CN117097166A - 包括变压器和注入级的开关电源转换器和相关联的方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于操作开关电源转换器以降低纹波电流幅度的方法包括：(a)控制该开关电源转换器的多个功率级的占空比，以调节该开关电源转换器的至少一个参数，每个功率级包括相应的电力变压器；以及(b)控制该开关电源转换器的注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压，该注入级包括电耦合到每个电力变压器的相应次级绕组的注入变压器。

Description

包括变压器和注入级的开关电源转换器和相关联的方法
背景技术
开关电源转换器广泛用于电子装置中，如用于提供稳压电源。开关电源转换器被配置成使得其固态电源开关器件不会持续地在其活动状态下工作；而是，开关器件在其接通状态与断开状态之间重复地切换。尽管开关电源转换器可以实现高效率，特别是在重负载情况下，但由于其开关器件的开关动作，这些开关电源转换器通常会出现纹波电流。纹波电流通常是不希望的，因为它会导致功率损耗和纹波电压。
一些多相开关电源转换器在每个相中都包括变压器，其中，变压器的次级绕组串联电耦合。每个变压器都具有磁化电感和漏电感。磁化电感是与连接初级绕组和次级绕组的磁通量相关联的电感，而漏电感是与由流过初级绕组和次级绕组中的一个的电流产生的磁通量(其不耦合到初级绕组和次级绕组中的另一个)相关联的电感。
发明内容
在第一方面，一种用于操作开关电源转换器以降低纹波电流幅度的方法包括：(1)控制该开关电源转换器的多个功率级的占空比，以调节该开关电源转换器的至少一个参数，每个功率级包括相应的电力变压器；以及(2)控制该开关电源转换器的注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压，该注入级包括电耦合到每个电力变压器的相应次级绕组的注入变压器。
在第一方面的实施例中，注入变压器的次级绕组与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
在第一方面的另一实施例中，调谐电感器与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
在第一方面的另一实施例中，该方法进一步包括使该多个功率级以相对于彼此异相的方式开关。
在第一方面的另一实施例中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括响应于电力变压器的初级绕组被驱动为低电平而将该注入变压器的初级绕组驱动为高电平。
在第一方面的另一实施例中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括使该注入级对这些电力变压器中的一个或多个的初级绕组被驱动为低电平进行补偿。
在第一方面的另一实施例中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括响应于电力变压器的初级绕组被驱动为高电平而将该注入变压器的初级绕组驱动为高电平。
在第一方面的另一实施例中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括使该注入级对这些电力变压器中的一个或多个的初级绕组被驱动为高电平进行补偿。
在第一方面的另一实施例中，该方法进一步包括响应于信号指示该开关电源转换器正在经历瞬态事件而禁用该注入级。
在第一方面的另一实施例中，该开关电源转换器的至少一个参数包括电压幅度和电流幅度中的一个。
在第一方面的另一实施例中，该开关电源转换器具有选自由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组的拓扑。
在第一方面的另一实施例中，该多个功率级中的两个或更多个是不同的相应电源子转换器的一部分。
在第二方面，一种开关电源转换器包括：(1)多个功率级，每个功率级包括相应的电力变压器；(2)注入级，该注入级包括电耦合到每个电力变压器的相应次级绕组的注入变压器；以及(3)控制器，该控制器被配置成：(a)控制该多个功率级的占空比，以调节该开关电源转换器的至少一个参数；以及(b)控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压。
在第二方面的实施例中，该注入变压器的次级绕组与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
在第二方面的另一实施例中，该开关电源转换器进一步包括调谐电感器，该调谐电感器与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
在第二方面的另一实施例中，每个功率级包括相应的功率开关级，该相应的功率开关级电耦合到该功率级的相应的电力变压器的初级绕组，并且该注入级包括注入开关级，该注入开关级电耦合到该注入变压器的初级绕组。
在第二方面的另一实施例中，该开关电源转换器进一步包括电容器，该电容器电耦合到该注入变压器的初级绕组。
在第二方面的另一实施例中，该控制器进一步被配置成使该多个功率级以相对于彼此异相的方式开关。
在第二方面的另一实施例中，该控制器进一步被配置成控制该注入级，以至少部分地通过使该注入级对这些电力变压器中的一个或多个的次级绕组被驱动为低电平进行补偿来降低每个电力变压器的漏电感两端的电压。
在第二方面的另一实施例中，该控制器进一步被配置成控制该注入级，以至少部分地通过使该注入级对这些电力变压器中的一个或多个的次级绕组被驱动为高电平进行补偿来降低每个电力变压器的漏电感两端的电压。
在第二方面的另一实施例中，该开关电源转换器具有选自由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组的拓扑。
在第二方面的另一实施例中，该多个功率级中的两个或更多个可以是不同的相应的电源子转换器的一部分。
在第三方面，一种开关电源转换器包括：(1)第一电源子转换器，该第一电源子转换器包括一个或多个第一功率级，每个第一功率级包括相应的第一电力变压器，其中，每个第一电力变压器的初级绕组电耦合到第一电源节点；(2)第二电源子转换器，该第二电源子转换器包括一个或多个第二功率级，每个第二功率级包括相应的第二电力变压器，其中，每个第二电力变压器的初级绕组电耦合到与该第一电源节点不同的第二电源节点；以及(3)调谐电感器，该调谐电感器与每个第一电力变压器的次级绕组和每个第二电力变压器的次级绕组串联电耦合。
在第三方面的实施例中，每个第一功率级进一步包括相应的功率开关级，该相应的功率开关级电耦合到该第一功率级的第一电力变压器的初级绕组，并且每个第二功率级进一步包括相应的功率开关级，该相应的功率开关级电耦合到该第二功率级的第二电力变压器的初级绕组。
在第三方面的另一实施例中，该开关电源转换器进一步包括控制器，该控制器被配置成控制每个第一功率级和每个第二功率级的相应的功率开关级的开关，以(1)调节该第一电源子转换器的一个或多个参数，以及(2)调节该第二电源子转换器一个或多个参数。
在第三方面的另一实施例中，该开关电源转换器被配置成使得第一和第二电源节点在该开关电源转换器的操作期间处于不同的相应电压。
在第三方面的另一实施例中，该第一电源节点是第一输入电源节点和第一输出电源节点中的一个，并且该第二电源节点是第二输入电源节点与第二输出电源节点中的一个。
在第三方面的另一实施例中，该第一电源子转换器和该第二电源子转换器中的每一个都由不同的相应的输入电源节点供电。
在第三方面的另一实施例中，该开关电源转换器具有选自由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组的拓扑。
附图说明
图1是根据实施例的包括变压器和注入级的多相开关电源转换器的示意图。
图2是图1的开关电源转换器的开关级的一种可能的实施方式的示意图。
图3是图1的开关电源转换器的变压器的电气模型。
图4A至图4D是展示了图1的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图，其包括两个功率级。
图5A至图5F是展示了图1的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图，其包括四个功率级。
图6是图2的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其包括被配置成对电力变压器的初级绕组被驱动为高电平进行补偿的注入级。
图7A至图7D是展示了图6的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图，其包括两个功率级。
图8是图1的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其包括具有与开关电源转换器中的电力变压器不同的匝数比的注入变压器。
图9A至图9D是展示了图8的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图，其包括两个功率级。
图10是图1的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其包括两个电源子转换器。
图11A至图11D是展示了图10的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图。
