CN117060696A - 包括升压耦合电感器和注入级的开关功率转换器和相关方法 - Google Patents

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CN117060696A CN202310531072.8A CN202310531072A CN117060696A CN 117060696 A CN117060696 A CN 117060696A CN 202310531072 A CN202310531072 A CN 202310531072A CN 117060696 A CN117060696 A CN 117060696A
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Abstract

一种用于操作开关功率转换器以降低纹波电流幅度的方法包括：(1)控制该开关功率转换器的多个功率级的占空比，以调节该开关功率转换器的至少一个参数，每个功率级包括相应的功率传输绕组；以及(2)控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压，该开关功率转换器的注入级包括升压绕组，该升压绕组绕每个功率传输绕组的相应漏磁通路径形成至少一匝。

Description

包括升压耦合电感器和注入级的开关功率转换器和相关方法
背景技术
电感器通常用于开关功率转换器中的能量储存。一些开关功率转换器包括一个或多个分立电感器，其中，分立电感器是不与任何其他电感器磁耦合的电感器。其他开关功率转换器包括一个或多个耦合电感器，其中，耦合电感器是包括磁耦合的两个或更多个电感器的器件。耦合电感器表现出磁化电感，磁化电感是与同耦合电感器的绕组相关的磁通相关联的电感。此外，耦合电感器的每个绕组都表现出漏电感，漏电感是与仅在特定绕组周围流动的磁通(即，不耦合到任何其他绕组的磁通)相关联的电感。如本领域中已知的，在开关功率转换器中使用耦合电感器代替两个或更多个分立电感器可以实现比如降低纹波电流幅度和/或改善瞬态响应等显著优点。
发明内容
在第一方面，一种用于操作开关功率转换器以降低纹波电流幅度的方法包括：(1)控制该开关功率转换器的多个功率级的占空比，以调节该开关功率转换器的至少一个参数，每个功率级包括相应的功率传输绕组；以及(2)控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压，该开关功率转换器的注入级包括升压绕组，该升压绕组绕每个功率传输绕组的相应漏磁通路径形成至少一匝。
在第一方面的实施例中，每个功率传输绕组和该升压绕组是公共耦合电感器的一部分。
在第一方面的另一个实施例中，该升压绕组被配置成使得与每个功率传输绕组相关联的互磁通流过该升压绕组的至少一匝。
在第一方面的另一个实施例中，(1)该升压绕组和每个功率传输绕组缠绕在公共磁芯上，并且(2)该升压绕组绕该公共磁芯的泄漏元件形成至少一匝，该泄漏元件在每个功率传输绕组的相应漏磁通路径之内，同时在每个功率传输绕组的互磁通路径之外。
在第一方面的另一个实施例中，控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压包括：响应于这些功率传输绕组中的一个被驱动为高而将该升压绕组驱动为高。
在第一方面的另一个实施例中，控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压包括：响应于这些功率传输绕组中的一个被驱动为低而将该升压绕组驱动为低。
在第一方面的另一个实施例中，该方法进一步包括使该多个功率级相对于彼此异相地开关。
在第一方面的另一个实施例中，该方法进一步包括响应于指示该开关功率转换器正在经历瞬态事件的信号而禁用该注入级。
在第一方面的另一个实施例中，该开关功率转换器的至少一个参数包括电压幅度和电流幅度中的一个。
在第一方面的另一个实施例中，该开关功率转换器具有从由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组中选择的拓扑。
在第一方面的另一个实施例中，该多个功率级中的两个或更多个是不同的相应功率子转换器的一部分。
在第二方面，一种开关功率转换器包括(1)多个功率级，每个功率级包括相应的功率传输绕组，(2)升压绕组，该升压绕组绕每个功率传输绕组的相应漏磁通路径形成至少一匝，(3)注入级，该注入级电耦合到该升压绕组，以及(4)控制器。该控制器被配置成(1)控制该多个功率级的占空比，以调节该开关功率转换器的至少一个参数，以及(2)控制该注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压。
在第二方面的实施例中，每个功率传输绕组和该升压绕组是公共耦合电感器的一部分。
在第二方面的另一个实施例中，该升压绕组形成该至少一匝，使得与每个功率传输绕组相关联的互磁通流过该升压绕组的至少一匝。
在第二方面的另一个实施例中，该升压绕组形成该至少一匝，使得与每个功率传输绕组相关联的相应互磁通不会流过该升压绕组的至少一匝。
在第二方面的另一个实施例中，该注入级包括与该升压绕组串联电耦合的调谐电感器。
在第二方面的另一个实施例中，该注入级包括与该升压绕组并联电耦合的调谐电感器。
在第二方面的另一个实施例中，(1)每个功率级进一步包括与该功率级的功率传输绕组电耦合的相应功率开关级，每个功率开关级至少部分地由该控制器控制，并且(2)该注入级包括与该升压绕组电耦合的注入开关级，该注入开关级至少部分地由该控制器控制。
在第二方面的另一个实施例中，该注入级进一步包括与该升压绕组串联电耦合的电容器。
在第二方面的另一个实施例中，该注入级进一步包括变压器，该变压器的初级绕组电耦合到该注入开关级，并且该变压器的次级绕组电耦合到该升压绕组。
在第二方面的另一个实施例中，该注入级进一步包括与该变压器的初级绕组串联电耦合的调谐电感器。
在第二方面的另一个实施例中，该注入级由与多个功率级不同的功率节点供电。
在第二方面的另一个实施例中，该控制器进一步被配置成控制该注入级，以通过响应于这些功率传输绕组中的一个被驱动为高而将该升压绕组驱动为高来降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压。
在第二方面的另一个实施例中，该控制器进一步被配置成控制该注入级，以通过响应于这些功率传输绕组中的一个被驱动为低而将该升压绕组驱动为低来降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压。
在第二方面的另一个实施例中，该开关功率转换器具有从由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组中选择的拓扑。
在第二方面的另一个实施例中，该多个功率级中的两个或更多个是不同的相应功率子转换器的一部分。
附图说明
图1是五种不同的开关功率转换器的归一化纹波电流幅度与占空比的关系的曲线图。
图2是根据实施例的包括升压耦合电感器和注入级的多相开关功率转换器的示意图。
图3是图2的开关功率转换器的开关功率级的一种可能实施方式的示意图。
图4是根据实施例的升压耦合电感器的立体图。
图5是图4的升压耦合电感器的一侧的立面视图。
图6是图4的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图7是图4的升压耦合电感器的截面视图。
图8是图4的升压耦合电感器的另一截面视图。
图9是省略了绕组的图4的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图10是图4的升压耦合电感器的俯视平面视图，其中进行了标注以示出若干示例互磁通路径。
图11是图4的升压耦合电感器的立体图，其中进行了标注以示出漏磁通路径的几个示例。
图12是图4的升压耦合电感器的替代实施例的俯视平面视图。
图13是图12的升压耦合电感器的截面视图。
图14是进一步包括泄漏元件的图4的升压耦合电感器的替代实施例的立体图。
图15是图14的升压耦合电感器的替代实施例的立体图。
图16是图15的升压耦合电感器的截面视图。
图17是图15的升压耦合电感器的替代实施例的俯视平面视图。
图18是图17的升压耦合电感器的截面视图。
图19是省略了绕组的图17的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图20是包括两个泄漏元件的图17的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图21是图20的升压耦合电感器的截面视图。
图22是省略了绕组的图20的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图23是根据实施例的不可扩展的升压耦合电感器的立体图。
图24是图23的升压耦合电感器的立体图，其中移除了磁性元件以示出升压耦合电感器的内部。
图25是图2的开关功率转换器的升压耦合电感器的近似电模型。
图26A至图26D是共同展示了图2的开关功率转换器的一个操作示例的曲线图。
图27A至图27D是共同展示了图2的开关功率转换器的另一个操作示例的曲线图。
图28是展示了图2的开关功率转换器的实施例的模拟实验结果的曲线图。
图29是包括非对称升压耦合电感器的图2的开关功率转换器的替代实施例的示意图。
图30是包括具有变压器的注入级的图2的开关功率转换器的替代实施例的示意图。
图31是包括两个功率子转换器的图2的开关功率转换器的替代实施例的示意图。
图32是包括两个升压耦合电感器的图2的开关功率转换器的替代实施例的示意图。
图33是具有多相升压型拓扑的图2的开关功率转换器的替代实施例的示意图。
图34A至图34D是共同展示了图33的开关功率转换器的一个操作示例的曲线图。
图35是具有多相降压-升压型拓扑的图2的开关功率转换器的替代实施例的示意图。
图36A至图36D是共同展示了图35的开关功率转换器的一个操作示例的曲线图。
图37是本文披露的开关功率转换器的示例应用的框图。
图38是图2的开关功率转换器的升压耦合电感器的另一近似电模型。
图39A至图39D是共同展示了图2的开关功率转换器的另一个操作示例的曲线图。
图40是具有与图38的电模型不同的注入级极性的图2的开关功率转换器的升压耦合电感器的附加近似电模型。
图41A至图41D是共同展示了具有图40的注入级极性的图2的开关功率转换器的操作示例的曲线图。
图42A和图42B是展示了流过图2的开关功率转换器的电流幅度的曲线图，其中功率传输绕组的漏电感具有两个不同值。
图43是根据实施例的包括多个杂散电感齿的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图44是图43的升压耦合电感器的前立面视图。
图45是图43的升压耦合电感器的侧立面视图。
图46是图43的升压耦合电感器沿着图44的线46A-46A截取的截面视图。
图47是与图46相同的图43的升压耦合电感器的截面视图，但省略了绕组以进一步示出磁芯特征。
图48是图43的升压耦合电感器沿着图43的线48A-48A截取的截面视图。
图49是图43的升压耦合电感器沿着图43的线49A-49A截取的截面视图。
图50是图43的升压耦合电感器的替代实施例的俯视平面视图。
图51是图50的升压耦合电感器的侧立面视图。
图52是图43的升压耦合电感器的另一替代实施例的俯视平面视图。
图53是图52的升压耦合电感器的前立面视图。
图54是图52的升压耦合电感器的侧立面视图。
图55是根据实施例的包括多个杂散电感齿的另一升压耦合电感器的前立面视图。
图56是图56的升压耦合电感器的俯视平面视图。
图57是图56的升压耦合电感器的左侧立面视图。
图58是图56的升压耦合电感器的右侧立面视图。
图59是图55的升压耦合电感器沿着图55的线59A-59A截取的截面视图。
图60是图55的升压耦合电感器沿着图56的线60A-60A截取的截面视图。
图61展示了根据实施例的包括杂散电感齿的升压耦合电感器的另一个实施例。
图62展示了图61的升压耦合电感器，其中省略了绕组以进一步示出升压耦合电感器的磁芯的特征。
图63是图61的升压耦合电感器沿着图61的线63A-63A截取的截面视图。
图64是图43的升压耦合电感器的另一替代实施例的俯视平面视图。
图65是图64的升压耦合电感器的前立面视图。
图66是图64的升压耦合电感器沿着图65的线66A-66A截取的截面视图。
图67是与图66相同的图64的升压耦合电感器的截面视图，但省略了绕组以进一步示出磁芯特征。
具体实施方式
