JP2015144530A - インバータ装置、空気調和機、及びインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させる、ことを目的とする。
【解決手段】インバータ装置１０は、直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路１８と、昇圧回路１８によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、圧縮機用モータ１２へ供給するインバータ回路２０と、を備える。
圧縮機用モータ１２の最小回転数から中間回転数以下のＡ領域では、昇圧回路１８は昇圧しない。また、中間回転数を超えて定格回転数未満のＢ領域では、昇圧回路１８は圧縮機用モータ１２の回転数に比例して昇圧する。また、定格回転数以上かつ最大回転数以下であるＣ領域では、昇圧回路１８は一定値で昇圧する。そして、Ａ領域を超えた回転数において圧縮機用モータ１２は、インバータ回路２０によって過変調制御される。なお、圧縮機用モータ１２の誘起電圧定数は、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされる。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ装置、空気調和機、及びインバータ装置の制御方法に関するものである。

空気調和機に備えられる圧縮機用のモータは、整流回路、昇圧回路、及びインバータ回路を備えたインバータ装置によって回転数制御が行われる。
例えば、特許文献１に開示されているように、交流電力が整流回路によって整流された後に、昇圧回路で所定の直流電圧に昇圧され、インバータ回路によって三相交流電力に変換されてモータへ供給される。

このようなインバータ装置として、昇圧回路がモータ回転数にかかわらず、一定の直流電圧を出力するものがある。
図１８に示されるように、直流電圧が一定であると、モータ回転数が低い状態において、直流電圧とインバータの出力電圧との差が大きくなる。インバータの出力電圧に含まれる高調波成分は、直流電圧とインバータの出力電圧との差が大きいほど増加し、差が小さいほど減少する。このため、図１９に示されるように、高調波成分がモータの回転数が低いほど増加し、その結果、図２０に示されるようにモータの回転数が低い状態において、モータ効率が悪くなる。

また、リアクタ、スイッチング素子、及びダイオードで構成される昇圧回路を備えると、スイッチング動作による損失が発生する。このため、このような昇圧回路を備えるインバータ装置は、昇圧回路を備えないインバータ装置に比べて効率が悪くなる。

そこで、特許文献２には、モータ回転数に応じて昇圧回路を制御することで、装置の効率を向上させるモータ制御装置が開示されている。

特開２０１０−１８７５２１号公報 特許第３３４１８２６号公報

しかしながら、特許文献２に開示されているモータ制御装置には以下のような問題点がある。図２１は、特許文献２に開示されている図９に相当する図である。また、図２２は、図２１のＡ，Ｂ，Ｃ領域におけるインバータ回路の出力波形である。

モータ回転数が低いＡ領域では、直流電圧指令が１５０Ｖで一定値とされている。しかし、交流電源の電圧が１００Ｖ（ピーク電圧１４２Ｖ）とすると、ピーク電圧と比較しても昇圧回路は、少なくとも８Ｖの電圧を昇圧していることとなる。このため、昇圧回路がスイッチング動作を行うことによる損失が発生するという問題点がある。なお、Ａ領域では、図２２（Ａ）に示されるように、インバータ回路からは等幅のＰＷＭ波形が出力される。

また、直流電圧指令がモータ回転数の増加と共に１５０Ｖから３３０Ｖで変化するＢ領域では、図２２（Ｂ）に示されるように、ＰＷＭ制御からＰＡＭ制御とされる。すなわち、モータの回転数制御は、昇圧回路による電圧制御でのみ行われる。
このため、インバータ回路の出力波形は一定となり、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相共にオン、オフが無い矩形波出力となる。このような矩形波駆動は、インバータ回路の出力波形をモータの回転数に応じて適した形状とできない。このため、例えばモータが正弦波駆動される場合に比べて、高調波成分が大きくなり効率が悪くなる。

さらに、モータ回転数が高く直流電圧指令が一定となるＣ領域では、図２２（Ｃ）に示されるようにＰＡＭ制御が行われ、インバータの出力波形が矩形波であるため、転流位相は−４０°程度が限界である（特許文献２の図７参照）。

また、特許文献２では、圧縮機用のモータが搭載された空気調和機において、Ａ，Ｂ，Ｃ領域の最適な設定が明確でない。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させることができる、インバータ装置、空気調和機、及びインバータ装置の制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置、空気調和機、及びインバータ装置の制御方法は以下の手段を採用する。

本発明の第一態様に係るインバータ装置は、直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路と、前記昇圧回路によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、モータへ供給するインバータ回路と、前記昇圧回路を制御する昇圧回路制御手段と、前記インバータ回路を制御するインバータ回路制御手段と、を備え、前記昇圧回路制御手段は、前記モータの最小回転数から中間回転数以下の第１領域では前記昇圧回路に昇圧させず、前記中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では前記モータの回転数に比例して前記昇圧回路に昇圧させ、前記定格回転数以上かつ最大回転数以下である第３領域では前記昇圧回路に一定値で昇圧させ、前記インバータ回路制御手段は、前記第１領域を超えた回転数において前記モータを過変調制御し、前記モータの誘起電圧定数は、前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされる。