图12是图1的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其具有多相升压型拓扑。
图13A至图13D是展示了图12的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图。
图14是图1的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其具有多相降压-升压型拓扑。
图15A至图15D是展示了图14的开关电源转换器的实施例的操作的一个示例的曲线图。
图16是本文披露的开关电源转换器的示例应用的框图。
图17是展示了与图1的开关电源转换器类似的开关电源转换器的操作的模拟示例的曲线图，但其省略了注入级。
图18是展示了与图17中考虑的开关电源转换器相同的开关电源转换器的操作示例的曲线图，但其包括注入级。
图19是图10的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其省略了注入级。
图20是图19的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其具有升压型拓扑。
图21是图19的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其具有降压-升压型拓扑。
图22是图19的开关电源转换器的替代性实施例的示意图，其包括由不同输入电源节点供电的两个电源子转换器。
图23A和图23B是展示了图22的开关电源转换器的操作的模拟示例的曲线图。
图24A和图24B是展示了图25的开关电源转换器的操作的模拟示例的曲线图。
图25是与图22的开关电源转换器类似的开关电源转换器的示意图，但是其中并未电连接有电源子转换器。
具体实施方式
本文披露了包括变压器和注入级的开关电源转换器，其大大地改进了现有技术。新型开关电源转换器能够以基本上任何占空比实现小的纹波电流幅度。因此，新型开关电源转换器可以比其他类似的常规开关电源转换器产生更小的损耗，因为它们能够在宽范围的占空比内以低纹波电流幅度操作。此外，新型开关电源转换器的低纹波电流幅度促进了低纹波电压幅度，从而相对于常规的开关电源转换器，有可能实现宽松的滤波要求。
图1是多相开关电源转换器100的示意图，其是本文披露的新型开关电源转换器的一个实施例。开关电源转换器100包括N个功率级102、一个注入级104和一个控制器106，其中，N是大于一的整数。在本文档中，项目的具体实例可以通过使用括号中的数字来提及(例如，功率级102(1))，而没有括号的数字是指任何这样的项目(例如，功率级102)。每个功率级102对应于开关电源转换器100的相应相，使得开关电源转换器100是N相开关电源转换器。特别地，功率级102(1)对应于开关电源转换器100的第一相，功率级102(2)对应于开关电源转换器100的第二相，以此类推。
每个功率级102包括功率开关级108和电力变压器110，其中，功率开关级108在开关节点X处电耦合到电力变压器110的初级绕组P。每个电力变压器110的初级绕组P电耦合在其相应的功率级102的开关节点X与公共输出节点112之间。例如，电力变压器110(1)的初级绕组P电耦合在开关节点X(1)与输出节点112之间，并且电力变压器110(2)的初级绕组P电耦合在开关节点X(2)与输出节点112之间。输出节点112具有电压Vo，并且输出电流Io流向与输出节点112电耦合的负载(未示出)。在不脱离本发明范围的情况下，输出电流Io可以具有负极性。一个或多个电容器114可选地电耦合到输出节点212。
每个功率开关级108被配置成响应于由控制器106生成的控制信号U和L而在输入电源节点116与地之间重复地开关其功率级102的开关节点X。具体地，功率开关级108(1)被配置成响应于控制信号U(1)和L(1)而在输入电源节点116与地之间重复地开关节点X(1)，功率开关级108(2)被配置成响应于控制信号U(2)和L(2)而在输入电源节点116与地之间重复地开关节点X(2)，以此类推。输入电源节点116处于电压Vin，并且每个功率开关级108相应地在电压Vin与相对于地的零伏之间重复地开关其功率级102的节点X。输入电流Iin经由输入电源节点116从电源(未示出)流向开关电源转换器100。在不脱离本发明范围的情况下，输入电流Iin可以具有负极性。开关电源转换器100中的给定电力变压器110(1)的初级绕组P在其相应的开关节点X处于电压Vin时被驱动为“高电平”，并且初级绕组P在其相应的开关节点X处于相对于地的零伏时被驱动为“低电平”。例如，电力变压器110(1)的初级绕组P在开关节点X(1)处于电压Vin时被驱动为高电平，并且电力变压器110(1)的初级绕组P在开关节点X(1)处于相对于地的零伏时被驱动为低电平。在本文档中，术语“地”是指不需要与接地相同的参考节点。
注入级104包括注入开关级118和注入变压器120，其中，注入开关级118在开关节点X(N+1)处电耦合到注入变压器120的初级绕组P。注入变压器120的初级绕组P电耦合在开关节点X(N+1)与注入输出节点122之间。与输出电源节点112分离的注入输出节点122处于电压Vo_z，并且一个或多个电容器124电耦合到注入输出节点122。注入开关级118被配置成响应于控制信号UI和LI而在输入电源节点116与地之间重复地开关节点X(N+1)。类似于电力变压器110的初级绕组P，注入变压器120的初级绕组P在开关节点X(N+1)处于电压Vin时被驱动为高电平，并且注入变压器120的初级绕组P在开关节点X(N+1)处于相对于地的零伏时被驱动为低电平。注入级104不处置输出电流Io的直流(DC)分量。而是，控制器106控制注入级104降低或者甚至基本上消除电力变压器110的漏电感两端的交流(AC)电压，如下所讨论。
电力变压器110的次级绕组S以及注入变压器120的次级绕组S彼此串联电耦合。尽管图1描绘了次级绕组S的串联连接部分地由地节点体现，但是次级绕组S可以交替地与地隔离，只要它们串联电耦合即可。可选的调谐电感器130与电力变压器110的次级绕组S以及注入变压器120的次级绕组S串联电耦合。调谐电感器130的拓扑位置可以变化，只要其与次级绕组S串联电耦合即可。例如，调谐电感器130可以电耦合在电力变压器110(1)与110(2)的相应次级绕组S之间，而不是电耦合在注入变压器120的次级绕组S与地之间。尽管调谐电感器130被描绘为分立电感器，但是调谐电感器130可以替代地由包括次级绕组S的电路的固有电感来体现，特别是在调谐电感器130只需要具有小电感值的应用中。此外，在不脱离本发明范围的情况下，可以省略调谐电感器130，或者可以用多个调谐电感器代替调谐电感器130。
图2展示了开关电源转换器100的开关级的一种可能的实施方式。特别地，图2是N个功率开关级202和注入开关级204的示意图，其中，(a)功率开关级202是功率开关级108的实施例，并且(b)注入开关级204是注入开关级118的实施例。每个功率开关级202包括上开关器件206和下开关器件208。每个上开关器件206电耦合在输入电源节点116与其相应的功率级的开关节点X之间。每个下开关器件208电耦合在其相应的功率级的开关节点X与地之间。例如，上开关器件206(1)电耦合在输入电源节点116与开关节点X(1)之间，并且下开关器件208(1)电耦合在开关节点(X1)与地之间。每个上开关器件206响应于来自控制器106的相应的控制信号U进行开关，并且每个下开关器件208响应于来自控制器106的相应的控制信号L进行开关。例如，在一些实施例中，当每个上开关器件206的相应的控制信号U被断言时，其以接通(导电)状态操作，并且当该开关器件的相应的控制信号U被取消断言时，其以断开(非导电)状态操作。类似地，在一些实施例中，当每个下开关器件208的相应的控制信号L被断言时，其以接通(导电)状态操作，并且当该开关器件的相应的控制信号L被取消断言时，其以断开(非导电)状态操作。每个开关器件206和208包括例如一个或多个晶体管。
注入开关级204包括上开关器件210和下开关器件212。上开关器件210电耦合在输入电源节点116与开关节点X(N+1)之间，并且下开关器件212电耦合在开关节点X(N+1)与地之间。上开关器件210响应于来自控制器106的控制信号UI进行开关，并且下开关器件212响应于来自控制器106的控制信号LI进行开关。例如，在某些实施例中，当控制信号UI被断言时，上开关器件210以接通(导电)状态操作，并且当该开关器件的控制信号UI被取消断言时，其以断开(非导电)状态操作。类似地，在一些实施例中，当控制信号LI被断言时，下开关器件212以其接通(导电)状态操作，并且当控制信号LI被取消断言时，该开关器件以其断开(非导电)状态操作。每个开关器件210和212包括例如一个或多个晶体管。在一些实施例中，由于注入级204不需要处置输出电流Io的DC分量，因此上开关器件210具有比每个上开关器件206更小的载流能力，并且下开关器件212具有比每个下开关器件208更小的载流能力。