包括耦合电感器的多相开关功率转换器可以以最小化或者甚至基本上消除纹波电流幅度的方式操作。例如，图1是五个开关功率转换器的一相中的归一化纹波电流幅度与占空比的关系的曲线图100。曲线101对应于单相开关功率转换器，曲线102对应于两相开关功率转换器，曲线104对应于三相开关功率转换器，曲线106对应于四相开关功率转换器，并且曲线108对应于五相开关功率转换器。单相开关功率转换器包括分立电感器。每个多相开关功率转换器包括耦合电感器，该耦合电感器的漏电感值等于单相开关功率转换器的分立电感器的电感值。纹波电流幅度相对于单相开关功率转换器的最大纹波电流幅度(在占空比为0.5时出现)被归一化。曲线图100假设每个多相开关功率转换器的耦合电感器具有基本上理想的磁耦合，即磁化电感比任何一个绕组的漏电感远大得多。假设图1的曲线图中的所有开关功率转换器都在公共开关频率下操作。
从图1可以明显看出，每个开关功率转换器都具有纹波电流幅度基本为零的一个或多个操作点。例如，当以50％占空比操作时，两相开关功率转换器中的纹波电流幅度基本为零，而当以33％占空比或66％占空比操作时，三相开关功率转换器中的纹波电流幅度基本为零。然而，每个开关功率转换器也具有纹波电流幅度大的操作点，尤其是在相数较少的情况下。例如，当占空比约为25％或75％时，两相开关功率转换器将具有大的纹波电流幅度，而具有分立电感器的开关功率转换器除了在零占空比附近或百分之百占空比附近操作时之外都将具有大的纹波电流幅度。
本文披露了包括升压耦合电感器和注入级的开关功率转换器，这些开关功率转换器至少部分克服了常规开关功率转换器的上述缺点。例如，新型开关功率转换器的某些实施例基本在任何占空比下而不是仅在某些占空比下都具有小的纹波电流幅度。因此，新型开关功率转换器可以比其他类似的常规开关功率转换器产生更小的损耗，因为它们能够在宽范围的占空比内以低纹波电流幅度操作。可替代地，可以显著降低这种转换器的开关频率，同时仍保持可接受的低电流纹波，从而降低不同的开关损耗并提高效率。此外，新型开关功率转换器的低纹波电流幅度促进了低纹波电压幅度，从而相对于常规的开关功率转换器，可以实现宽松的滤波要求。此外，在特定实施例中，纹波电流幅度由磁化电感而不是漏电感决定。因此，可以使磁化电感变大以最小化纹波电流幅度，而不会对瞬态响应产生负面影响，因为磁化电感不会削弱瞬态响应。相比之下，在常规的开关功率转换器中，纹波电流幅度主要由漏电感决定(或者如果转换器不包括耦合电感器，则由分立电感决定)。在常规的开关功率转换器中，可以通过增大漏电感/分立电感来降低纹波电流幅度，但是这样做会降低瞬态响应。
此外，由于使用具有注入级的升压绕组，新的开关功率转换器可以抵抗注入磁通路径中的磁饱和。由于升压绕组与主绕组磁耦合，它不会有任何从转换器的任何相传输过来的直流(DC)分量，因此在注入级不会感应出DC偏置。升压绕组被配置成使得它们与开关功率转换器的功率传输绕组的漏电感磁耦合。换句话说，升压绕组被配置成使得它们绕每个功率传输绕组的相应漏磁通路径形成至少一匝。另外，升压绕组被配置成使得它们在开关功率转换器的稳态操作期间“看到”基本上为零的净互磁通，这有助于将由注入磁通路径内的互磁通引起的磁饱和风险降到最低。例如，在某些实施例中，升压绕组被配置成形成一匝或多匝，使得与每个功率传输绕组相关联的互磁通流过升压绕组的一匝或多匝，这导致在开关功率转换器的稳态操作期间升压绕组的各匝内的净互磁通基本为零。作为另一个示例，在某些其他实施例中，升压绕组被配置成在漏磁通路径之内但在互磁通路径之外，使得升压绕组与功率传输绕组的漏电感磁耦合，而不受互磁通的影响。
图2是多相开关功率转换器200的示意图，其是包括升压耦合电感器和注入级的新型开关功率转换器的一个实施例。开关功率转换器200包括N个功率级202、注入级204和控制器206，其中，N是大于一的整数。在本文档中，项目的具体实例可以通过使用括号中的数字(例如，功率级202(1))来表示，而没有括号的数字(例如，功率级202)是指任何这样的项目。每个功率级202对应于开关功率转换器200的相应相，使得开关功率转换器200是N相开关功率转换器。
每个功率级202包括在开关节点X处电耦合到功率传输绕组210的功率开关级208。每个功率传输绕组210电耦合在其相应功率级202的开关节点X与公共输出节点212之间。例如，功率传输绕组210(1)电耦合在开关节点X(1)与输出节点212之间，并且功率传输绕组210(2)电耦合在开关节点X(2)与输出节点212之间。输出节点212具有电压Vo，并且输出电流Io流向与输出节点212电耦合的负载(未示出)。在不脱离本发明范围的情况下，输出电流Io可以具有负极性。一个或多个电容器214可选地电耦合到输出节点212。
每个功率开关级208被配置成响应于控制器206生成的控制信号U和L，而在输入功率节点216与地之间反复地开关其功率级202的开关节点X。具体地，功率开关级208(1)被配置成响应于控制信号U(1)和L(1)在输入功率节点216与地之间反复地开关节点X(1)，功率开关级208(2)被配置成响应于控制信号U(2)和L(2)在输入功率节点216与地之间反复地开关节点X(2)，以此类推。输入功率节点216处于电压Vin，并且每个功率开关级208相应地在电压Vin与相对于地的零伏之间反复地开关其功率级202的节点X。在本文档中，术语“地”是指电气参考节点，其不需要与大地具有相同的电势。输入电流Iin经由输入功率节点216从电源(未示出)流向开关功率转换器200。在不脱离本发明范围的情况下，输入电流Iin可以具有负极性。转换器200中的给定功率传输绕组210在其相应的开关节点X处于电压Vin时被驱动为“高”，并且功率传输绕组210在其相应的开关节点X处于相对于地的零伏时被驱动为“低”。例如，当开关节点X(1)处于电压Vin时，功率传输绕组210(1)被驱动为高，而当开关节点X(1)处于相对于地的零伏时，功率传输绕组210(1)被驱动为低。
注入级204包括在开关节点X(N+1)处电耦合到升压绕组220的注入开关级218。升压绕组220电耦合在开关节点X(N+1)与注入输出节点222之间。与输出功率节点212分离的注入输出节点222处于电压Vo_z，并且一个或多个电容器224电耦合到注入输出节点222，使得每个电容器224与升压绕组220串联电耦合。第一调谐电感器230与升压绕组220串联电耦合。尽管第一调谐电感器230被展示为电耦合在升压绕组220与电容器224之间，但是第一调谐电感器230可以处于不同的拓扑位置，只要它与升压绕组220串联电耦合即可。例如，第一调谐电感器230可以可替代地电耦合在注入开关级218与升压绕组220之间。第一调谐电感器230在开关功率转换器200的一些替代实施例中被省略，例如在包括升压绕组220的电路具有足够的电感使得不需要第一调谐电感器230的实施例中。开关功率转换器200可选地进一步包括与升压绕组220并联电耦合的第二调谐电感器232。第二调谐电感器232当存在时通常具有相对较大的电感值。
注入开关级218被配置成响应于控制信号UI和LI而在输入功率节点216与地之间反复地开关开关节点X(N+1)。类似于功率传输绕组210，当开关节点X(N+1)处于电压Vin时，升压绕组220被驱动为高，并且当开关节点X(N+1)处于相对于地的零伏时，升压绕组220被驱动为低。注入级204不处理输出电流Io的直流(DC)分量。而是，如下所述，控制器206控制注入级204以降低或甚至基本上消除功率传输绕组210的漏电感两端的交流(AC)电压，从而降低流过功率传输绕组210的纹波电流的幅度并降低输出电流Io中的纹波的幅度。
图3展示了开关功率转换器200的开关级的一种可能的实施方式。具体地，图3是N个功率开关级302和注入开关级304的示意图，其中，(a)功率开关级302是功率开关级208的实施例，并且(b)注入开关级304是注入开关级218的实施例。每个功率开关级302包括上开关器件306和下开关器件308。每个上开关器件306电耦合在输入功率节点216与其相应功率级的开关节点X之间。每个下开关器件308电耦合在其相应功率级的开关节点X与地之间。例如，上开关器件306(1)电耦合在输入功率节点216与开关节点X(1)之间，并且下开关器件308(1)电耦合在开关节点X(1)与地之间。每个上开关器件306响应于来自控制器206的相应控制信号U进行开关，并且每个下开关器件308响应于来自控制器206的相应控制信号L进行开关。例如，在一些实施例中，当每个上开关器件306的相应控制信号U有效时，其以接通(导电)状态操作，并且当该开关器件的相应控制信号U无效时，其以断开(非导电)状态操作。类似地，在一些实施例中，当每个下开关器件308的相应控制信号L有效时，其以接通(导电)状态操作，并且当该开关器件的相应控制信号L无效时，其以断开(非导电)状态操作。每个开关器件306和308包括例如一个或多个晶体管。
注入开关级304包括上开关器件310和下开关器件312。上开关器件310电耦合在输入功率节点216与开关节点X(N+1)之间，并且下开关器件312电耦合在开关节点X(N+1)与地之间。上开关器件310响应于来自控制器206的控制信号UI进行开关，并且下开关器件312响应于来自控制器206的控制信号LI进行开关。例如，在某些实施例中，当上开关器件310的控制信号UI有效时，其以接通(导电)状态操作，并且当该开关器件的控制信号UI无效时，其以断开(非导电)状态操作。类似地，在一些实施例中，当控制信号LI有效时，下开关器件312以其接通(导电)状态操作，并且当控制信号LI无效时，该开关器件以其断开(非导电)状态操作。每个开关器件310和312包括例如一个或多个晶体管。在一些实施例中，由于注入级204不需要处理输出电流Io的DC分量，因此上开关器件310具有比每个上开关器件306更小的载流能力，并且下开关器件312具有比每个下开关器件308更小的载流能力。
再次参考图2，功率传输绕组210通过磁芯226进行磁耦合。升压绕组220通过磁芯226磁耦合到每个功率传输绕组210的泄漏部件(图2中未展示)。具体地，升压绕组220被配置成使得其绕每个功率传输绕组210的相应漏磁通路径形成至少一匝。重要的是，升压绕组220另外被配置成使得在开关功率转换器200的稳态操作期间升压绕组的各匝内的净互磁通基本上为零。升压绕组220的这种配置有利地有助于将由升压绕组220的磁通路径内的互磁通引起的磁饱和风险降到最低，同时使注入级204能够降低开关功率转换器200中的纹波电流幅度。在本文档中，绕元件形成匝的绕组不需要完全围绕该元件。例如，绕磁芯的芯柱形成匝的绕组不需要完全围绕该芯柱。作为另一个示例，绕磁通路径形成匝的绕组不需要完全围绕该磁通路径。
功率传输绕组210、升压绕组220和磁芯226是升压耦合电感器228的一部分。磁芯226例如由铁氧体磁性材料或铁粉磁性材料形成。然而，可替代地，磁芯226可以是“空气芯”，或者换句话说，可以通过放置绕组210和220或者将这些绕组分成多个部分并将这些部分成对地放置在足够接近的位置来实施磁芯226，以在不使用有形的磁耦合结构的情况下实现磁耦合。升压绕组220以比功率传输绕组210更粗的线宽绘制，以帮助观察者区分升压绕组220和功率传输绕组210。这种线宽的差异不应被解释为暗示升压绕组220一定是由比功率传输绕组210更厚的导体材料形成。升压绕组220实际上可以用更少量的导体材料来实施，因为它只承载AC纹波而不承载任何负载电流。
以下关于图4至图24和图43至图63讨论了升压耦合电感器228的若干示例实施例。然而，应当理解，升压耦合电感器228不限于这些示例实施例。
图4是升压耦合电感器400的立体图，其是升压耦合电感器228的一个可能实施例，其中N等于4。图5是升压耦合电感器400的一侧402的立面视图，图6是升压耦合电感器400的俯视平面视图，图7是升压耦合电感器400沿着图6的线7A-7A截取的截面视图，并且图8是升压耦合电感器400沿着图6的线8A-8A截取的截面视图。图9是升压耦合电感器400的俯视平面视图，其中省略了绕组以进一步示出升压耦合电感器的磁芯。
升压耦合电感器400包括磁芯404(参见图9)、多个功率传输绕组406以及升压绕组408。功率传输绕组406是功率传输绕组210的实施例，并且升压绕组408是升压绕组220的实施例。磁芯404例如由铁氧体磁性材料或铁粉磁性材料形成。磁芯404包括第一导轨410、第二导轨412以及多个芯柱414。尽管磁芯404被展示为包括四个芯柱414，但是磁芯404的芯柱414的数量将随着升压耦合电感器400所支持的相的数量而变化。例如，在旨在用于三相(即N＝3)的升压耦合电感器400的实施例中，升压耦合电感器400将具有三个芯柱414而不是四个芯柱414。第一导轨410和第二导轨412在方向416上彼此分离，并且芯柱414在方向416上设置在第一导轨410与第二导轨412之间。芯柱414在方向418上彼此分离，其中，方向418与方向416正交。图4、图5、图7和图8进一步示出了与方向416和418中的每一个正交的第三方向420。在一些实施例中，芯柱414在方向416上与第一导轨410和第二导轨412接合，并且在一些其他实施例中，芯柱414通过相应的间隙(未示出)与第一导轨410和/或第二导轨412分离，从而有助于防止磁芯404的饱和。每个芯柱414可选地还沿着方向418形成相应的间隙(未示出)，使得该芯柱被分成在方向416上通过间隙彼此分离的两个或更多个部分。
