２５２では、直列接続された磁路長ＬＮ２の磁気抵抗Ｒｍｂおよびギャップ長Ｌｇ２の磁気抵抗Ｒｇｂを、磁束φ２が通過する。また、磁脚部１５３による磁気回路２５３では、直列接続された磁路長ＬＮ３の磁気抵抗Ｒｍｃおよびギャップ長Ｌｇ３の磁気抵抗Ｒｇｃを、磁束φ３が通過する。図１０に示された磁界方向から理解されるとおり、ループを形成する磁束φ１およびφ２について、磁気回路２５１および２５２のそれぞれにおける方向は互いに逆である。

図１３の磁気抵抗Ｒｍａ，Ｒｍｂ，Ｒｍｃは、下記式（９）〜（１１）式で示される。また、ギャップ部分の磁気抵抗Ｒｇａ，Ｒｇｂ，Ｒｇｃは、下記式（１２），（１３）で示される。

式（９）〜（１３）において、μ０は真空中の透磁率を示し、μｒ１〜μｒ３は、磁脚部１５１〜１５３（磁気回路２５１〜２５３）における比透磁率を示す。磁脚部１５１，１５２，１５３（磁気回路２５１，２５２，２５３）における透磁率は、それぞれμ０・μｒ１，μ０・μｒ２，μ０・μｒ３となる。

後程説明するように、比透磁率の特性は、コア１５０の材質に依存する。また、コア１５０の磁化特性が非線形性を有する場合には、比透磁率はμｒ１〜μｒ３、磁界の大きさ（磁束密度）にも依存して変化する。一方で、Ｌ１〜Ｌ３、ＳＣ１〜ＳＣ３およびＬｇ１〜Ｌｇ３は、図１２に示されたコア形状に依存する固定値である。したがって、磁気抵抗Ｒｇａ〜Ｒｇｃは、磁脚部１５１，１５２，１５３における透磁率μ０・μｒ１，μ０・μｒ２，μ０・μｒ３の関数として変化し得る。

磁気回路２５１〜２５３の磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、下記の式（１４）〜（１６）によって示される。また、以降での表記を簡略化するために、式（１７）に示されるように、磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ３に基づくパラメータＲｋが導入される。

上記より、磁気抵抗Ｒ１〜Ｒ３およびパラメータＲｋは、比透磁率μｒ１〜μｒ３に依存した変数となり得る。

本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトル１００のインダクタンスを求めるために、巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２によるインダクタンスを算出する。各インダクタンスは、各巻線による自己インダクタンスと、巻線間の相互インダクタンスとの和によって求められる。

巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２のそれぞれ自己インダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃは、式（１５）〜（１７）のパラメータを用いて、下記（１８）〜（２０）で示される。以下では、巻線１２１ａおよび１２１ｂ，１２２の巻数の和をＮＴ１とし、巻線１２２の巻数をＮＴ３とする。

また、相互インダクタンスについては、式（１５）〜（１７）のパラメータを用いて、下記（２１）〜（２３）で示される。式（２１）には、巻線１２１ａおよび１２１ｂの間の相互インダクタンスＭａｂ，Ｍｂａが示される。式（２２）には、巻線１２１ｂおよび１２２の間の相互インダクタンスＭｂｃ，Ｍｃｂが示される。式（２３）には、巻線１２２および１２１ａの間の相互インダクタンスＭｃａ，Ｍａｃが示される。

再び図１３を参照して、磁気回路２５１には誘起電圧Ｖａが生じ、磁気回路２５２には誘起電圧Ｖｂが生じ、磁気回路２５３には誘起電圧Ｖｃが生じる。図１０および図１１に示した電流方向から、誘起電圧ＶａおよびＶｂは同一方向であり、かつ、誘起電圧Ｖｃは、誘起電圧ＶａおよびＶｂと逆方向である。

磁気回路２５１および２５２での誘起電圧ＶａおよびＶｂの和は、上述したリアクトルＬ１に印加される電圧ＶＬ１と釣り合う。同様に、磁気回路２５３での誘起電圧Ｖｃは、リアクトルＬ２の電圧ＶＬ２と釣り合う。

次に、上記式（１８）〜（２０）を用いて、リアクトルＬ１，Ｌ２に印加される電圧Ｖｘ，Ｖｙと流れる電流ｉｘ，ｉｙとの関係式として、式（２４），（２５）が求められる。電圧ＶｘおよびＶｙは、リアクトル電圧ＶＬ１およびＶＬ２に相当し、電流ｉｘおよびｉｙは、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２に相当する。

式（２４）および（２５）を、電流変化ｄｉｘ／ｄｔおよびｄｉｙ／ｄｔについて解き直すように変形すると、下記式（２６），（２７）が得られる。

ここで、式（２６），（２７）中で用いられた各パラメータＬｃ，（Ｍｂｃ−Ｍｃｂ），ＤＥＴ，（Ｌａ＋Ｌｂ＋Ｍａｂ）は、下記の式（２８）〜（３１）で表わすことができる。

式（２８）〜（３１）を式（２６），（２７）に代入すると、下記の式（３２）が得られる。

ここで、解析を簡素化するために、リアクトルＬ１およびＬ２の巻線数が等しい、すなわち、ＮＴ１＝ＮＴ３とすると、式（３２）は、下記の式（３３）に変形される。

式（３３）から理解されるように、Ｒ１＝Ｒ２のとき、すなわち、磁脚部１５１および１５２のそれぞれによる磁気回路２５１および２５２の磁気抵抗Ｒ１およびＲ２が同等であるとき、リアクトル電流ＩＬ１の電流変化率に相当する（ｄｉｘ／ｄｔ）は、リアクトルＬ２の電圧Ｖｙの影響を受けることなく、リアクトルＬ１のＶｘによって決まる。同様に、リアクトル電流ＩＬ２の電流変化率に相当する（ｄｉｙ／ｄｔ）は、リアクトルＬ１の電圧Ｖｘの影響を受けることなく、リアクトルＬ２の電圧Ｖｙに応じて決まる。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２の間に磁気結合は生じず、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気的に非干渉な状態で動作する（非磁気結合モード）。

これに対して、磁気抵抗Ｒ１およびＲ２の間に差が生じると、Ｒ２−Ｒ１≠０となることにより、リアクトルＬ１の電圧Ｖｘが電流変化率（ｄｉｙ／ｄｔ）に影響するとともに、リアクトルＬ２の電圧Ｖｘが電流変化率（ｄｉｘ／ｄｔ）に影響するようになる。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２の間に磁気結合が発生して、両者が磁気的に相互干渉するようになる（磁気結合モード）。この結果、リアクトルＬ１，Ｌ２の電圧−電流挙動が変化することになる。なお、インダクタンスを表現するために、式（２４），（２５）におけるＭｂｃ−ＭｃａをＭｘｙと置くと、式（２４），式（２５）は、式（３４）で示すことができる。

式（３４）において、Ｍｘｙは、上述の磁気結合による相互干渉項に相当する。すなわち、磁気結合が発生しない場合には、Ｍｘｙ＝０である。このとき、リアクトルＬ１のインダクタンスは、巻線１２１ａ，１２１ｂによるインダクタンスの合計値である、Ｌａ＋Ｌｂ＋２・Ｍａｂに相当する。また、リアクトルＬ２のインダクタンスは、巻線１２２によるインダクタンスＬｃに相当する。

一方で、インダクタンスＬ１，Ｌ２間に、磁気抵抗Ｒ１およびＲ２の差に起因した磁気干渉が発生すると、Ｍｘｙ≠０となって、リアクトルＬ１およびＬ２の各インダクタンスが、Ｍｘｙ＝０（磁気的に非結合）のときから変化することになる。

ここで、上述のように、磁気抵抗Ｒ１，Ｒ２は、磁脚部１５１，１５２の透磁率（比透磁率）に応じて変化する。したがって、磁脚部１５１，１５２の透磁率（比透磁率）に差が生じると、磁気抵抗Ｒ１およびＲ２に差が生じることが理解される。

さらに、図１０および図１１で説明したように、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルでは、リアクトルＬ１に対応する磁脚部１５１および１５２の間では、リアクトルＬ２からの磁束との作用によって、磁界の大きさが不均衡になる。したがって、このような磁界の不均衡に起因して透磁率（比透磁率）に差が生じると、Ｒ１≠Ｒ２となって磁気結合による磁気的な干渉が発生することになる。

ここで、磁界および磁束密度と透磁率の関係について図１４および図１５を用いて説明する。

図１４には、強磁性体の一般的な磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）が示される。図１４には、磁界が印加されていない状態から磁化されるときの磁化曲線３０５（いわゆる、初期磁化曲線）が示される。

図１４を参照して、磁界Ｈが大きくなるに従って磁束密度Ｂが増加する。しかしながら、磁界Ｈが大きくなっていくと、磁束密度Ｂの増加の割合は徐々に減少する。そして、最終的には、Ｂ−Ｈ曲線が水平となる、すなわち、磁界を大きくしても磁束密度がこれ以上増加しない、磁気飽和と呼ばれる現象が発生する。磁気飽和時の磁束密度は、飽和磁束密度Ｂｓｍａｘと称される。

図１４に示された、磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）における接線の傾きが、磁性体（コア１５０）の透磁率に相当する。

図１５には、図１４に示された磁化曲線における磁束密度の変化に対する透磁率の変化特性が示される。

図１５を参照して、磁界Ｈ＜Ｈａ、すなわち磁束密度Ｂ＜Ｂａの領域１３０では、磁界Ｈの変化に対して、磁束密度Ｂはほぼ線形に変化する。領域３１０では、透磁率μはほぼ一定値となる。このような領域を、以下では「線形領域３１０」とも称する。

これに対して、Ｈ＞Ｈａ、すなわち、Ｂ＞Ｂａの領域では、磁界Ｈの増加に対する磁束密度Ｂの増加率、すなわち、透磁率μが線形領域３１０よりも低くなる。また、透磁率μは、磁界Ｈの増加に対してさらに減少していく。このような領域を、以下では「非線形領域」または「飽和領域」とも称する。さらに磁束密度が上昇すると、透磁率μはさらに低下する。そして、Ｂ＝Ｂｓｍａｘに達すると、ほぼμ＝０となってしまう。上記のような特性、すなわち、非線形領域を有する磁性材料は、一般に非線形磁性材料と称される。

一方、仮にこのような非線形領域を有さないような磁性材料（線形磁性材料）を用いる場合には、図１５中に点線３０７で示されるように、磁束密度Ｂの変化に対して透磁率μは一定に維持される。あるいは、動作点が線形領域内に維持されるように磁束密度Ｂを制限して使用する場合にも、点線３０７に示すように、透磁率を一定としてリアクトルを動作させることができる。

図１０および図１１で説明したように、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が流れている状態では、リアクトルＬ１に対応する磁脚部１５１および１５２の間では、磁界の大きさが不均衡になる。具体的には、磁脚部１５２では、リアクトル電流ＩＬ１による磁界とリアクトル電流ＩＬ２による磁界とが互いに強め合うので、磁界が大きくなる。一方で、磁脚部１５１では、リアクトル電流ＩＬ１による磁界とリアクトル電流ＩＬ２による磁界とが互いに弱め合うので、磁界が小さくなる。

上述のように、磁脚部１５１による磁気回路２５１の磁気抵抗Ｒ１（式（９），（１４））は、透磁率μ０・μｒ１の変数であり、磁脚部１５２による磁気回路２５２の磁気抵抗Ｒ２（式（１０），（１５））は、透磁率μ０・μｒ２の変数である。磁脚部１５１，１５２での磁界の大きさと、比透磁率μｒ１およびμｒ２との関係について、さらに考察する。

図１６は、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が小さい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。図１６には、磁脚部１５１〜１５３のそれぞれの磁気的な動作点３０１〜３０３がＢ−Ｈ曲線上で示される。

図１６を参照して、磁界が強め合う磁脚部１５２の動作点３０２は、磁脚部１５３の動作点よりも、Ｂ−Ｈ曲線上で磁束密度Ｂが大きくなる。一方で、磁界が弱め合う磁脚部１５１の動作点３０１は、磁脚部１５３の動作点よりも、Ｂ−Ｈ曲線上で磁束密度Ｂが小さくなる。上述のように、磁脚部１５３では、巻線１２１ａからの磁束２２１と巻線１２１ｂからの磁束２２２とが打ち消し合うため、磁界の大きさは、リアクトル電流ＩＬ２によって生じる磁界相当となる。

リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が小さい領域では、動作点３０１および３０２の両方は、図１４に示した線形領域３１０内に位置する。したがって、式（９），（１０）中のμｒ１＝μｒ２である。したがって、式（１４），（１５）についてＲ１＝Ｒ２となる。この結果、式（３３）中の（Ｒ２−Ｒ１）の項は、Ｒ２−Ｒ１＝０となる。このとき、式（２８）より、Ｍｂｃ−Ｍｃａ＝０となるので、式（３４）中のＭｘｙ＝０となる。

したがって、各磁脚部１５１〜１５３の動作点３０１〜３０３が線形領域３１０内である状態では、リアクトルＬ１およびＬ２の間に磁気結合は生じず、両者を磁気的に非干渉としてリアクトルＬ１およびＬ２を動作させることができる。このとき、磁脚部１５１〜１５３は、線形領域３１０で磁化される状態である。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、非磁気結合モードで動作する。