本構成によれば、昇圧回路によって直流電力の電圧が昇圧され、インバータ回路によって昇圧された直流電力が交流電力に変換され、モータへ供給される。昇圧回路は昇圧回路制御手段によって制御され、インバータ回路はインバータ回路制御手段によって制御される。昇圧回路は、モータの最小回転数から中間回転数以下は昇圧せず、中間回転数を超えて定格回転数未満ではモータの回転数に比例して昇圧し、定格回転数以上かつ最大回転数以下では一定値で昇圧する。

従来は、モータの最小回転数から中間回転数以下では、昇圧回路は昇圧を行っていた。このため、直流電圧とインバータの出力電圧との差が大きく、高調波成分が大きかった。一方、本構成は、モータの最小回転数から中間回転数以下である第１領域では昇圧を行わないため、直流電圧とインバータの出力電圧との差が従来にくらべて小さくなる。このため、高調波成分が低減され、モータの効率が向上する。

また、従来は、モータの中間回転数から最大回転数以下では、モータの回転数制御を昇圧回路の電圧制御（ＰＡＭ制御）で行っていた。このため、インバータの出力波形は矩形波でかつ、一定であり、モータの回転数に応じた効率が最適となる波形とできなかった。
一方、本構成は、モータの中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では、昇圧回路が昇圧を行って直流電圧を出力するものの、モータの回転数制御はインバータ回路による過変調制御で行われる。このため、昇圧の度合いに自由度があり、昇圧回路は直流電圧を、昇圧回路の損失、インバータ回路の損失、及びモータの損失等の各損失が最小となるように設定できる。なお、第２領域は、空気調和機の運転時間の割合が多い領域として設定される。また、モータの回転数が定格回転数以上かつ最大回転数以下の第３領域でも、過変調制御が行われる。このため、従来に比べて、転流位相をより大きくでき、モータの回転数をより高速にすることができる。

また、モータとして、第１領域から第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有するモータが選定されるので、この切り替わる領域において、最も効率の良い運転が可能となる。

従って、本構成は、昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させることができる。

上記第一態様では、前記昇圧回路制御手段が、前記第２領域において、前記インバータ回路の効率と前記モータの効率との積が最大となる直流電圧を前記昇圧回路に出力させることが好ましい。

本構成によれば、装置の効率をより向上できる。

上記第一態様では、前記昇圧回路制御手段が、前記直流電圧と該直流電圧の指令値との差、及び前記昇圧回路を流れる電流の平均値と該電流のピーク値との差に基づいて、デューティ指令を生成し、前記デューティ指令に所定のキャリア周波数である三角波を重ねることで、前記昇圧回路が有するスイッチング素子に対する制御信号を生成することが好ましい。

本構成によれば、昇圧回路を流れる電流の平均値と該電流のピーク値との差を用いることにより、簡易に昇圧回路を流れる電流を安定させることができる。

上記第一態様では、前記昇圧回路が、複数が並列に接続されて構成され、前記昇圧回路制御手段が、前記昇圧回路の各々が備えるスイッチング素子に対する前記三角波の位相をずらすことが好ましい。

本構成によれば、容量の小さなスイッチング素子で、昇圧回路全体の容量を増加させることができる。

上記第一態様では、前記昇圧回路が有する昇圧用ダイオードの両端に接続されるリレー回路を備え、前記リレー回路が、前記第１領域においてオンとされることが好ましい。

本構成によれば、昇圧回路における損失をより低減できる。

本発明の第二態様に係る空気調和機は、上記記載のインバータ装置と、前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有し、圧縮機を駆動させるモータと、を備える。

本発明の第三態様に係るインバータ装置の制御方法は、直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路と、前記昇圧回路によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、モータへ供給するインバータ回路と、を備えるインバータ装置の制御方法であって、前記モータの最小回転数から中間回転数以下の第１領域では前記昇圧回路は昇圧せず、前記中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では前記モータの回転数に比例して前記昇圧回路は昇圧し、前記定格回転数以上かつ最大回転数以下である第３領域では前記昇圧回路は一定値で昇圧し、前記第１領域を超えた回転数において前記モータを過変調制御する。

本発明によれば、昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させることができる、という優れた効果を有する。