相应的功率传输绕组406至少部分地绕每个芯柱414缠绕，并且升压绕组408至少部分地绕所有芯柱414缠绕，使得升压绕组408形成绕所有芯柱414的公共匝。因此，升压绕组408强磁耦合到每个功率传输绕组404。升压绕组408与功率传输绕组406电隔离。尽管每个功率传输绕组406和升压绕组408被描绘为是由导电箔(如铜箔)形成的单匝绕组，但是功率传输绕组406和升压绕组408的配置可以变化。例如，这些绕组中的一个或多个可以形成多匝，和/或这些绕组中的一个或多个可以由导线而不是导电箔形成。
图10是类似于图6的俯视平面视图，并且被标注以象征性地示出升压耦合电感器400中的若干个互磁通路径。线1002、1004、1006分别表示从功率传输绕组406(1)流到功率传输绕组406(2)、406(3)和406(4)的互磁通。虽然图10中未示出，但在其他功率传输绕组406的实例之间存在穿过由升压绕组408形成的匝的附加互磁通路径。从图10中可以理解，虽然来自每个功率传输绕组406的互磁通都流过升压绕组408的匝，但是在一些应用中，流过升压绕组408的净互磁通可能为零，例如，来自功率传输绕组406(1)的互磁通可能会自行抵消，因为这种通量的所有返回路径也包括在升压绕组408之下，从而导致净通量为零。对于来自升压绕组408中的任何其他功率传输绕组406的互磁通也是如此，使得升压绕组408“看到”零互磁通。
另外，漏磁通通常流过升压绕组408的匝，使得升压绕组408强磁耦合到与功率传输绕组406相关联的漏磁通。例如，图11是类似于图4的立体图，并且被标注以象征性地示出升压耦合电感器400中的几个示例漏磁通路径。具体地，图11展示了与功率传输绕组406(1)相关联的三个示例漏磁通路径1102、1104和1106。应当注意，所有示出的漏磁通路径1102、1104和1106都穿过由升压绕组408形成的匝。图11的粗虚线表示在磁芯404内部流动的漏磁通，而图11的细虚线表示在磁芯404外部流动的漏磁通。另外，虽然图11中未示出，但存在功率传输绕组406(1)的附加漏磁通路径以及功率传输绕组406(2)-406(4)的漏磁通路径，这些漏磁通路径穿过由升压绕组408形成的匝。因此，升压绕组408绕每个功率传输绕组406的相应漏磁通路径形成一匝。升压绕组408在互磁通路径之内的事实有助于通过降低漏磁通在耦合到升压绕组408之前从磁芯404中逸出的可能性而使得耦合到升压绕组408的漏磁通最大化。然而，与功率传输绕组406(1)-406(4)相关联的一些漏磁通不穿过由升压绕组408形成的匝。
如图8所示，升压绕组408形成绕所有芯柱414的公共匝。然而，升压绕组408可以被修改为绕每个芯柱414形成相应的匝，其中所有匝串联电耦合。例如，图12是升压耦合电感器1200的俯视平面视图，并且图13是升压耦合电感器1200沿着图12的线13A-13A截取的截面视图。升压耦合电感器1200是升压耦合电感器1200的替代实施例，其中升压绕组408被替换为绕每个芯柱414形成相应的匝1209的升压绕组1208。匝1209串联电耦合。因此，升压绕组1208具有与升压绕组408相似的电气特性。例如，升压绕组1208强磁耦合到功率传输绕组406的泄漏元件，并且升压耦合电感器1200能够被操作以使得流过升压绕组1208的净互磁通基本上为零。
升压耦合电感器400和1200被配置成最小化功率传输绕组406的漏电感。如下所述，开关功率转换器200利用磁化电感而不是漏电感来降低纹波电流幅度，因此在开关功率转换器200中不需要大的漏电感来实现小的漏电流幅度。另外，小的漏电感值促进了开关功率转换器200的良好瞬态响应。然而，如果期望或需要更大的漏电感，则升压耦合电感器400和1200可以被修改为包括用于增大漏电感的特征，比如包括被配置成在第一导轨410与第二导轨之间提供漏磁通路径412的一个或多个磁性元件。
例如，图14是升压耦合电感器1400的立体图，该升压耦合电感器是进一步包括泄漏元件1405和1407的升压耦合电感器400的替代实施例。泄漏元件1405接合到导轨410，并且泄漏元件1407接合到导轨412。泄漏元件1405、1407由诸如铁氧体磁性材料或铁粉磁性材料等磁性材料形成。泄漏元件1405和1407在方向416上朝向彼此延伸以便为漏磁通在导轨110和412之间流动提供相对低磁阻的路径。泄漏元件1405和1407可选地在方向416上由间隙1409分离，其中间隙1409填充有例如空气、纸张、塑料、粘合剂和/或具有比形成泄漏元件1405和1407的磁性材料更低磁导率的磁性材料。间隙409可以分成两个或更多个更小的间隙以减少边缘通量。分别从导轨410和412划定泄漏元件1405和1407的虚线用于帮助观察者区分升压耦合电感器1400的特征，并且这些线不一定表示升压耦合电感器1400中的不连续性。
升压耦合电感器1400可以被修改为使得其升压绕组缠绕在一个或多个泄漏元件1405和1407上，而不是缠绕在芯柱414上。例如，图15是升压耦合电感器1500的立体图，并且图16是升压耦合电感器1500沿着图15的线16A-16A截取的截面视图。升压耦合电感器1500是升压耦合电感器1400的替代实施例，其中升压绕组408被替换为升压绕组1508，其中，升压绕组1508是升压绕组220的另一个实施例。升压绕组1508绕泄漏元件1405形成一匝，这导致升压绕组1508绕每个功率传输绕组406的漏磁通路径形成一匝。另外，升压绕组1508位于功率传输绕组406的互磁通路径之外。因此，互磁通不流过升压绕组1508的匝，因此流过升压绕组1508的净互磁通为零。
升压耦合电感器1500可以被修改为具有不同的泄漏元件配置。例如，图1700是升压耦合电感器1700的俯视平面视图，图18是升压耦合电感器1700沿着图17的线18A-18A截取的截面视图，其中升压耦合电感器1700是具有不同泄漏元件配置的升压耦合电感器1500的替代实施例。图19是升压耦合电感器1700的俯视平面视图，其中省略了绕组以进一步示出升压耦合电感器的磁芯。
升压耦合电感器1700包括磁芯1704(参见图19)、多个功率传输绕组1706以及升压绕组1708。功率传输绕组1706是功率传输绕组210的实施例，并且升压绕组1708是升压绕组220的实施例。磁芯1704例如由铁氧体磁性材料或铁粉磁性材料形成。磁芯1704包括第一导轨1710、第二导轨1712以及多个芯柱1714。尽管磁芯1704被展示为包括四个芯柱1714，但是磁芯1704的芯柱1714的数量将随着升压耦合电感器1700所支持的相的数量而变化。第一导轨1710和第二导轨1712在方向416上彼此分离，并且芯柱1714在方向416上设置在第一导轨1710与第二导轨1712之间。芯柱1714在方向418上彼此分离。在一些实施例中，芯柱1714在方向416上与第一导轨1710和第二导轨1712接合，并且在一些其他实施例中，芯柱1714通过相应的间隙(未示出)与第一导轨1710和/或第二导轨1712分离，从而有助于防止磁芯1704的饱和。每个芯柱1714还可选地沿着方向418形成相应的间隙(未示出)，使得芯柱被分成在方向416上通过间隙彼此分离的两个部分。
磁芯1704进一步包括在方向416上被设置在第一导轨1710与第二导轨1712之间的泄漏元件1705。在一些实施例中，泄漏元件1705通过相应的间隙(未示出)与第一导轨1710和/或第二导轨1712分离。泄漏元件1705可选地还沿着方向416形成间隙(未示出)，使得该泄漏元件被分成在方向416上通过间隙彼此分离的两个或更多个部分。虽然图17至图19描绘了泄漏元件1705在方向418上被设置在芯柱1714(2)与1714(3)之间，使得泄漏元件相对于芯柱1714居中定位，但泄漏元件1705的位置可以变化，只要它在方向416上被设置第一导轨1710与第二导轨1712之间即可。例如，泄漏元件1705可以可替代地在方向418上设置在芯柱1714(1)与1714(2)之间。虽然不是必需的，但预计泄漏元件1705通常将具有比每个芯柱1714更大的截面积(在方向418和420上)，如图18所示，因为泄漏元件1705看到来自每个芯柱1714的漏磁通。另外，虽然不是必需的，但预计泄漏元件1705中的间隙(当存在时)将大于芯柱1714中的间隙(当存在时)，使得漏电感值将低于功率传输绕组1706的磁化电感值。
相应的功率传输绕组1706至少部分地缠绕在每个芯柱1714上。另外，升压绕组1708至少部分地绕泄漏元件1705缠绕，这导致升压绕组1708绕每个功率传输绕组1706的漏磁通路径形成一匝。另外，升压绕组1708位于功率传输绕组1706的互磁通路径之外。因此，互磁通不流过升压绕组1708的匝，因此流过升压绕组1708的净互磁通为零。升压绕组1708与功率传输绕组1706电隔离。尽管每个功率传输绕组1706和升压绕组1708被描绘为是由导电箔(如铜箔)形成的单匝绕组，但是功率传输绕组1706和升压绕组1708的配置可以变化。例如，这些绕组中的一个或多个可以形成多匝，和/或这些绕组中的一个或多个可以由导线而不是导电箔形成。
泄漏元件1705和升压绕组1708可以分别被替换为两个或更多个泄漏元件和升压绕组。例如，图20是升压耦合电感器2000的俯视平面视图，并且图21是升压耦合电感器2000沿着图20的线21A-21A截取的截面视图。升压耦合电感器2000是升压耦合电感器1700的替代实施例，(a)其中泄漏元件1705被替换为两个泄漏元件2005和2007，并且(b)升压绕组1708被替换为两个升压绕组2008和2009，其中升压绕组2008和2009共同是升压绕组220的实施例。图22是升压耦合电感器2000的俯视平面视图，其中省略了绕组以进一步示出升压耦合电感器的磁芯。
每个泄漏元件2005和2007在方向416上设置在第一导轨1710与第二导轨1712之间，并且泄漏元件2005和2007在方向418上彼此分离。虽然图20至图22描绘了泄漏元件2005和2007被设置在升压耦合电感器2000的相反端，但泄漏元件2005和2007的位置可以变化，只要每个泄漏元件在方向416上被设置在第一导轨1710与第二导轨1712之间即可。泄漏元件2005和2007可选地还形成间隙(未示出)，使得该泄漏元件被分成在方向416上通过间隙彼此分离的两个或更多个部分。升压绕组2008缠绕在泄漏元件2005上，并且升压绕组2009缠绕在泄漏元件2007上。这样，每个升压绕组2008和2009绕每个功率传输绕组1706的漏磁通路径形成相应的匝。另外，每个升压绕组2008和2009位于功率传输绕组1706的互磁通路径之外。因此，互磁通不流过升压绕组2008和2009的相应匝，因此流过每个升压绕组2008和2009的净互磁通为零。
升压绕组2008和2009通常会串联电耦合，如图21中的虚线2199象征性地示出的。例如，升压耦合电感器2000可以包括将升压绕组2008和2009串联电耦合的电导体(未示出)。作为另一个示例，升压绕组2008和2009可以在升压耦合电感器2000外部串联电耦合，例如通过支撑升压耦合电感器2000的印刷电路板(PCB)(未示出)。
升压耦合电感器400、1200、1400、1700和2000是可扩展的，因为它们可以通过调整芯柱414和功率传输绕组406的数量而被配置成支持任意数量的相。然而，在开关功率转换器200的实施例中，其中N等于二，图2的升压耦合电感器228也可能是不可扩展的升压耦合电感器。例如，图23是升压耦合电感器2300的立体图，其是升压耦合电感器228的另一个可能实施例，其中N等于二。升压耦合电感器2300包括磁芯2302、第一功率传输绕组2304、第二功率传输绕组2306以及升压绕组2308。功率传输绕组2304和2306均是功率传输绕组210的实施例，并且升压绕组2308是升压绕组220的实施例。
磁芯2302例如由铁氧体磁性材料或铁粉磁性材料形成。磁芯2302包括在方向2314上堆叠的第一元件2310和第二元件2312。图24是升压耦合电感器2300的立体图，其中移除了第二元件2312以示出升压耦合电感器2300的内部。磁芯2302形成在方向2318上延伸穿过磁芯2302的通路2316，其中，方向2318与方向2314正交。通路2316在方向2322上具有宽度2320，其中，方向2322与方向2314和2318中的每一个正交。在不脱离本发明范围的情况下，磁芯2302可以由单个元件形成，或者磁芯2302可以由更多个元件中的三个形成。