再次参考图1，控制器106例如由模拟电路系统和/或电子电路系统来实施。在一些实施例中，控制器106至少部分地由处理器(未示出)实施，该处理器执行存储在存储器(未示出)中的软件和/或固件形式的指令。尽管为展示简单起见，控制器106被描绘为分立元件，但是控制器106可以部分地或完全地与开关电源转换器100中的一个或多个其他元件集成。例如，控制器106的一些子系统可以结合在功率开关级108和/或注入开关级118中的一个或多个中。此外，图1不应被解释为要求每个控制信号都具有单独的控制总线。例如，控制器106可以由中央集成电路和集成在每个开关级108和118中的本地控制逻辑的组合来实施，其中，单个控制总线从中央集成电路延伸到每个开关级108和118。此外，控制器106可以被配置成从控制信号U和L中的一个或多个中得到控制信号UI和LI，如通过使用逻辑电路系统，而不是通过独立地生成控制信号UI和LI。此外，控制器106可以包括多个组成元件，这些组成元件不需要共同封装，或者甚至不需要设置在公共位置。
控制器106被配置成生成控制信号U和L以控制功率级102的占空比(D)，其中，占空比是电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平的开关周期的一部分，以调节开关电源转换器100的至少一个参数。控制器106被配置成例如使用脉宽调制(PWM)技术和/或脉冲频率调制(PFM)技术来改变功率级102的占空比。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo和输出电流幅度Io。例如，在一些实施例中，控制器106被配置成生成控制信号U和L以调节输出电压幅度Vo，并且控制器106相应地在开关电源转换器100的连续导通操作期间生成控制信号U和L，使得功率级102的占空比等于输出电压幅度Vo与输入电压幅度Vin之比。例如，如果输出电压Vo被调节到两伏并且输入电压Vin是八伏，则控制器106将生成控制信号U和L，使得功率级102的占空比为0.25。控制器106可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级102以彼此异相的方式开关。例如，在一些实施例中，控制器106被配置成生成控制信号U和L，使得每个功率级102与相域中的相邻功率级102异相地开关360/N度。
控制器106进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级104，使得注入级以降低每个电力变压器110的漏电感两端的电压的方式将磁通量注入每个电力变压器110中。漏电感两端电压的这样的降低有利地降低了或者甚至基本上消除了与漏电感的充电和放电相关联的纹波电流幅度。为了帮助理解这个特征，参考图3，该图为开关电源转换器100的变压器的近似电气模型。每个电力变压器110在图3中由相应的理想变压器310、相应的磁化电感LM和相应的漏电感Lk建模。每个磁化电感LM与其相应的理想变压器310的初级绕组P并联电耦合，并且每个漏电感Lk与其相应的理想变压器310的初级绕组P串联电耦合。类似地，注入变压器120在图3中由理想变压器320、磁化电感LM(N+1)和漏电感LK(N+1)建模。磁化电感LM(N+1)与理想变压器320的初级绕组P并联电耦合，并且漏电感LK(N+1)与理想变压器320的初级绕组P串联电耦合。
与漏电感Lk相关联的纹波电流由漏电感两端的相应的AC电压VL产生。相应地，控制器106被配置成生成控制信号UI和LI，从而以降低漏电感两端的电压VL的方式操作注入级104，以降低纹波电流幅度。例如，图4A至图4D是共同展示开关电源转换器100的实施例的操作的一个示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关电源转换器100包括两个功率级102和一个注入级104。曲线图4A至图4D假设每个变压器110和120的磁化电感值远大于这些变压器的任何漏电感值。
曲线图402是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图404是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。如图4A和图4B所示，每个开关节点X(1)和X(2)分别在Vin与零伏之间被重复地驱动为高电平和低电平，并且开关节点以彼此异相的方式被驱动为高电平和低电平。图4C是曲线图406，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图4C还包括表示注入输出节点122处的电压Vo_z的曲线。图4D是理想变压器310的初级绕组P与漏电感Lk之间的中间电压Vy的曲线图408(中间电压Vy参见图3)。假设每个电力变压器110的磁化电感值相对于其漏电感值和调谐电感器130的电感非常大，则每个中间电压Vy具有基本上恒定的值。
在图4A至图4D的示例中，控制器106控制注入级104，使得注入级104以对电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平进行补偿的方式开关。具体地，响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平，如图4A至图4C所展示。例如，响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为低电平而在时间t1处将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于电力变压器110(2)的初级绕组P被驱动为高电平而在时间t2处将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平。因此，中间电压Vy基本上保持恒定在Vo值，如图4D所示。结果，每个漏电感Lk两侧的电压基本相同，即每个漏电感Lk每侧的电压基本上等于Vo。例如，参考图3，电压Vy(1)基本上等于Vo，并且输出节点112处的电压也等于Vo。因此，即使电力变压器110的初级绕组P被重复地在高电平状态与低电平状态之间驱动以调节开关电源转换器100的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器100的操作占空比如何，都不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。应当注意，将存在与充电和放电磁化电感Lm相关联的纹波电流。然而，如果磁化电感Lm大，则这样的纹波电流幅度将会小。此外，增加磁化电感Lm不会降低瞬态响应。
图4A至图4D的示例假设每个变压器110和120的初级和次级绕组的基本上理想的磁耦合，即磁化电感值远大于变压器的任何漏电感值。这样的假设在实际实施中可能不成立，因此在实际实施中电压VL不一定为零。例如，电力变压器110的磁化电感在实际应用中典型地会受到限制，以防止电力变压器110的磁饱和，特别是考虑到电力变压器110的初级绕组P共同承载全部输出电流Io的要求。然而，注入级104可以显著降低电压VL，使得即使小于电力变压器110的理想磁化电感阻止注入级104完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级104也可以显著降低纹波电流幅度。另外，图4A至图4D假设了理想的时序，即，注入级104与功率级102同步开关。尽管这样的同步可能是期望的，但是对于开关电源转换器100的可接受的操作来说，这不是必需的。
图4A至图4D的示例假设功率级102以非重叠的方式被驱动为高电平，或者换句话说，在任何给定时间不超过一个功率级102被驱动为高电平。然而，开关电源转换器100不限于非重叠操作。例如，图5A至图5F是共同展示开关电源转换器100的实施例的操作的一个示例的曲线图，其中，N等于四，使得开关电源转换器100包括四个功率级102和一个注入级104。曲线图5A至图5F假设每个变压器110和120的磁化电感值远大于变压器的任何漏电感值和调谐电感器130的电感。曲线图502是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，曲线图504是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图，曲线图506是开关节点电压Vx(3)与时间的关系的曲线图，并且曲线图508是开关节点电压Vx(4)与时间的关系的曲线图。如图5A至图5D所示，每个开关节点X(1)、X(2)、X(3)和X(4)被重复地在Vin与零伏之间驱动为高电平和低电平，并且开关节点以彼此异相的方式被驱动为高电平和低电平。图5E是曲线图510，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(5)，因为在该示例中N等于四。图5E还包括表示注入输出节点122处的电压Vo_z的曲线。图5F是理想变压器310的初级绕组P与漏电感Lk之间的中间电压Vy的曲线图512。由于每个变压器110和120的磁化电感值相对于这些变压器的漏电感值非常大，因此每个中间电压Vy具有基本上恒定的值。