これらの動作点３０１〜３０３は、リアクトルＬ１，Ｌ２の設計、具体的には、コア１５０および巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２等の設計によって左右される。たとえば、最大定格時、すなわち、設計上の最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過にも、動作点３０１〜３０３が線形領域３１０内となるように、磁脚部１５１，１５２の断面積ＳＣ１，ＳＣ２を設計すれば、リアクトルＬ１，Ｌ２は、両者が磁気的に非干渉な状態を維持して使用される。しかしながら、このようなコア１５０の設計は、サイズの大型化を招くことが懸念される。

したがって、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルは、リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気結合モードでも動作するように設計される。

なお、以下、本明細書での説明において、最大電流Ｉ（ｍａｘ）は、リアクトルＬ１，Ｌ２単体での最大定格電流のみを意味するのではなく、リアクトルＬ１，Ｌ２が組み込まれた電源システム（たとえば、図１に示された電源システム５）の最大出力時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の通過電流をも意味する。たとえば、電源システム内のリアクトル以外の要素（たとえば、スイッチング素子）によって、システムの最大許容電流が規定される場合には、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流容量に余裕があっても、電源システムが当該最大許容電流で動作するときのリアクトル電流を最大電流Ｉ（ｍａｘ）として、リアクトルＬ１，Ｌ２を設計することができる。すなわち、最大電流Ｉ（ｍａｘ）は、設計時に想定されたリアクトルＬ１，Ｌ２の使用電流範囲の上限値を意味する。

図１７には、リアクトル電流が大きい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図が示される。

図１７を参照して、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が大きくなると、磁界が強め合う磁脚部１５２の動作点３０２は、図１６と比較して、磁束密度Ｂがさらに大きくなる。一方で、磁界が弱め合う磁脚部１５２の動作点３０２は、図１６と比較して、磁束密度Ｂがさらに小さくなる。この結果、動作点３０２が線形領域３１０内である一方で、動作点３０１が線形領域３１０から外れて、飽和領域に入ってしまう。このとき、磁脚部１５１は線形領域で磁化される一方で、磁脚部１５２は非線形領域（飽和領域）で磁化される状態となる。

図１５に示されたように、磁束密度Ｂが大きくなることにより線形領域３１０から外れて、飽和領域に入ってしまうと、透磁率μ、すなわち、磁脚部の比透磁率が小さくなる。この結果、式（９），（１０）中のμｒ１＞μｒ２となることにより、式（１４），（１５）についてＲ２＞Ｒ１となる。この結果、式（３３）中の（Ｒ２−Ｒ１）の項は、Ｒ２−Ｒ１＞０となる。このとき、式（２８）より、Ｍｂｃ−Ｍｃａ＞０となるので、式（３４）中のＭｘｙ＜０となる。したがって、動作点３０１および３０２が線形領域および飽和領域にそれぞれ位置する状態では、リアクトルＬ１およびＬ２の間に、磁気結合による磁気的な干渉が発生する。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合モードで動作する。

次に、上記磁気結合が発生したときのリアクトルＬ１，Ｌ２の電圧−電流挙動を説明する。

図１８には、リアクトル電圧およびリアクトル電流の動作波形例が示される。
図１８を参照して、リアクトル電圧ＶＬ１は、上述のように、図１に示された電力変換器６におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに応じて、正電圧期間（ＶＬ１＞０）および負電圧期間（ＶＬ１＜０）を有するパルス状波形を有する。同様に、リアクトル電圧ＶＬ２についても、電力変換器６におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１）のオンオフに応じて、正電圧期間（ＶＬ２＞０）および負電圧期間（ＶＬ２＜０）を有するパルス状波形を有する。

リアクトル電流ＩＬ１は、ＶＬ１＞０の期間において上昇し、ＶＬ１＜０の期間において低下する。同様に、リアクトル電流ＩＬ２は、ＶＬ２＞０の期間において上昇し、ＶＬ２＜０の期間において低下する。

この結果、リアクトル電圧ＶＬ１，ＶＬ２の位相に応じて、リアクトル電流ＩＬ１の変化率（ｄＩＬ１／ｄｔ）と、リアクトル電流ＩＬ２の変化率ｄＩＬ２／ｄｔとの符号が同じになる期間と、両者が異なる期間とが存在するようになる。

図１８の例では、時刻ｔａ〜ｔｂ間では、ｄＩＬ１／ｄｔ＞０、かつ、ｄＩＬ２／ｄｔ＞０であるので、両者の符号は同じである。一方で、時刻ｔｂ〜ｔｃ間では、ｄＩＬ１／ｄｔ＜０、かつ、ｄＩＬ２／ｄｔ＞０であるので、両者の符号は異なる。また、時刻ｔｂ〜ｔｃ間でも、ｄＩＬ１／ｄｔ＞０、かつ、ｄＩＬ２／ｄｔ＜０であるので、両者の符号は異なる。

ここで、リアクトル電流の変化率ｄＩＬ１／ｄｔおよびｄＩＬ２／ｄｔは、式（３３），（３４）中のｄｉｘ／ｄｔおよびｄｉｙ／ｄｔにそれぞれ相当する。また、上述のように、リアクトル電圧ＶＬ１，ＶＬ２は、式（３３），（３４）中のＶｘおよびＶｙにそれぞれ相当する。

再び、式（３３）を参照して、ｄｉｘ／ｄｔと、ＶｘおよびＶｙとの関係を考察すると、Ｒ１＋Ｒ２＞０が常に成立するため、Ｒ２−Ｒ１＞０の場合には、Ｖｘ，Ｖｙの符号が異なるときの方が、ＶｘおよびＶｙの符号が同じときと比較して、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜が小さくなることが理解される。このとき、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の傾きが小さくなる。同様に、｜ｄｉｙ／ｄｔ｜についても、Ｖｘ，Ｖｙの符号が異なるときの方が、ＶｘおよびＶｙの符号が同じときと比較して、小さくなることが理解される。

したがって、Ｒ２＞Ｒ１の条件と、ＶｘかつＶｙの符号が異なるとの条件とが重なると、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の傾きが小さくなる。すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが等価的に増加して、リップル電流振幅が小さくなる。

これに対して、Ｒ２−Ｒ１＞０の場合に、Ｖｘ，Ｖｙの符号が同じになると、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜および、｜ｄｉｙ／ｄｔ｜は、Ｖｘ，Ｖｙの符号が異なるときと比較して大きくなる。

したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２間に磁気結合が生じている状態では、磁気干渉による（Ｒ２−Ｒ１）項が、リアクトル電圧（電流）間の位相関係に応じて、インダクタンスを上昇させる方向、または、低下させる方向に作用することになる。図２の例のように、リアクトル電流ＩＬ１を制御する電力変換器６およびリアクトル電流ＩＬ２を制御する電力変換器７の出力が別個に制御され得る構成、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が独立に制御され得る構成では、リアクトル電圧（電流）間の位相関係についても制御可能である。このため、磁気結合が生じている状態において、式（３４）中のＭｘｙ項によってリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが等価的に増大するように、上記位相関係を制御することが可能である。

このように、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルは、リアクトルＬ１およびＬ２が磁気的に非結合である状態（動作点３０１〜３０３が図１６である状態）と、リアクトルＬ１およびＬ２が磁気的に結合している状態（動作点３０１〜３０３が図１７である状態）との両方で動作する点が特徴である。

この結果、最大電流Ｉ（ｍａｘ）での動作点３０２が線形領域３１０内に止まる様に断面積ＳＣ２を確保する必要がなくなる。また、磁界が弱め合う磁脚部１５１についても、非対称動作を前提として断面積ＳＣ１を縮小できる。さらに、上述した、インダクタンスを等価的に大きくする効果も生じるので、コア１５０を小型化しても、必要なインダクタンスを確保することができる。この結果、必要なインダクタンスを得るためのリアクトルの小型化を図ることができる。

図１９は、２つの直流電源間での電力配分制御を説明する概念図である。図２０には、電源システムからの出力電流のリップル幅から換算したインダクタンスの変化を説明する概念図が示される。図１９および図２０には、電源システム５から負荷３０へ電力を出力する場合、すなわち、力行動作時における電力配分制御が示される。

図１９を参照して、図１に示された電源システム５では、電力変換器６および７を図２に示すように別個に制御しながら、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する。この結果、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方を電流制御することにより、電源システム５全体が負荷３０に対して入出力する電力に対する、直流電源Ｂ１，Ｂ２間での配分を制御することができる。

したがって、負荷３０への出力電力を増加させる際に、直流電源Ｂ１，Ｂ２の配分を制御しながら出力電力を増加させる動作線ＯＰ３に沿って、電源システム５を動作させることができる。これに対して、動作線ＯＰ１，ＯＰ２では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方のみを使用して、出力電力を増加させるように、電源システム５が動作する。

動作線ＯＰ１，ＯＰ２に沿って電源システム５が動作する場合には、リアクトルＬ１，Ｌ２の一方にしか電流が流れない。したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２の一方からしか磁界が発生されないので、リアクトルＬ１，Ｌ２間に磁気結合は生じない。

図２０を参照して、図１４に示された磁化曲線３０５を有する非線形磁性材料をコア１５０としてリアクトルを構成した場合には、動作線ＯＰ１，ＯＰ２に沿って電源システム５が動作したときのリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスは、特性線ＣＬ１に従って変化する。

動作線ＯＰ１，ＯＰ２に沿った動作時には、リアクトルＬ１，Ｌ２間で磁気結合が生じない状態が維持されたまま、電源システム５からの出力電力Ｐｏの増大に応じてリアクトル電流ＩＬ１またはＩＬ２が大きくなる。リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の増大に応じて、磁脚部１５１，１５２（リアクトルＬ１）における磁束密度、または、磁脚部１５３（リアクトルＬ２）における磁束密度が増加する。

磁束密度の増加によって動作点３０１，３０２または３０３が非線形領域に入ると、比透磁率μｒ１，μｒ２またはμｒ３が低下する。これにより、式（９）〜（１１）で説明したように、磁気抵抗Ｒ１，Ｒ２またはＲ３が大きくなる。式（１７）〜（２０）より、磁気抵抗Ｒ１，Ｒ２またはＲ３の上昇により、インダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃは低下することが理解される。

この結果、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスは、特性線ＣＬ１に示されるように、出力電力Ｐｏの増加に応じて低下する。ただし、この場合において、リアクトルＬ１，Ｌ２は互いに磁気的に非結合のまま安定的に動作できる。すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２が一体的に構成された可変磁気結合リアクトルを用いた電源システム５において、リアクトルＬ１，Ｌ２の一方のみに電流が流れる動作、すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方のみを使用する動作についても、安定的に実行できる。

これに対して、図１９に示した動作線ＯＰ３に沿って出力電力Ｐｏを増大させる場合には、出力電力Ｐｏの増加に応じて、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が大きくなる。したがって、動作線ＯＰ１，ＯＰ２の場合とは異なり、リアクトルＬ１，Ｌ２の間に磁気結合が生じる。

上述のように、磁気結合が生じている状態、すなわち、式（３３）中でＲ２−Ｒ１＞０となっている状態では、リアクトル電圧（電流）の位相関係に応じて、等価的にインダクタンスを増大させることができる。したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスは、特性線ＣＬ２に示されるように、出力電力Ｐｏの増加に応じた減少が抑制される。

したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に非結合となる動作領域（リアクトル電流が小さい領域）と、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合される動作領域（リアクトル電流が大きい領域）との両方で動作する、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルによれば、電源システム５からの高出力時、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が大きいときに、インダクタンスの確保が容易となる。

具体的には、リアクトルＬ１の自己インダクタンスを決める磁気抵抗Ｒ１＋Ｒ２、リアクトルＬ２の自己インダクタンスを決める磁気抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋４・Ｒ３）、および、リアクトルＬ１，Ｌ２間の相互インダクタンスを決める磁気抵抗（Ｒ２−Ｒ１）によって、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスを調整することができる。これらの磁気抵抗は、コア１５０の形状および寸法（断面積およびギャップ長）や巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２の巻数ＮＴ１，ＮＴ３によって調整することができる。

なお、実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトルでは、図１６および図１７に示した動作点３０１〜３０３に着目して、リアクトルＬ１，Ｌ２を設計することが好ましい。特に、上述した最大電流Ｉ（ｍａｘ）通流時の動作点を考慮して、設計のためのパラメータを決めることが好ましい。上述のように、最大電流Ｉ（ｍａｘ）は、最大電流Ｉ（ｍａｘ）は、設計時に想定されたリアクトルＬ１，Ｌ２の使用電流範囲の上限値を意味する。

再び図１７を参照して、磁脚部１５２の動作点３０２は、磁界の強め合い効果によって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の増加に応じて、飽和領域内でさらに磁束密度Ｂが大きくなる。しかしながら、飽和磁束密度Ｂｓｍａｘに達する動作点３０２♯まで磁束密度が大きくなると、磁性体のヒステリシス特性により、以降では磁化曲線３０５ではなく磁化曲線３０６に従って磁束密度Ｂが変化することになる。この結果、リアクトルＬ１の動作が不安定になることが懸念される。したがって、磁界が強め合う磁脚部１５２の動作点３０２については、最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過時に、磁束密度Ｂが飽和磁束密度Ｂｓｍａｘに達しないように、リアクトルＬ１を設計することが好ましい。

