JP2009124866A

JP2009124866A - 整流回路及び電源供給システム

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Publication number: JP2009124866A
Application number: JP2007296551A
Authority: JP
Inventors: Abdallah Mishi; アブダラーミシ
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2007-11-15
Filing date: 2007-11-15
Publication date: 2009-06-04

Abstract

【課題】コストアップを避け、入力電流の高調波を抑制して損失を小さくしつつ、コンデンサが支持する電圧を平滑する。
【解決手段】第１の単相パルス幅変調コンバータ２１は、第１の交流電流ｉａに対して第１のパルス幅変調を行って第１の変調電流ｉｃ１を出力する。第２の単相パルス幅変調コンバータ２２は第２の交流電流ｉｂに対して第２のパルス幅変調を行って第２の変調電流ｉｃ２を出力する。第１の変調電流ｉｃ１と第２の変調電流ｉｃ２とを合成して出力電流ｉｃが出力される。コンデンサ５と負荷６とが並列に接続された回路７に対して出力電流ｉｃが供給される。これにより、平滑された直流電圧Ｖｄｃがコンデンサ５で支持され、負荷６に印加される。
【選択図】図１

Description

この発明は整流回路に関し、特に二相発電機の出力を整流する整流回路に関する。

従来から、高調波の発生を抑制しつつ、電力系統や汎用の電気機器への出力制御を行う技術が提案されている。具体的には三相発電機と三相ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータとインバータが発電設備として提案されていた。なお本願に関係する技術を開示する文献として下記の文献を列挙する。

特開平９−１８２４４１号公報特開平１０−３２３０４５号公報特開平１０−６６３３３号公報特開２００５−２１８２２９号公報特開２００７−１８５０１９号公報 Hui Li, Zhong Du, Leo Tolbert, Danwei Liu, "A Hybrid Energy System Using Cascaded H-Bridge Converter", Industry Applications Conference, 2006. 41st IAS Annual Meeting. Conference Record of the 2006 IEEE (IAS 06 Proceeding, Vol. 1, Oct. 2006 Pages 198 -203).

しかし三相発電機や三相コンバータの採用はコストアップを招来し、また損失が多いという問題点があった。そこで本発明は、二相発電機からの交流電源を受ける単相コンバータを二つ設けてコストアップを避け、入力電流の高調波を抑制して損失を小さくしつつ、コンデンサに電圧を平滑させることを目的とする。

この発明にかかる整流回路の第１の態様は、第１の交流電流（ｉａ）に対して第１のパルス幅変調を行って第１の変調電流（ｉｃ１）を出力する第１の単相パルス幅変調コンバータ（２１；３１，４１）と、第２の交流電流（ｉｂ）に対して第２のパルス幅変調を行って第２の変調電流（ｉｃ２）を出力する第２の単相パルス幅変調コンバータ（２２；３２，４２）とを備える。そして前記第１の変調電流と前記第２の変調電流とを合成した出力電流（ｉｃ）を出力する。

この発明にかかる整流回路の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第１の単相パルス幅変調コンバータ（２１；３１，４１）の出力側と、前記第２の単相パルス幅変調コンバータ（２２；３２，４２）の出力側とのいずれに対しても並列に接続されるコンデンサ（５）を更に備える。

この発明にかかる整流回路の第３の態様は、その第１の態様であって、前記第１の単相パルス幅変調コンバータ（２１）は、前記第１の交流電流（ｉａ）に対して全波整流を行って得られる第１の整流電流（ｉｄ１）を出力する第１の単相ダイオードブリッジ（３１）と、前記第１の整流電流に第１のチョッパ動作を行って前記第１の変調電流（ｉｃ１）を出力する第１のチョッパ（４１）とを有する。前記第２の単相パルス幅変調コンバータ（２２）は、前記第２の交流電流（ｉｂ）に対して全波整流を行って得られる第２の整流電流（ｉｄ２）を出力する第２の単相ダイオードブリッジ（３２）と、前記第２の整流電流に第２のチョッパ動作をして前記第２の変調電流（ｉｃ２）を出力する第２のチョッパ（４２）とを有する。