从图5A和图5D可以明显看出，开关节点X(1)-X(4)的电压重叠，因为两个开关节点可以同时被驱动为高电平。相应地，控制器106控制注入级104，使得注入级104以对一个电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平而另一个电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平进行补偿的方式开关，从而防止中间节点电压Vy的改变。例如，响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为低电平而电力变压器110(2)的初级绕组P被驱动为高电平而在时间t3处将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于电力变压器110(3)的初级绕组P被驱动为高电平而在时间t4处将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平。相应地，每当仅一个电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平时，注入变压器120的初级绕组P被驱动为高电平，而每当两个电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平时，注入变压器120的初级绕组P被驱动为低电平。因此，中间电压Vy基本上保持恒定在Vo值，如图5F所示。因此，即使电力变压器110的初级绕组P被重复地驱动为高电平和低电平状态以调节开关电源转换器100中的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器100的操作占空比如何，都不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。
类似于图4A至图4D的示例，图5A至图5F的示例假设了每个变压器110和120的初级和次级绕组的基本上理想的磁耦合。然而，即使变压器110和120的非理想耦合阻止注入级104完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级104也可以显著降低纹波电流幅度。此外，尽管图5A至图5F假设了理想的时序，即，注入级104与功率级102同步开关，但是时序可以变化，同时仍然实现开关电源转换器100的可接受的操作。
如图5A至图5F所示，开关节点X(1)-X(4)的电压重叠，因为两个开关节点可以同时被驱动为高电平。另外，开关电源转换器100可以被配置成具有足够的相并且以足够大的占空比操作，使得三个或更多个开关节点X的电压在时间上重叠。换言之，可以同时将多于两个开关节点X驱动为高电平。在这种情况下，注入级104仍然可以以其在功率级102之一被驱动为低电平时注入脉冲的方式被控制，因此所得到的Vy电压保持相对恒定，并且泄漏两端的电压保持接近于零。
再次参考图1，注入级104被配置成对电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平进行补偿，即，以防止中间电压Vy在电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平时改变的方式将磁通量注入电力变压器的磁芯中。然而，注入级104可以被修改以替代地对电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平进行补偿，即，以防止中间电压Vy在电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平时改变的方式将磁通量注入电力变压器110的磁芯中。例如，图6是开关电源转换器600的示意图，该开关电源转换器是开关电源转换器100的替代性实施例，其中注入级104被注入级604代替。注入级604包括与注入级104相同的组成元件，但是注入级604被配置成对电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平进行补偿，以防止中间电压Vy在初级绕组P被驱动为高电平时改变。
图7A至图7D是共同展示开关电源转换器600的实施例的操作的一个示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关电源转换器600包括两个功率级102和一个注入级604。曲线图7A至图7D还假设每个变压器110和120的磁化电感值远大于变压器的任何漏电感值。曲线图702是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图704是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。图7C是曲线图706，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图7C还包括表示注入输出节点122处的电压Vo_z的曲线。图7D是理想变压器310的初级绕组P与漏电感Lk之间的中间电压Vy的曲线图708。由于这些变压器的磁化电感值相对于这些变压器的漏电感值非常大，因此每个中间电压Vy具有基本上相同的值。
在图7A至图7D的示例中，控制器106控制注入级604，使得注入级604以对电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平进行补偿的方式开关。特别地，响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平，注入变压器120的初级绕组P被驱动为高电平，并且响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平，注入变压器120的初级绕组P被驱动为低电平，如图7A至图7C所展示。例如，响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为高电平而在时间t5处将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为低电平而在时间t6处将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平。因此，中间电压Vy基本上保持恒定在Vo值，如图7D所示。因此，即使电力变压器110的初级绕组被重复地在高电平状态与低电平状态之间驱动以调节开关电源转换器600的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器600的操作占空比如何，不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。
类似于图4A至图4D的示例，图7A至图7D的示例假设了每个变压器110和120的绕组的基本上理想的磁耦合。然而，即使变压器的非理想耦合阻止注入级604完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级604也可以显著降低纹波电流幅度。此外，尽管图7A至图7D假设了理想的时序，即，注入级604与功率级102同步开关，但是时序可以变化，同时仍然实现开关电源转换器600的可接受的操作。
再次参考图1，注入级104由输入电源节点116供电，并且因此注入变压器120具有与每个电力变压器110相同的匝数比。然而，开关电源转换器100可以被修改，使得注入级104由具有不同于Vin的电压的节点供电，适当改变注入变压器120的匝数比和/或每个电力变压器110的匝数比来补偿输入电压幅度的差异。在本文档中，变压器的匝数比是指初级绕组匝数的量与次级绕组匝数的量之比。
例如，图8是开关电源转换器800的示意图，该开关电源转换器是开关电源转换器100的替代性实施例，其中注入级104被由输入功率轨816供电的注入级804代替。输入功率轨816的电压是输入功率轨116的两倍，即，输入功率轨816的电压为2Vin。因此，注入变压器120被具有两倍于每个电力变压器110的匝数比的注入变压器820代替，以对注入级804的输入电压是每个功率传输级102的输入电压的两倍进行补偿。例如，在一些实施例中，注入变压器820具有2:1的匝数比，而每个电力变压器110具有1:1的匝数比，如图8所展示。
图9A至图9D是共同展示开关电源转换器800的实施例的操作的一个示例的曲线图，其中，N等于二，使得开关电源转换器800包括两个功率级102和一个注入级804。曲线图9A至图9D假设每个变压器110和820的磁化电感值远大于变压器的任何漏电感值。曲线图902是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图904是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。图9C是曲线图906，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(3)，因为在该示例中N等于二。图9C还包括表示注入输出节点122处的电压Vo_z的曲线。图9D是理想变压器310的初级绕组P与漏电感Lk之间的中间电压Vy的曲线图908。由于每个变压器110和820的磁化电感值相对于漏电感值非常大，因此每个中间电压Vy具有基本上相同的值。
在图9A至图9D的示例中，控制器106控制注入级804，使得注入级804以对电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平进行补偿的方式开关。特别地，响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平而将注入变压器820的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平而将注入变压器820的初级绕组P驱动为低电平，如图9A至图9C所展示。尽管注入开关节点Vx(3)被驱动到两倍电压Vin而不是电压Vin，但是注入变压器820的匝数比是每个电力变压器110的匝数比的两倍的事实对输入电压的这个差进行了补偿。因此，中间电压Vy基本上保持恒定在Vo值，如图9D所示。因此，即使电力变压器110的初级绕组P被重复地在高电平状态与低电平状态之间驱动以调节开关电源转换器800的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器800的操作占空比如何，不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。
