JPWO2017134794A1

JPWO2017134794A1 - 電力変換装置

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Publication number: JPWO2017134794A1
Application number: JP2017565349A
Authority: JP
Inventors: 卓也下麥; 有澤　浩一; 浩一有澤; 崇山川; 裕次 ▲高▼山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-02-04
Filing date: 2016-02-04
Publication date: 2018-08-30
Anticipated expiration: 2036-02-04
Also published as: JP6505261B2; WO2017134794A1

Abstract

電力変換装置１００は、整流回路３と、インバータ回路４０と、短絡部３０と、短絡部３０のオンオフ動作を制御する制御部２０と、を備え、第１の負荷領域においては、制御部２０は、交流電源１の電源電流Ｉｓの値が第１の電流制御範囲ｗにある複数の第１のスイッチングパルスを出力し、第２の負荷領域においては、交流電源１の電源電流Ｉｓの値が第２の電流制御範囲ｗにある複数の第２のスイッチングパルスを出力し、または、複数の第２のスイッチングパルスの出力を停止する。

Description

本発明は、交流電源を短絡する短絡部を備えた電力変換装置に関する。

下記特許文献１に示される従来技術では、電源力率を改善し入力電流に含まれる高調波成分を低減する力率改善回路が開示され、全波整流モードまたは倍電圧整流モードを選択すると共に、短絡素子の短絡開始時期と短絡時間をオープンループにて制御することで力率改善機能と昇圧機能を実現するものである。すなわち、下記特許文献１の従来技術は、整流回路切換用スイッチのオンオフにより整流回路を全波整流モードまたは倍電圧整流モードに制御し、力率改善回路の直流出力電圧を大きく２段階に分け、この２段階に分けた領域を更に短絡素子のオープンループでの短絡可変制御により、力率改善なしと力率改善ありの２段階に分けることにより、全体で４段階の直流出力電圧領域を構成し、これにより直流出力電圧の出力範囲を拡大しつつ、高負荷側での力率を改善することができる。

また、下記特許文献２に示される従来技術は、負荷に対応して設定された直流出力電圧基準値と平滑コンデンサの端子間電圧との偏差値に対応して直流電圧制御信号を出力する直流電圧制御部を設け、また、直流電圧制御部からの制御信号と交流電源に同期した正弦波状の同期信号との積から電流基準信号を出力する電流基準演算部を設ける。この電流基準信号と整流素子の交流側電流とを比較することでスイッチ素子を高周波でオンオフ制御し、交流入力電流を正弦波状に制御しながら直流出力電圧を所望の値に制御するものであり、電源力率を１とし、高調波の発生を抑制することができる。

特開平１１−２０６１３０号公報特許第２１４０１０３号公報

しかしながら、上記特許文献１，２の従来技術によれば短絡素子の制御パターンが限定される。すなわちこれらの従来技術では、全負荷領域において電流をフィードバックする高周波スイッチングモードと、電流オープンループ制御の部分スイッチングモードとの何れかに短絡素子の制御パターンが限定される。従って、これらの従来技術は低負荷領域において直流出力電圧が昇圧し過ぎるのを避けるために短絡素子を動作させず、力率改善が行われない。そのため、低負荷領域では入力電流の波形歪みが大きく、高調波成分を多く含む電流がリアクトルを流れてしまい、リアクトル鉄損が増大し、これにより力率改善回路の交直変換効率が低下してしまう。

また、上記特許文献１の従来技術において力率改善を行う際の短絡素子の短絡制御は、短絡開始時期および短絡時間をオープンループにて制御し、電源周期に対し一定区間だけ短絡動作を行う部分スイッチング方式であるため、力率改善および直流出力電圧の昇圧ができるものの、高調波発生量が多くなる高負荷側では効果が小さい。そのため、今後の高調波規制強化に伴い、従来技術にて充分な力率改善効果すなわち高調波抑制能力を得るためには、大きなインダクタンス値を有するリアクトルを必要とし、そのため、交直変換効率の低下、回路の大型化、コストアップを招くという問題が生じる。また、高調波発生量を一定レベルに抑制しつつ直流出力電圧を昇圧する場合、昇圧能力に限界があるため、高負荷側での運転が不安定になったり、高負荷側での安定運転を考えると負荷の選択幅が狭くなったりしてしまう。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷の運転領域全体に渡り高効率化を図りながら、高昇圧性能と高調波規格を満たすことができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路からの直流電力を交流電力に変換し負荷に供給するインバータと、リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡部と、前記短絡部のオンオフ動作を制御する複数のスイッチングパルスを出力する制御部と、を備え、第１の負荷領域においては、前記制御部は、前記交流電源の電源電流の値が第１の電流制御範囲にある複数の第１のスイッチングパルスを出力し、第２の負荷領域においては、前記制御部は、前記電源電流の値が第２の電流制御範囲にある複数の第２のスイッチングパルスを出力し、前記第１の負荷領域にかかる負荷は、前記第２の負荷領域にかかる負荷よりも高く、前記第２の電流制御範囲は第１の電流制御範囲よりも広く、前記複数の第２のスイッチングパルスの数は、前記複数の第１のスイッチングパルスの数よりも少ない。