また、磁脚部１５１の動作点３０１は、磁界の弱め合い効果によって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の増加に応じて、磁束密度Ｂが小さくなる。しかしながら、磁界Ｈの向きが反転する動作点３０１♯（Ｈ＜０，Ｂ＜０）まで動作点３０１が変化すると、磁化方向の逆転によってリアクトルＬ１の動作が不安定になることが懸念される。したがって、磁界が弱め合う磁脚部１５１の動作点３０２については、最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過時に、磁界Ｈ（磁束密度Ｂ）の方向が逆転しないようにリアクトルＬ１を設計することが好ましい。

リアクトルＬ２に対応する磁脚部１５３の動作点３０３は、リアクトル電流ＩＬ２によって生じる磁界によって決まる。式（１１），（１３）に示されたように、磁脚部１５３の磁束密度Ｂに依存する比透磁率μｒ３によって磁気抵抗Ｒ３が変化する。式（３３）に示したように、（Ｒ２−Ｒ１）項がＶｘ，Ｖｙの両方に積算される一方で、Ｒ３はＶｙのみに積算される。したがって、Ｒ３項の変動は、リアクトルＬ１，Ｌ２の動作の均衡性に影響を及ぼすことが懸念される。したがって、磁脚部１５３の動作点３０３については、最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過時にも線形領域３１０内に維持されるように、リアクトルＬ２を設計することが好ましい。これにより、ＩＬ１，ＩＬ２≦Ｉ（ｍａｘ）の範囲内で、磁気抵抗Ｒ３の変動を回避できる。

本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトル１００では、上記の点を考慮しつつ、最大電流Ｉ（ｍａｘ）での動作時に必要なインダクタンスを確保するための、コア１５０の寸法や巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２の巻数等を抑制できることができる。この結果、共通化されたコアを用いて一体的に構成された２個のリアクトル素子間の磁気的な干渉を積極的に利用した可変磁気結合リアクトルを構成することによって、リアクトルの小型軽量化を図ることができる。

［実施の形態１の変形例］
実施の形態１で説明したように、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルでは、リアクトル電圧および電流の位相関係に応じて、磁気結合時における（Ｒ２−Ｒ１）項の作用が変化する。したがって、実施の形態１の変形例では、リアクトル値の増大効果をさらに高めるための、リアクトルの電圧および電流の位相制御のための電源システム制御について説明する。

図２１は、実施の形態１の変形例に従う電源システム制御のブロック図である。
図２１を参照して、電流制御器４１は、コントローラ４３ａおよびＰＷＭ制御部４４ａを有する。電圧制御器４２は、コントローラ４３ｂおよびＰＷＭ制御部４４ｂを有する。

コントローラ４３ａは、電流偏差ΔＩ（ΔＩ＝Ｉｏ＊−Ｉ［１］）を補償するためのフィードバック制御（たとえば、ＰＩ制御）によって、直流電源Ｂ１に対応するデューティ比ＤＴ１を演算する。なお、直流電源Ｂ１の出力電圧Ｖ［１］および電圧指令値ＶＨ＊の電圧比から求められる理論昇圧比をさらに反映して、デューティ比ＤＴ２を演算することも可能である。

コントローラ４３ｂは、電圧偏差ΔＶ（ΔＶ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するためのフィードバック制御（たとえばＰＩ制御）によって、直流電源Ｂ２に対応するデューティ比ＤＴ２を演算する。なお、直流電源Ｂ１の出力電圧Ｖ［１］および電圧指令値ＶＨ＊の電圧比から求められる理論昇圧比をさらに反映して、デューティ比ＤＴ１を演算することも可能である。

キャリア波発生部４５は、直流電源Ｂ１の制御に用いるキャリア波ＣＷ１および、直流電源Ｂ２の制御に用いるＣＷ２を発生する。ＰＷＭ制御部４４ａは、デューティ比ＤＴ１およびキャリア波ＣＷ１の比較に基づくＰＷＭ制御により、リアクトルＬ１への印加電圧を制御するための制御指令信号ＶＬ１＊を生成する。ＰＷＭ制御部４４ｂは、デューティ比ＤＴ２およびキャリア波ＣＷ２の比較に基づくＰＷＭ制御により、リアクトルＬ２への印加電圧を制御するための制御指令信号ＶＬ２＊を生成する。キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２は、スイッチング周波数に相当する同一周波数を有する。

制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊は、論理ローレベル（以下、単に「Ｌレベル」と表記する）および論理ハイレベル（以下、単に「Ｈレベル」と表記する）のいずれかに設定される。制御指令信号ＶＬ１＊は、電力変換器６におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する。具体的には、ＶＬ１＊＝Ｈレベルのときには、スイッチング素子Ｑ２がオンされる。これにより、リアクトル電圧ＶＬ１＞０となる。一方で、ＶＬ１＊＝Ｌレベルのときには、下アーム素子であるスイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）される。これにより、リアクトル電圧ＶＬ１＜０となる。

同様に、制御指令信号ＶＬ２＊は、電力変換器７におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御する。具体的には、ＶＬ２＊＝Ｈレベルのときには、下アーム素子であるスイッチング素子Ｑ４がオンされてＶＬ２＞０とされる一方で、ＶＬ２＊＝Ｌレベルのときには、スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）されてＶＬ２＜０となる。

図２２には、ＰＷＭ制御部４４ａ，４４ｂの動作を説明するための波形図が示される。
図２２を参照して、直流電源Ｂ１の制御指令信号ＶＬ１＊は、キャリア波ＣＷ１とデューティ比ＤＴ１との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。ＤＴ１＞ＣＷ１の期間では、制御指令信号ＶＬ１＊がＨレベルに設定される一方で、ＣＷ１＜ＤＴ１の期間では、制御指令信号ＶＬ１＊がＬレベルに設定される。

したがって、デューティ比ＤＴ１の上昇に応じて、制御指令信号ＶＬ１＊のＨレベル期間が長くなる。これにより、デューティ比ＤＴ１の上昇に応じて直流電源Ｂ１の出力が増加する一方で、デューティ比ＤＴ１の低下に応じて直流電源Ｂ１の出力が減少する。このように、直流電源Ｂ１からの出力制御のための制御指令信号ＶＬ１＊に基づいて、下アーム素子（スイッチング素子Ｑ２）のオン期間およびオフ期間の比率が制御される。

同様に、直流電源Ｂ２の制御指令信号ＶＬ２＊は、キャリア波ＣＷ２とデューティ比ＤＴ２との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。ＤＴ２＞ＣＷ２の期間では、制御指令信号ＶＬ２＊がＨレベルに設定される一方で、ＣＷ２＜ＤＴ２の期間では、制御指令信号ＶＬ２＊がＬレベルに設定される。

したがって、デューティ比ＤＴ２の上昇に応じて、制御指令信号ＶＬ２＊のＨレベル期間が長くなる。これにより、デューティ比ＤＴ２の上昇に応じて直流電源Ｂ２の出力が増加する一方で、デューティ比ＤＴ２の低下に応じて直流電源Ｂ２の出力が減少する。このように、直流電源Ｂ２からの出力制御のための制御指令信号ＶＬ２＊に基づいて、下アーム素子（スイッチング素子Ｑ４）のオン期間およびオフ期間の比率が制御される。

実施の形態１の変形例では、直流電源Ｂ１およびＢ２の出力制御に用いられるキャリア波の位相制御（以下、「キャリア位相制御」とも称する）が実行される。

図２３は、実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御の適用を説明するための波形図である。

図２３を参照して、キャリア位相制御の適用時には、キャリア波発生部４５は、直流電源Ｂ１のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷ１と、直流電源Ｂ２のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷ２との間に位相差φを設ける。図２３では、φ＝１８０度の場合が例示される。

これに対して、図２２に示された動作波形例では、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２は、同一周波数かつ同一位相である。言い換えると、図２２では、φ＝０である。

位相差φが設けられた下でも、制御指令信号ＶＬ１＊は、キャリア波ＣＷ１とデューティ比ＤＴ１との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。同様に、制御指令信号ＶＬ２＊は、キャリア波ＣＷ２とデューティ比ＤＴ２との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。

図２３において、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２は図２２と同一値である。したがって、図２３の制御指令信号ＶＬ１＊は、図２２の制御指令信号ＶＬ１＊と比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。同様に、図３０の制御指令信号ＶＬ２＊についても、図２２の制御指令信号ＶＬ２＊と比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。

キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の間に位相差φを設けることにより、図２３の制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊は、図２２の制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊とは異なった波形となる。図２２および図２３の比較から、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の間の位相差φを変化させることにより、リアクトル電圧ＶＬ１，ＶＬ２間およびリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２間の位相関係についても変化することが理解される。

一方で、同一のデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に対して、電流ＩＬ１およびＩＬ２の平均値は、図２２および図２３の間で同等であることが理解される。すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力は、デューティ比ＤＴ１およびＤＴ２によって制御されるものであり、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２間の位相差φを変化させても影響が生じない。

本実施の形態１の変形例では、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、可変磁気結合リアクトル１００が磁気結合モードで動作するときの等価的なインダクタンスの増大効果を高める。

図１８および式（３３），（３４）を用いて説明したように、リアクトルＬ１，Ｌ２間に磁気結合が生じている状態において、リアクトル電流の変化率ｄＩＬ１／ｄｔおよびｄＩＬ２／ｄｔの符号が異なる期間を長くするように、リアクトル電圧ＶＬ１，ＶＬ２の位相を制御すると、等価的にインダクタンスを高めることができる。具体的には、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の傾きを小さくして、リップル電流を抑制することができる。

したがって、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊のＨレベル期間の長さが、デューティ比ＤＴ１およびＤＴ２によってそれぞれ規定される下で、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊間の論理レベルが異なる期間がより長くなるようにパルス位相を調整すれば、上述した等価的なインダクタンスの増大効果をさらに高めることができる。

図２４は、本実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御の動作例を説明するための波形図である。

図２４を参照して、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊のＨレベル期間がそれぞれ同一の下でも、位相差φを調整することにより、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の論理レベルが異なる期間は変化する。図２４に示されるように、位相差φ＝φ＊としたときに、制御指令信号ＶＬ１＊がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミングと、制御指令信号ＶＬ２＊がＬレベルからＨレベルへ遷移するタイミングとが同位相となる（時刻ｔｘ）。このとき、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の論理レベルが異なる期間を最も長く確保することができる。以下では、このような位相関係をもたらす位相差φ＊を、最適位相差φ＊とも称する。

ここで、図２０に示された位相差φ＝０のときの波形と、図２４に示された位相差φ＝φ＊のときの波形とを比較する。制御指令信号ＶＬ２＊の１周期に対する、図２０での時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４期間の割合と、図２４での時刻ｔｚ〜ｔｗの期間の割合との比較から、キャリア位相制御によって、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２が同一であるＰＷＭ制御の下で、リアクトル電流の変化率ｄＩＬ１／ｄｔおよびｄＩＬ２／ｄｔの符号が異なる期間を長くできていることが理解される。

なお、図２４の例とは逆に、制御指令信号ＶＬ１＊がＳＤ１がＬレベルからＨレベルへ遷移するタイミング（時刻ｔｙ）と、制御指令信号ＶＬ２＊がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミング（時刻ｔｚ）が同位相となるように位相差φを設定した場合にも、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の論理レベルが異なる期間を同様に確保することができる。すなわち、このときの位相差φを最適位相差φ＊とすることも可能である。

図２４に示されるように、制御指令信号ＶＬ１＊がＨレベルからＬレベルへ変化するタイミングで、リアクトル電流ＩＬ１も上昇から低下に転じる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１は極大となる。反対に、制御指令信号ＶＬ１＊がＬレベルからＨレベルへ変化するタイミングで、リアクトル電流ＩＬ１も低下から上昇に転じる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１は極小となる。

このように、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の論理レベルが遷移するタイミングは、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点（極大点または極小点）に対応する。したがって、上記のように、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の論理レベルが異なる期間を最も長く確保するために、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の論理レベルの遷移タイミングを一致させるように位相差φ＝φ＊に設定すると、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の変曲点が同一タイミングとなる。

図２２〜図２４からも理解されるように、制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊の波形は、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２によって決まる。したがって、図２４のような制御指令信号ＶＬ１＊，ＶＬ２＊間の関係およびＩＬ１，ＩＬ２の電流位相が実現できる最適位相差φ＊についても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に応じて変わることが理解される。

このため、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２と、最適位相差φ＊との関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップ（以下、「位相差マップ」とも称する）あるいは関数式（以下、「位相差算出式」とも称する）として制御装置４０に記憶することが可能である。

可変磁気結合リアクトル１００に含まれるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流を制御する機能を有する制御装置４０は、コントローラ４３ａ，４３ｂ（図２１）で算出されたデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に基づいて、上記位相差マップないし位相差算出式を参照して、最適位相差φ＊を設定することができる。そして、キャリア波発生部４５（図２１）は、設定された最適位相差φ＊を有するように、同一周波数のキャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を発生する。

上記のような電流位相となるように、キャリア位相制御を適用して、可変磁気結合リアクトル１００を通過するリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２を制御することにより、リアクトルＬ１，Ｌ２間に磁気結合が生じている状態における等価的なインダクタンスの増大効果をさらに高めることができる。