类似于图4A至图4D的示例，图9A至图9D的示例假设了变压器110和820的基本上理想的磁耦合。然而，即使变压器的非理想耦合阻止注入级804完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级804也可以显著降低纹波电流幅度。此外，尽管图9A至图9D假设了理想的时序，即，注入级804与功率级102同步开关，但是时序可以变化，同时仍然实现开关电源转换器800的可接受的操作。
本文披露的任何开关电源转换器可以被修改，使得功率级中的至少两个是不同的相应的电源子转换器的一部分。例如，图10是开关电源转换器1000的示意图，该开关电源转换器是开关电源转换器100的替代性实施例，其中，N等于三，并且该开关电源转换器包括两个电源子转换器1098和1099。功率级102(1)和102(2)是电源子转换器1098的一部分，并且这些功率级中的每一个都电耦合在输入电源节点116与电源子转换器1098的输出电源节点1012之间。输出电源节点1012处于电压Vo_a，并且一个或多个电容器1014可选地电耦合到输出电源节点1012。功率级102(3)是电源子转换器1099的一部分，并且功率级电耦合在输入电源节点116与电源子转换器1099的输出电源节点1013之间。输出电源节点1013处于电压Vo_b，并且一个或多个电容器1015可选地电耦合到输出电源节点1013。
图11A至图11D是共同展示开关电源转换器1000的实施例的操作的一个示例的曲线图。曲线图11A至图11D假设每个变压器110和120的磁化电感值远大于这些变压器的任何漏电感值。曲线图1102是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，曲线图1104是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图，并且曲线图1106是开关节点电压Vx(3)与时间的关系的曲线图。图11D是曲线图1108，该曲线图包括表示注入开关节点X(N+1)处的电压的曲线，该节点是节点X(4)，因为在该示例中N等于三。图11D还包括表示注入输出节点122处的电压Vo_z的曲线。在该示例中，控制器106控制注入级104，使得注入级104以对电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平进行补偿的方式开关。特别地，响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于任何电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平而将注入绕组120的初级绕组P驱动为低电平，如图11A至图11C所展示。因此，即使电力变压器110的初级绕组P被重复地在高电平状态与低电平状态之间驱动以调节开关电源转换器1000的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器1000的操作占空比如何，不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。
类似于图4A至图4D的示例，图11A至图11D的示例假设了变压器110和120的基本上理想的磁耦合。然而，即使变压器110和120的非理想耦合阻止注入级104完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级104也可以显著降低纹波电流幅度。此外，尽管图11A至图11D假设了理想的时序，即，注入级104与功率级102同步开关，但是时序可以变化，同时仍然实现开关电源转换器1000的可接受的操作。
开关电源转换器1000可以被修改，使得注入级104对电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平进行补偿，而不是对电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平进行补偿，如以类似于上面关于图6和图7讨论的方式。此外，开关电源转换器1000可以被修改为包括不同数量的功率级102、不同数量的电源子转换器和/或电源子转换器之间功率级102的不同分布。此外，两个或更多个电源子转换器可以是菊花链式的，即一个电源子转换器的输出可以是另一个电源子转换器的输入。电源子转换器也可以是不同类型的，例如降压电源子转换器可以与升压电源子转换器耦合，等等。此外，两个或更多个电源子转换器可以由不同的输入电源节点供电。
上面讨论的示例开关电源转换器具有多相降压型拓扑。然而，包括变压器和注入级的新型开关电源转换器不限于降压型拓扑。例如，图12是开关电源转换器1200的示意图，该开关电源转换器是开关电源转换器100的替代性实施例，其具有多相升压型拓扑，其中，N等于二。开关电源转换器100的功率级102被开关电源转换器1200中的功率级1202代替。功率级1202包括与功率级102相同的组成元件，但是这些元件以不同的拓扑结构配置。特别地，每个电力变压器110的初级绕组P电耦合在输入电源节点1216与相应的功率级1202的开关节点X之间。每个功率开关级108的上开关器件和下开关器件(例如图2的开关器件206和208)串联电耦合在输出电源节点1212与地之间。相应地，每个功率开关级108被配置成在输出电源节点1212的电压Vo与地之间重复地开关其相应的开关节点X。开关电源转换器1200中的给定电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于电压Vo时被驱动为高电平，并且电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于相对于地的零伏时被驱动为低电平。例如，当开关节点X(1)处于电压Vo时，电力变压器110(1)的初级绕组被驱动为高电平，而当开关节点X(1)处于相对于地的零伏时，功率传输绕组110(1)的初级绕组P被驱动为低电平。一个或多个电容器1214可选地电耦合到输出电源节点1212。
开关电源转换器100的注入级104被开关电源转换器1200中的注入级1204代替。注入级1204包括与注入级104相同的组成元件，但是具有不同的拓扑结构。注入变压器120的初级绕组P电耦合在注入开关节点X(3)与注入输出节点1222之间，并且电容器1224电耦合到注入输出节点1222。注入开关级118的上开关器件和下开关器件(例如图2的开关器件210和212)串联电耦合在输出电源节点1212与地之间。相应地，注入开关级118被配置成在电压Vo与地之间重复地开关开关节点X(3)。当开关节点X(3)处于电压Vo时，开关电源转换器1200中的注入变压器120的初级绕组P被驱动为高电平，并且当开关节点X(3)处于相对于地的零伏时，注入变压器120的初级绕组P被驱动为低电平。
电力变压器110的次级绕组S以及注入变压器120的次级绕组S彼此串联电耦合。尽管图12描绘了次级绕组S的串联连接部分地由地节点体现，但是次级绕组S可以与地隔离，只要它们串联电耦合即可。可选的调谐电感器1230与电力变压器110的次级绕组S以及注入变压器120的次级绕组S串联电耦合。调谐电感器1230的拓扑位置可以变化，只要其与次级绕组S串联电耦合即可。尽管调谐电感器1230被描绘为分立电感器，但是调谐电感器1230可以替代地由包括次级绕组S的电路的固有电感来体现，特别是在调谐电感器1230只需要具有小电感值的应用中。此外，在不脱离本发明范围的情况下，可以省略调谐电感器1230，或者可以用多个调谐电感器代替调谐电感器1230。
作为控制器106的实施例的控制器1206被配置成生成控制信号U和L，以控制功率级1202的占空比，从而调节开关电源转换器1200的至少一个参数。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo和输出电流幅度Io。控制器1206可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级1202以彼此异相的方式开关。控制器1206进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级1204，使得注入级以降低每个电力变压器110的漏电感两端的电压的方式将磁通量注入电力变压器110的磁芯中，如通过对电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平进行补偿或者通过对电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平进行补偿。
例如，图13A至图13D是共同展示开关电源转换器1200的实施例的操作的一个示例的曲线图。曲线图13A至图13D假设每个变压器110和120的磁化电感值远大于这些变压器的任何漏电感值。曲线图1302是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图1304是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。图13C是包括表示注入开关节点X(3)处的电压的曲线的曲线图1306。图13D是理想变压器310的初级绕组P与漏电感Lk之间的中间电压Vy的曲线图1308。由于每个电力变压器的磁化电感值相对于每个电力变压器的漏电感值和调谐电感器1230的电感非常大，因此每个中间电压Vy具有基本上相同的值。