この発明によれば、負荷の運転領域全体に渡り高効率化を図りながら、高昇圧性能と高調波規格を満たすことができる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示す図負荷の運転状態と昇圧動作との関係を説明するための図パルス制御用基準電圧生成回路の第１の構成図パルス制御用基準電圧生成回路の第２の構成図リアクタ、短絡部、整流回路、および平滑コンデンサから成る簡易回路を示す図部分スイッチングパルスモードで交流電源の正極側半周期に短絡素子を１回スイッチングさせたときの電源電流の波形を示す図パルス変換部でパルス変換が行われていない場合の動作の説明図パルス変換部でパルス変換が行われている場合の動作の説明図パルス変換部の構成例を示す図図９に示されるパルス変換部を用いた場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときにパルス変換が行われていない場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時にパルス変換を行った場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち下げ時にパルス変換を行った場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時および立ち上げ時にパルス変換を行った場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時に基準電圧を変化させながらパルス変換を行った場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち下げ時に基準電圧を変化させながらパルス変換を行った場合の動作の説明図運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時および立ち下げ時に基準電圧を変化させながらパルス変換を行った場合の動作の説明図

以下に、本発明に係る電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。図２は、負荷の運転状態と昇圧動作との関係を説明するための図である。図３は、パルス制御用基準電圧生成回路の第１の構成図である。図４は、パルス制御用基準電圧生成回路の第２の構成図である。図５は、リアクタ２、短絡部３０、整流回路３、および平滑コンデンサ４から成る簡易回路を示す図である。図６は、部分スイッチングパルスモードで交流電源１の正極側半周期に短絡素子３２を１回スイッチングさせたときの電源電流Ｉｓの波形を示す図である。図７は、パルス変換部２２でパルス変換が行われていない場合の動作の説明図である。図８は、パルス変換部２２でパルス変換が行われている場合の動作の説明図である。図９は、パルス変換部２２の構成例を示す図である。図１０は、図９に示されるパルス変換部２２を用いた場合の動作の説明図である。

図１に示す電力変換装置１００は、リアクタ２、整流回路３、平滑コンデンサ４、直流電圧検出部５、電源電圧検出部６、電流検出手段９、制御部２０、パルス伝達部２４、短絡部３０、インバータ回路４０、インバータ制御部４１、および交流電流検出部６０を備える。

リアクタ２は、短絡部３０よりも交流電源１側に接続され、例えば整流回路３の一方の入力端と交流電源１との間に挿入されている。整流回路３はリアクタ２を介して交流電源１に接続されており、交流電源１の交流電圧を直流電圧に変換する。図示例の整流回路３は４つのダイオードを組み合わせたダイオードブリッジで構成されているが、これに限定されるものではなく、ダイオード接続された単方向導通素子である金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを組み合わせて構成してもよい。

整流回路３の出力端間には平滑コンデンサ４が接続されており、平滑コンデンサ４は整流回路３から出力された全波整流波形の電圧を平滑化する。平滑コンデンサ４の両端にはインバータ回路４０が接続される。インバータ回路４０は、複数のスイッチング素子で構成され、インバータ制御部４１からのスイッチング信号に従い動作することにより、整流回路３からの直流電力を交流電力に変換して負荷であるモータ５０に供給する。モータ５０は、インバータ回路４０からの交流電力の供給を受けて駆動する。

インバータ回路４０とモータ５０との間には交流電流検出部６０が配置され、交流電流検出部６０で検出された電流値はインバータ制御部４１へ入力される。インバータ制御部４１は、直流電圧検出部５で検出された直流出力電圧Ｖｄｃの値と交流電流検出部６０で検出された電流の値とに基づいて、インバータ回路４０を構成するスイッチング素子を制御する制御信号を生成する。

電流検出手段９は電流検出素子８および電流検出部７から成る。電流検出素子８はリアクタ２と整流回路３の間に接続され、接続位置における電流値を検出する。電流検出素子８には一例でカレントトランスまたはシャント抵抗が用いられる。電流検出部７は、増幅器あるいはレベルシフト回路で実現され、電流検出素子８で検出された電流に正比例した電圧を、制御部２０が取り扱い可能な低圧範囲内の電流検出電圧Ｖｉｓに変換して出力する。直流電圧検出部５は、増幅器あるいはレベルシフト回路で実現され、平滑コンデンサ４の両端電圧を検出し、検出された電圧を制御部２０が取り扱い可能な低圧範囲内の電圧検出値に変換して出力する。

双方向スイッチである短絡部３０は、リアクタ２を介して交流電源１に並列に接続されたダイオードブリッジ３１と、ダイオードブリッジ３１の両出力端に接続された短絡素子３２とから構成される。短絡素子３２が金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである場合、短絡素子３２のゲートはパルス伝達部２４に接続され、パルス伝達部２４からのゲート駆動信号である駆動信号Ｓａ２によって短絡素子３２がオンオフする構成であり、短絡素子３２がオンされたとき、リアクタ２およびダイオードブリッジ３１を介して交流電源１が短絡する。