図２５および図２６には、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルにおいてキャリア位相制御を適用したときの動作例が示される。図２５および図２６には、回路シミュレータによって解析された動作波形図が示される。

図２５を参照して、図２５（ａ）には、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に非結合であるときのシミュレーション波形が示され、図２５（ｂ）には、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合状態であるときのシミュレーション波形が示される。図２５（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の極小点とリアクトル電流ＩＬ２の極大点とが同一タイミングとなるようにキャリア位相制御が適用されている。

なお、図２５（ａ），（ｂ）の間では、回路定数を同一とした下で、リアクトル電流ＩＬ１の平均値同士およびＩＬ２の平均値同士が同じになるようにシミュレーション条件が定められている。すなわち、図２５（ａ）のシミュレーションでは、式（３４）中のインダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｍａｂについては、図２５（ｂ）と同一値とした上で、Ｍｘｙ＝０としてシミュレーションを実行している。

図２５（ｂ）のリアクトル電流ＩＬ１のピークトゥピーク値（リップル成分）は、図２５（ａ）のリアクトル電流ＩＬ１のリップル成分よりも抑制されていることが、両者の比較から理解される。同様に、リアクトル電流ＩＬ２についても、図２５（ｂ）の方が、図２５（ａ）よりもリップル成分が抑制されている。

図２５（ｂ）では、特に、小電流側のリアクトル電流ＩＬ１のピーク抑性に効果があることが理解される。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２の極大点とリアクトル電流ＩＬ１の極小点とが同一タイミングとなるようにキャリア位相制御を行なうとリアクトル電流ＩＬ２のピーク抑制に効果がある。

図２６を参照して、図２６（ａ）には、図２５（ａ）と同一の波形、すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に非結合であるときのシミュレーション波形が示される。図２６（ｂ）には、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合状態であるときのシミュレーション波形が示される。図２６（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の極大点とリアクトル電流ＩＬ２の極小点とが同一タイミングとなるように、すなわち、図２６と同等の電流位相となるように、キャリア位相制御が適用される。なお、図２６（ａ），（ｂ）の間でも、シミュレーション条件は、図２５（ａ），（ｂ）と同様である。

図２６（ｂ）のリアクトル電流ＩＬ１のピークトゥピーク値（リップル成分）は、図２６（ａ）のリアクトル電流ＩＬ１のリップル成分よりも抑制されていることが、両者の比較から理解される。同様に、リアクトル電流ＩＬ２についても、図２６（ｂ）の方が、図２６（ａ）よりもリップル成分が抑制されている。

図２６（ｂ）では、特に、大電流側のリアクトル電流ＩＬ１のピーク抑性に効果があることが理解される。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の極大点とリアクトル電流ＩＬ２の極小点とが同一タイミングとなるようにキャリア位相制御を行なうとリアクトル電流ＩＬ１のピーク抑制に効果がある。

これらのシミュレーション波形から、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルでは、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合するように動作させることで、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル成分を抑性、すなわち、等価的にインダクタンスを増大できることが理解される。

さらに、図２５（ｂ）および図２６（ｂ）では、キャリア位相制御の適用により、リアクトル電流ＩＬ１の傾き（変化率）の符号と、リアクトル電流ＩＬ２の傾き（変化率）の符号とが異なる期間Ｔａを長くし、両符号が同じである期間Ｔａを短くすることができる。この結果、可変磁気結合リアクトルにおけるインダクタンス増大効果を高めることができる。これらの等価的なインダクタンス増大効果により、共通化されたコア１５０を用いて２個のリアクトルＬ１，Ｌ２を一体化した複合磁気部品によって可変磁気結合リアクトルを構成することによって、リアクトルの小型軽量化を図ることができる。

［他の電流領域での動作］
以上、実施の形態１およびその変形例では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が共に正の領域（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）における可変磁気結合リアクトルの動作を説明した。この状態では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が電力を供給（放電）している。

しかしながら、実施の形態１およびその変形例で説明した可変磁気結合リアクトルが適用された電源システム５は、直流電源Ｂ１，Ｂ２の少なくとも一方が充電されるような、上記以外の電流領域でも動作することができる。すなわち、上記可変磁気結合リアクトルは、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０の領域、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０の領域、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＞０の電流領域でも同様に動作することができる。

図２７は、リアクトル電流およびリアクトル電圧の極性の各組み合わせにおける可変磁気結合リアクトルの動作を説明するための図表である。

図２７を参照して、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２にそれぞれ相当する電流ｉｘ，ｉｙと、リアクトルＬ１，Ｌ２への印加電圧である電圧Ｖｘ，Ｖｙとの極性（正／負）の組み合わせによって、リアクトルＬ１，Ｌ２は、パターン１〜２４の２４個の動作パターンを有する。図２７中では、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２による磁界が強め合う磁脚部を「＋」と表記する一方で、磁界が弱め合う磁脚部を「−」と表記する。

パターン１〜４は、上述した、ＩＬ１＞０かつＩＬ２＞０のときの動作パターンである。これらの動作パターンでは、上述のように、磁脚部１５２で磁界が強め合う一方で、磁脚部１５１では磁界が弱め合う。この場合には、式（３３）中の（Ｒ２−Ｒ１）が、非磁気結合モードでＲ２−Ｒ１＝０となる一方で、磁気結合モードでは（Ｒ２−Ｒ１）＞０となる。すなわち、（Ｒ２−Ｒ１）≧０である。このため、式（３３）の逆行列を求めることによって得られる式（３４）において、Ｍｘｙ≦０となる。

この場合には、式（３３）において、（Ｒ１＋Ｒ２）＞０、かつ、（Ｒ１＋Ｒ２＋４Ｒ３）＞０であることから、ＶｘおよびＶｙの符号が異なるときの方が、ＶｘおよびＶｙの符号が同じときと比較して、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜は小さくなる。したがって、ＶｘとＶｙの符号が異なるパターン２および３において、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜が減少する。一方で、ＶｘとＶｙの符号が同じであるパターン１および４では、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜は増大する。

パターン１３〜１６は、ＩＬ１＜０かつＩＬ２＜０のときの動作パターンである。これらのパターン１３〜１６では、リアクトル電流ＩＬ１による磁界の方向と、リアクトル電流ＩＬ２による磁界の方向との相対的な関係は、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０のときと同様である。したがって、これらの動作パターンにおいても、磁脚部１５２で磁界が強め合う一方で、磁脚部１５１では磁界が弱め合う。

したがって、パターン１３〜１６においても、（Ｒ２−Ｒ１）≧０である。すなわち、ＶｘおよびＶｙの符号が異なるパターン１４および１５において、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜が減少する。一方で、ＶｘおよびＶｙの符号が同じであるパターン１３および１６では、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜は増大する。

このように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の極性（正／負）が同じ場合には、ＶｘおよびＶｙの符号が異なることが、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅が小さくなる、すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが等価的に増加する条件となる。

したがって、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を適用する場合には、図２５および図２６で説明したように、一方のリアクトル電流の極大点と他方のリアクトル電流の極小点とが同一タイミングとなるように位相差φを制御することによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅を抑性できる。

これに対して、パターン５〜８は、ＩＬ１＞０かつＩＬ２＜０のときの動作パターンであり、パターン９〜１２は、ＩＬ１＜０かつＩＬ２＞０のときの動作パターンである。すなわち、パターン５〜１２では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の極性（正／負）が異なる。

したがって、パターン５〜１２では、リアクトル電流ＩＬ１による磁界の方向と、リアクトル電流ＩＬ２による磁界の方向との相対的な関係は、図１０，１１等で説明したのと反対である。したがって、これらの動作パターンでは、実施の形態１で説明したのとは反対に、磁脚部１５１で磁界が強め合う一方で、磁脚部１５２では磁界が弱め合う。この場合には、式（３３）中の（Ｒ２−Ｒ１）が、非磁気結合モードでＲ２−Ｒ１＝０となる一方で、磁気結合モードでは（Ｒ２−Ｒ１）＜０となる。すなわち、（Ｒ２−Ｒ１）≦０である。このため、式（３４）において、Ｍｘｙ≧０となる。

この場合には、式（３３）において（Ｒ１＋Ｒ２）＞０、かつ、（Ｒ１＋Ｒ２＋４Ｒ３）＞０であることを考慮すると、ＶｘおよびＶｙの符号が同じであるときの方が、ＶｘおよびＶｙの符号が異なるときと比較して、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜は小さくなる。したがって、ＶｘおよびＶｙの符号が同じである、パターン５、８、９および１２において、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜が減少する。一方で、ＶｘおよびＶｙの符号が異なる、６、７、１０および１１では、｜ｄｉｘ／ｄｔ｜，｜ｄｉｙ／ｄｔ｜は増大する。

したがって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の極性（正／負）が異なる場合には、ＶｘおよびＶｙの符号が同じであることが、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅が小さくなる、すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが等価的に増加する条件となる。

なお、パターン５〜１２において、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を適用する場合には、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル成分を抑性するための条件が、図２５および図２６での説明とは異なる。具体的には、一方のリアクトル電流の極大点と他方のリアクトル電流の極大点とが同一タイミングとなるように、あるいは、一方のリアクトル電流の極小点と他方のリアクトル電流の極小点とが同一タイミングとなるように位相差φを制御すれば、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル成分を抑性することができる。

このように、本実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトルは、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流方向が変化しても、上述したように、リアクトルＬ１およびＬ２は、非磁気結合モードおよび磁気結合モードの両方で動作することができる。そして、リアクトルＬ１，Ｌ２への印加電圧Ｖｘ，Ｖｙの極性の組み合わせに応じて、電流リップル成分を減少ないし増大させることができる。

さらに、実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御を適用することによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点を同一タイミングとすれば、電流リップルの増大ないし低減を制御することも可能である。特に、電流リップルを減少するための最適位相差は、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の極性（正／負）が同じである場合と、異なる場合とで異なる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、可変磁気結合リアクトルの構造の変形例を説明する。すなわち、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトルは、実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトルと同様に動作することができる。

図２８には、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトル１００♯の概略的な外観が斜視図によって示される。

図２８を参照して、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトル１００♯は、コア１５０♯と、巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯，１２２♯とを含む。巻線１２１ａ♯および１２１ｂ♯は、巻線１２１ａおよび１２１ｂと同様に、電気的に直列接続されて、リアクトルＬ１のコイルを構成する。巻線１２２♯は、リアクトルＬ２のコイルを構成する。可変磁気結合リアクトル１００♯においても、リアクトルＬ１を構成する巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯と、リアクトルＬ２を構成する巻線１２２♯とは、共通のコア１５０♯の別個の部位にそれぞれ巻回されている。

図２９は、図２８に示された可変磁気結合リアクトルのコア１５０♯の外観を示す平面図である。

図２９を参照して、コア１５０♯は、円環形状の外形部位と、外形部位から円環の中心に向かって延在する磁脚部１５１♯〜１５３♯とを有する。磁脚部１５１♯〜１５３♯は、円環の中心部で一体化される。すなわち、コア１５０♯では、外形部位および中心部位によって、可変磁気結合リアクトル１００の磁脚部１５４と同様の磁脚部１５４♯が形成される。磁脚部１５１♯〜１５３♯には、ギャップ１６１♯〜１６３♯が設けられる。

磁脚部１５１♯〜１５３♯は、コア１５０♯における巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯，１２２♯の巻回部位に相当する。一方で、磁脚部１５４♯は、コア１５０♯における巻線の非巻回部位に相当し、巻線が巻回された磁脚部１５１♯〜１５３♯の間に磁気経路を形成するように機能する。

図３０は、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトルにおける各巻線の巻回態様を説明するための概略的な平面図である。

図３０を参照して、端子２０１♯および２０２♯の間にリアクトル電流ＩＬ１が流される。導線１２１ｃ♯によって、巻線１２１ａ♯および１２１ｂ♯の間は、電気的に直列接続される。図３０には、実施の形態１と同様に、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０のときの電流方向が示される。

リアクトル電流ＩＬ１が巻線１２１ａ♯および巻線１２１ｂ♯を流れることによって、巻線１２１ａ♯から磁界２１１♯が生じるとともに、巻線１２１ｂ♯から磁界２１２♯が生じる。この結果、磁界２１１♯は、円環中心側をＮ極とし、円環外周側をＳ極とする方向を有する。一方で、磁界２１２♯は、円環外周側をＮ極とし、円環中心側をＳ極とする方向を有する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の通流によって、巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯からそれぞれ発生される磁界２１１♯，２１２♯は、互いに反対方向であり、図６に示された磁界２１１および２１２と同様に、コア１５０♯内で、磁脚部１５１♯および１５２♯を含む一巡経路を形成する。このような磁界方向が実現されるように、導線１２１ｃ♯は、巻線１２１ａ♯および１２１ｂ♯の間に接続される。

さらに、端子２０３♯および２０４♯の間に、リアクトル電流ＩＬ２が流される（図３０では、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）。これにより、巻線１２２♯からは磁界２１３♯が発生される。磁界２１３♯は、円環中心側をＮ極とし、円環外周側をＳ極とする方向を有する。すなわち、同一方向のリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２によって、巻線１２２♯が生じる磁界２１３♯は、巻線１２１ａ♯からの磁界２１１♯とは同じ方向である一方で、巻線１２１ｂ♯からの磁界２１２♯とは逆の方向である。