この発明にかかる整流回路の第４の態様は、その第３の態様であって、前記第１のチョッパ（４１）の出力側と、前記第２のチョッパ（４２）の出力側とのいずれに対しても並列に接続されるコンデンサ（５）を更に備える。前記第１の単相ダイオードブリッジ（３１）は、前記第１の整流電流（ｉｄ１）を出力する高電位側出力端（＋）と、低電位側出力端（−）とを有する。前記第１のチョッパ（４１）は、前記第１の単相ダイオードブリッジの前記高電位側出力端に接続される第１のインダクタ（４１１）と、前記第１のインダクタを介して前記第１の単相ダイオードブリッジ（３１）に接続されたアノードと、前記第１のチョッパ電流（ｉｃ１）を出力するカソードとを有する第１のダイオード（４１３）と、前記第１の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端に接続されたカソードと、アノードとを有する第２のダイオード（４１４；４４）と、前記第１のダイオードのアノードに接続された第１端と、前記第２のダイオードのカソードに接続された第２端とを有し、前記第１端と前記第２端との間で開閉する第１のスイッチング素子（４１２）とを含む。前記第２の単相ダイオードブリッジ（３２）は、前記第２の整流電流（ｉｄ２）を出力する高電位側出力端（＋）と、低電位側出力端（−）とを有する。前記第２のチョッパ（４２）は、前記第２の単相ダイオードブリッジの前記高電位側出力端に接続される第２のインダクタ（４２１）と、前記第２のインダクタを介して前記第２の単相ダイオードブリッジに接続されたアノードと、前第２のチョッパ電流（ｉｃ２）を出力するカソードとを有する第３のダイオード（４２３）と、前記第２の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端に接続されたカソードと、アノードとを有する第４のダイオード（４２４；４４）と、前記第３のダイオードのアノードに接続された第１端と、前記第４のダイオードのカソードに接続された第２端とを有し、前記第１端と前記第２端との間で開閉する第２のスイッチング素子（４２２）とを含む。前記コンデンサの一端には前記第１のダイオードの前記カソードと前記第３のダイオードの前記カソードとが共通に接続され、前記コンデンサの他端には前記第２のダイオードの前記アノードと前記第４のダイオードの前記アノードとが共通に接続される。

この発明にかかる整流回路の第５の態様は、その第４の態様であって、前記第１のチョッパ（４１）は、前記第１の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端（−）と前記第２のダイオードの前記カソードとの間に介挿される第３のインダクタ（４１５；４５）を更に有する。前記第２のチョッパ（４２）は、前記第２の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端（−）と前記第４のダイオードの前記カソードとの間に介挿される第４のインダクタ（４２５；４５）を更に有する。

この発明にかかる整流回路の第６の態様は、その第５の態様であって、前記第２のダイオード及び前記第４のダイオードは第５のダイオード（４４）で兼用される。前記第３のインダクタ及び前記第４のインダクタは第５のインダクタ（４５）で兼用される。

この発明にかかる整流回路の第７の態様は、その第３乃至第６の態様のいずれかであって、前記第１のチョッパ動作はキャリア周波数を有する第１の搬送波（Ｃ１）に基づき、前記第２のチョッパ動作は前記キャリア周波数を有して前記第１の搬送波とは１８０度位相がずれた第２の搬送波（Ｃ２）に基づき、それぞれパルス幅変調によって制御される。

上記の各態様において望ましくは、前記第１の交流電圧（ｖａ）と前記第２の交流電圧（ｖｂ）とは相互に９０度の位相差を有する。この発明にかかる電源供給システムは、かかる位相差を有する前記第１の交流電圧（ｖａ）と前記第２の交流電圧（ｖｂ）とを発生させる二相発電機（１）と、この発明に懸かる整流回路のいずれかとを備える。

この発明にかかる整流回路の第１の態様によれば、コンデンサと負荷とが並列に接続された回路に対して出力電流を供給することで、コンデンサで支持された電圧が負荷に印加される。特に第１の交流電流と第２の交流電流とが相互に９０度の位相差を有する場合、コンデンサで支持された電圧及びコンデンサに流れる電流の、第１及び第２の交流電流の基本波成分を有するリップルを低減できる。また第１の交流電流と第２の交流電流を正弦波に近づけ、その高調波成分を低減できる。このようにして単相コンバータを二つ設けてコストアップを避け、入力電流の高調波を抑制して損失を小さくしつつ、コンデンサが支持する電圧を平滑することができる。

この発明にかかる整流回路の第２の態様によれば、コンデンサに並列に接続された負荷に対して、平滑された電圧を供給できる。

この発明にかかる整流回路の第３の態様によれば、第１の単相パルス幅変調コンバータ及び第２の単相パルス幅変調コンバータの実現に資する。

この発明にかかる整流回路の第４の態様によれば、第１のチョッパ動作及び第２のチョッパ動作として昇圧チョッパを行うことができ、第１の単相ダイオードブリッジや第２の単相ダイオードブリッジに入力する交流電圧の波高値よりも高い直流電圧をコンデンサに与えることができる。

この発明にかかる整流回路の第５の態様によれば、第１の交流電流と第２の交流電流を正弦波に近づけ、その高調波成分を低減できる。

この発明にかかる整流回路の第６の態様によれば、部品点数を低減できる。

この発明にかかる整流回路の第７の態様によれば、コンデンサに流れる電流のリップルのキャリア周波数成分が低減され、整流回路に接続されるコンデンサの長寿命化に寄与する。

この発明にかかる電源供給システムによれば、二相発電機を採用するので、三相発電機を用いる場合と比較して、コイル数が２／３となる。これはコストの低減のみならず、銅損の低減をも得られる。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成を例示する回路図である。当該直流電源供給システムは二相の交流電圧源１と、二相の交流電圧を整流する整流回路で構成される。当該整流回路は、第１の単相パルス幅変調コンバータ２１と、第２の単相パルス幅変調コンバータ２２とを有する。