第一功率传输绕组2304、第二功率传输绕组2306和升压绕组2308中的每一个穿过通路2316缠绕。第二功率传输绕组2306在方向2322上与第一功率传输绕组2304分离，并且升压绕组2308在方向2322上设置在第一功率传输绕组2304与第二功率传输绕组2306之间。在一些实施例中，第一功率传输绕组2304、第二功率传输绕组2306和升压绕组2308中的每一个都是U字形绕组。通路2316在方向2314上具有高度2324。在一些实施例中，高度2324沿宽度2320变化。例如，在某些实施例中，升压绕组2308的高度2324小于在第一功率传输绕组2304和第二功率传输绕组2306中的每一个处的高度2324，以实现必需的漏电感值。升压耦合电感器2300的配置使升压绕组2308能够强磁耦合到功率传输绕组2304和2306的泄漏元件。具体地，升压绕组2308绕功率传输绕组2304和2306的漏磁通路径形成一匝。另外，升压耦合电感器2300能够被操作以使得流过升压绕组2308的匝的净互磁通基本上为零。
再次参考图2，控制器206例如由模拟和/或电子电路系统来实施。在一些实施例中，控制器206至少部分地由处理器(未示出)执行存储在存储器(未示出)中的软件和/或固件形式的指令来实施。尽管为展示简单起见，控制器206被描绘为分立元件，但是控制器206可以部分地或完全地与开关功率转换器200中的一个或多个其他元件集成。例如，控制器206的一些子系统可以结合在功率开关级208和/或注入开关级218中的一个或多个中。此外，图2不应被解释为要求每个控制信号都具有单独的控制总线。例如，控制器206可以由中央集成电路和集成在每个开关级208和218中的本地控制逻辑的组合来实施，其中，单个控制总线从中央集成电路延伸到每个开关级208和218。此外，控制器206可以被配置成从控制信号U和L中的一个或多个中得到控制信号UI和LI，比如通过使用逻辑电路系统，而不是通过独立地生成控制信号UI和LI。此外，控制器206可以包括多个组成元件，这些组成元件不需要共同封装，甚至不需要设置在公共位置。
控制器206被配置成生成控制信号U和L以控制功率级202的占空比(D)以调节开关功率转换器200的至少一个参数，其中，占空比是开关周期中的功率传输绕组210被驱动为高的一部分。在一些实施例中，控制器206被配置成使用脉冲宽度调制(PWM)和/或脉冲频率调制(PFM)来控制功率级202的占空比。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo和输出电流幅度Io。例如，在一些实施例中，控制器206被配置成生成控制信号U和L以调节输出电压幅度Vo，并且控制器206相应地在开关功率转换器200的连续导通操作期间生成控制信号U和L，使得功率级202的占空比等于输出电压幅度Vo与输入电压幅度Vin之比。例如，如果输出电压Vo被调节到两伏并且输入电压Vin是八伏，控制器206将生成控制信号U和L，使得功率级202的占空比为0.25。控制器206可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级202彼此异相地开关。例如，在一些实施例中，控制器206被配置成生成控制信号U和L，使得每个功率级202在相域中与相邻功率级202的开关相位相差360/N度。
控制器206进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级204，使得注入级以降低功率传输绕组210的漏电感两端的电压的方式将磁通注入磁芯226中。功率传输绕组210的漏电感两端的电压的这种降低有利地降低或甚至基本上消除了与漏电感的充电和放电相关联的纹波电流的幅度，从而降低流过功率传输绕组210的纹波电流的幅度并降低输出电流Io中的纹波的幅度。为帮助理解该特征，参考图25，其是连接到注入级204的升压耦合电感器228的近似电模型2500。模型2500包括N个理想变压器2502、N个理想变压器2504、N个电感器2506、N个电感器2508和N个电感器2510。理想变压器2502的初级绕组P串联电耦合，并且每个理想变压器2502的次级绕组S电耦合在相应的开关节点X与相应的电感器2508之间。另外，相应的电感器2506与每个理想变压器2502的次级绕组S并联电耦合，并且每个电感器2506的电感值等于Lm*N/(N-1)，其中Lm是升压耦合电感器228的磁化电感。
每个电感器2508电耦合在相应理想变压器2502的次级绕组S与相应的电感器2510之间。每个电感器2508具有电感值La，其代表相应功率传输绕组210的总漏电感Lk中的与不耦合到升压绕组220的漏磁通相对应的一部分。相应地，La也可以称为杂散电感。每个电感器2510电耦合在相应的电感器2508与输出节点212之间。每个电感器2510具有等于Lk-La的电感值，其代表相应功率传输绕组210的总漏电感Lk中的与耦合到升压绕组220的漏磁通相对应的一部分。相应理想变压器2504的初级绕组P与每个电感器2510并联电耦合。理想变压器2504的次级绕组S串联电耦合在开关节点X(N+1)与注入输出节点222之间。
控制器206的特定实施例被配置成生成控制信号UI和LI以便以降低功率传输绕组210的漏电感两端的电压(即，通过降低电感器2508两端的电压Va)的方式来操作注入级204，以降低纹波电流幅度，从而降低流过功率传输绕组210的纹波电流的幅度并降低输出电流Io中的纹波的幅度。例如，图26A至图26D是共同展示开关功率转换器200的实施例的一个操作示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关功率转换器200包括两个功率级202和一个注入级204。曲线图26A-26D还假设升压耦合电感器228的磁化电感值远大于升压耦合电感器228的任何漏电感值。曲线图2602是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图2604是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图26A和图26B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vin与零伏之间被反复地驱动为高和低，并且开关节点被彼此异相地驱动为高和低。图26C是曲线图2606，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图26C还包括表示注入输出节点222处的电压Vo_z的曲线。图26D是输出电压Vo的曲线图2608。
在图26A至图26D的示例中，控制器206控制注入级204使得注入级204与功率级202一致地开关。具体地，如图26A至图26C所示，响应于任何功率传输绕组210被驱动为高，升压绕组220被驱动为高，并且响应于任何功率传输绕组210被驱动为低，升压绕组220被驱动为低。例如，响应于功率传输绕组210(1)被驱动为高，升压绕组220在时间t1被驱动为高，并且响应于功率传输绕组210(1)被驱动为低，升压绕组220在时间t2被驱动为低。作为另一示例，响应于功率传输绕组210(2)被驱动为高，升压绕组220在时间t3被驱动为高，并且响应于功率传输绕组210(2)被驱动为低，升压绕组220在时间t4被驱动为低。因此，每个电感器2508两侧上的电压基本相同。因此，即使当功率传输绕组210在高状态与低状态之间被反复地驱动以调节开关功率转换器200中的一个或多个参数时，电感器2508两端的电压Va也保持为较小的值。结果，无论开关功率转换器200的操作占空比如何，与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流都相对很少。
应当注意，将存在与升压耦合电感器228的磁化电感Lm的充电和放电相关联的纹波电流。然而，如果磁化电感Lm很大，则这种纹波电流幅度将会很小。此外，如上文所讨论的，增大磁化电感Lm不会降低瞬态响应。相比之下，在具有耦合电感器的常规开关功率转换器中，当以特定的固定占空比操作时，纹波电流幅度可以主要通过增加漏电感值和/或开关频率来降低，这两种方式都有缺点。具体地，提高漏电感值会削弱瞬态响应，而提高开关频率会增加开关功率损耗。常规耦合电感器中的纹波电流幅度也可以通过增大磁化电感Lm来降低，但是改善将是有限的，并且很快会收益递减。相应地，开关功率转换器200可以实现低纹波电流幅度，而没有在常规开关功率转换器中实现低纹波电流幅度的缺点。
图26A至图26D的示例假设两相操作，并且对于无限耦合或对于磁化电感Lm相对较低的情况看起来相似。然而，注入级204可以显著降低电压Va，使得即使升压耦合电感器228的低Lm或非理想耦合或电路的其他非理想性会阻止注入级204完全消除与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流，注入级204也可以显著降低纹波电流幅度。此外，图26A至图26D假设了理想的时序，即，注入级204与功率级202同步开关。虽然这样的同步可能是期望的，但是对于开关功率转换器200的可接受的操作来说，这不是必需的。
图26A至图26D的示例假设功率级202以非重叠的方式被驱动为高，或者换句话说，在任何给定时间不超过一个功率级202被驱动为高。然而，开关功率转换器200不限于非重叠操作。例如，图27A至图27D是共同展示开关功率转换器200的实施例的一个操作示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关功率转换器200包括两个功率级202和一个注入级204。曲线图27A-27D还假设升压耦合电感器228的磁化电感值远大于升压耦合电感器228的任何漏电感值。曲线图2702是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图2704是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图27A和图27B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vin与零伏之间被反复地驱动为高和低，并且开关节点被彼此异相地驱动为高和低。另外，开关节点电压X(1)和X(2)重叠，因为两个开关节点可能同时被驱动为高。图27C是曲线图2706，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图27C还包括表示注入输出节点222处的电压Vo_z的曲线。图27D是输出电压Vo的曲线图2708。
在图27A至图27D的示例中，控制器206控制注入级204使得注入级204与功率级202一致地开关。具体地，如图27A至图27C所示，响应于任何功率传输绕组210被驱动为高，升压绕组220被驱动为高，并且响应于任何功率传输绕组210被驱动为低，升压绕组220被驱动为低。例如，响应于功率传输绕组210(2)被驱动为低，升压绕组220在时间t1被驱动为低，并且响应于功率传输绕组210(2)被驱动为高，升压绕组220在时间t2被驱动为高。作为另一示例，响应于功率传输绕组210(1)被驱动为低，升压绕组220在时间t3被驱动为低，并且响应于功率传输绕组210(1)被驱动为高，升压绕组220在时间t4被驱动为高。因此，每个电感器2508两侧上的电压基本相同。因此，即使当功率传输绕组210在高状态与低状态之间被反复地驱动以调节开关功率转换器200中的一个或多个参数时，电感器2508两端的电压Va也保持为较小的值。结果，无论开关功率转换器200的操作占空比如何，与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流都相对很少。
图28是以安培(A)为单位的电流与时间的关系的曲线图，展示了开关功率转换器200的实施例的模拟实验结果。曲线2802和2804中的每一个表示在开关功率转换器200的实施例中流过功率传输绕组210(1)的模拟电流IL(1)，其中，(a)N等于6，(b)开关频率为400千赫兹(KHz)，(c)Vin为12伏，并且(d)Vo为0.8伏。曲线2802对应于注入级204如上文所讨论的那样进行操作，并且曲线2804对应于注入级204被禁用。在比较曲线2802和2804时可以看出，注入级204的使用将峰-峰纹波电流幅度从11.6安培显著降低到4.2安培，从而显示了包括升压绕组220的注入级204的潜在有效性。另外，与曲线2804相比，曲线2802中的大N*Fs谐波基本上被消除，这对于减少铁芯损耗和绕组损耗是重要的，因为这些损耗通常在较高频率下更严重。降低所有功率传输绕组中的高频成分也可以有利于降低潜在的电磁干扰(EMI)。
再次参考图25，控制器206可以可替代地被配置成控制注入级204的开关使得电感器2510两端的电压Vb基本上为零。然而，这样的配置不会减少流过功率传输绕组210的总电流中的纹波，而且实际上这样的配置可能增大总的峰到峰纹波电流的幅度。因此，控制器206应被配置成控制注入级204以使得电压Va很小，而不是电压Vb。
再次参考图2，注入级204由输入功率节点216供电，这使得注入级204能够在升压耦合电感器228对称(例如，升压绕组220形成与每个功率传输绕组210相同的匝数)的情况下正确地操作。开关功率转换器200可以被修改为使得注入级204由具有不同于Vin的电压的节点供电，并适当改变升压耦合电感器228，使得升压耦合电感器不再对称。