本発明の第１実施形態に係るインバータ装置の構成図である。 本発明の第１実施形態に係る電圧指令生成処理の流れを示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態に係るモータ回転数に応じた直流電圧及びインバータ出力電圧の変化を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るインバータ回路の出力波形を示す模式図であり、（Ａ）はＡ領域における出力波形を示し、（Ｂ）はＢ領域における出力波形を示し、（Ｃ）はＣ領域における出力波形を示す。 本発明の第１実施形態に係るモータ回転数に応じた高調波成分の変化を示した図である。 本発明の第１実施形態に係る直流電圧と各効率との関係を示した図であり、（Ａ）はインバータ効率と直流電圧との関係を示し、（Ｂ）はモータ効率と直流電圧との関係を示し、（Ｃ）はインバータ効率とモータ効率の積と直流電圧との関係を示す。 本発明の第１実施形態に係るモータ回転数に応じたモータ効率の変化を示した図である。 本発明の第２実施形態に係るインバータ装置の構成図である。 本発明の第３実施形態に係る昇圧回路制御部の機能ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る比例制御ゲインを１とした場合における昇圧用リアクタに流れる電流のシミュレーション結果である。 本発明の第３実施形態に係る比例制御ゲインを２とした場合における昇圧用リアクタに流れる電流のシミュレーション結果である。 本発明の第３実施形態に係る比例制御ゲインを３とした場合における昇圧用リアクタに流れる電流のシミュレーション結果である。 本発明の第３実施形態に係る比例制御ゲインを４とした場合における昇圧用リアクタに流れる電流のシミュレーション結果である。 本発明の第４実施形態に係る昇圧回路の構成図である。 本発明の第４実施形態に係る昇圧回路制御部の機能ブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る昇圧回路がリレー回路を備えた構成図である。 本発明の他の形態に係るモータ電流検出部の設置位置を示す構成図であり、（Ａ）は下アームのスイッチング素子に設けられる構成を示し、（Ｂ）はインバータ回路と圧縮機用モータとの間に設けられる構成を示す。 直流電圧を一定に制御した場合の、直流電圧とインバータ出力電圧との関係を示す図である。 直流電圧を一定に制御した場合の、モータ回転数に応じた高調波成分の変化を示した図である。 直流電圧を一定に制御した場合の、モータ回転数に応じたモータ効率の変化を示した図である。 特許文献２の図９に相当する図である。 図２１のＡ，Ｂ，Ｃ領域におけるインバータ回路の出力波形であり、（Ａ）はＡ領域における出力波形、（Ｂ）はＢ領域における出力波形、（Ｃ）はＣ領域における出力波形である。

以下に、本発明に係るインバータ装置、空気調和機、及びインバータ装置の制御方法の一実施形態について、図面を参照して説明する。

〔第１実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態について説明する。

図１を参照して、本第１実施形態に係るインバータ装置１０の電気的構成について説明する。インバータ装置１０は、一例として、空気調和機に備えられる圧縮機を回転させる圧縮機用モータ１２（例えば永久磁石モータ）へ電力を供給するものである。

インバータ装置１０は、交流電源１４からの三相交流電力を整流する整流回路１６と、整流回路１６によって整流された直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路１８と、昇圧回路１８によって昇圧された直流電力を交流電力に変換するインバータ回路２０を備える。

整流回路１６は、６個の整流用ダイオード２２ａ〜２２ｆを備え、整流用ダイオード２２ａ〜２２ｆがブリッジ接続されている。

昇圧回路１８は、昇圧用リアクタ２４、昇圧用ダイオード２６、及び昇圧用スイッチング素子２８を備える。昇圧用リアクタ２４は、一端が整流回路１６に接続され、他端が昇圧用ダイオード２６のアノードに接続される。昇圧用ダイオード２６のカソードは、インバータ回路２０に接続される。昇圧用スイッチング素子２８は、一端が昇圧用リアクタ２４と昇圧用ダイオード２６との接続点に接続され、他端が整流回路１６及びインバータ回路２０に接続される。

昇圧回路１８とインバータ回路２０との間には、昇圧回路１８の出力を平滑化する平滑化コンデンサ３０が備えられている。

インバータ回路２０は、昇圧回路１８から直流電圧が供給され、直流電圧を３相交流電圧に変換し、圧縮機用モータ１２に供給する。具体的には、インバータ回路２０は、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子３２ａ、３２ｂ、３２ｃと下側アームのスイッチング素子３２ｄ、３２ｅ、３２ｆとを備えており、これらのスイッチング素子３２ａ〜３２ｆが制御される。これにより、圧縮機用モータ１２に供給される３相交流電圧（以下「インバータ出力電圧」という。）が制御される。

インバータ装置１０は、昇圧回路電圧指令部４０、昇圧回路制御部４２、及びインバータ回路制御部４４を備える。
なお、昇圧回路１８で昇圧された直流電圧は、直流電圧検出部４６によって検出される。昇圧回路１８を流れる電流（以下「コンバータ電流」という。）は、コンバータ電流検出部４８によって検出される。圧縮機用モータ１２を流れる電流（以下「モータ電流」という。）は、昇圧回路１８とインバータ回路２０との間に備えられたモータ電流検出部５０によって検出される。