図３１は、リアクトルＬ１の電流通流時における発生磁束の関係を説明するための概念図である。

図３１を参照して、磁脚部１５１♯に巻回された巻線１２１ａ♯から発生される磁界２１１♯（図３０）による磁束２２１♯は、磁脚部１５４♯を含む磁気経路を経由して、磁脚部１５２♯および１５３♯にも作用する。同様に、磁脚部１５２♯に巻回された巻線１２１ｂ♯から発生される磁界２１２♯（図３０）による磁束２２２♯は、磁脚部１５４♯を含む磁気経路を経由して、磁脚部１５１♯および１５３♯にも作用する。

磁脚部１５１♯および１５２♯の各々において、磁界２１１♯および２１２♯による磁束２２１♯および２２２♯は同一方向に作用する。すなわち、磁界２１１♯および２１２♯は、磁脚部１５１♯および１５２♯の各々において、互いに強め合う。

一方、磁脚部１５３♯において、磁界２１１♯および２１２♯による磁束２２１♯および２２２♯は反対方向に作用する。すなわち、磁界２１１♯および２１２♯は、磁脚部１５３♯において、互いに弱め合う。

図３２は、リアクトルＬ２の電流通流時における発生磁束の関係を説明するための概念図である。

図３２を参照して、磁脚部１５３♯に巻回された巻線１２２♯から発生される磁界２１３♯（図３０）による磁束２２３♯は、磁脚部１５４♯を経由して、磁脚部１５１♯および１５２♯にも作用する。

図３３には、リアクトルＬ１，Ｌ２の両方への電流通流時における発生磁束の関係を説明するための概念図が示される。

図３３を参照して、リアクトルＬ２に対応する磁脚部１５３♯では、図３１に示したように、巻線１２１ａ♯からの磁束２２１♯と巻線１２１ｂ♯からの磁束２２２♯とが打ち消し合うため、巻線１２２♯による磁束２２３♯が通過する。すなわち、磁脚部１５３♯での磁界の大きさは、リアクトル電流ＩＬ２によって生じる磁界２１３♯相当である。

これに対して、リアクトルＬ１に対応する磁脚部１５１♯および１５２♯の間では、リアクトルＬ２からの磁束との干渉によって、磁界の大きさが不均衡になる。具体的には、磁脚部１５２♯では、磁界２１１♯，２１２♯（図３０）による磁束２２１♯，２２２♯と、磁界２１３♯（図３０）による磁束２２３♯とは同じ方向である。このため、磁脚部１５２♯では、磁界２１１♯，２１２♯と磁界２１３♯とは強め合う。

これに対して、磁脚部１５１♯では、磁界２１１♯，２１２♯（図３０）による磁束２２１♯，２２２♯と、磁界２１３♯（図３０）による磁束２２３♯とは反対方向であるので、磁界２１１♯および２１２♯と磁界２１３♯とは弱め合う。

このように、可変磁気結合リアクトル１００♯における、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の通流による磁脚部１５１♯〜１５３♯での磁気的な挙動は、実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトル１００の磁脚部１５１〜１５３と同様である。すなわち、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトル１００♯において、磁脚部１５１♯は「第１の磁脚部」に対応し、磁脚部１５２♯は「第２の磁脚部」に対応する。また、磁脚部１５３♯は「第３の磁脚部」に対応する。

このように、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトル１００♯は、実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトル１００と同様に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に応じて、リアクトルＬ１およびＬ２が非磁気結合モードおよび磁気結合モードの両方で動作することができる。リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２およびリアクトル印加電圧Ｖｘ，Ｖｙの極性（正／負）の組み合わせに応じたリアクトルＬ１，Ｌ２の動作、特に、電流リップル成分を減少ないし増大させる条件についても、実施の形態１と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。また、実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトル１００♯に対しても、実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御の適用することが可能である。この場合における、電流リップルを増大ないし低減する条件についても、実施の形態１で説明したのと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

［実施の形態３］
実施の形態３では、実施の形態１で説明した可変磁気結合リアクトル１００が適用される電源システムの他の構成例について説明する。

図３４は、本発明の実施の形態３に従う電源システム５ｃの構成を示す回路図である。
図３４を参照して、実施の形態３に従う電源システムで５ｃは、直流電源Ｂ１，Ｂ２と、電力変換器５０と、制御装置４０とを備える。図１に示した電源システム５と比較して、実施の形態３に従う電源システム５ｃは、電力変換器６および７に代えて、電力変換器５０が設けられた構成を有する。電力変換器５０は、直流電源Ｂ１，Ｂ２と、負荷３０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線ＰＬ上の直流電圧（出力電圧ＶＨ）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。

電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応答して、オンオフを制御される。

スイッチング素子Ｓ１は、高電圧側の電力線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および低電力側の電力線ＧＬの間に電気的に接続される。電力線ＧＬは、負荷３０および、直流電源Ｂ１の負極端子に対して電気的に接続される。

リアクトルＬ１は、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に電気的に、直流電源Ｂ１と直列に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１およびノードＮ３の間に電気的に、直流電源Ｂ２と直列に接続される。図３４の構成例では、リアクトルＬ２の端子２０３は、直流電源Ｂ２の正極端子と電気的に接続される。リアクトルＬ２の端子２０４は、ノードＮ１と電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ２は、ノードＮ１およびノードＮ３の間に、直流電源Ｂ２と直列に電気的に接続される。

電力変換器５０を含む電源システム５ｃにおいて、リアクトルＬ１およびＬ２は、一体化されたコアによる複合磁気部品である、実施の形態１，２に従う可変磁気結合リアクトル１００，１００♯によって構成される。

また図３４の例では、リアクトルＬ１の端子２０１は、直流電源Ｂ１の正極端子と電気的に接続される。リアクトルＬ１の端子２０２は、ノードＮ２と電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ１は、ノードＮ２と電力線ＧＬとの間に、直流電源Ｂ１と直列に電気的に接続される。

図３４から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２の各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源Ｂ１に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。

同様に、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。そして、第１の昇圧チョッパ回路によって直流電源Ｂ１および電力線ＰＬ，ＧＬの間に形成される第１の電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって直流電源Ｂ２および電力線ＰＬ，ＧＬの間に形成される第２の電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。さらに、リアクトルＬ１およびＬ２は、上記第１および第２の電力変換経路にそれぞれ含まれる。

以下に詳細に説明するように、電力変換器５０は、負荷３０に対して直流電源Ｂ１およびＢ２を並列に接続してＤＣ／ＤＣ変換を実行するモード（以下、「パラレル昇圧モード」とも称する）と、負荷３０に対して直流電源Ｂ１およびＢ２を直列に接続してＤＣ／ＤＣ変換を実行するモード（以下、「シリーズ昇圧モード」とも称する）とを切換可能に構成されている。特に、電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、パラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードを切替えて動作することが可能である。

（パラレル昇圧モードでの回路動作）
電力変換器５０のパラレル昇圧モードでの回路動作について説明する。

図３５には、パラレル昇圧モードにおける直流電源Ｂ１に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図３５（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路３５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図３５（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源Ｂ１のエネルギとともに出力するための電流経路３５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図３５（ａ）の電流経路３５０および図３５（ｂ）の電流経路３５１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源Ｂ１に対して構成される。図３５に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源Ｂ２への電流流通経路がないため、直流電源Ｂ１およびＢ２は互いに非干渉である。すなわち、直流電源Ｂ１およびＢ２に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］と、電力線ＰＬの出力電圧ＶＨとの間には、式（１）と同様に、下記（３５）式に示す関係が成立する。式（３５）では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤａとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖ［１］ …（３５）
図３６には、パラレル昇圧モードにおける直流電源Ｂ２に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図３６（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路３６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図３６（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源Ｂ２のエネルギとともに出力するための電流経路３６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図３６（ａ）の電流経路３６０および図３６（ｂ）の電流経路３６１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源Ｂ２に対して構成される。図１５に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源Ｂ１を含む電流経路がないため、直流電源Ｂ１およびＢ２は互いに非干渉である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］と、電力線ＰＬの出力電圧ＶＨとの間には、下記（３６）式に示す関係が成立する。（３６）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｂとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖ［２］ …（３６）
上述のように、電力変換器５０のパラレル昇圧モードでは、実施の形態１と同様に、リアクトルＬ１を流れる電流と、リアクトルＬ２を流れる電流とは独立に制御される。この結果、直流電源Ｂ１およびＢ２に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

直流電源Ｂ１の出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのデューティ比Ｄｂとは、たとえば、図２または図２１と同等の制御構成によって求めることができる。すなわち、デューティ比Ｄａは、実施の形態１およびその変形例におけるデューティ比ＤＴ１と同様に算出できる。また、デューティ比Ｄｂは、実施の形態１およびその変形例におけるデューティ比ＤＴ２と同様に算出できる。

図３７には、パラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図３７には、直流電源Ｂ１のＰＷＭ制御に用いられる。
キャリア波ＣＷａと、直流電源Ｂ２のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

図３７を参照して、たとえば、パラレル昇圧モードでは、実施の形態１の電源システム５と同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方の出力を電圧制御するとともに、直流電源Ｂ１およびＢ２の他方の出力を電流制御することができる。上述のように、電流制御の指令値は、式（２）の例のように、当該直流電源の出力電力を制御するように設定することができる。

制御パルス信号ＳＤ１は、デューティ比Ｄａとキャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて生成される。同様に、制御パルス信号ＳＤ２は、デューティ比Ｄｂとキャリア波ＣＷｂとの電圧比較に基づいて生成される。制御パルス信号／ＳＤ１，／ＳＤ２は、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の反転信号である。制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２は、実施の形態１における制御指令信号ＶＬ１＊およびＶＬ２＊と同等である。

図３８に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）およびＳＤ２（／ＳＤ２）の論理演算に基づいて設定される。

スイッチング素子Ｓ１は、図３５および図３６の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ１）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ２）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

スイッチング素子Ｓ２は、図３５の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図３６の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤ１およびＳＤ２の論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図３５の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ１）の上アーム素子および、図３６の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ２）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図３５の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ１）の下アーム素子および、図３６の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ２）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図３５の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ１）の下アーム素子および、図３６の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ２）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

これにより、直流電源Ｂ１およびＢ２と、電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列に、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従ったＤＣ／ＤＣ変換が実行できる。

再び図３７を参照して、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図３８に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）およびＳＤ２（／ＳＤ２）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１およびリアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２が制御される。図３４の回路構成においても、電流ＩＬ１は直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］に相当し、電流ＩＬ２は直流電源Ｂ２の電流Ｉ［２］に相当する。

このように、電源システム５ｃ（電力変換器５０）のパラレル昇圧モードでは、図１に示された電源システム５（電力変換器６，７）と同様に、直流電源Ｂ１，Ｂ２と電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。また、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方を電流制御することにより、電源システム５ｃ全体が負荷３０に対して入出力する電力に対する、直流電源Ｂ１，Ｂ２間での配分を制御できる点についても、実施の形態１で説明した電源システム５と同様である。

したがって、実施の形態３に従う電源システム５ｃの電力変換器５０に用いられるリアクトルＬ１，Ｌ２についても、実施の形態１，２に従う可変磁気結合リアクトルによって構成することができる。これにより、電力変換器５０（電源システム５ｃ）について、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルを適用して、リアクトルの小型軽量化を図ることができる。可変磁気結合リアクトルの磁気挙動および動作態様、ならびに、等価的なリクトル増大効果については、実施の形態１で説明したのと同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

（パラレル昇圧モードでのキャリア位相制御）
電源システム５ｃ（電力変換器５０）に対しても、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を適用することができる。

図３９には、実施の形態３に従う電源システムにキャリア位相制御を適用したときの制御動作例が示される。

図３９を参照して、図３７と同様に、キャリア波ＣＷａおよびキャリア波ＣＷｂは、同一周波数であるが、両者の間にはキャリア位相制御による位相差φが設けられている。図３９の例では、位相差φ＝１８０度である。

図３７および図３９の間で、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは同一値である。したがって、図３７および図３９の間で、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２は、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。一方で、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の波形は、図３７および図３９の間で異なる。

この結果、キャリア位相制御によって位相差φを設けると、同一のデューティ比Ｄａ，Ｄｂの下で、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の平均値は同じである一方で、電流位相が変化する。

実施の形態１の変形例と同様に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相を制御することによって、可変磁気結合リアクトルのインダクタンス増大効果を高めることができる。さらに、実施の形態３に従う電源システム５ｃ（電力変換器５０）では、キャリア位相制御によって、スイッチング素子での電力損失を低減することも可能となる。

以下では、代表的な例として、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行状態、すなわち、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が、ＩＬ１＞０かつ電流ＩＬ２＞０である状態での制御について説明する。

図４０は、電力変換器５０においてパラレル昇圧モードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。

図４０を参照して、時刻ｔｅまでは、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオンされるので、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる、このため、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方は上昇する。

時刻ｔｅにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされることにより、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、リアクトル電流ＩＬ２が低下を開始する。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。

時刻ｔｅ以降では、直流電源Ｂ１に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされ、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する。このとき、電力変換器５０での電流経路は、図４１（ａ）のようになる。

図４１（ａ）から理解されるように、時刻ｔｅ以降では、スイッチング素子Ｓ４には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の差電流が通過することになる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の通過電流が小さくなる。