在图13A至图13D的示例中，控制器1206控制注入级1204，使得注入级1204以对电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平进行补偿的方式开关。特别地，响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平，如图13A至图13C所展示。例如，响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为低电平而在时间t7处将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为高电平而在时间t8处将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平。因此，中间电压Vy基本上保持恒定在Vin值，如图13D所示。因此，即使电力变压器110的初级绕组P被重复地在高电平状态与低电平状态之间驱动以调节开关电源转换器1200的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器1200的操作占空比如何，不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。
类似于图4A至图4D的示例，图13A至图13D的示例假设了变压器110和120的基本上理想的磁耦合。然而，即使变压器110和120的非理想耦合阻止注入级1204完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级1204也可以显著降低纹波电流幅度。此外，尽管图13A至图13D假设了理想的时序，即，注入级1204与功率级1202同步开关，但是时序可以变化，同时仍然实现开关电源转换器1200的可接受的操作。
图14是开关电源转换器1400的示意图，该开关电源转换器是开关电源转换器100的替代性实施例，其具有多相降压-升压型拓扑，其中，N等于二。转换器100的功率级102被开关电源转换器1400中的功率级1402代替。功率级1402包括与功率级102相同的组成元件，但是这些元件以不同的拓扑结构配置。特别地，电力变压器110的每个初级绕组P电耦合在地与相应的功率级1402的开关节点X之间。每个功率开关级108的上开关器件和下开关器件(例如图2的开关器件206和208)串联电耦合在输入电源节点1416与输出电源节点1412之间。相应地，每个功率开关级108被配置成在输入电源节点1416的电压Vin与输出电源节点1412的电压Vo之间重复地开关其相应的开关节点X。开关电源转换器1400中的给定电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于电压Vin时被驱动为高电平，并且电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于电压Vo时被驱动为低电平。例如，当开关节点X(1)处于电压Vin时，电力变压器110(1)的初级绕组被驱动为高电平，而当开关节点X(1)处于电压Vo时，电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为低电平。一个或多个电容器1414可选地电耦合到输出电源节点1412。
转换器100的注入级104被开关电源转换器1400中的注入级1404代替。注入级1404包括与注入级104相同的组成元件，但是具有不同的拓扑结构。注入变压器120的初级绕组P电耦合在注入开关节点X(3)与注入输出节点1422之间，并且电容器1424电耦合到注入输出节点1422。注入开关级118的上开关器件和下开关器件(例如图2的开关器件210和212)串联电耦合在输入电源节点1416与输出电源节点1412之间。相应地，注入开关级118被配置成在电压Vin与Vo之间重复地开关开关节点X(3)。当开关节点X(3)处于电压Vin时，开关电源转换器1404中的注入变压器120的初级绕组P被驱动为高电平，而当开关节点X(3)处于电压Vo时，注入变压器120的初级绕组P被驱动为低电平。
电力变压器110的次级绕组S以及注入变压器120的次级绕组S彼此串联电耦合。尽管图14描绘了次级绕组S的串联连接部分地由地节点体现，但是次级绕组S可以与地隔离，只要它们串联电耦合即可。可选的调谐电感器1430与电力变压器110的次级绕组S以及注入变压器120的次级绕组S串联电耦合。调谐电感器1430的拓扑位置可以变化，只要其与次级绕组S串联电耦合即可。尽管调谐电感器1430被描绘为分立电感器，但是调谐电感器1430可以替代地由包括次级绕组S的电路的固有电感来体现，特别是在调谐电感器1430只需要具有小电感值的应用中。此外，在不脱离本发明范围的情况下，可以省略调谐电感器1430，或者可以用多个调谐电感器代替调谐电感器1430。
作为控制器106的实施例的控制器1406被配置成生成控制信号U和L，以控制功率级1402的占空比，从而调节开关电源转换器1400的至少一个参数。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo和输出电流幅度Io。控制器1406可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级1402以彼此异相的方式开关。控制器1406进一步被配置成生成控制信号UI和LI以控制注入级1404，使得注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压的方式将磁通量注入电力变压器110的磁芯中，如通过对电力变压器110的初级绕组P被驱动为高电平进行补偿或者通过对电力变压器110的初级绕组P被驱动为低电平进行补偿。
例如，图15A至图15D是共同展示开关电源转换器1400的实施例的操作的一个示例的曲线图。曲线图15A至图15D假设每个变压器110和120的磁化电感值远大于这些变压器的任何漏电感值。曲线图1502是开关节点电压Vx(1)与时间的关系的曲线图，并且曲线图1504是开关节点电压Vx(2)与时间的关系的曲线图。图15C是包括表示注入开关节点X(3)处的电压的曲线的曲线图1506。图15D是(a)输出注入节点电压Vo_z和(b)理想变压器310的初级绕组P与漏电感Lk之间的中间电压Vy的曲线图1508。由于电力变压器的磁化电感值相对于这些电力变压器的漏电感值和调谐电感器1430的电感非常大，因此每个中间电压Vy具有基本上相同的值。
在图15A至图15D的示例中，控制器1406控制注入级1404，使得注入级1404以对电力变压器的初级绕组P被驱动为低电平进行补偿的方式开关。特别地，响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为低电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于任何电力变压器110的初级绕组被驱动为高电平而将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平，如图15A至图15C所展示。例如，响应于电力变压器110(1)的初级绕组P被驱动为低电平而在时间t9处将注入变压器120的初级绕组P驱动为高电平，并且响应于电力变压器110(2)的初级绕组P被驱动为高电平而在时间t10处将注入变压器120的初级绕组P驱动为低电平。因此，中间电压Vy在零伏处基本上保持恒定，如图15D所示。因此，即使电力变压器110的初级绕组P被重复地在高电平状态与低电平状态之间驱动以调节开关电源转换器1400的一个或多个参数，漏电感Lk两端的电压VL也基本上保持为零。结果，无论开关电源转换器1400的操作占空比如何，不存在与漏电感Lk相关联的材料纹波电流。
类似于图4A至图4D的示例，图15A至图15D的示例假设了变压器110和120的绕组的基本上理想的磁耦合。然而，即使变压器110和120的非理想耦合阻止注入级1404完全消除与漏电感Lk相关联的纹波电流，注入级1404也可以显著降低纹波电流幅度。此外，尽管图15A至图15D假设了理想的时序，即，注入级1404与功率级1402同步开关，但是时序可以变化，同时仍然实现开关电源转换器1400的可接受的操作。
尽管新型开关电源转换器的注入级实现了显著益处，但它们可能会降低开关电源转换器的瞬态响应。相应地，控制器106、1206和1406的一些实施例被配置成响应于信号指示开关电源转换器正在经历瞬态事件(如负载的显著改变或输入电压的显著改变)而禁用它们的相应的开关电源转换器的注入级。在一些实施例中，控制器106、1206和1406内部生成指示电源转换器正在经历瞬态事件的信号，并且在一些其他实施例中，控制器106、1206和1406从外部源接收这样的信号。替代性地，控制器106、1206和1406的一些实施例被配置成响应于信号指示开关电源转换器正在经历瞬态事件而改变它们的相应的开关电源转换器的注入级的时序，以便帮助转换器快速响应瞬态事件。