昇圧回路電圧指令部４０は、外部の制御装置から入力される圧縮機用モータ１２の回転数指令値（以下「モータ回転数指令」という。）と、インバータ回路制御部４４の過変調制御のオン、オフに基づいて、直流電圧の指令値（以下「電圧指令」という。）を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。なお、昇圧回路電圧指令部４０は、過変調制御のオン、オフについて、インバータ回路制御部４４から入力される過変調制御信号に基づいて判断する。

昇圧回路制御部４２は、電圧指令に基づいて、昇圧回路１８の昇圧用スイッチング素子２８のオン、オフを制御する制御信号（ＰＷＭ信号）を生成して昇圧用スイッチング素子２８へ出力する。

インバータ回路制御部４４は、モータ回転数指令に基づいて、インバータ回路２０のスイッチング素子３２ａ〜３２ｆのオン、オフを制御する制御信号を生成し、インバータ回路２０へ出力する。なお、本第１実施形態に係るインバータ回路制御部４４は、圧縮機用モータ１２の回転数制御を正弦波駆動制御で行う。このため、インバータ回路制御部４４は、インバータ回路２０が疑似正弦波ＰＷＭ波形を出力するための制御信号を生成する。
また、インバータ回路制御部４４は、過変調制御が可能な疑似正弦波ＰＷＭ波形出力機能を有する。

図２は、昇圧回路電圧指令部４０によって実行される電圧指令生成処理の流れを示すフローチャートである。電圧指令生成処理は、圧縮機用モータ１２が動作すると共に開始される。なお、図２に示されるフローチャートは、圧縮機用モータ１２の回転数が上昇する場合であり、回転数が下降する場合は、逆の流れとなる。

なお、昇圧回路電圧指令部４０は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、及びコンピュータ読み取り可能な記憶媒体等から構成されている。そして、昇圧回路電圧指令部４０で実行される一連の処理は、一例として、プログラムの形式で記憶媒体等に記憶されており、このプログラムをＣＰＵがＲＡＭ等に読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、各種機能が実現される。プログラムは、ＲＯＭやその他の記憶媒体に予めインストールしておく形態や、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体に記憶された状態で提供される形態、有線又は無線による通信手段を介して配信される形態等が適用されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記憶媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等である。

ステップ１００では、圧縮機用モータ１２が最小回転数から中間回転数以下（後述するＡ領域）で、ゼロ電圧指令を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。
ゼロ電圧指令は、昇圧回路１８で昇圧をさせないことを示す電圧指令である。ゼロ電圧指令が入力された昇圧回路制御部４２は、昇圧用スイッチング素子２８をオフ状態とする。
なお、最小回転数は、圧縮機用モータ１２が圧縮機を駆動させるために必要な最小の回転数である。中間回転数は、最小回転数と定格回転数の略中間値である。

これにより、圧縮機用モータ１２が最小回転数から中間回転数以下では、昇圧回路１８は動作を停止することとなる。

次のステップ１０２では、モータ回転数指令が中間回転数を超えたか否かを判定し、肯定判定の場合はステップ１０３へ移行する。一方、否定判定の場合はステップ１００へ戻り、ゼロ電圧指令の出力が継続される。

ステップ１０３では、過変調制御に入ったか否かを判断し、肯定判定の場合は、次のステップ１０４へ移行する。一方、否定判定の場合は、ステップ１００へ戻り、ゼロ電圧指令の出力が継続される。

ステップ１０４では、モータ回転数指令が中間回転数を超えて定格回転数未満（後述するＢ領域）で、昇圧電圧指令を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。
昇圧電圧指令は、モータ回転数指令に示される回転数に比例して、直流電圧を昇圧させる電圧指令である。すなわち、モータ回転数指令が大きくなると昇圧電圧指令も大きくなり、昇圧回路１８から出力される直流電圧も大きくなる。

次のステップ１０６では、モータ回転数指令が定格回転数以上か否かを判定し、肯定判定の場合はステップ１０７へ移行する。一方、否定判定の場合はステップ１０４へ戻り、昇圧電圧指令の出力が継続される。

ステップ１０７では、昇圧電圧指令値が予め設定した昇圧電圧最大値か否かを判定し、肯定判定の場合はステップ１０８へ移行する。一方、否定判定の場合はステップ１０４へ戻り、昇圧電圧指令の出力が継続される。

ステップ１０８では、モータ回転数指令が定格回転数以上かつ最大回転数以下において、一定電圧指令を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。
一定電圧指令は、一定値の直流電圧を出力するように昇圧させる電圧指令である。