制御部２０は、駆動信号生成部２１およびパルス変換部２２を有し、マイコンまたはセントラルプロセッシングユニットで構成される。

駆動信号生成部２１は、直流電圧検出部５で検出された直流出力電圧Ｖｄｃの値、および電源電圧検出部６で検出された電源電圧Ｖｓの値、およびインバータ制御部４１からのインバータ制御情報４１ａに基づいて、短絡部３０の短絡素子３２を制御するスイッチングパルスである駆動信号Ｓａを生成する。

インバータ制御情報４１ａには、負荷であるモータ５０の運転状態を表す運転状態情報が含まれる。運転状態情報の一例は、変調率またはモータ速度である。変調率は整流回路３からの直流電圧とモータ５０に印加される交流電圧の実効値との電圧比である。モータ速度は交流電流検出部６０で検出された電流値に基づいて演算される。本実施の形態では、運転状態情報の一例としてインバータ制御情報４１ａを用いているが、運転状態情報はこれに限定されるものではない。例えば、モータ５０の速度情報検出器（図示せず）で検出されたモータ速度情報、または、電流検出手段９で検出された交流電源１の電源電流Ｉｓを運転状態情報として用いてもよい。モータ５０の駆動に用いられる情報を用いることにより、運転状態情報を得るための検出器を別に設けることなく、運転状態に対応した短絡部３０の制御が可能である。なお、本実施の形態では、インバータ制御部４１で生成されたモータ速度、インバータ制御部４１で生成された変調率、速度情報検出器で検出されたモータ速度情報、または、電流検出手段９で検出された電源電流Ｉｓを用いているが、これらの運転状態情報の生成手段はこれらに限定されるものではない。

また駆動信号生成部２１は、交流電源１の電源電流Ｉｓの値を制限する閾値であるヒステリシス基準電圧を生成する。以下の説明ではヒステリシス基準電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆと称し、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、交流電源１の電源電流Ｉｓの値を制限する閾値である。

基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、図３または図４に示される回路で生成される。図３の回路は、駆動信号生成部２１のポート出力Ｓｂであるパルス幅変調信号を、ローパスフィルタにより直流値に変換することによって、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを生成している。この場合、パルス幅変調信号のデューティ比を制御することにより、基準電圧Ｖ_ｒｅｆの値をシームレスに可変することができる。図４の回路は、駆動信号生成部２１のポート出力Ｓｂで開閉器ＴＲを駆動することにより、抵抗Ｒｂ，Ｒｃの分圧比で基準電圧Ｖ_ｒｅｆの値を段階的に可変することができる。なお、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを生成する回路は、これに限定されるものではなく、図３または図４に示す回路以外の既知の回路で生成してもよいし、制御部２０の外部で生成されたこれらの基準電圧Ｖ_ｒｅｆを用いてもよい。

パルス変換部２２は、駆動信号Ｓａのオン期間ｔに検出される電源電流Ｉｓのピーク値を、交流電源１の電源電流Ｉｓの目標制御範囲である電流制御範囲ｗ内に収めるスイッチングパルスを駆動信号Ｓａ１として出力する。具体的には、パルス変換部２２には、駆動信号生成部２１からの基準電圧Ｖ_ｒｅｆを中心値とする電流制御範囲ｗの上限閾値と下限閾値が設定されている。そして、パルス変換部２２は、駆動信号Ｓａのオン期間ｔに検出される電源電流Ｉｓのピーク値を上限閾値と下限閾値との間に収めるため、駆動信号Ｓａを複数のスイッチングパルスに分割する。分割された複数のスイッチングパルスが駆動信号Ｓａ１となる。なお、オン期間ｔは駆動信号Ｓａがオンされてからオフされるまでの期間である。上限閾値は、短絡部３０がオンとなったときに流れる短絡電流の上限を規制する閾値であり、下限閾値は、上限閾値より小さい値に設定された閾値である。パルス変換部２２によるパルス分割動作は交流電源１の正極および負極で行われる。

パルス伝達部２４は、レベルシフト回路で構成され、ゲート駆動が行えるよう電圧レベルシフトを、駆動信号Ｓａ１を駆動信号Ｓａ２に変換して出力する。このようにして得られた駆動信号Ｓａ２により、短絡部３０の開閉動作が行われる。

図２の横軸には負荷であるモータ５０のモータ回転数Ｎが示され、縦軸にはモータ５０に印加されるモータ電圧Ｖが示されている。符号Ａの領域はモータ５０の高回転域、符号Ｂの領域はモータ５０の中回転域、符号Ｃの領域はモータ５０の低回転域を表す。