例如，图29是开关功率转换器2900的示意图，该开关功率转换器是开关功率转换器200的替代实施例，其中注入级204被替换为由输入功率节点2916供电的注入级2904，并且功率级202被替换为功率级2902。输入功率节点2916的电压是输入功率节点216的两倍，即，输入功率节点2916处于电压2Vin。升压耦合电感器2928包括N个功率传输绕组2910和一个升压绕组2920，其中，功率传输绕组2910是功率传输绕组210的替代实施例，并且升压绕组2920是升压绕组220的替代实施例。升压耦合电感器2928被修改为升压绕组2920形成的匝数是每个功率传输绕组2910的两倍，以对注入级2904的输入电压是每个功率传输级2902的输入电压的两倍的情况进行补偿。为了清楚起见，图29中未示出可选的第二调谐电感器232。
升压耦合电感器2928可以被修改为使得其在磁通路径磁阻上非对称，而不是在绕组匝数上非对称。例如，升压耦合电感器2928可以被替换为非对称升压耦合电感器，其中，所有绕组形成相同的匝数，但是其中升压绕组与任何一个功率传输绕组之间的磁通路径具有任何两个功率传输绕组之间的磁通路径的两倍磁阻。
本文披露的开关功率转换器还可以被配置成通过在注入级中使用变压器来补偿注入级在与功率级不同的输入电压下操作的情况。例如，图30是开关功率转换器3000的示意图，该开关功率转换器是开关功率转换器200的替代实施例，其中注入级204被替换为包括变压器3001以及注入开关级218和升压绕组220的实例的注入级3004。变压器3001包括初级绕组P和次级绕组S。初级绕组P串联电耦合在开关节点X(N+1)与注入输出节点222之间，并且次级绕组S与升压绕组220并联电耦合。开关级218被配置成响应于控制信号UI和LI而在输入功率节点3016与地之间反复地开关节点X(N+1)。输入功率节点3016具有电压Vin_aux，并且变压器3001的使用使得即使当升压耦合电感器228是对称的时，电压Vin_aux也不同于输入功率节点216的电压Vin。具体地，可以基于电压Vin_aux的幅度来选择变压器3001的匝数比，使得升压绕组220在与每个功率传输绕组210相同的电压之间开关，从而使得即使升压耦合电感器是对称的，电压Vin_aux也不同于电压Vin。
本文披露的任何开关功率转换器都可以被修改为使得功率级中的至少两个是不同的相应功率子转换器的一部分。例如，图31是开关功率转换器3100的示意图，该开关功率转换器是开关功率转换器200的替代实施例，其中，N等于二，并且该开关功率转换器包括两个功率子转换器3198和3199。功率级202(1)是功率子转换器3198的一部分，并且该功率级电耦合在输入功率节点216与功率子转换器3198的输出功率节点3112之间。输出功率节点3112处于电压Vo(1)，并且一个或多个电容器3114可选地电耦合到输出功率节点3112。功率级202(2)是功率子转换器3199的一部分，并且功率级电耦合在输入功率节点216与功率子转换器3199的输出功率节点3113之间。输出功率节点3113处于电压Vo(2)，并且一个或多个电容器3115可选地电耦合到输出功率节点3113。电压Vo(1)和Vo(2)不必是相同的。开关功率转换器3100可以被修改为使得功率子转换器3198和3199中的一个或多个包括多个功率级202，比如并联电耦合的多个功率级。另外，每个功率子转换器3198和3199不需要包括相同数量的功率级202。此外，两个或更多个功率子转换器可以是菊花链式的，即一个功率子转换器的输出可以是另一个功率子转换器的输入。功率子转换器也可以是不同类型的，例如降压功率子转换器可以与升压功率子转换器耦合，等等。此外，开关功率转换器3100可以被修改为包括附加的开关功率子转换器。
本文披露的任何开关功率转换器都可以被修改为使得单个注入开关级驱动两个或更多个升压绕组。例如，图32是开关功率转换器3200的示意图，该开关功率转换器是开关功率转换器200的替代实施例，其中耦合电感器228包括两个功率传输绕组210(和升压绕组220)，并且开关功率转换器进一步包括部分地由第二升压耦合电感器3228实施的多个功率级3202。
每个功率级3202包括在开关节点Y处电耦合到功率传输绕组3210的功率开关级3208。每个功率传输绕组3210电耦合在其相应功率级3202的开关节点Y与公共输出节点3212之间。例如，功率传输绕组3210(1)电耦合在开关节点Y(1)与输出节点3212之间，并且功率传输绕组3210(2)电耦合在开关节点Y(2)与输出节点3212之间。输出节点3212具有电压Vo(2)。
功率开关级3208类似于功率开关级208。相应地，每个功率开关级3208被配置成响应于控制器206生成的控制信号U和L，而在输入功率节点3216与地之间反复地开关其功率级3202的开关节点Y。具体地，功率开关级3208(1)被配置成响应于控制信号U(3)和L(3)而在输入功率节点3216与地之间反复地开关节点Y(1)，功率开关级3208(2)被配置成响应于控制信号U(4)和L(4)而在输入功率节点3216与地之间反复地开关节点Y(2)，并且功率开关级3208(3)被配置成响应于控制信号U(5)和L(5)而在输入功率节点3216与地之间反复开关节点Y(3)。
功率传输绕组3210通过磁芯3226进行磁耦合。升压绕组3220通过磁芯3226磁耦合到每个功率传输绕组3210的泄漏部件(图32中未展示)。重要的是，升压绕组3220被配置成使得(a)升压绕组3220绕每个功率传输绕组3210的相应漏磁通路径形成一匝或多匝，并且(b)在开关功率转换器3200的稳态操作期间升压绕组3220的一匝或多匝内的净互磁通基本上为零。功率传输绕组3210、升压绕组3220和磁芯3226是与升压耦合电感器228类似的升压耦合电感器3228的一部分。因此，升压耦合电感器的一些实施例以类似于(上文讨论的)升压耦合电感器400、1200、1400、1500、1700或2000的方式实施。
升压绕组220和升压绕组3220中的每一个串联电耦合在开关节点X(N+1)与注入输出节点222之间。因此，注入开关级218驱动升压绕组220和3220。第一调谐电感器230的拓扑位置可以变化，只要它与升压绕组220和3220串联电耦合即可。例如，在替代实施例中，第一调谐电感器230电耦合在升压绕组220与升压绕组3220之间。开关功率转换器3200可选地进一步包括与升压绕组220并联电耦合的第二调谐电感器(未示出)和/或与升压绕组3220并联电耦合的第三调谐电感器(未示出)。
开关功率转换器3200包括代替控制器206的控制器3206。控制器3206类似于控制器206，区别在于控制器3206被配置成生成用于控制功率开关级3208的信号以及用于控制功率开关级208和注入开关级218的信号。例如，控制器3206被配置成生成控制信号U和L以分别控制功率级202和功率级3202的占空比，例如以调节输出电压Vo(1)和Vo(2)的幅度。在一些实施例中，控制器3206被配置成生成控制信号U和L，使得功率级3202可以以与功率级202不同的占空比操作，比如使得输出电压Vo(2)的幅度不同于输出电压Vo(1)的幅度。另外，控制器3206进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级204，使得注入级以如下方式将磁通注入磁芯226和3226中：(a)降低功率传输绕组210的漏电感两端的电压，并且(b)降低功率传输绕组3210的漏电感两端的电压，比如以与上文关于图25、图26A至图26D以及图27A至图27D所讨论的方式类似的方式。功率传输绕组210和3210的漏电感两端的电压的这种降低有利地降低或甚至基本上消除了与漏电感的充电和放电相关联的纹波电流的幅度，从而降低流过功率传输绕组的电流的幅度。
图31和图32中的不同相关转换器的不同操作条件可能会导致更复杂和不规则的电流波形，因此与所有相是相同的并在相同条件下操作的单个多相转换器的情况相比，所提出的注入技术可能导致的电流纹波减少较小。
上文讨论的示例开关功率转换器具有多相降压型拓扑。然而，包括升压耦合电感器和注入级的新型开关功率转换器并不限于降压型拓扑，而是可以有许多替代拓扑。下文关于图33和图35讨论了两种这样的替代拓扑，但可以理解，上文讨论的开关功率转换器可以具有其他替代拓扑。
图33是开关功率转换器3300的示意图，该开关功率转换器是具有多相升压型拓扑的开关功率转换器200的替代实施例，其中，N等于二。开关功率转换器200的功率级202被替换为开关功率转换器3300中的功率级3302。功率级3302包括与功率级202相同的组成元件，但是这些元件以不同的拓扑结构配置。具体地，每个功率传输绕组210电耦合在输入功率节点3326与相应功率级3302的开关节点X之间。每个功率开关级208的上开关器件和下开关器件(例如图3的开关器件306和308)串联电耦合在输出功率节点3312与地之间。相应地，每个功率开关级208被配置成在输出功率节点3312的电压Vo与地之间反复地开关其相应的开关节点X。转换器3300中的给定功率传输绕组210在其相应的开关节点X处于电压Vo时被驱动为高，并且功率传输绕组210在其相应的开关节点X处于相对于地的零伏时被驱动为低。例如，在开关功率转换器3300中，当开关节点X(1)处于电压Vo时，功率传输绕组210(1)被驱动为高，而当开关节点X(1)处于相对于地的零伏时，功率传输绕组210(1)被驱动为低。一个或多个电容器3314可选地电耦合到输出功率节点3312。
开关功率转换器200的注入级204被替换为开关功率转换器3300中的注入级3304。注入级3304包括与注入级204相同的组成元件，但是具有不同的拓扑结构。升压绕组220电耦合在注入开关节点X(3)与注入输出节点3322之间，并且电容器3324电耦合到注入输出节点3322。第一调谐电感器3330与升压绕组220串联电耦合，并且第二调谐电感器(未示出)可选地与升压绕组220并联电耦合。注入开关级218的上开关器件和下开关器件(例如图3的开关器件310和312)串联电耦合在输出功率节点3312与地之间。相应地，注入开关级218被配置成在电压Vo与地之间反复地开关开关节点X(3)。当开关节点X(3)处于电压Vo时，转换器3300中的升压绕组220被驱动为高，而当开关节点X(3)处于相对于地的零伏时，升压绕组被驱动为低。
作为控制器206的实施例的控制器3306被配置成生成控制信号U和L，以控制功率级3302的占空比，从而调节开关功率转换器3300的至少一个参数。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo和输出电流幅度Io。控制器3306可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级3302彼此异相地开关。控制器3306进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级3304，使得注入级以降低功率传输绕组210的漏电感两端的电压的方式将磁通注入磁芯226中，比如通过在每次功率传输绕组210被驱动为高将升压绕组220驱动为高以及通过在每次功率传输绕组210被驱动为低将升压绕组220驱动为低。
图34A至图34D是共同展示开关功率转换器3300的实施例的一个操作示例的曲线图。曲线图3402是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图3404是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图34A和图34B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vo与零伏之间被反复地驱动为高和低，并且开关节点被彼此异相地驱动为高和低。图34C是曲线图3406，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图34C还包括表示注入输出节点3322处的电压Vo_z的曲线。图34D是输出电压Vo的曲线图3408。
在图34A至图34D的示例中，控制器3306控制注入级3304使得注入级3304与功率级3302一致地开关。具体地，如图34A至图34C所示，响应于任何功率传输绕组210被驱动为高，升压绕组220被驱动为高，并且响应于任何功率传输绕组210被驱动为低，升压绕组220被驱动为低。例如，响应于功率传输绕组210(1)被驱动为低，升压绕组220在时间t1被驱动为低，并且响应于功率传输绕组210(2)被驱动为高，升压绕组220在时间t2被驱动为高。作为另一示例，响应于功率传输绕组210(2)被驱动为低，升压绕组220在时间t3被驱动为低，并且响应于功率传输绕组210(2)被驱动为高，升压绕组220在时间t4被驱动为高。因此，每个电感器2508(图25)两侧上的电压基本相同。因此，即使当功率传输绕组210在高状态与低状态之间被反复地驱动以调节开关功率转换器3300中的一个或多个参数时，电感器2508两端的电压Va也保持为较小的值。结果，无论开关功率转换器3300的操作占空比如何，与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流都相对很少。