図３は、本第１実施形態に係る昇圧回路１８から出力される直流電圧及びインバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧のモータ回転数に応じた変化を示す図である。
Ａ領域は、最小回転数から中間回転数以下でのモータ回転数である。Ｂ領域は、中間回転数を超えて定格回転数未満でのモータ回転数である。Ｃ領域は、定格回転数以上かつ最大回転数以下までのモータ回転数である。
また、図４は、本第１実施形態に係るインバータ回路２０の出力波形を示す模式図である。

図４（Ａ）は、Ａ領域におけるインバータ回路２０の出力波形を示しており、Ａ領域では、疑似正弦波ＰＷＭ波形が出力される。
そして、図３に示されるように、Ａ領域ではゼロ電圧指令が出力されるため、昇圧回路１８は停止し、昇圧を行わないので、直流電圧は低く設定される。なお、モータ回転数が上昇すると流れる電流も増加して電圧降下が生じるため、Ａ領域ではモータ回転数の上昇に伴い徐々に直流電圧が低下する。なお、この電圧降下は、圧縮機用モータ１２の運転に支障のない大きさである。
この結果、昇圧回路１８を停止させているので、従来に比べて昇圧回路１８の損失が低減する。また、直流電圧が低いので、直流電圧とインバータ出力電圧との差が小さくなり、図５に示されるように従来に比べて高調波成分が小さく、圧縮機用モータ１２の効率が向上する。

図４（Ｂ）は、Ｂ領域におけるインバータ回路２０の出力波形を示しており、Ｂ領域では、過変調制御のための疑似正弦波ＰＷＭ波形が出力される。
すなわち、本第１実施形態に係るインバータ装置１０は、Ｂ領域において従来のように昇圧回路１８によってモータ回転数を制御（ＰＡＭ制御）するのではなく、インバータ回路２０の過変調制御によってモータ回転数を制御する。一方、昇圧回路１８は、過変調制御に適した直流電圧を出力する。このため、図３に示されるように、昇圧回路１８は、Ｂ領域においてモータ回転数に比例して昇圧するものの、モータ回転数を制御しないので、昇圧の度合いに自由度がある。
従って、昇圧回路１８は、直流電圧をインバータ装置１０の効率が最大となるように設定できる。例えば、昇圧回路１８の損失、インバータ回路２０の損失、圧縮機用モータ１２の損失等の各損失が最小となるように、すなわち、効率が最大となるように直流電圧が設定される。

直流電圧と各効率との関係を示した図６を参照して、Ｂ領域において装置の効率が最大となる直流電圧の設定について説明する。
図６（Ａ）は、インバータ回路２０の効率（以下「インバータ効率」という。）と直流電圧との関係を示し、図６（Ｂ）は、圧縮機用モータ１２の効率（以下「モータ効率」という。）と直流電圧との関係を示し、図６（Ｃ）は、インバータ効率とモータ効率の積と直流電圧との関係を示す。
図６（Ａ）に示されるように直流電圧は小さいほど、インバータ効率は高くなる。また、図６（Ｂ）に示されるように直流電圧が大きいほどモータ効率は高くなる。
そこで、昇圧回路電圧指令部４０は、Ｂ領域において、インバータ効率とモータ効率の積が最大となる直流電圧を示す電圧指令を昇圧回路制御部４２へ出力し、該直流電圧を昇圧回路１８から出力させる。

なお、圧縮機用モータ１２の誘起電圧定数（Ｖ／ｒｐｍ）は、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値である。すなわち、圧縮機用モータ１２として、モータ回転数がＢ領域に入った場合に、過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有するモータが選定されている。
圧縮機用モータ１２は、誘起電圧よりも高いインバータ回路２０の出力電圧によって回転する。このため、インバータ回路２０が過変調制御を行う場合の出力電圧が、誘起電圧と同等となる圧縮機用モータ１２が選定されることで、圧縮機用モータ１２に対する過変調制御が可能となる。
一例として、過変調制御を行う場合のインバータ回路２０の出力電圧の最大値Ｖ_ＭＡＸは、直流電圧をＶ_ＤＣとすると、下記（１）式で表される。

（１）式は、２アーム変調方式の線間の最大電圧の例で、ｎは変調率を表し、ｎが１より大きい場合に可変調制御と呼ばれる。

図４（Ｃ）は、Ｃ領域におけるインバータ回路２０の出力波形を示しており、Ｃ領域ではＢ領域と同様に、過変調制御のための疑似正弦波ＰＷＭ波形が出力される。なお、Ｃ領域では、弱め磁束制御（進角制御ともいう。）によって、モータ回転数が制御される。
定格回転数以上かつ最大回転数以下においても、正弦波駆動制御が行われるので、弱め磁束制御を行うための圧縮機用モータ１２の転流位相は原理上９０°程度まで可能となる。このため、インバータ装置１０は、進角制御によって、高い回転数でもよりトルクを増大でき、モータ回転数をより高効率で高速に制御可能となる。