整流回路３にインバータ回路４０とモータ５０が接続されている場合、モータ５０のモータ回転数Ｎの上昇に伴い、モータ５０に印加するモータ電圧Ｖが上昇する。ただし、モータ５０に印加できるモータ電圧Ｖは、インバータ回路４０に印加される直流出力電圧Ｖｄｃの値によって制約される。そのため高負荷領域である高回転域Ａでは、モータ電圧Ｖが不足する場合がある。高回転域Ａにおけるモータ電圧Ｖの不足分を賄うため、モータ５０に供給するモータ電流を増加させた場合、モータ電流の増加に伴う損失が増大する。

本実施の形態の制御部２０は、インバータ制御情報４１ａに含まれる運転状態情報に基づいてモータ回転数Ｎが高回転域Ａにあるか否かを判定し、モータ回転数Ｎが高回転域Ａにあるため整流回路３の直流出力電圧Ｖｄｃの昇圧が必要と判断したときには、短絡部３０をオンオフさせることで直流出力電圧Ｖｄｃを昇圧させる。すなわち制御部２０は、電流制御範囲ｗに電源電流Ｉｓの値を収めるように複数の第１のスイッチングパルスを出力する。これによって、高回転域Ａにおけるモータ電流の増加を抑えながら不足するモータ電圧Ｖを補うことができる。

一方、中負荷領域である中回転域Ｂ、および低負荷領域である低回転域Ｃでは、モータ電圧Ｖが不足していないため直流出力電圧Ｖｄｃの昇圧、すなわち短絡部３０のオンオフが不要である。ただし短絡部３０のオンオフを行わない場合、電源電流Ｉｓの波形歪みが大きくなり、高調波成分を多く含む電源電流Ｉｓがリアクタ２に流れ、リアクタ２の鉄損が増大し、これにより力率が低下してしまう。

本実施の形態の制御部２０は、インバータ制御情報４１ａに含まれる運転状態情報に基づいてモータ回転数Ｎが高回転域Ａにあるか否かを判定し、モータ回転数Ｎが中回転域Ｂまたは低回転域Ｃにあるため整流回路３の直流出力電圧Ｖｄｃの昇圧が不要と判断したときには、電流制御範囲ｗを高回転域Ａの場合における電流制御範囲ｗよりも広げ、この電流制御範囲ｗに電源電流Ｉｓの値を収めるように複数の第２のスイッチングパルスを出力する。以下、高回転域Ａの場合における電流制御範囲ｗを第１の電流制御範囲ｗと称する。中回転域Ｂまたは低回転域Ｃの場合における電流制御範囲ｗを第２の電流制御範囲ｗと称する。第２の電流制御範囲は第１の電流制御範囲よりも広く、複数の第２のスイッチングパルスの数は、複数の第１のスイッチングパルスの数よりも少ない。これによって、中回転域Ｂまたは低回転域Ｃにおける直流出力電圧Ｖｄｃが昇圧し過ぎることを防ぐことができると共に、中回転域Ｂまたは低回転域Ｃにおける電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分が抑制され、リアクタ２の鉄損が抑制されるため力率も改善される。

なお、低回転域Ｃでモータ５０に供給される電力は、中回転域Ｂおよび高回転域Ａでモータ５０に供給される電力よりも少ないため、モータ回転数Ｎが低回転域Ｃにある場合、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分を抑制しても力率改善の効果が小さい。そのため制御部２０は、モータ回転数Ｎが低回転域Ｃにある場合、すなわち昇圧が不要と判断し、かつ、複数のスイッチングパルスの出力が不要と判断したとき、第２の電流制御範囲ｗの上限閾値を高くする。この構成により、低回転域Ｃでは駆動信号Ｓａの生成が停止され、短絡部３０のオンオフに伴う損失を軽減することができる。

以下、本実施の形態の電力変換装置１００の動作を詳細に説明する。まず、パルス変換部２２がパルス変換動作を行っていないときの動作を説明する。パルス変換動作とは駆動信号Ｓａを複数のスイッチングパルスに分割する動作である。なお、電流オープンループ制御において電源半周期に短絡部３０を１回から複数回オンオフさせることを、部分スイッチングパルスモードと称する。

図５には短絡部３０のオンオフ時における電流経路が示されている。短絡部３０がオンされたとき、交流電源１、リアクタ２、および短絡部３０により閉回路が形成され、交流電源１がリアクタ２を介して短絡される。そのため、閉回路に電源電流Ｉｓが流れ、リアクタ２には（１／２）×ＬＩ^２で求められる磁気エネルギーが蓄積される。

蓄積エネルギーは、短絡部３０がオフされると同時に、負荷側に放出されて整流回路３で整流されて平滑コンデンサ４に転送される。この一連の動作により、図６に示すような電源電流Ｉｓが流れ、力率改善無しのパッシブモードよりも電源電流Ｉｓの通電角を広げることができ、力率を改善できる。

なお、部分スイッチングパルスモードでは、短絡部３０の短絡開始時間と短絡継続時間を制御することで、リアクタ２に蓄積されるエネルギーを制御でき、直流出力電圧Ｖｄｃを無段階で昇圧させることができる。また、図６では、部分スイッチングパルスモードにおける動作の一例で、電源半周期中に短絡部３０を１回スイッチングさせる場合のシングルパルスである駆動信号Ｓａ１が示されているが、電源半周期中に短絡部３０をスイッチングさせる回数は２回以上であってもよい。