图16是电气系统1600的框图，该电气系统是本文披露的新型开关电源转换器的一种可能的应用。系统1600包括被配置成给负载1604供电的开关电源转换器1602。开关电源转换器1602可以是本文披露的任何一种新型开关电源转换器。例如，开关电源转换器1600可以是开关电源转换器100、600、800、1000、1200和1400中的任何一个。负载1604例如包括一个或多个集成电路，包括但不限于处理单元(例如，中央处理单元(CPU)或图形处理单元(GPU))、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)(例如，用于人工智能和/或机器学习)、和/或存储器单元。
实验结果
下面参照图17和图18讨论的是具有变压器和注入级的新型开关电源转换器的实施例的计算机模拟。然而，应认识到，新型开关电源转换器不限于根据这些模拟来执行。
图17是功率级102(1)电流IL1(参见图1)与类似于图1但其中省略了注入级104的开关电源转换器的时间的关系的曲线图1700。在该示例中，(a)N等于六，(b)每个变压器110和120的磁化电感为150纳亨(nH)，(c)变压器110和120的每个漏电感为5nH，(d)调谐电感器130的电感为120nH，并且(e)每功率级102的开关频率为400千赫兹(KHz)，(f)Vin为12伏，并且(g)Vo为0.8伏。如图17所示，与漏电感和磁化电感相关联的总峰峰纹波电流相对较大，即超过18安培。另外，存在对应于N和开关频率的乘积的纹波电流分量，即，6*400＝2,400KHz。图18是在曲线图1700中模拟但其中注入级104包括在开关电源转换器中的同一电源转换器的电流与时间的关系的曲线图1800。图18包括表示电流IL1的曲线1802以及表示通过注入级104的初级绕组P的电流Iij(参见图1)的曲线1804。电流Iij的频率等于开关电源转换器的开关频率乘以相数。然而，注入级104消除了由所有相1-6中的漏电感导致的纹波电流，使得电流IL1中唯一的纹波电流分量是与电力变压器110和120的磁化电感相关联的纹波电流。与磁化电感相关联的纹波电流的峰峰值小得多，大约为10安培，频率也低得多。因此，图17和图18的模拟表明了注入级104能够显著降低纹波电流幅度和相关损耗。
无注入级的实施例
再次参考图10，在电连接的电源子转换器之间划分功率级的概念也可以应用于无注入级的开关电源转换器，尽管没有通过注入级实现纹波减小。例如，图19是开关电源转换器1900的示意图，该开关电源转换器是图10的开关电源转换器1000的替代性实施例，其中，(a)注入级104被省略，并且(b)控制器106被控制器1906代替。除了控制器1906不产生控制信号UI和LI之外，控制器1906与控制器106相同。类似于开关电源转换器1000，开关电源转换器1900可以被修改为包括不同数量的功率级102、不同数量的电源子转换器和/或电源子转换器之间功率级102的不同分布。此外，两个或更多个电源子转换器可以是菊花链式的，即一个电源子转换器的输出可以是另一个电源子转换器的输入。电源子转换器也可以具有不同的拓扑，并且每个电源子转换器不需要具有相同的拓扑。
例如，图20是开关电源转换器2000的示意图，该开关电源转换器是图19的开关电源转换器1900的替代性实施例，其中，(a)电源子转换器1098和1099分别被电源子转换器2098和2099代替，并且(b)控制器1906被控制器2006代替。电源子转换器2098和2099分别类似于电源子转换器1098和1099，除了功率级102被图12的升压型功率级1202代替，使得开关电源转换器2000具有多相升压型拓扑。控制器2006类似于控制器1906，除了控制器2006被配置成生成控制信号U和L以根据升压型控制方案来控制功率开关级108，以调节电源子转换器2098和2099的一个或多个参数，如使用PWM和/或PFM技术。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo_a、输出电流幅度Io_a、输出电压幅度Vo_b和输出电流幅度Io_b。
作为开关电源转换器1900的替代性拓扑的另一示例，图21是开关电源转换器2100的示意图，该开关电源转换器是图19的开关电源转换器1900的替代性实施例，其中，(a)电源子转换器1098和1099分别被电源子转换器2198和2199代替，并且(b)控制器1906被控制器2106代替。电源子转换器2198和2199分别类似于电源子转换器1098和1099，除了功率级102被图14的降压-升压型功率级1402代替，使得开关电源转换器2100具有多相降压-升压型拓扑。控制器2106类似于控制器1906，除了控制器2106被配置成生成控制信号U和L以根据降压-升压型控制方案来控制功率开关级108，以调节电源子转换器2198和2199的一个或多个参数，如使用PWM和/或PFM技术。可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin、输入电流幅度Iin、输出电压幅度Vo_a、输出电流幅度Io_a、输出电压幅度Vo_b和输出电流幅度Io_b。
再次参考图19，开关电源转换器1900的两个或更多个电源子转换器可以由不同的输入电源节点供电。例如，图22是开关电源转换器2200的示意图，该开关电源转换器是开关电源转换器1900的替代性实施例，其中，两个电源子转换器由不同的输入电源节点供电。在该实施例中，N等于六。功率级102(1)、102(2)和102(3)是电源子转换器2298的一部分，并且这些功率级中的每一个都电耦合在输入电源节点2216与电源子转换器2298的输出电源节点2212之间。功率级102(4)、102(5)和102(6)是电源子转换器2299的一部分，并且这些功率级中的每一个都电耦合在输入电源节点2217与电源子转换器2299的输出电源节点2213之间。输入电源节点2216和2217处于相应的电压Vin_a和Vin_b，并且这两个电压不需要相同。输出电源节点2212和2213分别处于相应的电压Vo_a和Vo_b，并且这两个电压也不需要相同。尽管不是必需的，但预计相应的电容器将电耦合到输入电源节点2216、输入电源节点2217、输出电源节点2212和输出电源节点2213中的每一个，尽管为了说明清楚起见在图22中未示出这些电容器。
在电源子转换器2298中，每个电力变压器110的初级绕组P电耦合在输出电源节点2212与相应的功率级102的开关节点X之间。每个功率开关级108的上开关器件和下开关器件(例如图2的开关器件206和208)串联电耦合在输入电源节点2216与地之间。相应地，每个功率开关级108被配置成在输入电源节点2216的电压Vin_a与地之间重复地开关其相应的开关节点X。电源子转换器2298中的给定电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于电压Vin_a时被驱动为高电平，并且该电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于相对于地的零伏时被驱动为低电平。
在电源子转换器2299中，每个电力变压器110的初级绕组P电耦合在输出电源节点2213与相应的功率级102的开关节点X之间。每个功率开关级108的上开关器件和下开关器件(例如图2的开关器件206和208)串联电耦合在输入电源节点2217与地之间。相应地，在电源子转换器2299中，每个功率开关级108被配置成在输入电源节点2217的电压Vin_b与地之间重复地开关其相应的开关节点X。电源子转换器2299中的给定电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于电压Vin_b时被驱动为高电平，并且电力变压器110的初级绕组P在其相应的开关节点X处于相对于地的零伏时被驱动为低电平。
开关电源转换器2200中的每个电力变压器110的次级绕组S串联电耦合。另外，调谐电感器130的实例与开关电源转换器2200中的所有电力变压器110的次级绕组S串联电耦合。调谐电感器130在开关电源转换器2200中的拓扑位置可以改变，只要调谐电感器130与所有电力变压器110的次级绕组S串联电耦合即可。尽管图22描绘了次级绕组S的串联连接部分地由地节点体现，但是次级绕组S可以交替地与地隔离，只要它们串联电耦合即可。
作为控制器1906的实施例的控制器2206被配置成生成控制信号U和L，以控制电源子转换器2298的功率级102的占空比，从而调节电源子转换器2298的至少一个参数，如使用PWM技术和/或PFM技术。电源子转换器2298的可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin_a、到电源子转换器2298的输入电流幅度(未示出)、输出电压幅度Vo_a和输出电流幅度Io_a。另外，控制器2206被配置成生成控制信号U和L，以控制电源子转换器2299的功率级102的占空比，从而调节电源子转换器2299的至少一个参数，如使用PWM技术和/或PFM技术。电源子转换器2299的可能的调节参数的示例包括但不限于输入电压幅度Vin_b、到电源子转换器2299的输入电流幅度(未示出)、输出电压幅度Vo_b和输出电流幅度Io_b。在特定实施例中，控制器2206被配置成生成控制信号U和L，使得电源子转换器2298和2299至少部分地彼此独立地操作。控制器2206可选地被配置成生成控制信号U和L，使得功率级102以彼此异相的方式开关。