交流電圧源１は回転子１００と固定子側の第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２を有している。回転子１００が回転することにより、第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２はそれぞれ第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂを出力する。また第１のコイル１０１は第１の単相パルス幅変調コンバータ２１へと第１の交流電流ｉａを供給し、第２のコイル１０２は第２の単相パルス幅変調コンバータ２２へと第２の交流電流ｉｂを供給する。

交流電圧源１にはブラシレスＤＣモータや、誘導モータを採用することができる。交流電圧源１を回転させる原動力としては例えばタービン、エンジンを採用するほか、自然の力、例えば風力や水力を採用することができる。

第１の単相パルス幅変調コンバータ２１は、第１の交流電流ｉａに対して第１のパルス幅変調を行って第１の変調電流ｉｃ１を出力する。第２の単相パルス幅変調コンバータ２２は第２の交流電流ｉｂに対して第２のパルス幅変調を行って第２の変調電流ｉｃ２を出力する。

そして当該整流回路は、第１の変調電流ｉｃ１と第２の変調電流ｉｃ２とを合成して出力電流ｉｃを出力する。

コンデンサ５と負荷６とが並列に接続された回路７に対して出力電流ｉｃが供給される。これにより、コンデンサ５で支持された直流電圧Ｖｄｃが負荷６に印加される。

コンデンサ５は第１の単相パルス幅変調コンバータ２１の出力側と、第２の単相パルス幅変調コンバータ２２の出力側とのいずれに対しても並列に接続される。これにより、後述するように、第１及び第２の単相パルス幅変調コンバータ２１，２２の動作の制御を簡単に行うことができる。

特に第１の交流電流ｉａと第２の交流電流ｉｂとが相互に９０度の位相差を有する場合、第１の変調電流ｉｃ１と第２の変調電流ｉｃ２のリップルは相殺する。よって、平滑された直流電圧Ｖｄｃにおける、第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂの基本波成分を有するリップルを低減できる。更に、第１の交流電流ｉａと第２の交流電流ｉｂとを正弦波に近づけ、これらの高調波成分を低減できる。

第１の単相パルス幅変調コンバータ２１は、第１の単相ダイオードブリッジ３１と、第１のチョッパ４１とを有する。第１の単相ダイオードブリッジ３１は、第１の交流電流ｉａに対して全波整流を行って得られる第１の整流電流ｉｄ１を出力する。第１のチョッパ４１は、第１の整流電流ｉｄ１に第１のチョッパ動作を行って第１の変調電流ｉｃ１を出力する。

第２の単相パルス幅変調コンバータ２２は、第２の単相ダイオードブリッジ３２と、第２のチョッパ４２とを有する。第２の単相ダイオードブリッジ３２は、第２の交流電流ｉｂに対して全波整流を行って得られる第２の整流電流ｉｄ２を出力する。第２のチョッパ４２は、第２の整流電流ｉｄ２に第１のチョッパ動作を行って第１の変調電流ｉｃ１を出力する。

第１の単相ダイオードブリッジ３１は、第１の整流電流ｉｄ１を出力する高電位側出力端（図中に記号「＋」を付す）と、低電位側出力端（図中に記号「−」を付す）とを有する。第１の整流電流ｉｄ１は高電位側出力端から流れ出る方向を正に採る。第２の単相ダイオードブリッジ３２は、第２の整流電流ｉｄ２を出力する高電位側出力端（図中に記号「＋」を付す）と、低電位側出力端（図中に記号「−」を付す）とを有する。第２の整流電流ｉｄ２も高電位側出力端から流れ出る方向を正に採る。

第１のチョッパ４１は、入力側端子４１ａ，４１ｃ及び出力側端子４１ｂ，４１ｄと、第１のインダクタ４１１と、第１のスイッチング素子４１２と、第１のダイオード４１３と、第２のダイオード４１４とを含む。入力側端子４１ａ，４１ｃはそれぞれ第１の単相ダイオードブリッジ３１の高電位側出力端及び低電位側出力端に接続される。また出力側端子４１ｂ，４１ｄは、それぞれコンデンサ５の高電位側端と低電位側端とに接続される。

第１のインダクタ４１１は入力側端子４１ａを介して第１の単相ダイオードブリッジ３１の高電位側出力端に接続される。スイッチング素子４１２は、第１のダイオード４１３のアノードに接続された第１端と、第２のダイオード４１４のカソードに接続された第２端とを有し、第１端と第２端との間で開閉する。具体的には例えば第１のスイッチング素子４１２は環流ダイオード付きのＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で実現され、そのコレクタが第１のダイオード４１３のアノードに、そのエミッタが第２のダイオード４１４のカソードに、それぞれ接続される。ＩＧＢＴや環流ダイオードの材質としては、シリコンの他、よりバンドギャップが大きな材質、例えば炭化珪素、砒化ガリウム、窒化ガリウム、ダイアモンドを採用することができる。