次に、パルス変換部２２を動作させていないときの電源電流Ｉｓの波形と、パルス変換部２２を動作させているときの電源電流Ｉｓの波形とを対比して説明する。

図７には、駆動信号生成部２１からのシングルパルスである駆動信号Ｓａを複数のスイッチングパルスに変換していないときの電源電流Ｉｓの波形が示されている。パルス変換部２２でパルス変換が行われていない場合、駆動信号Ｓａがオンされたタイミングで駆動信号Ｓａ１がオンとなり、駆動信号Ｓａのオン期間ｔでは、駆動信号Ｓａ１も駆動信号Ｓａのオン期間ｔと等しい期間だけオンになる。従って、短絡素子３２の短絡時間は、電源電圧Ｖｓが昇圧する際に駆動信号Ｓａのオン期間ｔに正比例して長くなり、図示例のように電源電流Ｉｓが増加する。そして電源電流Ｉｓが設定値に達したときに駆動信号Ｓａがオフにされ、駆動信号Ｓａがオフされたタイミングで駆動信号Ｓａ１がオフとなる。

このように短絡素子３２の短絡時間を長くした場合、リアクタ２にはより多くのエネルギーを蓄積することができるものの、電源電流Ｉｓのピークが大きくなるため、力率の悪化、高調波成分の増加、回路損失の増加といった問題が生じる。

図８には、駆動信号生成部２１からのシングルパルスである駆動信号Ｓａを複数のスイッチングパルスに変換したときの電源電流Ｉｓの波形が示されている。パルス変換部２２でパルス変換が行われている場合、駆動信号Ｓａがオンされたタイミングで駆動信号Ｓａ１がオンとなり電源電流Ｉｓが増加する。電源電流Ｉｓの増加に伴い、電流検出部７から出力される電流検出電圧Ｖｉｓ、すなわち電流検出部７で検出される電流検出値は上昇する。そして駆動信号Ｓａがオンの期間中に電流検出値が上限閾値を超えたとき、パルス変換部２２は駆動信号Ｓａ１をオフにする。

このことにより電源電流Ｉｓが低下して電流検出値が下降する。その後、駆動信号Ｓａがオンの期間中に電流検出値が下限閾値を下回ったとき、パルス変換部２２は再び駆動信号Ｓａ１をオンにする。このことにより電源電流Ｉｓは再び増加して電流検出部７で検出される電流検出値が上昇する。

このように、駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内に、駆動信号Ｓａ１のオンオフが繰り返される結果、駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内の電源電流Ｉｓのピーク値は、電流制御範囲ｗ内に制御される。従って、直流出力電圧Ｖｄｃを比較的高い値にまで昇圧させる場合でも、図８に示す駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内の電源電流Ｉｓのピーク値は、駆動信号Ｓａ１がオフされたときのピーク値よりも抑制される。

なお、電流制御範囲ｗの上限閾値と下限閾値を調整することにより、駆動信号Ｓａのオン期間ｔ内における駆動信号Ｓａ１のスイッチング回数、すなわち駆動信号Ｓａ１のスイッチング周波数を制御することができる。

スイッチング周波数が比較的高い場合、スイッチングによる損失の増加、放射ノイズ、および雑音端子電圧が問題となる場合がある。このような問題の解決を図る場合、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを中心値として電流制御範囲ｗを広げることで、駆動信号Ｓａ１のスイッチング回数が低下する。従ってスイッチング周波数が低周波化され、損失の増加、放射ノイズ、および雑音端子電圧を抑制することができる。

一方、スイッチング周波数が比較的低い場合、可聴周波数帯域の騒音が問題となる場合がある。このような問題の解決を図る場合、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを中心値として電流制御範囲ｗを狭めることで、駆動信号Ｓａ１のスイッチング回数が上昇する。従って、スイッチング周波数を高周波化され、騒音を抑制することができる。

次にパルス変換部２２の構成例を説明する。図９に示すパルス変換部２２は、正極側ヒステリシスコンパレータＨＣＨ、負極側ヒステリシスコンパレータＨＣＬ、および複数の論理ＩＣで構成されている。

正極側ヒステリシスコンパレータＨＣＨには、電流検出部７の出力である電流検出電圧Ｖｉｓと、駆動信号生成部２１からの正極側基準電圧Ｖ_ｒｅｆＨとが入力される。負極側ヒステリシスコンパレータＨＣＬには、電流検出電圧Ｖｉｓと、駆動信号生成部２１からの負極側基準電圧Ｖ_ｒｅｆＬとが入力される。

なお、図１に示す電流検出部７は、電流検出素子８の出力段に設けられたレベルシフト回路および増幅器を有し、１／２Ｖｄ、すなわち低圧系電源Ｖｄの半分の値を０アンペア相当とし、電流検出素子８で検出された交流の電流波形を正側のみの電流波形に変換して出力する。これにより図９のパルス変換部２２では、電流極性によらず駆動信号Ｓａ１を生成することが可能となる。