开关电源转换器2200可以被修改为包括附加电源子转换器。另外，在不脱离本发明范围的情况下，每个电源子转换器的功率级的数量可以变化。此外，每个电源子转换器不需要具有相同数量的功率级，并且功率级的配置可以在电源子转换器之间变化。例如，开关电源转换器2200可以被修改，使得电源子转换器2298的功率级102具有多相升压型拓扑，而电源子转换器2299的功率级102具有多相降压型或降压-升压型拓扑。多相升压型拓扑在给定的电源子转换器2298或2299中实现，例如通过用图12的功率级1202代替电源子转换器的功率级102。多相降压-升压型拓扑在给定的电源子转换器2298或2299中实现，例如通过用图14的功率级1402代替电源子转换器的功率级102。
应当认识到，电源子转换器2298和2299共享调谐电感器130的共同实例，即使这两个电源子转换器具有不同的相应的输入电源节点和不同的相应的输出电源节点，这促进了开关电源转换器2200的小尺寸和低成本。另外，电源子转换器2298和2299经由电力变压器110次级绕组S电连接而不是单独的独立电源转换器的事实可以有利地降低电源子转换器中的纹波电流幅度。
例如，图23A、23B、24A和24B共同展示了电连接电源子转换器2298和2299可以如何降低纹波电流幅度的一个示例。图23A和图23B分别是开关电源转换器2200的实施例的模拟电流与时间的关系的曲线图2300和2302，其中，(a)Vin_a＝12伏，(b)Vin_b＝12伏，(c)Vout_a＝0.9伏，(d)Vout_b＝0.8伏，(e)开关频率为400KHz/相，(f)每个电力变压器110具有150nH的磁化电感值和5nH的漏电感值，并且(g)调谐电感器130具有120nH的电感。曲线图2300和2302具有共同的时间基准。曲线图2300包括表示电流Io_a和IL1的曲线，其中，电流Io_a是电源子转换器2298的输出电流，并且电流IL1是通过电源子转换器2298的电力变压器110(1)的初级绕组P的电流(参见图22)。曲线图2302包括表示电流Io_b和IL4的曲线，其中，电流Io_b是电源子转换器2299的输出电流，并且电流IL4是通过电源子转换器2299的电力变压器110(4)的初级绕组P的电流(参见图22)。在曲线图2100和2102的示例中，电流Io_a、IL1、Io_b和IL4分别具有34.2安培、9.8安培、30.1安培和8.8安培的峰峰幅度。
图24A和图24B分别是图25的开关电源转换器2500的模拟电流与时间的关系的曲线图2400和2402。开关电源转换器2500类似于图22的开关电源转换器2200，除了(a)电源子转换器2298和2299在开关电源转换器2500中不进行电连接以及(b)调谐电感器130的相应的实例与开关电源转换器2500中的每个电源子转换器2298和2299的次级绕组S串联电耦合。在图24A和图24B的示例中，(a)Vin_a＝12伏，(b)Vin_b＝12伏，(c)Vout_a＝0.9伏，(d)Vout_b＝0.8伏，(e)开关频率为400KHz/相，(f)每个电力变压器110具有150nH的磁化电感值和5nH的漏电感值，并且(g)每个调谐电感器130实例具有120nH的电感。这样，图24A和图24B的示例中的开关电源转换器2500的操作条件与图23A和图23B的示例中的开关电源转换器2200的操作条件相同。
曲线图2400和2402具有共同的时间基准。曲线图2400包括表示电流Io_a和IL1的曲线，其中，在开关电源转换器2500中，电流Io_a是电源子转换器2298的输出电流，并且电流IL1是通过电力变压器110(1)的初级绕组P的电流。曲线图2402包括表示电流Io_b和IL4的曲线，其中，在开关电源转换器2500中，电流Io_b是电源子转换器2299的输出电流，并且电流IL4是通过电源子转换器2299的电力变压器110(4)的初级绕组P的电流。在曲线图2400和2402的示例中，电流Io_a、IL1、Io_b和IL4分别具有46.3安培、11.3安培、42.6安培和10.7安培的峰峰幅度。这样，在图23A、23B、24A和24B的示例中，开关电源转换器2200的纹波电流幅度显著小于开关功率转换器2500的纹波电流幅度，这表明经由电力变压器110次级绕组S电连接电源子转换器2298和2299可以显著降低纹波电流幅度。
在不脱离本发明范围的情况下，可以对上述方法、装置和系统进行改变。因此，应当注意，包含在以上说明书中并且在附图中示出的内容应当被解释为说明性的而不是限制性的意义。以下权利要求旨在涵盖本文所描述的一般特征和特定特征以及本发明方法和系统的范围的所有陈述，这些陈述在语言上可以被说成落入其间的。

Claims (20)

1.一种用于操作开关电源转换器以降低纹波电流幅度的方法，该方法包括：
控制该开关电源转换器的多个功率级的占空比，以调节该开关电源转换器的至少一个参数，每个功率级包括相应的电力变压器；以及
控制该开关电源转换器的注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压，该注入级包括电耦合到每个电力变压器的相应次级绕组的注入变压器。
2.如权利要求1所述的方法，其中，该注入变压器的次级绕组与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
3.如权利要求1所述的方法，其中，调谐电感器与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
4.如权利要求1所述的方法，进一步包括使该多个功率级以相对于彼此异相的方式开关。
5.如权利要求1所述的方法，其中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括响应于电力变压器的初级绕组被驱动为低电平而将该注入变压器的初级绕组驱动为高电平。
6.如权利要求1所述的方法，其中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括使该注入级对这些电力变压器中的一个或多个的初级绕组被驱动为低电平进行补偿。
7.如权利要求1所述的方法，其中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括响应于电力变压器的初级绕组被驱动为高电平而将该注入变压器的初级绕组驱动为高电平。
8.如权利要求1所述的方法，其中，控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压包括使该注入级对这些电力变压器中的一个或多个的初级绕组被驱动为高电平进行补偿。
9.如权利要求1所述的方法，进一步包括响应于信号指示该开关电源转换器正在经历瞬态事件而禁用该注入级。
10.如权利要求1所述的方法，其中，该开关电源转换器的至少一个参数包括电压幅度和电流幅度中的一个。
11.如权利要求1所述的方法，其中，该开关电源转换器具有选自由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组的拓扑。
12.一种开关电源转换器，包括：
多个功率级，每个功率级包括相应的电力变压器；
注入级，该注入级包括电耦合到每个电力变压器的相应次级绕组的注入变压器；以及
控制器，该控制器被配置成：
控制该多个功率级的占空比，以调节该开关电源转换器的至少一个参数，并且
控制该注入级以降低每个电力变压器的漏电感两端的电压。
13.如权利要求12所述的开关电源转换器，其中，该注入变压器的次级绕组与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
14.如权利要求13所述的开关电源转换器，进一步包括调谐电感器，该调谐电感器与每个电力变压器的相应次级绕组串联电耦合。
15.如权利要求13所述的开关电源转换器，其中：
每个功率级包括相应的功率开关级，该相应的功率开关级电耦合到该功率级的相应电力变压器的初级绕组；并且
该注入级包括注入开关级，该注入开关级电耦合到该注入变压器的初级绕组。
16.如权利要求15所述的开关电源转换器，进一步包括电容器，该电容器电耦合到该注入变压器的初级绕组。
17.如权利要求12所述的开关电源转换器，其中，该开关电源转换器具有选自由多相降压型拓扑、多相升压型拓扑和多相降压-升压型拓扑组成的组的拓扑。
18.如权利要求12所述的开关电源转换器，其中，该多个功率级中的两个或更多个是不同的相应电源子转换器的一部分。
19.一种开关电源转换器，包括：
第一电源子转换器，该第一电源子转换器包括一个或多个第一功率级，每个第一功率级包括相应的第一电力变压器，其中，每个第一电力变压器的初级绕组电耦合到第一电源节点；
第二电源子转换器，该第二电源子转换器包括一个或多个第二功率级，每个第二功率级包括相应的第二电力变压器，其中，每个第二电力变压器的初级绕组电耦合到与该第一电源节点不同的第二电源节点；以及
调谐电感器，该调谐电感器与每个第一电力变压器的次级绕组和每个第二电力变压器的次级绕组串联电耦合。
20.如权利要求19所述的开关电源转换器，其中：
每个第一功率级进一步包括相应的功率开关级，该相应的功率开关级电耦合到该第一功率级的第一电力变压器的初级绕组；并且
每个第二功率级进一步包括相应的功率开关级，该相应的功率开关级电耦合到该第二功率级的第二电力变压器的初级绕组。
CN202310577184.7A 2022-05-20 2023-05-22 包括变压器和注入级的开关电源转换器和相关联的方法 Pending CN117097166A (zh)

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