図７は、本第１実施形態に係るモータ回転数に応じたモータ効率の変化を示した図である。図７に示されるように、Ａ，Ｂ，Ｃ領域におけるモータ効率が従来に比べて向上する。

次に、空気調和機としてのＡ，Ｂ，Ｃ領域の設定について説明する。
表１は、業務用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示した表である。また、表２は、住宅用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示した表である。なお、表１，２における「中間」とは圧縮機用モータ１２を中間回転数近辺で回転させる運転であり、「定格」とは圧縮機用モータ１２を定格回転数近辺で回転させる運転である。

表１，２に示されるように、冷房中間と暖房中間の運転時間の合計が、業務用及び住宅用共に約８０％であり、運転時間の割合の殆どを占めている。
すなわち、空気調和機としては、冷房中間と暖房中間における効率を向上させることが望ましい。このため、本第１実施形態では、圧縮機用モータ１２の最小回転数から中間回転数以下をＡ領域とし、中間回転数を超えて定格回転数未満をＢ領域とし、定格回転数以上かつ最大回転数以下をＣ領域とし、Ａ領域が冷房中間及び暖房中間に相当するように設定している。

上述したように、インバータ装置１０は、空気調和機の運転時間の割合が多い領域として設定されているＡ領域において、昇圧回路１８に昇圧させず効率を上昇させる。
そして、圧縮機用モータ１２として、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有するモータが選定されるので、冷房中間や暖房中間において、最も効率の良い運転が可能となる。

このように、空気調和機に備えられるインバータ装置１０は、中間回転数がＡ領域を超えて定格回転数未満のＢ領域において、効率が向上するように圧縮機用モータ１２を制御するので、空気調和機の電気代を削減することができる。

以上説明したように、本第１実施形態に係るインバータ装置１０は、直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路１８と、昇圧回路１８によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、圧縮機用モータ１２へ供給するインバータ回路２０と、を備える。
圧縮機用モータ１２の最小回転数から中間回転数以下のＡ領域では、昇圧回路１８は昇圧しない。また、中間回転数を超えて定格回転数未満のＢ領域では、昇圧回路１８は圧縮機用モータ１２の回転数に比例して昇圧する。また、定格回転数以上かつ最大回転数以下であるＣ領域では、昇圧回路１８は一定値で昇圧する。そして、Ａ領域を超えた回転数において圧縮機用モータ１２は、インバータ回路２０によって過変調制御される。なお、圧縮機用モータ１２の誘起電圧定数は、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされる。
従って、本第１実施形態に係るインバータ装置１０は、昇圧回路１８を備えてもより高い効率で圧縮機用モータ１２を駆動させることができる。

〔第２実施形態〕
以下、本発明の第２実施形態について説明する。

図８は、本第２実施形態に係るインバータ装置１０の構成を示す。なお、図８における図１と同一の構成部分については図１と同一の符号を付して、その説明を省略する。
本第２実施形態に係るインバータ装置１０は、昇圧回路１８が有する昇圧用ダイオード２６の両端に、リレー回路６０が接続される。
本第２実施形態に係る昇圧回路電圧指令部４０は、回転数指令がＡ領域の範囲内である場合に、リレー回路６０へオン信号を出力する。これにより、リレー回路６０は、Ａ領域においてオンとされる。

従って、本第２実施形態に係るインバータ装置１０は、ゼロ電圧指令によって昇圧回路１８が停止している間、昇圧用ダイオード２６を短絡させることとなる。従って、昇圧回路１８が停止している間、昇圧用ダイオード２６での損失が殆ど無くなる。

なお、力率改善の作用のある昇圧用リアクタ２４を昇圧用ダイオード２６と共に短絡させることにより、損失を低減させることも考えられる。しかしながら、昇圧用リアクタ２４が短絡されることで、電源の力率が悪化して、入力電流が増大し、整流回路１６の損失が増大する可能性がある。また、電源電流の波形が歪み、電源電流の高調波が増加する可能性もあり、好ましくない。
一方、昇圧用ダイオード２６のみを短絡させることで、昇圧用リアクタ２４による高力率が維持される。これにより、入力電流の増大が無くなると共に整流回路１６の損失増大が無くなり、電流波形も維持して、電源電流の高調波の増加が抑制される。

〔第３実施形態〕
以下、本発明の第３実施形態について説明する。
本第３実施形態に係るインバータ装置１０の構成は、図１に示す第１実施形態に係るインバータ装置１０又は図８に示す第２実施形態に係るインバータ装置１０の構成と同様であるので説明を省略する。

図９は、本第３実施形態に係る昇圧回路制御部４２の機能ブロック図である。
本第３実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、電圧制御を行う積分制御部７０、電流制御を行う比例制御部７２、及び昇圧用スイッチング素子２８の制御信号を生成する制御信号生成部７４を備える。