第１のダイオード４１３のアノードは、第１のインダクタ４１１を介して第１の単相ダイオードブリッジ３１に接続される。第１のダイオード４１３のカソードは出力側端子４１ｂに接続され、ここから第１のチョッパ電流ｉｃ１が流れ出る。

第２のダイオード４１４のカソード及び第１のスイッチング素子４１２のエミッタは、入力側端子４１ｃを介して第１の単相ダイオードブリッジ３１の低電位側出力端に接続される。第２のダイオード４１４のアノードは出力側端子４１ｄに接続される。

第２のチョッパ４２は、入力側端子４２ａ，４２ｃ及び出力側端子４２ｂ，４２ｄと、第２のインダクタ４２１と、第２のスイッチング素子４２２と、第３のダイオード４２３と、第４のダイオード４２４とを含む。入力側端子４２ａ，４２ｃはそれぞれ第２の単相ダイオードブリッジ３２の高電位側出力端及び低電位側出力端に接続される。また出力側端子４２ｂ，４２ｄは、それぞれコンデンサ５の高電位側端と低電位側端とに接続される。

第３のインダクタ４２１は入力側端子４２ａを介して第２の単相ダイオードブリッジ３２の高電位側出力端に接続される。スイッチング素子４２２は、第３のダイオード４２３のアノードに接続された第１端と、第４のダイオード４２４のカソードに接続された第２端とを有し、第１端と第２端との間で開閉する。具体的には例えば第２のスイッチング素子４２２は環流ダイオード付きのＩＧＢＴで実現され、そのコレクタが第３のダイオード４２３のアノードに、そのエミッタが第４のダイオード４２４のカソードに、それぞれ接続される。

第３のダイオード４２３のアノードは、第２のインダクタ４２１を介して第２の単相ダイオードブリッジ３２に接続される。第３のダイオード４２３のカソードは出力側端子４２ｂに接続され、ここから第２のチョッパ電流ｉｃ２が流れ出る。

第４のダイオード４２４のカソード及び第２のスイッチング素子４２２のエミッタは、入力側端子４２ｃを介して第２の単相ダイオードブリッジ３２の低電位側出力端に接続される。第４のダイオード４２４のアノードは出力側端子４２ｄに接続される。

よって、コンデンサ５の高電位側端には第１のダイオード４１３のカソードと第３のダイオードのカソード４２３とが共通に接続され、コンデンサ５の低電位側端には第２のダイオード４１４のアノードと第４のダイオード４２４のアノードとが共通に接続される。

第１のチョッパ４１、第２のチョッパ４２を上述のように構成することにより、第１のチョッパ動作及び第２のチョッパ動作として昇圧チョッパを行うことができる。これにより、第１の単相ダイオードブリッジ３１や第２の単相ダイオードブリッジ３２に入力する第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂの波高値よりも高い直流電圧Ｖｄｃを、コンデンサ５に支持させることができる。

従って、二つの単相パルス幅変調コンバータ２１，２２を設けてコストアップを避け、入力する交流電流ｉａ，ｉｂの高調波を抑制して損失を小さくしつつ、コンデンサ５に支持された電圧を平滑することができる。

第１のスイッチング素子４１２や第２のスイッチング素子４２２は、それぞれに与えられるスイッチング信号ＳＷ１，ＳＷ２に基づいて、それぞれのコレクタとエミッタの間の導通／非導通が制御され、第１及び第２のチョッパ動作が行われる。

図２はスイッチング信号ＳＷ１，ＳＷ２を生成するスイッチング信号生成回路９の構成を例示する回路図である。

スイッチング信号生成回路９には第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂ、直流電圧Ｖｄｃ、第１の整流電流ｉｄ１及び第２の整流電流ｉｄ２の値が入力される。これらの値の入力手法は、周知の電流検出、電圧検出の手法を採用できるので、ここでは詳述しない。

第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂはそれぞれ絶対値回路９０１，９０２において絶対値に変換される。かかる変換は全波整流に対応する。

電圧指令発生器９０３は所望する直流電圧Ｖｄｃに対応した電圧指令値Ｖｄｃ^*を発生する。そして減算器９０４により、電圧指令値Ｖｄｃ^*に対する直流電圧Ｖｄｃの偏差たる電圧偏差Ｖｅが求められる。

上述のように、コンデンサ５は第１の単相パルス幅変調コンバータ２１の出力側と、第２の単相パルス幅変調コンバータ２２の出力側とのいずれに対しても並列に接続されるので、両者の出力についての指令値は電圧指令値Ｖｄｃ^*で足りる。

電圧偏差Ｖｅは、ＰＩ制御器９０５によって一旦ＰＩ制御を受けた後にリミッタ９０６によって上限及び下限が設定され、更に増幅器９０７によってＫ倍に増幅される。

上述の増幅結果は乗算器９０８において第１の交流電圧ｖａの絶対値と乗算され、電流指令値ｉｄ１^*が得られる。電流指令値ｉｄ１^*は第１の整流電流ｉｄ１に対応する指令値である。