再び図４０を参照して、時刻ｔｅ以降の状態から、スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると、直流電源Ｂ１に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流ＩＬ１が低下を開始する。また、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となるので、電流ＩＬ２が再び上昇を開始する。すなわち、電力変換器５０での電流経路が、図４１（ａ）の状態から、図４１（ｂ）の状態に変化する。図４１（ｂ）の状態では、スイッチング素子Ｓ２には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の差電流が通過することになるため、スイッチング素子Ｓ２の通過電流が小さくなる。

図４１（ａ）の状態でスイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。また、図４１（ｂ）の状態でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオン時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。

したがって、リアクトル電流ＩＬ１の下降開始タイミング（極大点）と、リアクトル電流ＩＬ２の上昇タイミング（極小点）とが重なるように、電流位相、すなわち、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを調整する。これにより、図４０の時刻ｔｆにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされる。

時刻ｔｆでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。これにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２の各々に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる。これにより、上述した時刻ｔｅ以前の状態が再現されて、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する。

このように、実施の形態３に従う電源システム５ｃ（電力変換器５０）では、実施の形態１の変形例と同様のキャリア位相制御を適用することによって、可変磁気結合リアクトルのインダクタンス増大効果を高めるとともに、スイッチング素子での電力損失を低減することが可能である。なお、キャリア位相制御については、実施の形態１の変形例と同様に、リアクトル電流ＩＬ１の変曲点（極小点または極大点）と、リアクトル電流ＩＬ２の変曲点（極大点または極小点）とが同一タイミングとなるように、最適位相差φ＊を設定することが好ましい。

（シリーズ昇圧モードでの回路動作）
実施の形態３に従う電源システム５ｃ（電力変換器５０）は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングパターンを変更することによって、シリーズ昇圧モードによっても動作することができる。

図４２は、シリーズ昇圧モードにおける電源システム５ｃ（電力変換器５０）の回路動作を説明する回路図である。

図４２（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源Ｂ１およびＢ２を電力線ＰＬ，ＧＬに対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図４２（ｂ）に示される。

図４２（ｂ）を参照して、シリーズ昇圧モードでは、直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬとの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

次に、図４３を用いて、シリーズ昇圧モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。

図４３（ａ）を参照して、直流電源Ｂ１およびＢ２を直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路３７０，３７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図４３（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図４３（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路３７２が形成される。電流経路３７２により、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２からのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線ＰＬ，ＧＬ間へ出力される。この結果、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図４３（ａ）の電流経路３７０，３７１および図４３（ｂ）の電流経路３７２が交互に形成される。

シリーズ昇圧モードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］、および、出力電圧ＶＨの間には、下記（３７）式に示す関係が成立する。（３７）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖ［１］＋Ｖ［２］） …（３７）
ただし、Ｖ［１］およびＶ［２］が異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図４３（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図４３（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路３７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路３７４を介して、差分の電流が流れる。

図４４には、シリーズ昇圧モードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

シリーズ昇圧モードでは、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（３７）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤ３が生成される。制御パルス信号／ＳＤ３は、制御パルス信号ＳＤ３の反転信号である。シリーズ昇圧モードでは、直流電圧（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１２に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

図４５に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤ３（／ＳＤ３）の論理演算に基づいて設定することができる。

制御パルス信号ＳＤ３は、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤ３によって得られる。この結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが交互に設けられる。

シリーズ昇圧モードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２が直列接続された状態で、電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源Ｂ１の出力電力Ｐ［１］および直流電源Ｂ２の出力電力Ｐ［２］を直接制御することができない。すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力電力Ｐ［１］，Ｐ［２］の比は、電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］の比によって、下記（３８）式に従って自動的に決まる。

Ｐ［１］：Ｐ［２］＝Ｖ［１］：Ｖ［２］ …（３８）
シリーズ昇圧モードでは、昇圧比（ＶＨ／（Ｖ［１］＋Ｖ［２］））が抑制されるので、同一出力電力に対するリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２を抑制することができる。また、リアクトルＬ１およびＬ２が直列接続されることによってリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の変化勾配が抑制されるためリップル幅が小さくなる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２のコア１５０で生じる鉄損および巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２で生じる交流損失を低減することができる。これにより、ＶＨ＞Ｖ［１］＋Ｖ［２］の高電圧領域において、リアクトルＬ１，Ｌ２での電力損失を抑制することによって、電源システム５ｃ（電力変換器５０）の電力損失を低減することができる。

なお、シリーズ昇圧モードでは、図４４からも理解されるように、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２は、ほぼ同じ位相で上昇または低下する。したがって、リアクトルＬ１およびＬ２の間が磁気的に結合された状態になると、式（３４）中の相互インダクタンスＭｘｙの作用によって、インダクタンスが等価的に減少してしまう可能性がある。しかしながら、シリーズ昇圧モードでは、リアクトルＬ１およびＬ２が直列接続されるため、回路全体でのインダクタンスの低下は回避することが可能である。また、上述のように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２も小さくなるので、等価的にインダクタンスが低下しても、電源システム５ｃ（電力変換器５０）の動作に悪影響を及ぼす可能性は低い。

あるいは、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２がパラレル昇圧モードと比較して低減されるため、可変磁気結合リアクトル１００，１００♯の磁脚部１５１〜１５３，１５１♯〜１５３♯の動作点３０１〜３０３が、図１６のようにいずれも線形領域３１０内に止まるように、可変磁気結合リアクトル１００を設計することも可能である。この場合には、リアクトルＬ１およびＬ２間が磁気的に非結合である状態を維持して、電源システム５ｃ（電力変換器５０）を動作することができるので、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスは、式（３４）中の相互インダクタンスＭｘｙの影響を受けることがない。

このように、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルは、電力変換器５０がシリーズ昇圧モードで動作し得る電源システム５ｃ中のリアクトルＬ１，Ｌ２としても用いることができる。

（シリーズ昇圧モードでのキャリア位相制御）
電源システム５ｃ（電力変換器５０）では、シリーズ昇圧モードにおいてキャリア位相制御を適用することができる。これにより、以下に説明するように、パラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードの制御を共通化することができる。

シリーズ昇圧モードにおけるキャリア位相制御においても、リアクトル電流ＩＬ１の極大点とリアクトル電流ＩＬ２の極小点とが同一タイミングとなるように、または、リアクトル電流ＩＬ１の極小点とリアクトル電流ＩＬ２の極大点とが同一タイミングとなるように、キャリア波間の位相差φが制御される。

このときのデューティ比Ｄａ，Ｄｂを考える。式（３５）を変形することにより、Ｄａについて下記（３９）式が得られる。

Ｄａ＝（ＶＨ−Ｖ［１］）／ＶＨ …（３９）
同様に、式（３６）を変形することにより、Ｄｂについて下記（４０）式が得られる。

Ｄｂ＝（ＶＨ−Ｖ［２］）／ＶＨ …（４０）
図３７に示されるように、パラレル昇圧モードにおける制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理和に基づいて生成される。したがって、制御パルス信号ＳＤ１の立下り（または立上り）タイミングと、制御パルス信号ＳＤ２の立上り（または立下り）タイミングとが重なるように位相差φを設定すると、ＶＨ＞（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）が成立するとき、ＰＢモードにおける制御信号ＳＧ３のＨレベル期間の比率が１．０を超えることが理解される。すなわち、ＶＨ＞（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）のときには、デューティ比Ｄａ，ＤｂによるＰＢモードと共通のＰＷＭ制御によっても、制御信号ＳＧ３がＨレベルに固定される。

図４６には、キャリア位相制御を適用したときのシリーズ昇圧モードにおける制御パルス信号を示す波形図が示される。

図４６に示されるように、パラレル昇圧モードにおける制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和に基づいて生成される。上述のように位相差φを設定すると、制御パルス信号／ＳＤ１の立上りタイミングと、制御パルス信号／ＳＤ２の立上りタイミングとが重なる。

このため、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１＝（１−Ｄａ）＋（１−Ｄｂ）で示される。すなわち、ＤＳＧ１は、下記（４１）式で示される。

ＤＳＧ１＝（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）／ＶＨ …（４１）
一方で、デューティ比Ｄｃは、式（３７）を変形することにより、下記（４２）式で示される。

Ｄｃ＝１−（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）／ＶＨ …（４２）
したがって、図４５のシリーズ昇圧モードでの論理演算に従って、ＳＧ１＝／ＳＧ３とすると、制御信号ＳＧ１のデューティ比ＤＳＧ１は、下記（４３）式で示される。

ＤＳＧ１＝１−Ｄｃ＝（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）／ＶＨ …（４３）
このように、上述のキャリア位相制御に従って位相差φを設定した場合には、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによる制御パルス信号／ＳＤ１，／ＳＤ２に基づく論理演算によって、デューティ比Ｄｃに基づく制御パルス信号／ＳＤ３とデューティ比が等しい信号を生成することができる。すなわち、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に基づいて、ＳＢモードにおける制御信号ＳＧ１を生成することができる。

また、図４７に示されるように、シリーズ昇圧モードにおける制御信号ＳＧ２，ＳＧ４は、制御信号ＳＧ１の反転信号である。ｎｏｔ（／ＳＤ２ ｏｒ ／ＳＤ１）の論理演算結果は、ＳＤ１およびＳＤ２の論理積（ＳＤ１ ａｎｄ ＳＤ２）となる。したがって、制御パルス信号ＳＤ３に従って設定されるべき制御信号ＳＧ２，ＳＧ４についても、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理演算に基づいて生成することができる。

このように、シリーズ昇圧モードでは、キャリア位相制御を適用して、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）および制御パルス信号ＳＤ２（／ＳＤ２）の間でパルスの遷移タイミングを合わせるように、位相差φが設定される。上述のように、このとき、リアクトル電流ＩＬ１の変曲点（極大点または極小点）とリアクトル電流ＩＬ２の変曲点（極小点または極大点）とが同一タイミングとなる。

このような位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することにより、図４７に示されるように、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２から、シリーズ昇圧モードにおける制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を設定することができる。このときの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、デューティ比Ｄｃに基づくＨレベル期間を有するように設定される。

なお、シリーズ昇圧モードにおける最適位相差φ＊についても、パラレル昇圧モードにおけるキャリア位相制御と同様に、予め設定された位相差マップないし位相差算出式に従って、シリーズ昇圧モードにおいて算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて算出することができる。

図４８には、実施の形態３に従う電源システムにおけるパラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードの動作例を示す波形図が示される。

図４８を参照して、キャリア波ＣＷａの山でパラレル昇圧モードからシリーズ昇圧モードへの切替指令が発せられる。切替指令の発生前では、直流電源Ｂ１，Ｂ２のそれぞれの出力制御によって算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４が生成される。

切替指令が発せられると、図４７に示した論理演算式に従って、デューティ比Ｄｃを新たに算出することなく、その時点での制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に基づいて、即座にシリーズ昇圧モードでの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成することができる。これにより、制御遅れを発生することなく、パラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モード間の切替処理を実行することができる。

（その他の動作モード）
実施の形態３に従う電源システム５ｃは、上述のシリーズ昇圧モードおよびパラレル昇圧モード以外の動作モードを選択して動作することも可能である。

図４９には、実施の形態３に従う電源システム５ｃ（電力変換器５０）に適用される複数の動作モードの一覧を示す図表である。

図４９を参照して、複数の動作モードは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する「昇圧モード」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源Ｂ１および／またはＢ２を電力線ＰＬ，ＧＬと電気的に接続する「直結モード」とに大別される。

昇圧モードには、上述のパラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードが含まれる。パラレル昇圧モードでは、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を図３８に示された論理演算式に従ってオンオフ制御することにより、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。なお、パラレル昇圧モードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分比を制御しながら、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。

シリーズ昇圧モードでは、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を図４５，４７に示された論理演算式に従ってオンオフ制御することにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２が直列接続された状態でＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。上述のように、シリーズ昇圧モードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する際に、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分比は、電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の比に応じて自動的に決まるので、パラレル昇圧モードのように直接制御することはできない。

なお、シリーズ昇圧モードは、ＶＨ＞（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）の高電圧範囲にしか対応できないが、当該高電圧範囲での昇圧比を低減できるので、ＤＣ／ＤＣ変換を高効率化することができる。一方で、パラレル昇圧モードでは、ｍａｘ（Ｖ［１］，Ｖ［２］）＜ＶＨ≦Ｖ［１］＋Ｖ［２］の電圧範囲にも対応できるため出力電圧範囲が広い。さらに、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分比を制御することができるので、各直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電状態（ＳＯＣ）についても制御可能である。

さらに、昇圧モードには、直流電源Ｂ１のみを用いて電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源Ｂ１による昇圧モード（以下、Ｂ１昇圧モード）」と、直流電源Ｂ２のみを用いて電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源Ｂ２による昇圧モード（以下、Ｂ２昇圧モード）」とが含まれる。

Ｂ１昇圧モードでは、直流電源Ｂ２は、出力電圧ＶＨがＶ［２］よりも高く制御されている限りにおいて、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。Ｂ１昇圧モードでは、直流電源Ｂ１に対する昇圧チョッパ回路（図３５）のみが構成される。したがって、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを下アームとし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを上アームとして、直流電源Ｂ１の出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく、制御パルス信号／ＳＤ１およびＳＤ１に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフ制御される。