图34A至图34D的示例假设升压耦合电感器228的绕组具有基本上理想的磁耦合，即磁化电感值远大于任何漏电感值。这样的假设在实际实施中可能不成立，因此在实际实施中电压Va不一定很小。然而，注入级3304可以显著降低电压Va，使得即使耦合电感器228的非理想耦合阻止注入级3304完全消除与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流，注入级3304也可以显著降低纹波电流幅度。此外，图34A至图34D假设了理想的时序，即，注入级3304与功率级3302同步开关。虽然这样的同步可能是期望的，但是对于开关功率转换器3300的可接受的操作来说，这不是必需的。
图35是开关功率转换器3500的示意图，该开关功率转换器是具有多相降压-升压型拓扑的开关功率转换器200的替代实施例，其中，N等于二。开关功率转换器200的功率级202被替换为开关功率转换器3500中的功率级3502。功率级3502包括与功率级202相同的组成元件，但是这些元件以不同的拓扑结构配置。具体地，每个功率传输绕组210电耦合在地与相应功率级3502的开关节点X之间。每个功率开关级208的上开关器件和下开关器件(例如图3的开关器件306和308)串联电耦合在输入功率节点3516与输出功率节点3512之间。相应地，每个功率开关级208被配置成在输入功率节点3516的电压Vin与输出功率节点3512的电压Vo之间反复地开关其相应的开关节点X。开关功率转换器3500中的给定功率传输绕组210在其相应的开关节点X处于电压Vin时被驱动为高，并且功率传输绕组210在其相应的开关节点X处于电压Vo时被驱动为低。例如，在开关功率转换器3500中，当开关节点X(1)处于电压Vin时，功率传输绕组210(1)被驱动为高，而当开关节点X(1)处于电压Vo时，功率传输绕组210(1)被驱动为低。一个或多个电容器3514可选地电耦合到输出功率节点3512。
开关功率转换器200的注入级204被替换为开关功率转换器3500中的注入级3504。注入级3504包括与注入级204相同的组成元件，但是具有不同的拓扑结构。升压绕组220电耦合在注入开关节点X(3)与注入输出节点3522之间，并且电容器3524电耦合到注入输出节点3522。第一调谐电感器3530与升压绕组220串联电耦合，并且第二调谐电感器(未示出)可选地与升压绕组220并联电耦合。注入开关级218的上开关器件和下开关器件(例如图3的开关器件310和312)串联电耦合在输入功率节点3516与输出功率节点3512之间。相应地，注入开关级218被配置成在电压Vin与Vo之间反复地开关开关节点X(3)。当开关节点X(3)处于电压Vin时，开关功率转换器3500中的升压绕组220被驱动为高，而当开关节点X(3)处于电压Vo时，升压绕组被驱动为低。
作为控制器206的另一个实施例的控制器3506被配置成生成控制信号U和L，以控制功率级3502的占空比，从而调节开关功率转换器3500的至少一个参数。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo和输出电流幅度Io。控制器3506可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级3502彼此异相地开关。控制器3506进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级3504，使得注入级以降低功率传输绕组210的漏电感两端的电压的方式将磁通注入磁芯226中，比如通过在每次功率传输绕组210被驱动为高将升压绕组220驱动为高以及通过在每次功率传输绕组210被驱动为低将升压绕组220驱动为低。
图36A至图36D是共同展示开关功率转换器3500的实施例的一个操作示例的曲线图。曲线图36A-36D假设升压耦合电感器228的磁化电感值远大于升压耦合电感器228的任何漏电感值。曲线图3602是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图3604是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图36A和图36B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vin与Vo之间被反复地驱动为高和低，并且开关节点被彼此异相地驱动为高和低。图36C是曲线图3606，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图36C还包括表示注入输出节点3522处的电压Vo_z的曲线。图36D是电感器2508(1)两端的电压Va(1)的曲线图3608。
在图36A至图36D的示例中，控制器3506控制注入级3504使得注入级3504与功率级3502一致地开关。具体地，如图36A至图36C所示，响应于任何功率传输绕组210被驱动为高，升压绕组220被驱动为高，并且响应于任何功率传输绕组210被驱动为低，升压绕组220被驱动为低。例如，响应于功率传输绕组210(1)被驱动为高，升压绕组220在时间t1被驱动为高，并且响应于功率传输绕组210(1)被驱动为低，升压绕组220在时间t2被驱动为低。作为另一示例，响应于功率传输绕组210(2)被驱动为高，升压绕组220在时间t3被驱动为高，并且响应于功率传输绕组210(2)被驱动为低，升压绕组220在时间t4被驱动为低。因此，每个电感器2508(图25)两侧上的电压基本相同。因此，即使当功率传输绕组210被反复地在高状态与低状态之间驱动以调节开关功率转换器3500中的一个或多个参数时，电感器2508两端的电压Va也保持为较小的值，例如基本上为零。结果，无论开关功率转换器3500的操作占空比如何，与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流都相对很少。
图36A至图36D的示例假设升压耦合电感器228的绕组具有基本上理想的磁耦合，即磁化电感值远大于任何漏电感值。这样的假设在实际实施中可能不成立，因此在实际实施中电压Va不一定为零。然而，注入级204可以显著降低电压Va，使得即使耦合电感器228的非理想耦合阻止注入级3504完全消除与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流，注入级204也可以显著降低纹波电流幅度。此外，图36A至图36D假设了理想的时序，即，注入级3504与功率级3502同步开关。虽然这样的同步可能是期望的，但是对于开关功率转换器3500的可接受的操作来说，这不是必需的。
虽然新型开关功率转换器的注入级实现了显著益处，但它们可能会降低开关功率转换器的瞬态响应。相应地，控制器206、3306和3506的一些实施例被配置成响应于指示开关功率转换器正在经历瞬态事件(比如负载的显著改变或输入电压的显著改变)的信号，禁用它们的相应开关功率转换器的注入级。在一些实施例中，控制器206、3306和3506内部生成指示功率转换器正在经历瞬态事件的信号，并且在一些其他实施例中，控制器206、3306和3506从外部源接收这样的信号。可替代地，控制器206、3306和3506的一些实施例被配置成响应于指示开关功率转换器正在经历瞬态事件的信号，改变它们相应开关功率转换器的注入级的时序，以便帮助转换器快速响应瞬态事件。
图37是电气系统3700的框图，该电气系统是本文披露的新型开关功率转换器的一种可能的应用。系统3700包括被配置成给负载3704供电的开关功率转换器3702。开关功率转换器3702可以是本文披露的任何一种新型开关功率转换器。例如，开关功率转换器3702可以是开关功率转换器200、2900、3000、3100、3200、3300和3500中的任何一个。负载3704例如包括一个或多个集成电路，包括但不限于处理单元(例如，中央处理单元(CPU)或图形处理单元(GPU))、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)(例如，用于人工智能和/或机器学习)、和/或存储器单元。
升压耦合电感器228不限于根据电模型2500(图25)进行建模。例如，图38包括连接到注入级204的升压耦合电感器228的电模型3800，其中电模型3800是升压耦合电感器228的另一个近似电模型。模型3800包括N个理想变压器3802、理想变压器3804、N个电感器3806、N个电感器3808、电感器3810和电感器3812。理想变压器3802和3804的初级绕组P串联电耦合，并且每个理想变压器3802的次级绕组S电耦合在相应的开关节点X与相应的电感器3808之间。另外，相应的电感器3806与每个理想变压器3802的次级绕组S并联电耦合，并且每个电感器3806的电感值等于Lm*N/(N-1)，其中Lm是升压耦合电感器228的磁化电感。每个电感器3808电耦合在其相应理想变压器3802的次级绕组S与输出节点212之间。每个电感器3808具有相应的电感La，如上文关于图25所讨论的，其代表相应功率传输绕组210的总漏电感Lk中的与不耦合到升压绕组220的漏磁通相关联的一部分。
理想变压器3804的次级绕组S可选地经由第一调谐电感器230电耦合在电感器3812与注入输出节点222之间。如上文所讨论的，在不脱离本发明范围的情况下，开关功率转换器200中的第一调谐电感器230的拓扑位置可以变化。另外，电感器3810与理想变压器3804的次级绕组S并联电耦合。电感器3810的电感等于(Lk-La)*N，其中Lk是每个功率传输绕组210各自的总漏电感，如上文所讨论的。电感器3812电耦合在理想变压器3804的次级绕组S与注入级204的开关节点X(N+1)之间。电感器3812具有电感La_bcl，其中La_bcl表示升压绕组220的漏电感，即与由流过升压绕组220的电流产生的不耦合到升压耦合电感器228的任何其他绕组的磁通相对应的电感。
控制器206的特定实施例被配置成生成控制信号UI和LI以便以降低电模型3800的电感器3808两端的电压的方式操作注入级204，从而有助于不管开关功率转换器200的操作占空比如何都最小化与功率传输绕组210的漏电感相关联的纹波电流，从而降低了流过功率传输绕组210的纹波电流的幅度以及输出电流Io中的纹波的幅度。例如，图39A至图39D是共同展示开关功率转换器200的实施例的一个操作示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关功率转换器200包括两个功率级202和一个注入级204。曲线图39A-39D假设升压耦合电感器228连接到注入级204，如图38所示，并且这些曲线图还假设升压耦合电感器228的磁化电感值远大于升压耦合电感器228的任何漏电感值。曲线图3902是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图3904是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图39A和图39B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vin与零伏之间被反复地驱动为高和低，并且开关节点被彼此异相地驱动为高和低。图39C是曲线图3906，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图39C还包括表示注入输出节点222处的电压Vo_z的曲线。图39D是输出电压Vo的曲线图3908。
在图39A至图39D的示例中，控制器206控制注入级204使得注入级204与功率级202一致地开关。具体地，如图39A至图39C所示，响应于任何功率传输绕组210被驱动为高，升压绕组220被驱动为高，并且响应于任何功率传输绕组210被驱动为低，升压绕组220被驱动为低。因此，电感器3808两侧上的电压基本相同。因此，即使当功率传输绕组210被反复地在高状态与低状态之间驱动以调节开关功率转换器200中的一个或多个参数时，每个电感器3808两端的电压也保持为较小的值。结果，无论开关功率转换器200的操作占空比如何，与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流都相对很少。