そして減算器９１０により、電流指令値ｉｄ１^*に対する第１の整流電流ｉｄ１の偏差たる電流偏差ｉｅ１が求められる。

電流偏差ｉｅ１は、ＰＩ制御器９１２によって一旦ＰＩ制御を受けた後にリミッタ９１４によって上限及び下限が設定され、後述するＰＷＭ変調の信号波ｉ１となる。

増幅器９０７の増幅結果は乗算器９０９において第２の交流電圧ｖｂの絶対値と乗算され、電流指令値ｉｄ２^*が得られる。電流指令値ｉｄ２^*は第２の整流電流ｉｄ２に対応する指令値である。

そして減算器９１１により、電流指令値ｉｄ２^*に対する第２の整流電流ｉｄ２の偏差たる電流偏差ｉｅ２が求められる。

電流偏差ｉｅ２は、ＰＩ制御器９１３によって一旦ＰＩ制御を受けた後にリミッタ９１５によって上限及び下限が設定され、後述するＰＷＭ変調の信号波ｉ２となる。

搬送波生成部９１６，９１７は所定のオフセットを伴った搬送波Ｃ１，Ｃ２を発生する。搬送波Ｃ１，Ｃ２はＰＷＭ変調用の搬送波である。但し、搬送波Ｃ１，Ｃ２は互いに逆相である（位相差が１８０度である）。この逆相の関係は図２において、搬送波生成部９１６，９１７に付記された○印の位置が相違することで示されている。なお搬送波Ｃ１，Ｃ２を同相とする（位相差に０度とする）場合について後述する。

差動増幅器９１８は信号波ｉ１と搬送波Ｃ１とを入力し、前者が後者を超えるときに活性化するスイッチング信号ＳＷ１を出力する。差動増幅器９１９は信号波ｉ２と搬送波Ｃ２とを入力し、前者が後者を超えるときに活性化するスイッチング信号ＳＷ２を出力する。

以上のようにしてスイッチング信号ＳＷ１，ＳＷ２が生成されるので、スイッチング信号ＳＷ１，ＳＷ２に基づいて第１及び第２のスイッチング素子４１２，４２２が動作することにより、電圧指令値Ｖｄｃ^*に等しい直流電圧Ｖｄｃがコンデンサ５で支持されるように第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２が流れる。

図３は負荷６として三相インバータ６１と、三相の可変負荷６２とを採用した構成を模式的に示すブロック図である。三相インバータ６１は直流電圧Ｖｄｃを入力し、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。可変負荷６２は三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて駆動する。

可変負荷６２の負荷の大きさは可変とする。また交流電圧源１の回転子１００（図１参照）の回転数Ｒｏｔも可変とする。

このようなブロック図で示される構成の動作をシミュレーションした結果を以下に説明する。

図４及び図５は第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形をシミュレーションしたグラフである。第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの位相差は９０度である。

期間Ｔ１，Ｔ２はそれぞれ回転子１００が１２０Ｈｚ，５０Ｈｚで回転する期間である（図４）。また期間Ｐ２における可変負荷６２の負荷の大きさは、期間Ｐ１におけるそれの二倍である（図５）。なお時刻は起動時を基準（時刻零）としている。

起動してから０．０３秒後以降は、ほぼ全ての波形が安定する。期間Ｔ１から期間Ｔ２への移行や、期間Ｔ２から期間Ｔ１への移行によって、交流電圧源１から得られる第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの周波数は変動する（図４）。また期間Ｐ１から期間Ｐ２への移行や、期間Ｐ２から期間Ｐ１への移行によって、交流電圧源１から得られる第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの振幅は変動する（図５）。

しかし直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは殆ど影響を受けない。つまり回転子１００の回転速度に依存せずに直流電圧Ｖｄｃを維持することができ、また三相インバータ６１を用いることにより、可変負荷６２の負荷の大きさが変動しても、これを駆動できることが示された。

しかも第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの波形はほぼ正弦波であり、従って高調波の発生が抑制されていることがわかる。

上記の現象は第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差が９０度であるときに好適となる。

図６及び図７は第１及び第２の交流電圧ｖａ，ｖｂ、第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、コンデンサ５に流れる電流ｉｇ、第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２の波形をシミュレーションしたグラフである。但し、第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂの位相差が、図６は９０度の場合を、図７は１８０度の場合を、それぞれ示している。

第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差が９０度の場合（図６）、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの波形はほぼ正弦波であり、直流電圧Ｖｄｃも平坦である。これに対して第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差が１８０度の場合（図６）、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの波形は正弦波から大きく歪み、またこれに伴って第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２も大きく歪んでいる。

直流電圧Ｖｄｃの脈流も大きくなっており、電流ｉｇは第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂの基本波成分を有するリップルを有している。換言すれば、第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差を９０度とすることで、コンデンサ５が支持する直流電圧Ｖｄｃ及びコンデンサ５に流れる電流ｉｇの、第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂの基本波成分を有するリップルが低減する。

以上のことから二相の交流電圧源１が発生する第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差は９０度であることが望ましいことがわかる。