同様に、Ｂ２昇圧モードでは、直流電源Ｂ１は、出力電圧ＶＨがＶ［１］よりも高く制御されている限りにおいて、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

Ｂ２昇圧モードでは、直流電源Ｂ２に対する昇圧チョッパ回路（図３６）のみが構成される。したがって、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを下アームとし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを上アームとして、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく、制御パルス信号／ＳＤ２およびＳＤ２に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフ制御される。このように、昇圧モードに属する動作モードの各々では、出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。

一方、直結モードには、直流電源Ｂ１およびＢ２を電力線ＰＬ，ＧＬ間に電気的に並列接続した状態を維持する「パラレル直結モード」が含まれる。パラレル直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、Ｖ［１］，Ｖ［２］のうちの高い方の電圧ｍａｘ（Ｖ［１］，Ｖ［２］）と同等となる。なお、Ｖ［１］およびＶ［２］間の電圧差は、直流電源Ｂ１およびＢ２間に短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、パラレル直結モードを適用することができる。

さらに、直結モードには、直流電源Ｂ１およびＢ２を電力線ＰＬ，ＧＬ間に電気的に直列接続した状態を維持する「シリーズ直結モード」が含まれる。シリーズ直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１およびＢ２の電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の和と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［１］＋Ｖ［２］）。

さらに、直結モードには、直流電源Ｂ１のみについて電力線ＰＬ，ＧＬとの間の電流経路が形成される「直流電源Ｂ１の直結モード（以下、Ｂ１直結モード）」と、直流電源Ｂ２のみについて電力線ＰＬ，ＧＬとの間に電流経路が形成される「直流電源Ｂ２の直結モード（以下、Ｂ２直結モード）」が含まれる。

Ｂ１直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から切り離された状態となるため、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［１］）。Ｂ１直結モードでは、直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［２］＞Ｖ［１］の状態でＢ１直結モードを適用すると、スイッチング素子Ｓ１およびダイオードＤ３を経由して、直流電源Ｂ２からＢ１へ短絡電流が生じる。このため、Ｂ１直結モードの適用には、Ｖ［１］＞Ｖ［２］が必要条件となる。

同様に、Ｂ２直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から切り離された状態となるため、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［２］）。Ｂ２直結モードでは、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬ，ＧＬから電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の状態でＢ１直結モードを適用すると、ダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｓ３を経緯して、直流電源Ｂ１からＢ２へ短絡電流が生じる。このため、Ｂ２直結モードの適用には、Ｖ［２］＞Ｖ［１］が必要条件となる。

直結モードに含まれる動作モードの各々では、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］に依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各動作モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０での電力損失（オンオフに伴うスイッチング損失）が抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

このように、実施の形態３に従う電源システム５ｃの電力変換器５０では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングパターンの切換えによって、図４９に示された複数の動作モードを選択的に適用しながら、出力電圧ＶＨを制御することが可能である。

この際に、直流電源Ｂ１またはＢ２のみを使用するＢ１昇圧モード、Ｂ２昇圧モード、Ｂ１直結モードおよびＢ２直結モードでは、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の一方しか流れないため、磁気結合は発生しない。この場合には、図４に示した磁気部品１０１，１０２の場合と同様に、リアクトルＬ１またはＬ２を動作させることができる。また、パラレル直結モードおよびシリーズ直結モードでは、パラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードと同様に、可変磁気結合リアクトル１００，１００♯によってリアクトルＬ１，Ｌ２を構成することができる。このように、実施の形態１，２に従う可変磁気結合リアクトル１００，１００♯を、電力変換器５０中を含む電源システム５ｃ中のリアクトルＬ１，Ｌ２としても用いても、電力変換器５０は、図４９に示された複数の動作モードが選択的に適用して動作することができる。

以上、本実施の形態では、実施の形態１，２による可変磁気結合リアクトル１００，１００♯によって一体的に構成される２個のリアクトルを含む電力変換器および電源システムの構成例を例示した。しかしながら、本発明の適用は、これらの電力変換器および電源システムに限定されるものではない。すなわち、互いに独立に電流が制御され得る電流経路にそれぞれ含まれる２個のリアクトルを含む限り、任意の回路構成に対して、本実施の形態による可変磁気結合リアクトルおよび複合磁気部品の使用方法を適用することができる。これにより、電力変換器ないし電源システムに含まれる２個のリアクトルを一体的に構成することによって、装置の小型軽量化を図ることができる。

また、本実施の形態では、可変磁気結合リアクトル１００，１００♯により、コア形状および巻線巻回態様を例示したが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、２個のリアクトルのそれぞれの電流によって生じる磁界が、上述した磁脚部１５１〜１５３（１５１♯〜１５３♯）と同様の関係を有する限り、コア形状およびコアに対する巻線の巻回態様は、任意に変更することが可能である。

なお、負荷３０は、制御された直流電圧ＶＨによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機およびインバータによって負荷３０が構成される例に言及したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。

また、本発明による可変磁気結合リアクトルが適用される電源システムの構成についても、実施の形態１，３で説明した構成に限定されることはない。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２の電流を別個に制御する動作モードを有するものであれば、任意の構成の電源システムに対して、本発明の可変磁気結合リアクトルを適用することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５，５ｃ 電源システム、６，７，５０ 電力変換器、１１，１２ 電圧源、１５ 配線、３０ 負荷、４０ 制御装置、４１ 電流制御器、４２ 電圧制御器、４３ａ，４３ｂ コントローラ、４４ａ，４４ｂ 制御部、４５ キャリア波発生部、１００ 可変磁気結合リアクトル、１０１，１０２ 磁気部品、１１０ａ，１１０ｂ，１５０ コア、１１２ａ，１１２ｂ，１６１，１６３ ギャップ、１２０ａ，１２０ｂ，１２１ａ，１２１ｂ，１２２ 巻線、１２１ｃ 導線、１５１〜１５３ 磁脚部、２０１〜２０４ 端子、２１１〜２１３ 磁界、２２１，２２２，２２３ 磁束、２５１〜２５３ 磁気回路、３０１〜３０３ 動作点、３０５，３０６ 磁化曲線、３１０ 線形領域３５０，３５１，３６０，３６１，３７０〜３７４ 電流経路、Ｂ１，Ｂ２ 直流電源、Ｂｓｍａｘ 飽和磁束密度、ＣＬ１，ＣＬ２ 特性線、ＣＷ，ＣＷ１，ＣＷ２，ＣＷａ，ＣＷｂ キャリア波、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、ＤＴ，ＤＴ１，ＤＴ２，Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、ＧＬ，ＰＬ 電力線、ＩＬ１，ＩＬ２ リアクトル電流、Ｉｉ＊ 電流指令値、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、ＬＮ１，ＬＮ２，ＬＮ３ 磁路長、Ｌｇ１，Ｌｇ２，Ｌｇ３ ギャップ長、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ ノード、ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３ 動作線、Ｑ１〜Ｑ４，Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子、ＳＣ１〜ＳＣ３ 断面積、ＳＤ１〜ＳＤ３ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４ 制御信号（スイッチング素子）、ＶＨ 出力電圧、ＶＨ＊ 電圧指令値、ＶＬ１，ＶＬ２ リアクトル電圧、ＶＬ１＊，ＶＬ２＊ 制御指令信号、ＶＨ 直流電圧、ＶＬ１ 制御指令信号、ＶＬ１，ＶＬ２ 制御指令信号。

本発明の実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルが適用される電源システムの構成例を示す回路図である。 図１に示された電源システムの一般的な制御ブロック図である。 図１に示された電源システムの動作波形図である。 比較例として別個の磁気部品として構成された２個のリアクトルの構造を説明する概念図である。 発明の実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトルの概略的な外観図の一例である。 図５に示した可変磁気結合リアクトルの構造をさらに説明するための概念的な断面図である。 図６に示した各巻線の巻回態様の一例を説明するための概念図である。 図６に示した各巻線の巻回態様の他の例を説明するための概念図である。 実施の形態１に従う可変磁気結合リアクトル１００の電気的な等価回路図である。 コア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明するための概念的な第１の断面図である。 コア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明するための概念的な第２の断面図である。 コアの形状パラメータを説明するための斜視図である。 図１２に示されたコアにおける磁気的な等価回路図である。 強磁性体の一般的な磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）を示す概念図である。 図１４に示した磁化曲線における磁束密度の変化に対する透磁率の変化特性を示す概念図である。 リアクトル電流が小さい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。 リアクトル電流が大きい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。 リアクトル電圧およびリアクトル電流の動作波形図の一例である。 ２つの直流電源間での電力配分制御を説明する概念図である。 直流電源からの出力電力とリアクトルのインダクタンスとの関係を説明する概念図である。 実施の形態１の変形例に従う電源システム制御のブロック図である。 図２１に示したＰＷＭ制御部の動作を説明するための波形図である。 本実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御を説明するための波形図である。 本実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御の動作例を説明するための波形図である。 本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルのキャリア位相制御適用時の第１の動作例を示すためのシミュレーション波形図である。 本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルのキャリア位相制御適用時の第２の動作例を示すためのシミュレーション波形図である。 リアクトル電流およびリアクトル電圧の極性の各組み合わせにおける可変磁気結合リアクトルの動作を説明するための図表である。 実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトルの概略的な外観図である。 図２８に示した可変磁気結合リアクトルのコアの外観図である。 実施の形態２に従う可変磁気結合リアクトルにおける各巻線の巻回態様を説明するための概略的な平面図である。 一方のリアクトルに電流が通流したときの発生磁束の関係を説明するための概念図である。 他方のリアクトルに電流が通流したときの発生磁束の関係を説明するための概念図である。 両方のリアクトルに電流が通流したときの発生磁束の関係を説明するための概念図である。 実施の形態３に従う電源システムの構成例を示す回路図である。 図３４に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 図３４に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 パラレル昇圧モードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 パラレル昇圧モードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明する図表である。 実施の形態３に従う電源システムにキャリア位相制御を適用したときの制御動作例を示す波形図である。 パラレル昇圧モードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。 図４０の所定期間における電流経路を説明する回路図である。 シリーズ昇圧モードにおける回路動作を説明する回路図である。 シリーズ昇圧モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 シリーズ昇圧モードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 シリーズ昇圧モードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 キャリア位相制御を適用したときのシリーズ昇圧モードにおける制御パルス信号を示す波形図である。 シリーズ昇圧モードでの制御信号の設定を説明するための図表である。 実施の形態３に従う電源システムにおけるパラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードの動作例を示す波形図である。 実施の形態３に従う電源システムに適用される複数の動作モードの一覧を示す図表である。

本実施の形態において、直流電源Ｂ１およびＢ２は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源Ｂ１は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源Ｂ２は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。ただし、直流電源Ｂ１およびＢ２を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。

電力変換器７は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、リアクトルＬ２とを有する。スイッチング素子Ｑ３およびＱ４は、電力線ＰＬおよび電力線ＧＬの間に直列に接続される。リアクトルＬ２は、端子２０３および２０４を有する。端子２０３は、直流電源Ｂ２の正極端子と電気的に接続される。端子２０４は、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の接続ノードと電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ２は、直流電源Ｂ２の正極端子と、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の接続ノードとの間に電気的に接続される。

図４を参照して、リアクトルＬ１を構成する磁気部品１０１は、コア１１０ａおよび、コア１１０ａに巻回された巻線１２０ａによって構成される。コア１１０ａには、ギャップ１１２ａが設けられる。同様に、リアクトルＬ２を構成する磁気部品１０２は、コア１１０ｂおよび、コア１１０ｂに巻回された巻線１２０ｂによって構成される。コア１１０ｂには、ギャップ１１２ｂが設けられる。

同様に、端子２０３および２０４間に接続された巻線１２２は、リアクトルＬ２を構成する。電圧源１２は、端子２０３，２０４間にリアクトル電圧ＶＬ２を印加する。たとえば、電圧源１２は、電力変換器７のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフ制御によって、パルス状にリアクトル電圧ＶＬ２を発生するように構成される。具体的には、図１の電力変換器７において、スイッチング素子Ｑ４のオン期間には、ＶＬ２＝Ｖ［２］となる（ＶＬ２＞０）。一方で、スイッチング素子Ｑ４のオフ期間（スイッチング素子Ｑ３のオン期間）においては、Ｖ［２］−ＶＬ２＝ＶＨが成立するので、ＶＬ２＝Ｖ［２］−ＶＨとなる（ＶＬ２＜０）。

図１０を参照して、磁脚部１５１に巻回された巻線１２１ａから発生される磁界２１１による磁束２２１は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５２および１５３にも作用する。同様に、磁脚部１５２に巻回された巻線１２１ｂから発生される磁界２１２による磁束２２２は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５１および１５３にも作用する。磁界２１１および磁界２１２は、コア１５０内で、磁脚部１５１，１５２を含む一巡経路を形成する。

図１２を参照して、コア１５０は、たとえば、矩形形状の組合せで構成される。すなわち、幅Ｗ×奥行きＤの上下基底部の間に、高さＨＧの磁脚部１５１〜１５３が、互いに同一方向に沿って柱状に形成されている。磁脚部１５４は、磁脚部１５１〜１５３と交差する方向に延在するように設けられる。磁脚部１５４は、磁脚部１５１〜１５３の一端側同士、および、他端側同士をそれぞれ接続するように形成される。