次に図９を用いてパルス変換部２２の動作を説明する。

正極側ヒステリシスコンパレータＨＣＨでは、（１）式で算出される正極側上限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｈ）と、（２）式で算出される正極側下限閾値Ｖ_ＴＨＨ（Ｌ）と、正極側基準電圧Ｖ_ｒｅｆＨとの関係により、正極側の電流制御範囲ｗに対応するヒステリシスΔが決まり、ＡＮＤ論理ＩＣ２’では正極側ヒステリシスコンパレータＨＣＨの出力と駆動信号ＳａとのＡＮＤ論理がとられて正極側駆動信号ＳａＨが出力される。なお、（１）式のＶ_ｄは低圧系電源を表し、（２）式のＶ_ＯＬはコンパレータの出力飽和電圧を表す。

同様に、負極側ヒステリシスコンパレータＨＣＬでは、（１）式で負極側上限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｈ）が算出され、（２）式で負極側下限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｌ）が算出される。

負極側下限閾値Ｖ_ＴＨＬ（Ｌ）と負極側上限閾値電圧Ｖ_ｒｅｆＬとの関係によりヒステリシスΔが決まり、負極側ヒステリシスコンパレータＨＣＬの出力はＮＯＴ論理ＩＣ３で反転され、ＡＮＤ論理ＩＣ２は、ＮＯＴ論理ＩＣ３の出力と駆動信号ＳａとのＡＮＤ論理がとられて負極側駆動信号ＳａＬが出力される。そして、ＡＮＤ論理ＩＣ４では正極側駆動信号ＳａＨと負極側駆動信号ＳａＬのＡＮＤ論理がとられ、ＡＮＤ論理の結果が駆動信号Ｓａ１として出力される。

複数のヒステリシスコンパレータを有するパルス変換部２２を用いることにより、電流極性によらず駆動信号Ｓａ１を生成することが可能となり、電源電流Ｉｓ、すなわち電流検出電圧Ｖｉｓの波形を制御することができる。従って短絡部３０がオンとなったときに流れる短絡電流のピーク値を抑制しつつ、直流出力電圧Ｖｄｃを昇圧することが可能となる。

また、図９のヒステリシスコンパレータは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を変化させることにより、ヒステリシスΔの幅を変更することができる。例えば抵抗Ｒ２または抵抗Ｒ２’に、スイッチと抵抗との直列回路を並列接続し、スイッチを開閉させることにより合成抵抗値を切替えることができる。制御部２０における処理の一部をヒステリシスコンパレータで行うことにより、制御部２０における演算負荷が軽減され、安価なセントラルプロセッシングユニットで電力変換装置１００を製作することが可能である。

図１０では、例えばモータ回転数Ｎが高回転域Ａにあり、直流出力電圧Ｖｄｃを昇圧させる場合の動作を説明したが、以下に、モータ回転数Ｎが昇圧不要領域である中回転域Ｂまたは低回転域Ｃにあるときの動作を説明する。

図１１は、運転状態が昇圧不要領域にあるときにパルス変換が行われていない場合の動作の説明図である。例えば、モータ回転数Ｎが低回転域Ｃにあるとき、制御部２０は、短絡部３０のオンオフに伴う損失を軽減するため、図示例のように駆動信号Ｓａ，Ｓａ１を共にオフにすることでパルス変換動作を停止する。

図１２は、運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時にパルス変換を行った場合の動作の説明図である。図１３は、運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち下げ時にパルス変換を行った場合の動作の説明図である。図１４は、運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時および立ち上げ時にパルス変換を行った場合の動作の説明図である。

運転状態情報に基づいてモータ回転数Ｎが中回転域Ｂにあると判断した制御部２０は、例えば、ゼロクロス点ｔ０から一定時間Ｔ１が経過した時点で駆動信号Ｓａをオンにする。また、一定時間Ｔ１が経過した時点から一定時間Ｔ２が経過した時点で駆動信号Ｓａをオフにする。このときの駆動信号Ｓａのオン期間ｔは、昇圧時の駆動信号Ｓａのオン期間ｔよりも短い時間である。

なお、負荷の運転状態と駆動信号Ｓａのオンタイミングとオン期間ｔとを対応付けたテーブル情報を予め用意しておき、テーブル情報を外部から制御部２０に入力し、またはテーブル情報を予め制御部２０に保持されておくことにより、駆動信号Ｓａをオンにするタイミングと、駆動信号Ｓａのオン期間ｔを設定することができる。