図８は本発明の第１の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成の変形を例示する回路図である。当該変形では交流電圧源１において第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２が接続点１０３を介して直列に接続されている場合を例示している。

かかる交流電圧源１を採用する場合、第１のコイル１０１と第２のコイル１０２とを接続する接続点１０３を基準として第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂが発生する。よって第１の単相ダイオードブリッジ３１及び第２の単相ダイオードブリッジ３２のいずれも、入力端のうち低電位側出力端と接続される側（より具体的にはダイオードブリッジのアノード側（図示せず））が接続点１０３と接続される。

図９は図８の回路図を見やすく書き換えた回路図である。接続点１０３に対して、第１の単相パルス幅変調コンバータ２１と、第２の単相パルス幅変調コンバータ２２とが対称に接続されることがわかる。

図１０及び図１１は第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形をシミュレーションしたグラフである。第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの位相差は９０度である。期間Ｔ１，Ｔ２、期間Ｐ１，Ｐ２はそれぞれ図４及び図５で採用されたものである。

図４及び図５と比較して、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂに電磁ノイズが多く重畳していることがわかる。かかる電磁ノイズは第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの高調波成分を高めることになる。

次に述べる第２の実施の形態では、交流電圧源１において第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２が直列に接続されている場合に、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの高調波の発生を抑制する技術を提案する。

第２の実施の形態．
図１２は本発明の第２の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成を例示する回路図である。上述のように本実施の形態では交流電圧源１において第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２が接続点１０３を介して直列に接続されている。

これに対処するため、第１のチョッパ４１は、第１の単相ダイオードブリッジ３１の低電位側出力端と第２のダイオード４１４のカソードとの間に介挿される第３のインダクタ４１５を更に有する。また第２のチョッパ４２は、第２の単相ダイオードブリッジ３２の低電位側出力端と第４のダイオード４２４のカソードとの間に介挿される第４のインダクタ４２５を更に有する。第３及び第４のインダクタ４１５，４２５によって、第１及び第２のチョッパ４１，４２の低電圧側同士が接続点１０３を介して短絡することを回避して、高調波を抑制することを企図している。

図１３及び図１４は第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形をシミュレーションしたグラフである。第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの位相差は９０度である。期間Ｔ１，Ｔ２、期間Ｐ１，Ｐ２はそれぞれ図４及び図５で採用されたものである。

図１０及び図１１と比較して、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂがより正弦波に近づき、これらにおける高調波が抑制されていることがわかる。

図１５及び図１６は第１及び第２の交流電圧ｖａ，ｖｂ、第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、コンデンサ５に流れる電流ｉｇ、第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２の波形をシミュレーションしたグラフである。但し、第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂの位相差が、図１５は９０度の場合を、図１６は１２０度の場合を、それぞれ示している。

第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差が９０度の場合（図１５）、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの波形はほぼ正弦波であり、直流電圧Ｖｄｃも平坦である。これに対して第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差が１２０度の場合（図１６）、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの波形は正弦波から大きく歪み、直流電圧Ｖｄｃの脈流も大きくなっている。またこれに伴って電流ｉｇの変動も激しく、また第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２も大きく歪んでいる。

第３の実施の形態．
図１７は本発明の第３の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成を例示する回路図である。本実施の形態では図１２で示された構成に対し、第２及び第４のダイオード４１４，４２４が第５のダイオード４４で兼用され、第３及び第４のインダクタ４１５，４２５が第５のインダクタ４５で兼用され、第１のチョッパ４１の入力側端子４１ｃと第２のチョッパ４２の入力端子４２ｃが入力端子４ｃで兼用され、第１のチョッパ４１の出力側端子４１ｂと第２のチョッパ４２の出力端子４２ｄが入力端子４ｄで兼用される。

図１８は、第１の単相ダイオードブリッジ３１と、第２の単相ダイオードブリッジ３２と、第１、第２及び第５のインダクタ４１１，４２１，４５の接続を示す回路図である。

第１の単相ダイオードブリッジ３１を構成するダイオード群のアノード側と、第２の単相ダイオードブリッジ３２を構成するダイオード群のアノード側とが第５のインダクタ４５の一端に共通に接続される。インダクタ４５にはこれらのアノード側から流れ出る第３の整流電流ｉｄ３が流れる。但し整流電流ｉｄ３の向きは、後に示すグラフでの繁雑を回避するために、整流電流ｉｄ３が負となるように採った。

このような構成を採用することにより、部品点数を低減しつつ、第２の実施の形態と同様に、交流電圧源１において第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２が接続点１０３を介して直列に接続されている場合においても、第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂにおける高調波を抑制することができる。

しかも、第１の単相ダイオードブリッジ３１の低電位側出力端と、第２の単相ダイオードブリッジ３２の低電位側出力端とが共通に接続され、これらを介して第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２同士が直列接続される。よって、第１の実施の形態と同様に、第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２が個別に設けられている場合においても使用することができる。本実施の形態では第１のコイル１０１及び第２のコイル１０２が個別に設けられている場合を図示した。