積分制御部７０は、直流電圧検出値Ｖ_ｄｃと電圧指令Ｖ_ｒｅｆとの差を用いた積分制御を、下記（２）式に基づいて行う。Ｋ_Ｉは積分制御ゲインである。なお、直流電圧検出値Ｖ_ｄｃと電圧指令Ｖ_ｒｅｆとの差は減算器７８によって算出される。

比例制御部７２は、コンバータ電流検出値の平均値（以下「コンバータ電流平均値Ｉ_ＣＡＶ」という。）とコンバータ電流検出値のピーク値（以下「コンバータ電流ピーク値Ｉ_ｃｐ」という。）との差を用いた比例制御を、下記（３）式に基づいて行う。Ｋ_Ｐは比例制御ゲインである。なお、コンバータ電流平均値Ｉ_ＣＡＶとコンバータ電流ピーク値Ｉ_ｃｐとの差は減算器８０によって算出される。

積分制御部７０で算出された積分制御値Ｉと比例制御部７２で算出された比例制御値Ｐは、加算部８２によって加算され、デューティ指令とされる。このように、昇圧回路制御部４２は、積分制御と比例制御に基づいて、昇圧用スイッチング素子２８のデューティ指令を生成する。
そして、制御信号生成部７４は、デューティ指令に所定のキャリア周波数である三角波を重ねることで、昇圧用スイッチング素子２８に対する制御信号を生成する。
すなわち、表３に示されるように、三角波の振幅よりもデューティ指令の方が大きい場合は、昇圧用スイッチング素子２８はオンとなる。一方、三角波の振幅よりもデューティ指令の方が小さい場合は、昇圧用スイッチング素子２８はオフとなる。

ここで、図１０〜１３は、比例制御ゲインＫ_ｐを変更した場合において、昇圧回路１８が有する昇圧用リアクタ２４に流れるコンバータ電流のシミュレーション結果である。

図１０は比例制御ゲインＫ_ｐを１とした場合、図１１は比例制御ゲインＫ_ｐを２とした場合、図１２は比例制御ゲインＫ_ｐを３とした場合、図１３は比例制御ゲインＫ_ｐを４とした場合である。
図１０は、すなわち電流制御を行わずに電圧制御のみを行っている場合であり、昇圧用リアクタ２４を流れるコンバータ電流は、正弦波状に変動している。しかし、図１１〜１３に示されるように、比例制御ゲインＫ_ｐを増加させ、電流制御を行うことで、正弦波状の変動は小さくなり、コンバータ電流は安定することが分かる。

このように、本第３実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、コンバータ電流平均値Ｉ_ＣＡＶとコンバータ電流ピーク値Ｉ_ｃｐとの差に基づいて、デューティ指令を生成するので、簡易にコンバータ電流を安定させることができる。
また、昇圧回路制御部４２は、直流電圧を上昇させる場合には、キャリア周波数を上昇させる必要がなく、デューティ指令のみを上昇させればよいので、損失が少なく、簡易な構成で直流電圧を上昇できる。

〔第４実施形態〕
以下、本発明の第４実施形態について説明する。
図１４は、本第４実施形態に係る昇圧回路１８の構成を示す。なお、図１４における図１と同一の構成部分については図１と同一の符号を付して、その説明を省略する。

第４実施形態に係る昇圧回路１８は、昇圧回路１８Ａと昇圧回路１８Ｂを備える。
昇圧回路１８Ａと昇圧回路１８Ｂは並列に接続され、各々同じ構成である。
すなわち、昇圧回路１８Ａは、昇圧用リアクタ２４Ａ、昇圧用ダイオード２６Ａ、及び昇圧用スイッチング素子２８Ａを備え、昇圧回路１８Ｂは、昇圧用リアクタ２４Ｂ、昇圧用ダイオード２６Ｂ、及び昇圧用スイッチング素子２８Ｂを備える。

図１５は、第４実施形態に係る昇圧回路制御部４２の構成図である。なお、図１５における図９と同一の構成部分については図９と同一の符号を付して、その説明を省略する。

第４実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、制御信号生成部７４Ａ及び制御信号生成部７４Ｂを備える。
制御信号生成部７４Ａは、昇圧回路１８Ａが有する昇圧用スイッチング素子２８Ａに対する制御信号を生成する。制御信号生成部７４Ｂは、昇圧回路１８Ｂが有する昇圧用スイッチング素子２８Ｂに対する制御信号を生成する。
第４実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、昇圧用スイッチング素子２８Ａに対する三角波と昇圧用スイッチング素子２８Ｂに対する三角波との位相差を１８０°とする。

従って、第４実施形態に係るインバータ装置１０は、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂは、交互に動作し、小さな容量の昇圧用スイッチング素子２８Ａ，２８Ｂで、昇圧回路１８全体としての容量を増加させることができる。