この動作により、昇圧時の駆動信号Ｓａのオン期間ｔよりも短い期間で駆動信号Ｓａが複数のスイッチングパルスに分割されるため、直流出力電圧Ｖｄｃが昇圧し過ぎることを防ぐと共に、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分を抑制して力率改善を図ることができる。なお、駆動信号Ｓａを複数のスイッチングパルスに分割するタイミングは、図１２に示すように電源電流Ｉｓが立ち上がるとき、図１３に示すように電源電流Ｉｓが立ち下がるときの何れでもよい。なお、図１４には、一定時間Ｔ２の経過時点から一定時間Ｔ３が経過するまでの間ではオンオフ動作を行わず、一定時間Ｔ３の経過時点から一定時間Ｔ４が経過するまでの間では再びオンオフ動作を行う例が示される。図１４のように電源電流Ｉｓのピーク値の前後でオンオフ動作を行うことで、運転状態が昇圧不要領域にあるときの高調波抑制および力率改善の効果をより高めることができる。なお、図１２，１３，１４ではゼロクロス点付近でオンオフ動作が行われていないが、これはモータ回転数Ｎが低回転域Ｃにある場合、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分を抑制しても力率改善の効果が小さいためである。

図１５は、運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時に基準電圧を変化させながらパルス変換を行った場合の動作の説明図である。図１６は、運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち下げ時に基準電圧を変化させながらパルス変換を行った場合の動作の説明図である。図１７は、運転状態が昇圧不要領域にあるときの立ち上げ時および立ち下げ時に基準電圧を変化させながらパルス変換を行った場合の動作の説明図である。

図１２，１３，１４では基準電圧Ｖ_ｒｅｆが一定である場合の動作例を説明した。図１５，１６，１７には第１の電流制御範囲ｗおよび第２の電流制御範囲ｗ、すなわち基準電圧Ｖ_ｒｅｆを経時的に変化させる場合の動作例が示されている。基準電圧Ｖ_ｒｅｆを経時的に変化させることにより、電源電流Ｉｓの波形がより正弦波に近くなる。そのため運転状態が昇圧不要領域にあるときの高調波抑制および力率改善の効果を一層高めることができる。なお、本実施の形態では、リアクタ２が交流電源１と整流回路３との間に挿入され、整流回路３がリアクタ２を介して交流電源１に接続されているが、電力変換装置１００はリアクタ２を介して電源の短絡と開放を行うことができればよいため、整流回路３、リアクタ２、および短絡部３０の位置関係は図示例の構成に限定されるものではない。すなわち、電力変換装置１００は、短絡時に交流電源１、リアクタ２、短絡部３０、交流電源１の順で電源電流Ｉｓが流れる構成であればよく、例えば交流電源１とリアクタ２との間に整流回路３が挿入され、リアクタ２が整流回路３を介して交流電源１に接続される構成でもよい。

以上に説明したように、本実施の形態に係る電力変換装置１００は、整流回路３と、インバータであるインバータ回路４０と、短絡部３０と、短絡部３０のオンオフ動作を制御する複数のスイッチングパルスを出力する制御部２０と、を備え、第１の負荷領域においては、制御部２０は、交流電源１の電源電流Ｉｓの値が第１の電流制御範囲にある複数の第１のスイッチングパルスを出力し、第２の負荷領域においては、制御部２０は、電源電流Ｉｓの値が第２の電流制御範囲にある複数の第２のスイッチングパルスを出力し、または、複数の第２のスイッチングパルスの出力を停止し、第１の負荷領域にかかる負荷は、第２の負荷領域にかかる負荷よりも高く、第２の電流制御範囲は第１の電流制御範囲よりも広く、複数の第２のスイッチングパルスの数は、複数の第１のスイッチングパルスの数よりも少ない。

この構成により、負荷の運転状態が高負荷領域では複数の第１のスイッチングパルスで短絡部３０を制御し、負荷の運転状態が高負荷領域以外の領域では第２のスイッチングパルスで短絡部３０を制御し、または複数の第２のスイッチングパルスの出力を停止することができる。従って、負荷の運転領域全体に渡り高効率化を図りながら、高昇圧性能と高調波規格を満たすことができる。また、従来の簡易スイッチングコンバータに比べて、電源電流Ｉｓのピークを抑えながら直流出力電圧Ｖｄｃを昇圧させることができる。また、電源電流Ｉｓのピークを抑制することができるため、短絡部３０がオンとなったときの電源電流Ｉｓのひずみを抑制することができ、高調波成分を抑制することが可能である。また、電源電流Ｉｓのピークを抑制することができるため、電源電流Ｉｓの通流期間を拡張することができ、力率を向上させることが可能である。また、電源電流Ｉｓのピークを抑制することができるため、交流電源１を構成するフィルタ回路および他の部品の容量増加を抑制することができ、コストアップを抑制することが可能である。また、本実施の形態の電力変換装置１００によれば、電源半周期で複数回スイッチングを実施させる場合にも、各スイッチングパルスの設定時間の設計が不要となり、正負極に対応する電流上限、下限での閾値設計が可能となるため、制御設計が比較的容易となる。また、本実施の形態の電力変換装置１００によれば、負荷条件によらず好適なスイッチング回数およびパルスタイミングにて制御することができるため、設計負荷の低減が可能である。