図１９及び図２０は第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形をシミュレーションしたグラフである。第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂの位相差は９０度である。期間Ｔ１，Ｔ２、期間Ｐ１，Ｐ２はそれぞれ図４及び図５で採用されたものである。

第３実施の形態に示された構成においても、第１の実施の形態や第２の実施の形態と同程度に第１の交流電流ｉａ及び第２の交流電流ｉｂにおける高調波が抑制されていることがわかる。

図２１乃至図２４は第１及び第２の交流電圧ｖａ，ｖｂ、第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂと、直流電圧Ｖｄｃと、コンデンサ５に流れる電流ｉｇ、第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２の波形をシミュレーションしたグラフである。但し、第１の交流電圧ｖａ及び第２の交流電圧ｖｂの位相差が、図２１は４５度の場合を、図２２は９０度の場合を、図２３は１２０度の場合を、図２４は１８０度の場合を、それぞれ示している。以上のことから二相の交流電圧源１が発生する第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差は９０度であることが望ましいことがわかる。

上記の説明では負荷６として三相インバータ６１と、三相の可変負荷６２とを採用した構成を例示した。もちろん、負荷６は上記の構成以外にも、例えば蓄電池を採用し、これに直流電圧Ｖｄｃを印加して充電することもできる。

次に、搬送波Ｃ１，Ｃ２（図２）の位相差が上記の直流電源供給システムの動作に与える影響について説明する。以下、第１の実施の形態で説明された直流電源供給システム（図１）について説明するが、他の実施の形態で説明された直流電源供給システムにおいても同様である。なお、第１の交流電圧ｖａと第２の交流電圧ｖｂとの位相差は、上述の効果に鑑みて、９０度とした。

図２５及び図２６は搬送波Ｃ１，Ｃ２の位相差が０度である場合、即ち図２に示された構成を変形して搬送波Ｃ１，Ｃ２が同相となる場合の、直流電源供給システムの動作をシミュレーションした結果を示す。図２５は第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２及び電流ｉｇ並びに搬送波Ｃ１，Ｃ２を示すグラフである。また図２６は第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２及び電流ｉｇ並びに搬送波Ｃ１，Ｃ２を示すスペクトル図である。図２６の縦軸は線形スケールである。

図２７及び図２８は搬送波Ｃ１，Ｃ２の位相差が１８０度である場合、即ち図２に示された構成を用いて搬送波Ｃ１，Ｃ２が逆相となる場合の、直流電源供給システムの動作をシミュレーションした結果を示す。図２７，図２８はそれぞれ図２５，２６に対応したグラフ及びスペクトル図である。

図２５と図２７とを比較し、図２６と図２８とを比較して、第１及び第２の整流電流ｉｄ１，ｉｄ２に殆ど相違がないことが分かる。但し電流ｉｇは非常に相違する。これは特にスペクトルの相違として現れる。

図２６に示されるように、搬送波Ｃ１，Ｃ２が同相となる場合には、電流ｉｇのスペクトルは、搬送波Ｃ１，Ｃ２がピークを採るキャリア周波数でピークを呈し、１．４Ａにまで達する。これに対して図２８に示されるように、搬送波Ｃ１，Ｃ２が逆相となる場合には、電流ｉｇのスペクトルはそのピークが０．４Ａとなる。つまり搬送波Ｃ１，Ｃ２が逆相である場合は、これらが同相である場合と比較して、スペクトルのピークにおいて７１．５％の削減を実現している。

このように搬送波Ｃ１，Ｃ２を逆相とすることにより、電流ｉｇのリップルのキャリア周波数成分が低減され、ひいてはコンデンサ５の寿命を長くする観点で望ましい。

コンデンサ５に流れる電流ｉｇについて纏めれば、以下のようにして二種類の周波数成分のリップルが低減され、ひいては電流ｉｇを低減できる。即ち、第１及び第２の交流電圧ｖａ，ｖｂの位相差を９０度とすることによって第１及び第２の交流電流ｉａ，ｉｂの基本波成分を有するリップルが低減され、搬送波Ｃ１，Ｃ２を逆相とすることにより、キャリア周波数成分を有するリップルが低減される。

本発明の第１の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成を例示する回路図である。スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成回路の構成を例示する回路図である。負荷として三相インバータと、三相の可変負荷とを採用した構成を模式的に示すブロック図である。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。本発明の第１の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成の変形を例示する回路図である。本発明の第１の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成の変形を例示する回路図である。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。本発明の第２の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成を例示する回路図である。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。本発明の第３の実施の形態にかかる直流電源供給システムの構成を例示する回路図である。第１の単相ダイオードブリッジと、第２の単相ダイオードブリッジと、第１、第２及び第５のインダクタの接続を示す回路図である。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、三相電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。第１及び第２の交流電圧と、第１及び第２の交流電流と、直流電圧と、コンデンサに流れる電流、第１及び第２の整流電流の波形をシミュレーションしたグラフである。二つの搬送波が同相となる場合の、直流電源供給システムの動作をシミュレーションしたグラフである。二つの搬送波が同相となる場合の、直流電源供給システムの動作をシミュレーションしたスペクトル図である。二つの搬送波が逆相となる場合の、直流電源供給システムの動作をシミュレーションしたグラフである。二つの搬送波が逆相となる場合の、直流電源供給システムの動作をシミュレーションしたスペクトル図である。