なお、図１４の例では、２つの昇圧回路１８Ａ，１８Ｂが並列に接続される形態について図示しているが、これに限らず、３つ以上の昇圧回路１８Ａ，１８Ｂ，・・・が並列に接続されてもよい。また、３つ以上の昇圧回路１８Ａ，１８Ｂ，・・・が並列に接続される場合、昇圧回路制御部４２は、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂ，・・・の各々が備える昇圧用スイッチング素子２８Ａ，２８Ｂ，・・・に対する三角波の位相をずらす。

また、図１６は、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂにリレー回路６０が接続されている構成図である。昇圧回路電圧指令部４０は、回転数指令がＡ領域の範囲内である場合に、リレー回路６０へオン信号を出力する。
従って、本第４実施形態に係るインバータ装置１０は、ゼロ電圧指令によって昇圧回路１８が停止している間、昇圧用ダイオード２６Ａ，２６Ｂを短絡させることとなる。従って、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂが停止している間、昇圧用ダイオード２６Ａ，２６Ｂでの損失が殆ど無くなる。

以上、本発明を、上記各実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。発明の要旨を逸脱しない範囲で上記各実施形態に多様な変更又は改良を加えることができ、該変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上記各実施形態を適宜組み合わせてもよい。

例えば、上記各実施形態では、モータ電流検出部５０を昇圧回路１８とインバータ回路２０との間に備えられる形態について説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。例えば、モータ電流検出部５０が、図１７（Ａ）に示されるように、インバータ回路２０の下アームのスイッチング素子３２ｄ，３２ｅ，３２ｆに備えられ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の出力電流を検出する形態や、図１７（Ｂ）に示されるように、インバータ回路２０と圧縮機用モータ１２との間を流れる２相の電流を検出する形態としてもよい。

また、上記各実施形態では、インバータ装置１０が空気調和機に備えられる圧縮機用モータ１２を動作する形態について説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、インバータ装置１０が他の装置に備えられるモータを動作する形態としてもよい。

１０ インバータ装置
１２ 圧縮機用モータ
１８ 昇圧回路
２０ インバータ回路
２８ 昇圧用スイッチング素子
４０ 昇圧回路電圧指令部
４２ 昇圧回路制御部
４４ インバータ回路制御部
６０ リレー回路

Claims (7)

1. 直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路と、
   前記昇圧回路によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、モータへ供給するインバータ回路と、
   前記昇圧回路を制御する昇圧回路制御手段と、
   前記インバータ回路を制御するインバータ回路制御手段と、
   を備え、
   前記昇圧回路制御手段は、前記モータの最小回転数から中間回転数以下の第１領域では前記昇圧回路に昇圧させず、前記中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では前記モータの回転数に比例して前記昇圧回路に昇圧させ、前記定格回転数以上かつ最大回転数以下である第３領域では前記昇圧回路に一定値で昇圧させ、
   前記インバータ回路制御手段は、前記第１領域を超えた回転数において前記モータを過変調制御し、
   前記モータの誘起電圧定数は、前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされるインバータ装置。
2. 前記昇圧回路制御手段は、前記第２領域において、前記インバータ回路の効率と前記モータの効率との積が最大となる直流電圧を前記昇圧回路に出力させる請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記昇圧回路制御手段は、
   前記直流電圧と該直流電圧の指令値との差、及び前記昇圧回路を流れる電流の平均値と該電流のピーク値との差に基づいて、デューティ指令を生成し、
   前記デューティ指令に所定のキャリア周波数である三角波を重ねることで、前記昇圧回路が有するスイッチング素子に対する制御信号を生成する請求項１又は請求項２記載のインバータ装置。
4. 前記昇圧回路は、複数が並列に接続されて構成され、
   前記昇圧回路制御手段は、前記昇圧回路の各々が備えるスイッチング素子に対する前記三角波の位相をずらす請求項３記載のインバータ装置。
5. 前記昇圧回路が有する昇圧用ダイオードの両端に接続されるリレー回路を備え、
   前記リレー回路は、前記第１領域においてオンとされる請求項１から請求項４の何れか１項記載のインバータ装置。
6. 請求項１から請求項５の何れか１項に記載のインバータ装置と、
   前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有し、圧縮機を駆動させるモータと、
   を備える空気調和機。
7. 直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路と、前記昇圧回路によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、モータへ供給するインバータ回路と、を備えるインバータ装置の制御方法であって、
   前記モータの最小回転数から中間回転数以下の第１領域では前記昇圧回路は昇圧せず、前記中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では前記モータの回転数に比例して前記昇圧回路は昇圧し、前記定格回転数以上かつ最大回転数以下である第３領域では前記昇圧回路は一定値で昇圧し、
   前記第１領域を超えた回転数において前記モータを過変調制御するインバータ装置の制御方法。

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