在本文披露的任何开关功率转换器中，可以交换注入级204的极性，同时在适当改变对注入开关级218的控制的情况下，仍然实现与功率传输绕组210的漏电感相关联的纹波电流减少。例如，图40包括连接到注入级204的升压耦合电感器228的电模型4000，其中电模型4000类似于图38的电模型3800，但具有不同的注入级极性。具体地，理想变压器3804的次级绕组S在电模型4000中电耦合在电感器3812与开关节点X(N+1)之间，而不是像电模型3800中那样电耦合在电感器3812与注入输出节点222之间。另外，电感器3812在电模型4000中电耦合在理想变压器3804的次级绕组S与注入输出节点222之间，而不是像电模型3800中那样电耦合在电感器3812与注入级开关节点X(N+1)之间。控制器206的特定实施例被配置成生成控制信号UI和LI以便以降低电模型4000中的电感器3808两端的电压的方式操作注入级204，从而有助于不管开关功率转换器200的操作占空比如何都最小化与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流。
例如，图41A至图41D是共同展示开关功率转换器200的实施例的一个操作示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关功率转换器200包括两个功率级202和一个注入级204。曲线图41A-41D假设升压耦合电感器228连接到注入级204，如图40所示，并且这些曲线图还假设升压耦合电感器228的磁化电感值远大于升压耦合电感器228的任何漏电感值。另外，曲线图41A-41D假设开关功率转换器200的操作条件与曲线图39A-39D相同。曲线图4102是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图4104是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图41A和图41B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vin与零伏之间被反复地驱动为高和低，并且开关节点被彼此异相地驱动为高和低。图41C是曲线图4106，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图41C还包括表示注入输出节点222处的电压Vo_z的曲线。图41D是输出电压Vo的曲线图4108。
在图41A至图41D的示例中，控制器206控制注入级204使得注入级204与功率级202一致地开关，但至少与曲线图39A-39D的极性基本上相反，以补偿电模型4000与电模型3800相比的不同注入级极性。具体地，如图41A至图41C所示，响应于任何功率传输绕组210被驱动为高，升压绕组220被驱动为低，并且响应于任何功率传输绕组210被驱动为低，升压绕组220被驱动为高。例如，响应于功率传输绕组210(1)被驱动为高，升压绕组220在时间t1被驱动为低，并且响应于功率传输绕组210(1)被驱动为低，升压绕组220在时间t2被驱动为高。作为另一示例，响应于功率传输绕组210(2)被驱动为高，升压绕组220在时间t3被驱动为低，并且响应于功率传输绕组210(2)被驱动为低，升压绕组220在时间t4被驱动为高。因此，每个电感器3808两侧上的电压基本相同。因此，即使当功率传输绕组210被反复地在高状态与低状态之间驱动以调节开关功率转换器200中的一个或多个参数时，每个电感器3808两端的电压也保持为较小的值。结果，无论开关功率转换器200的操作占空比如何，与升压耦合电感器228的漏电感相关联的纹波电流都相对很少。
图39A至图39D和图41A至图41D的相应示例将实现至少基本相等的纹波电流消除。然而，注入输出节点222处的电压Vo_z在这两个示例之间明显不同，如通过比较图39C和图41C可以理解的。因此，在某些实施例中，至少部分地根据电压Vo_z的期望幅度来选择注入级极性。例如，可能期望电压Vo_z的幅度相对较低，以最小化电容器224的所需额定电压，这可能导致选择图38的注入级极性而不是图40的注入级极性，以帮助最小化电压Vo_z的幅度。
再次参考图38，申请人已经确定不一定通过最小化电感器3808的电感La来最小化纹波电流幅度，或者换句话说，不一定通过最大化升压绕组220与每个功率传输绕组210之间的磁耦合来最小化纹波电流幅度。例如，图42A和图42B分别是开关功率转换器200(图2)的实施例的模拟电流与时间的关系的曲线图4202和4204，其中，Vin＝12伏，Vo＝1伏，N＝4，开关频率为500KHz，Lk＝25纳亨(nH)，Lm＝375nH，并且La_bcl＝1nH。图42A包括代表电流IL(1)的曲线，其中，(a)La＝1nH(虚线)并且(b)La＝5nH(实线)。另外，图42B包括代表电流Iij的曲线，其中，(a)La＝1nH(虚线)并且(b)La＝5nH(实线)。图42A和图42B具有共同的时基。从图42A和图42B可以明显看出，将电感器3808的电感La从1nH增大到5nH显著降低了流过功率传输绕组210(1)的纹波电流的幅度，而在注入级204中的纹波电流Iij的幅度仅小幅增加。响应于电感器3808的电感La从1nH增大到5nH，在其他功率传输绕组210中将预期纹波电流幅度的类似减小。
因此，升压耦合电感器228的一些实施例包括一个或多个特征以帮助控制每个功率传输绕组210的漏电感La，比如以帮助使得每个功率传输绕组210的漏电感La的值能够有助于最小化与升压耦合电感器228的充电和放电漏电感相关联的纹波电流的幅度。这样的特征包括例如由磁性材料形成的一个或多个齿，这些齿被配置成影响升压绕组220与每个功率传输绕组210的磁耦合，从而影响每个功率传输绕组210的La的值。下文关于图43至图63的讨论是包括有助于控制每个功率传输绕组210的漏电感La的特征的升压耦合电感器的可能实施例的若干个示例。不过，应当理解，在不脱离本发明范围的情况下，控制每个功率传输绕组210的漏电感La的特征可以以其他方式实施。
图43是升压耦合电感器4300的俯视平面视图，该升压耦合电感器是包括控制每个功率传输绕组210的漏电感La的特征的升压耦合电感器228的可能实施例。在升压耦合电感器4300中，N等于4。图44是升压耦合电感器4300的前立面视图，并且图45是升压耦合电感器4300的侧立面视图。图46是升压耦合电感器4300沿着图44的线46A-46A截取的截面视图，并且图47是与图46相同的升压耦合电感器的截面视图，但省略了绕组以进一步示出升压耦合电感器4300的磁芯特征。图48是升压耦合电感器4300沿着图43的线48A-48A截取的截面视图，并且图49是升压耦合电感器4300沿着图43的线49A-49A截取的截面视图。
升压耦合电感器4300包括磁芯4304、多个功率传输绕组4306以及升压绕组4308。磁芯4304例如由铁氧体磁性材料和/或铁粉磁性材料形成。磁芯4304包括第一导轨4310、第二导轨4312、多个芯柱4314、泄漏元件4305、泄漏元件4307和多个杂散电感齿4311。尽管磁芯4304被展示为包括四个芯柱4314和四个杂散电感齿4311，但是磁芯4304的芯柱4314和杂散电感齿4311的数量将随着升压耦合电感器4300所支持的相的数量而变化。例如，在旨在用于三相(即N＝3)的升压耦合电感器4300的实施例中，升压耦合电感器4300将具有三个芯柱4314和三个杂散电感齿4311。第一导轨4310和第二导轨4312在方向4316上彼此分离，并且芯柱4314在方向4316上设置在第一导轨4310与第二导轨4312之间。芯柱4314在方向4318上彼此分离，其中，方向4318与方向4316正交。这些图进一步示出了与方向4316和4318中的每一个正交的第三方向4320。在一些实施例中，芯柱4314在方向4316上与第一导轨4310和第二导轨4312接合，并且在一些其他实施例中，芯柱4314通过相应的间隙(未示出)与第一导轨4310和/或第二导轨4312分离，从而有助于防止磁芯4304的饱和。每个芯柱4314可选地还沿着方向4318形成相应的间隙(未示出)，使得该芯柱被分成在方向4316上通过间隙彼此分离的两个或更多个部分。
泄漏元件4305接合到第一导轨4310，并且泄漏元件4307接合到第二导轨4312。泄漏元件4305和4307在方向4316上朝向彼此延伸以便为漏磁通在导轨4310和4312之间流动提供相对低磁阻的路径。泄漏元件4305和4307可选地在方向4316上由间隙4309分离，其中间隙4309填充有例如空气、纸张、塑料、粘合剂和/或具有比形成泄漏元件4305和4307的磁性材料更低磁导率的磁性材料。间隙4309可以分成两个或更多个更小的间隙以减少边缘磁通。分别从导轨4310和4312划定泄漏元件4305和4307的虚线用于帮助观察者区分升压耦合电感器4300的特征，并且这些线不一定表示升压耦合电感器4300中的不连续性。
每个杂散电感齿4311在方向4320上设置在相应的芯柱4314上，并且每个杂散电感齿4311在方向4320上朝向泄漏元件4305延伸。另外，每个杂散电感齿4311在方向4316上设置在升压绕组4308与相应的功率传输绕组4306之间。每个杂散电感齿4311通过促进磁通在其相应芯柱4314与泄漏元件4305之间的流动而对其相应的功率传输绕组4306的漏电感La做出贡献，从而减少升压绕组4308与每个功率传输绕组4306之间的磁耦合。因此，可以通过增加杂散电感齿4311的高度(即，通过在方向4320上将杂散电感齿4311朝向泄漏元件4305延伸)来增大电感器3808(图38)的电感La。反之，可以通过减小杂散电感齿4311的高度(即，通过在方向4320上减小杂散电感齿4311朝向泄漏元件4305的范围)来减小电感器3808的电感La。这样，杂散电感齿4311就能够控制升压耦合电感器4300中的每个功率传输绕组4306的漏电感La。
功率传输绕组4306是功率传输绕组210的实施例，并且升压绕组4308是升压绕组220的实施例。相应的功率传输绕组4306至少部分地绕每个芯柱4314缠绕，并且升压绕组4308至少部分地绕所有芯柱4314缠绕，使得升压绕组4308形成绕所有芯柱4314的公共匝。因此，升压绕组4308强磁耦合到每个功率传输绕组4306，尽管这种耦合被杂散电感齿4311减少。升压绕组4308与功率传输绕组4306电隔离。尽管每个功率传输绕组4306和升压绕组4308被描绘为是由导电箔(如铜箔)形成的单匝绕组，但是功率传输绕组4306和升压绕组4308的配置可以变化。例如，这些绕组中的一个或多个可以形成多匝，和/或这些绕组中的一个或多个可以由导线而不是导电箔形成。
杂散电感齿、泄漏元件、和/或升压耦合电感器4300的间隙的配置和/或数量可以变化。例如，图50是升压耦合电感器5000的俯视平面视图，并且图51是升压耦合电感器5000的侧立面视图。升压耦合电感器5000是升压耦合电感器4300的替代实施例，其中杂散电感齿4311在方向4320上被设置在泄漏元件4305上，而不是在方向4320上被设置在芯柱4314上。在升压耦合电感器5000中，每个杂散电感齿4311在方向4320上朝向相应的芯柱4314延伸。以类似于上文关于升压耦合电感器4300所讨论的方式，可以通过在方向4320上将杂散电感齿4311朝向芯柱4314延伸来增大电感器3808的电感La，并且可以通过在方向4320上减小杂散电感齿4311朝向芯柱4314的范围来减小电感器3808的电感La。升压耦合电感器5000可以被修改为在每个芯柱4314以及泄漏元件4305上包括杂散电感齿4311的相应实例。
作为另一个示例，图52是升压耦合电感器5200的俯视平面视图，图53是升压耦合电感器5200的前立面视图，并且图54是升压耦合电感器5200的侧立面视图。升压耦合电感器5200是升压耦合电感器5000(图50和图51)的替代实施例，其中双泄漏元件4305和4307被替换为在方向4320上设置在第一导轨4310和第二导轨4312中的每一个之上的单个泄漏元件5205，使得泄漏元件5205为第一导轨4310与第二导轨4312之间的磁通提供路径。泄漏元件5205在方向4320上通过间隙5209与第一导轨4310和第二导轨4312中的每一个分离。间隙5209填充有例如空气、纸张、塑料、粘合剂和/或具有比形成泄漏元件5205的磁性材料更低磁导率的磁性材料。尽管间隙5209被描绘为均匀的，但是间隙5209可以可替代地是不均匀的，例如，间隙5209可以在方向4320上具有变化的厚度。杂散漏齿4311在升压耦合电感器5200中以类似于升压耦合电感器5000的方式操作。