また本実施の形態に係る制御部２０は、モータ５０の運転状態が昇圧を要しない負荷領域にあるときには、複数の第２のスイッチングパルスを駆動信号Ｓａ１として出力する構成でもよい。この構成により、負荷がモータ５０である場合、高回転域Ａではモータ電流の増加を抑えながら不足するモータ電圧Ｖを補うことができる。また、中回転域Ｂまたは低回転域Ｃでは直流出力電圧Ｖｄｃが昇圧し過ぎることを防ぐことができると共に、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分が抑制され、力率も改善される。

また本実施の形態に係る制御部２０は、負荷の運転状態を判断する閾値にヒステリシスを設けて、昇圧が必要か否かを判断する構成でもよい。この構成により例えば昇圧が必要な高負荷領域と昇圧が不要な高負荷領域以外の領域との境界部における昇圧動作のチャタリングを防止することができる。

また、本実施の形態では、電流検出部７で検出された電源電流Ｉｓを用いて短絡部３０を制御する例を説明したが、これに限定されるものではない。事前の試験により、電源電流Ｉｓと複数の第１のスイッチングパルスと複数の第２のスイッチングパルスとが対応付けられ、その対応関係を外部入力あるいは制御部２０に保持させることによって、電源電流Ｉｓを検出することなく短絡部３０の制御が可能である。このように電源電流Ｉｓの検出の要否は、構築するシステム仕様によって選択すればよい。

また、本実施の形態の電力変換装置１００は、電流検出部７で検出された電流検出値を用いて駆動信号Ｓａ１を出力する構成であるが、電流検出部７を用いずに直接制御部２０で電源電流Ｉｓの値を検出して駆動信号Ｓａ１を出力する構成でもよい。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１交流電源、２リアクタ、３整流回路、４平滑コンデンサ、５直流電圧検出部、６電源電圧検出部、７電流検出部、８電流検出素子、９電流検出手段、２０制御部、２１駆動信号生成部、２２パルス変換部、２４パルス伝達部、３０短絡部、３１ダイオードブリッジ、３２短絡素子、４０インバータ回路、４１インバータ制御部、５０モータ、６０交流電流検出部、１００電力変換装置。

Claims

交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路からの直流電力を交流電力に変換し負荷に供給するインバータと、
リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡部と、
前記短絡部のオンオフ動作を制御する複数のスイッチングパルスを出力する制御部と、
を備え、
第１の負荷領域においては、前記制御部は、前記交流電源の電源電流の値が第１の電流制御範囲にある複数の第１のスイッチングパルスを出力し、
第２の負荷領域においては、前記制御部は、前記電源電流の値が第２の電流制御範囲にある複数の第２のスイッチングパルスを出力し、
前記第１の負荷領域にかかる負荷は、前記第２の負荷領域にかかる負荷よりも高く、
前記第２の電流制御範囲は第１の電流制御範囲よりも広く、
前記複数の第２のスイッチングパルスの数は、前記複数の第１のスイッチングパルスの数よりも少ない電力変換装置。
交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路からの直流電力を交流電力に変換し負荷に供給するインバータと、
リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡部と、
前記短絡部のオンオフ動作を制御する複数のスイッチングパルスを出力する制御部と、
を備え、
第１の負荷領域においては、前記制御部は、前記交流電源の電源電流の値が第１の電流制御範囲にある複数の第１のスイッチングパルスを出力し、
第２の領域においては、前記制御部は、複数の前記第１のスイッチングパルスの出力を停止し、
前記第１の負荷領域にかかる負荷は、前記第２の負荷領域にかかる負荷よりも高く、
前記第２の電流制御範囲は第１の電流制御範囲よりも広く、
前記複数の第２のスイッチングパルスの数は、前記複数の第１のスイッチングパルスの数よりも少ない電力変換装置。
前記制御部は、前記負荷であるモータの運転状態が前記整流回路の出力電圧の昇圧を要しない負荷領域にあるときには、前記複数の第２のスイッチングパルスを出力する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記第１の電流制御範囲および第２の電流制御範囲を経時的に変化させる請求項１から請求項３の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記整流回路の出力電圧の昇圧が不要と判断し、かつ、前記複数のスイッチングパルスの出力が不要と判断したとき、前記第２の電流制御範囲の上限閾値を高くする請求項１から請求項４の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記負荷の運転状態は、変調率、モータ速度、モータ速度情報、または、前記交流電源の電源電流である請求項１から請求項５の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記負荷の運転状態を判断する閾値にヒステリシスを設けて、前記整流回路の出力電圧の昇圧が必要か否かを判断する請求項１から請求項６の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部には、前記複数の第１のスイッチングパルスと前記複数の第２のスイッチングパルスと前記電源電流との対応関係が設定され、
前記制御部は、前記対応関係を用いて前記短絡部を制御する請求項１から請求項７の何れか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記制御部の外部に設けられた電流検出手段で検出された電源電流を用いて前記短絡部を制御し、または、前記電流検出手段を用いずに直接前記電源電流を検出して前記短絡部を制御する請求項１から請求項７の何れか１項に記載の電力変換装置。