次に図１３を参照して、磁脚部１５１による磁気回路２５１では、直列接続された磁路長ＬＮ１の磁気抵抗Ｒｍａおよびギャップ長Ｌｇ１の磁気抵抗Ｒｇａを、磁束φ１が通過する。同様に、磁脚部１５２による磁気回路２５２では、直列接続された磁路長ＬＮ２の磁気抵抗Ｒｍｂおよびギャップ長Ｌｇ２の磁気抵抗Ｒｇｂを、磁束φ２が通過する。また、磁脚部１５３による磁気回路２５３では、直列接続された磁路長ＬＮ３の磁気抵抗Ｒｍｃおよびギャップ長Ｌｇ３の磁気抵抗Ｒｇｃを、磁束φ３が通過する。図１０に示された磁界方向から理解されるとおり、ループを形成する磁束φ１およびφ２について、磁気回路２５１および２５２のそれぞれにおける方向は互いに逆である。

図１５を参照して、磁界Ｈ＜Ｈａ、すなわち磁束密度Ｂ＜Ｂａの領域３１０では、磁界Ｈの変化に対して、磁束密度Ｂはほぼ線形に変化する。領域３１０では、透磁率μはほぼ一定値となる。このような領域を、以下では「線形領域３１０」とも称する。

図１８の例では、時刻ｔａ〜ｔｂ間では、ｄＩＬ１／ｄｔ＞０、かつ、ｄＩＬ２／ｄｔ＞０であるので、両者の符号は同じである。一方で、時刻ｔｂ〜ｔｃ間では、ｄＩＬ１／ｄｔ＜０、かつ、ｄＩＬ２／ｄｔ＞０であるので、両者の符号は異なる。また、時刻ｔｃ〜ｔｄ間でも、ｄＩＬ１／ｄｔ＞０、かつ、ｄＩＬ２／ｄｔ＜０であるので、両者の符号は異なる。

また、磁脚部１５１の動作点３０１は、磁界の弱め合い効果によって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の増加に応じて、磁束密度Ｂが小さくなる。しかしながら、磁界Ｈの向きが反転する動作点３０１♯（Ｈ＜０，Ｂ＜０）まで動作点３０１が変化すると、磁化方向の逆転によってリアクトルＬ１の動作が不安定になることが懸念される。したがって、磁界が弱め合う磁脚部１５１の動作点３０１については、最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過時に、磁界Ｈ（磁束密度Ｂ）の方向が逆転しないようにリアクトルＬ１を設計することが好ましい。

図２５（ｂ）では、特に、小電流側のリアクトル電流ＩＬ２のピーク抑性に効果があることが理解される。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２の極大点とリアクトル電流ＩＬ１の極小点とが同一タイミングとなるようにキャリア位相制御を行なうとリアクトル電流ＩＬ２のピーク抑制に効果がある。

さらに、図２５（ｂ）および図２６（ｂ）では、キャリア位相制御の適用により、リアクトル電流ＩＬ１の傾き（変化率）の符号と、リアクトル電流ＩＬ２の傾き（変化率）の符号とが異なる期間Ｔａを長くし、両符号が同じである期間Ｔｂを短くすることができる。この結果、可変磁気結合リアクトルにおけるインダクタンス増大効果を高めることができる。これらの等価的なインダクタンス増大効果により、共通化されたコア１５０を用いて２個のリアクトルＬ１，Ｌ２を一体化した複合磁気部品によって可変磁気結合リアクトルを構成することによって、リアクトルの小型軽量化を図ることができる。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源Ｂ２に対して構成される。図３６に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源Ｂ１を含む電流経路がないため、直流電源Ｂ１およびＢ２は互いに非干渉である。

スイッチング素子Ｓ１は、図３５および図３６の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図３５の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ１）の上アーム素子および、図３６の昇圧チョッパ回路（直流電源Ｂ２）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

したがって、実施の形態３に従う電源システム５ｃの電力変換器５０に用いられるリアクトルＬ１，Ｌ２についても、実施の形態１，２に従う可変磁気結合リアクトルによって構成することができる。これにより、電力変換器５０（電源システム５ｃ）について、本実施の形態に従う可変磁気結合リアクトルを適用して、リアクトルの小型軽量化を図ることができる。可変磁気結合リアクトルの磁気挙動および動作態様、ならびに、等価的なインダクタンス増大効果については、実施の形態１で説明したのと同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

シリーズ昇圧モードでは、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（３７）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤ３が生成される。制御パルス信号／ＳＤ３は、制御パルス信号ＳＤ３の反転信号である。シリーズ昇圧モードでは、直流電圧（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図４３に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

同様に、Ｂ２直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から切り離された状態となるため、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［２］）。Ｂ２直結モードでは、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬ，ＧＬから電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の状態でＢ２直結モードを適用すると、ダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｓ３を経緯して、直流電源Ｂ１からＢ２へ短絡電流が生じる。このため、Ｂ２直結モードの適用には、Ｖ［２］＞Ｖ［１］が必要条件となる。

Claims (20)

1. 第１の電流が通過するための、電気的に直列接続された第１および第２の巻線と、
   第２の電流が通過するための第３の巻線と、
   非線形磁性材料で構成されたコアとを備え、
   前記コアは、前記第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、前記第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、前記第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、前記第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成され、
   前記第１および第２の巻線によって形成される第１のリアクトルと前記第３の巻線によって形成される第２のリアクトルとの動作状態が、前記第１および第２の電流の増加に応じて、前記第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから前記第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化することを特徴とする、可変磁気結合リアクトル。
2. 前記非磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部における透磁率が同等であるのに対して、前記磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部の一方での透磁率が、前記第１および第２の磁脚部の他方の透磁率よりも低い、請求項１記載の可変磁気結合リアクトル。
3. 前記非磁気結合モードにおいて、前記第１および第２の磁脚部の各々は、磁界の変化に対して磁束密度が線形に変化する線形領域で磁化される一方で、前記磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部の一方が非線形領域で磁化されるとともに他方が前記線形領域で磁化される、請求項１または２に記載の可変磁気結合リアクトル。
4. 前記第１の電流の通流によって前記第１の巻線および前記第２の巻線からそれぞれ発生される第１の磁界および第２の磁界と、前記第２の電流の通流によって前記第３の巻線から発生される第３の磁界とが、前記第１および第２の磁脚部の一方の磁脚部では強め合う一方で他方の磁脚部では弱め合い、かつ、前記第１および第２の磁界が前記第３の磁脚部では互いに弱め合うように、前記第１から第３の巻線は前記第１から第３の磁脚部にそれぞれ巻回される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の可変磁気結合リアクトル。
5. 前記第１から第３の磁脚部は互いに同一方向に沿って形成され、
   前記第４の磁脚部は、前記第１から第３の磁脚部と交差する方向に沿って延在するように設けられ、
   前記第１および第２の巻線は、前記第１の磁界および前記第２の磁界が互いに逆方向に発生されるように前記第１および第２の磁脚部にそれぞれ巻回され、
   前記第３の巻線は、前記第３の磁界が前記第１または第２の磁界のいずれか一方と同じ方向に発生されるように前記第３の巻線に巻回される、請求項４記載の可変磁気結合リアクトル。
6. 前記コアは、前記第４の磁脚部を構成する円環状の外径部位から円環の中心に向かって前記第１から第３の磁脚部が延在するとともに、当該中心において前記第１から第３の磁脚部が一体化される形状を有し、
   前記第１および第２の巻線は、前記第１の磁界および前記第２の磁界の一方が前記中心に向かって発生するとともに、前記第１および第２の磁界の他方が前記中心から遠ざかる方向に発生するように、前記第１および第２の磁脚部に巻回され、
   前記第３の巻線は、前記第３の磁界が前記第１または第２の磁界のいずれか一方と同じ方向に発生されるように前記第３の巻線に巻回される、請求項４記載の可変磁気結合リアクトル。
7. 前記第１および第２の電流が最大電流であるときに、前記第２の磁脚部における磁束密度が飽和磁束密度より小さく、かつ、前記第１の磁脚部における磁化方向が反転しないように、前記コアおよび前記第１から第３の巻線は構成される、請求項１〜６のいずれか１項に記載の可変磁気結合リアクトル。
8. 前記第１および第２の電流の位相は、前記第１および第２の電流の一方の電流の変曲点と、他方の電流の変曲点とが同一タイミングとなるように制御される、請求項１〜７のいずれか１項に記載の可変磁気結合リアクトル。
9. 複合磁気部品の使用方法であって、
   前記複合磁気部品は、
   第１の電流が通過するための、電気的に直列接続された第１および第２の巻線と、
   第２の電流が通過するための第３の巻線と、
   非線形磁性材料で構成されたコアとを備え、
   前記コアは、前記第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、前記第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、前記第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、前記第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成され、
   前記第１および第２の巻線によって形成される第１のリアクトルと前記第３の巻線によって形成される第２のリアクトルとの動作状態が、前記第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから前記第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化するように使用されることを特徴とする、複合磁気部品の使用方法。
10. 前記非磁気結合モードにおいて、前記第１および第２の磁脚部の各々は線形領域で磁化される一方で、前記磁気結合モードにおいて、前記第１および第２の磁脚部の一方が非線形領域で磁化されるとともに他方が前記線形領域で磁化される、請求項９に記載の複合磁気部品の使用方法。
11. 前記第１および第２の電流が最大電流であるときに、前記第２の磁脚部における磁束密度が飽和磁束密度より小さく、かつ、前記第１の磁脚部における磁化方向が反転しないように、前記コアおよび前記第１から第３の巻線は構成される、請求項９または１０に記載の複合磁気部品の使用方法。
12. 前記第１および第２の電流の位相は、前記第１および第２の電流の一方の電流の変曲点と、他方の電流の変曲点とが同一タイミングとなるように制御される、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の複合磁気部品の使用方法。
13. 第１の直流電源と、
    第２の直流電源と、
    前記第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線との間で直流電力変換を実行するための電力変換器と
    前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
    前記電力変換器は、
    前記第１および第２の直流電源と前記第１および第２の電力線の間に形成される電力変換経路に含まれるように配置された第１および第２のリアクトルと、
    前記第１のリアクトルを通過する第１の電流と、前記第２のリアクトルを通過する第２の電流とを制御可能に配置された複数のスイッチング素子とを含み、
    前記第１および第２のリアクトルは、単一の複合磁気部品によって一体的に構成され、 前記複合磁気部品は、
    第１の電流が通過するための、電気的に直列接続された第１および第２の巻線と、
    第２の電流が通過するための第３の巻線と、
    非線形磁性材料で構成されたコアとを備え、
    前記コアは、前記第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、前記第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、前記第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、前記第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成され、
    前記第１および第２の巻線によって形成される第１のリアクトルと前記第３の巻線によって形成される第２のリアクトルとの動作状態が、前記第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから前記第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化することを特徴とする、電源システム。
14. 前記非磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部における透磁率が同等である一方で、前記磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部の一方での透磁率が、前記第１および第２の磁脚部の他方の透磁率よりも低い、請求項１３記載の電源システム。
15. 前記第１の電流の通流によって前記第１の巻線および前記第２の巻線からそれぞれ発生される第１の磁界および第２の磁界と、前記第２の電流の通流によって前記第３の巻線から発生される第３の磁界とが、前記第１または第２の磁脚部のいずれか一方の磁脚部では強め合う一方で他方の磁脚部では弱め合い、かつ、前記第１および第２の磁界が前記第３の磁脚部では互いに弱め合うように、前記第１から第３の巻線は前記第１から第３の磁脚部にそれぞれ巻回される、請求項１３または１４記載の電源システム。
16. 前記第１および第２の電流が最大電流であるときに、前記第２の磁脚部における磁束密度が飽和磁束密度より小さく、かつ、前記第１の磁脚部における磁化方向が反転しないように、前記コアおよび前記第１から第３の巻線は構成される、請求項１３〜１５のいずれか１項に記載の電源システム。
17. 前記第１および第２の電流の位相は、前記第１および第２の電流の一方の電流の変曲点と、他方の電流の変曲点とが同一タイミングとなるように制御される、請求項１３〜１６のいずれか１項に記載の電源システム。
18. 前記第１および第２の電流の位相は、前記第１および第２の電流の極性が同じ場合には、前記第１および第２の電流の一方の電流の極大点と、他方の電流の極小点とが同一タイミングとなるように制御される、請求項１７記載の電源システム。
19. 前記第１および第２の電流の位相は、前記第１および第２の電流の極性が異なる場合には、前記第１および第２の電流の一方の電流の極大点と他方の電流の極大点とが同一タイミングとなるように、または、前記第１および第２の電流の一方の電流の極小点と他方の電流の極小点とが同一タイミングとなるように制御される、請求項１７記載の電源システム。
20. 前記複数のスイッチング素子は、
    第１のノードおよび前記第１の電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
    第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
    前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
    前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された前記第２の電力線と、前記第３のノードとの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを有し、
    前記第１のリアクトルは、前記第２のノードおよび前記第２の電力線の間に電気的に、前記第１の直流電源と直列に接続され、
    前記第２のリアクトルは、前記第１および第３のノードの間に電気的に、前記第２の直流電源と直列に接続される、請求項１３〜１９のいずれか１項に記載の電源システム。

Images