作为附加示例，图64是升压耦合电感器6400的俯视平面视图，图65是升压耦合电感器6400的前立面视图，并且图66是升压耦合电感器6400沿着图65的线66A-66A截取的截面视图。图67是与图66类似的升压耦合电感器6400的截面视图，但省略了绕组以进一步示出磁芯特征。升压耦合电感器6400是升压耦合电感器4300的替代实施例，其中杂散电感齿4311被替换为杂散电感齿6411和杂散电感齿6413。杂散电感齿6411在方向4316上设置在第一导轨4310上，并且杂散电感齿6411在方向4316上朝向第二导轨4312延伸。相比之下，杂散电感齿6413在方向4316上设置在第二导轨4312上，并且杂散电感齿6413在方向4316上朝向第一导轨4310延伸。应当注意，杂散电感齿6411和6413位于升压绕组4308内，如升压耦合电感器6400在方向4316的截面所见，使得流过升压绕组4308且与杂散电感齿相关联的净磁通在稳态条件下为零。可以省略杂散电感齿6413而保留杂散电感齿6411，反之亦然。另外，在每对相邻的芯柱4314之间不需要杂散电感齿。
图55是升压耦合电感器5500的前立面视图，该升压耦合电感器是包括控制每个功率传输绕组210的漏电感La的特征的升压耦合电感器228的另一个可能实施例。图56是升压耦合电感器5500的俯视平面视图，图57是升压耦合电感器5500的左侧立面视图，并且图58是升压耦合电感器5000的右侧立面视图。图59是升压耦合电感器5500沿着图55的线59A-59A截取的截面视图，并且图60是升压耦合电感器5500沿着图56的线60A-60A截取的截面视图。升压耦合电感器5500包括磁芯5502、多个功率传输绕组5504以及升压绕组5506。在升压耦合电感器5500中，N等于三。
磁芯5502例如由铁氧体磁性材料和/或铁粉材料形成。磁芯5502包括第一导轨5508、第二导轨5510、多个芯柱5512、泄漏元件5514和多个杂散电感齿5511。尽管磁芯5502被展示为包括三个芯柱5512和三个对应的杂散电感齿5511，但磁芯5502可以被修改为具有任意数量的芯柱5512和对应的杂散电感齿5511，只要磁芯5502具有至少两个芯柱5512和对应的杂散电感齿5511即可。第一导轨5508和第二导轨5510在方向5516上彼此分离，并且芯柱5512在方向5516上设置在第一导轨5508与第二导轨5510之间。芯柱5512在方向5518上彼此分离，其中，方向5518与方向5516正交。在一些实施例中，芯柱5512在方向5516上与第一导轨5508和第二导轨5510接合，并且在一些其他实施例中，芯柱5512通过相应的间隙(未示出)与第一导轨5508和/或第二导轨5510分离，从而有助于防止磁芯5502的饱和。泄漏元件5514也在方向5516上设置在第一导轨5508与第二导轨5510之间，使得泄漏元件5514在方向5520上设置在升压绕组5506的上方，其中，方向5520与方向5516和5518中的每一个正交。在一些实施例中，泄漏元件5514附接到第一导轨5508，并且泄漏元件5514在方向5516上通过间隙5522与第二导轨5510分离。间隙5522包括例如空气、塑料、纸张、粘合剂、或具有比泄漏元件5514更低磁导率的磁性材料。
每个杂散电感齿5511在方向5516上设置在第一导轨5508上，并且每个杂散电感齿5511在方向5516上朝向第二导轨5510延伸。另外，每个杂散电感齿5511在方向5520上设置在升压绕组5506与相应的功率传输绕组5504之间。每个杂散电感齿5511通过促进磁通在第一导轨5508与第二导轨5510之间的流动而对其相应的功率传输绕组5504的漏电感La做出贡献，从而减少升压绕组5506与功率传输绕组5504之间的磁耦合。因此，可以通过增加杂散电感齿5511的高度(即，通过在方向5516上将杂散电感齿5511朝向第二导轨5510延伸)来增大电感器3808(图38)的电感La。反之，可以通过减小杂散电感齿5511的高度(即，通过在方向5516上减小杂散电感齿5511朝向第二导轨5510的范围)来减小电感器3808的电感La。这样，杂散电感齿5511就能够控制升压耦合电感器5500中的功率传输绕组5504的漏电感La。漏齿5511可以可替代地或附加地设置在第二导轨5510上。
功率传输绕组5504是功率传输绕组210的实施例，并且升压绕组5506是升压绕组220的实施例。相应的功率传输绕组5504至少部分地缠绕在每个芯柱5512上。因此，每个功率传输绕组5504至少部分地由升压绕组5506包围，如当在方向5520上观察升压耦合电感器5500的截面时所看到的(参见例如图59和图60)。由流过功率传输绕组5504的电流产生的互磁通和大量漏磁通流过由升压绕组5506形成的匝。因此，升压绕组5506强磁耦合到每个功率传输绕组5504，尽管这种耦合被杂散电感齿5511减少。
升压耦合电感器228的配置对漏电感Lk和La的影响可以在展示了升压耦合电感器6100的图61至图63的视图中进一步考虑，该升压耦合电感器是包括控制每个功率传输绕组210的漏电感La的特征的升压耦合电感器228的另一个实施例。升压耦合电感器6100包括磁芯6102、多个功率传输绕组6104和升压绕组6106，其中N等于4。功率传输绕组6104是功率传输绕组210的实施例，并且升压绕组6106是升压绕组220的实施例。图61是升压耦合电感器6100的俯视平面视图，或升压耦合电感器6100的尺寸平面视图，具体取决于升压耦合电感器6100的取向。图62展示的升压耦合电感器6100省略了功率传输绕组6104和升压绕组6106以进一步示出磁芯6102的特征。图63是升压耦合电感器6100沿着图61的线63A-63A截取的截面视图。
磁芯6102包括第一导轨6108、第二导轨6110、多个芯柱6112、泄漏元件6114和两个杂散电感齿6116。磁芯6102例如由铁氧体磁性材料和/或铁粉磁性材料形成。第一导轨6108和第二导轨6110在方向6118上彼此分离。每个芯柱6112在方向6118上设置在第一导轨6108与第二导轨6110之间。每个芯柱6112在与方向6118正交的方向6120上与每个其他芯柱6112分离。图63还展示了与方向6118和6120中的每一个正交的方向6121。每个芯柱6112形成在方向6118上将芯柱的两个部分分离的相应间隙6122。然而，芯柱6112中的间隙的数量、大小和位置可以变化。升压耦合电感器6100的磁化电感Lm随着间隙6122在方向6118上的厚度的增加而减小。
泄漏元件6114形成在方向6118上将泄漏元件6114的两个部分分离的间隙“Lk间隙”。然而，泄漏元件6114中的Lk间隙的大小和位置可以变化，并且Lk间隙可以可替代地由泄漏元件6114中的多个间隙共同体现。可以调整Lk间隙在方向6118上的厚度，以调整每个功率传输绕组6104的总漏电感Lk。具体地，增大Lk间隙在方向6118上的厚度会减小每个功率传输绕组6104的总漏电感Lk，而减小Lk间隙在方向6118上的厚度会增大每个功率传输绕组6104的总漏电感Lk。
杂散电感齿6116(1)设置在第一导轨6108上，使得杂散电感齿6116(1)在方向6118上面向第二导轨6110。另外，杂散电感齿6116(2)设置在第二导轨6110上，使得杂散电感齿6116(2)在方向6118上面向第一导轨6108。这两个杂散电感齿6116在方向6118上通过间隙“La间隙”彼此分离。可以调整La间隙在方向6118上的厚度，以调整每个功率传输绕组6104的漏电感La。具体地，增大La间隙在方向6118上的厚度会减小每个功率传输绕组6104的漏电感La，而减小La间隙在方向6118上的厚度会增大每个功率传输绕组6104的漏电感La。如上文所讨论的，给定功率传输绕组的漏电感La是功率传输绕组的总漏电感Lk中的与不耦合到升压绕组的漏磁通相对应的一部分。
相应的功率传输绕组6104缠绕在每个芯柱6112上，并且升压绕组6106缠绕在泄漏元件6114上。升压耦合电感器6100中的芯柱6112的数量和位置可以变化。另外，升压耦合电感器6100可以包括泄漏元件6114的一个或多个附加实例，并且在升压耦合电感器6100中的(多个)泄漏元件6114的位置可以变化。此外，升压耦合电感器6100中的杂散电感齿6116的数量和位置可以变化。例如，升压耦合电感器6100可以被修改为包括第二对杂散电感齿6116以增大每个功率传输绕组6104的漏电感La。
在不脱离本发明范围的情况下，可以对上述方法、设备和系统进行改变。因此，应当注意，包含在以上说明书中并且在附图中示出的内容应当被解释为说明性的而不是限制性的意义。以下权利要求旨在涵盖本文所描述的一般特征和特定特征以及本发明方法和系统的范围的所有陈述，这些陈述在语言上可以被说成落入其间的。

Claims (20)

1.一种用于操作开关功率转换器以降低纹波电流幅度的方法，该方法包括：
控制该开关功率转换器的多个功率级的占空比，以调节该开关功率转换器的至少一个参数，每个功率级包括相应的功率传输绕组；以及
控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压，该开关功率转换器的注入级包括升压绕组，该升压绕组绕每个功率传输绕组的相应漏磁通路径形成至少一匝。
2.如权利要求1所述的方法，其中，每个功率传输绕组和该升压绕组是公共耦合电感器的一部分。
3.如权利要求1所述的方法，其中，该升压绕组被配置成使得与每个功率传输绕组相关联的互磁通流过该升压绕组的至少一匝。
4.如权利要求1所述的方法，其中：
该升压绕组和每个功率传输绕组缠绕在公共磁芯上；并且
该升压绕组绕该公共磁芯的泄漏元件形成至少一匝，该泄漏元件在每个功率传输绕组的相应漏磁通路径之内，同时在每个功率传输绕组的互磁通路径之外。
5.如权利要求1所述的方法，其中，控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压包括：响应于这些功率传输绕组中的一个被驱动为高而将该升压绕组驱动为高。
6.如权利要求5所述的方法，其中，控制该开关功率转换器的注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压包括：响应于这些功率传输绕组中的一个被驱动为低而将该升压绕组驱动为低。
7.如权利要求1所述的方法，进一步包括使该多个功率级相对于彼此异相地开关。
8.如权利要求1所述的方法，进一步包括响应于指示该开关功率转换器正在经历瞬态事件的信号而禁用该注入级。
9.如权利要求1所述的方法，其中，该开关功率转换器的至少一个参数包括电压幅度和电流幅度中的一个。
10.如权利要求1所述的方法，其中，该开关功率转换器具有从由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组中选择的拓扑。
11.如权利要求1所述的方法，其中，该多个功率级中的两个或更多个是不同的相应功率子转换器的一部分。
12.一种开关功率转换器，包括：
多个功率级，每个功率级包括相应的功率传输绕组；
升压绕组，该升压绕组绕每个功率传输绕组的相应漏磁通路径形成至少一匝；
注入级，该注入级电耦合到该升压绕组；以及
控制器，该控制器被配置成：
控制该多个功率级的占空比，以调节该开关功率转换器的至少一个参数，以及
控制该注入级以降低每个功率传输绕组的漏电感两端的电压。
13.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，每个功率传输绕组和该升压绕组是公共耦合电感器的一部分。
14.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，该升压绕组形成该至少一匝，使得与每个功率传输绕组相关联的互磁通流过该升压绕组的至少一匝。
15.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，该升压绕组形成该至少一匝，使得与每个功率传输绕组相关联的相应互磁通不会流过该升压绕组的至少一匝。
16.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，该注入级包括与该升压绕组串联电耦合的调谐电感器。
17.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，该注入级包括与该升压绕组并联电耦合的调谐电感器。
18.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中：
每个功率级进一步包括与该功率级的功率传输绕组电耦合的相应功率开关级，每个功率开关级至少部分地由该控制器控制；以及
该注入级包括与该升压绕组电耦合的注入开关级，该注入开关级至少部分地由该控制器控制。
19.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，该开关功率转换器具有从由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组中选择的拓扑。
20.如权利要求12所述的开关功率转换器，其中，该多个功率级中的两个或更多个是不同的相应功率子转换器的一部分。
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