符号の説明

ｉａ，ｉｂ交流電流
ｉｃ１，ｉｃ２変調電流
ｉｃ出力電流
５コンデンサ
２１，２２単相パルス幅変調コンバータ
３１，３２単相ダイオードブリッジ
４１，４２チョッパ
４１１，４２１，４１５，４２５，４５インダクタ
４１３，４１４，４２３，４２４，４４ダイオード
４１２，４２２スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２搬送波
ｖａ，ｖｂ交流電圧

Claims

第１の交流電流（ｉａ）に対して第１のパルス幅変調を行って第１の変調電流（ｉｃ１）を出力する第１の単相パルス幅変調コンバータ（２１；３１，４１）と、
第２の交流電流（ｉｂ）に対して第２のパルス幅変調を行って第２の変調電流（ｉｃ２）を出力する第２の単相パルス幅変調コンバータ（２２；３２，４２）と、
を備え、
前記第１の変調電流と前記第２の変調電流とを合成した出力電流（ｉｃ）を出力する整流回路。
前記第１の単相パルス幅変調コンバータ（２１；３１，４１）の出力側と、前記第２の単相パルス幅変調コンバータ（２２；３２，４２）の出力側とのいずれに対しても並列に接続されるコンデンサ（５）
を更に備える、請求項１に記載の整流回路。
前記第１の単相パルス幅変調コンバータ（２１）は、
前記第１の交流電流（ｉａ）に対して全波整流を行って得られる第１の整流電流（ｉｄ１）を出力する第１の単相ダイオードブリッジ（３１）と、
前記第１の整流電流に第１のチョッパ動作を行って前記第１の変調電流（ｉｃ１）を出力する第１のチョッパ（４１）と
を有し、
前記第２の単相パルス幅変調コンバータ（２２）は、
前記第２の交流電流（ｉｂ）に対して全波整流を行って得られる第２の整流電流（ｉｄ２）を出力する第２の単相ダイオードブリッジ（３２）と、
前記第２の整流電流に第２のチョッパ動作をして前記第２の変調電流（ｉｃ２）を出力する第２のチョッパ（４２）と
を有する、請求項１記載の整流回路。
前記第１のチョッパ（４１）の出力側と、前記第２のチョッパ（４２）の出力側とのいずれに対しても並列に接続されるコンデンサ（５）
を更に備え、
前記第１の単相ダイオードブリッジ（３１）は、前記第１の整流電流（ｉｄ１）を出力する高電位側出力端（＋）と、低電位側出力端（−）とを有し、
前記第１のチョッパ（４１）は、
前記第１の単相ダイオードブリッジの前記高電位側出力端に接続される第１のインダクタ（４１１）と、
前記第１のインダクタを介して前記第１の単相ダイオードブリッジ（３１）に接続されたアノードと、前記第１のチョッパ電流（ｉｃ１）を出力するカソードとを有する第１のダイオード（４１３）と、
前記第１の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端に接続されたカソードと、アノードとを有する第２のダイオード（４１４；４４）と、
前記第１のダイオードのアノードに接続された第１端と、前記第２のダイオードのカソードに接続された第２端とを有し、前記第１端と前記第２端との間で開閉する第１のスイッチング素子（４１２）と
を含み、
前記第２の単相ダイオードブリッジ（３２）は、前記第２の整流電流（ｉｄ２）を出力する高電位側出力端（＋）と、低電位側出力端（−）とを有し、
前記第２のチョッパ（４２）は、
前記第２の単相ダイオードブリッジの前記高電位側出力端に接続される第２のインダクタ（４２１）と、
前記第２のインダクタを介して前記第２の単相ダイオードブリッジに接続されたアノードと、前記第２のチョッパ電流（ｉｃ２）を出力するカソードとを有する第３のダイオード（４２３）と、
前記第２の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端に接続されたカソードと、アノードとを有する第４のダイオード（４２４；４４）と、
前記第３のダイオードのアノードに接続された第１端と、前記第４のダイオードのカソードに接続された第２端とを有し、前記第１端と前記第２端との間で開閉する第２のスイッチング素子（４２２）と
を含み、
前記コンデンサの一端には前記第１のダイオードの前記カソードと前記第３のダイオードの前記カソードとが共通に接続され、
前記コンデンサの他端には前記第２のダイオードの前記アノードと前記第４のダイオードの前記アノードとが共通に接続される、請求項３記載の整流回路。
前記第１のチョッパ（４１）は、
前記第１の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端（−）と前記第２のダイオードの前記カソードとの間に介挿される第３のインダクタ（４１５；４５）
を更に有し、
前記第２のチョッパ（４２）は、
前記第２の単相ダイオードブリッジの前記低電位側出力端（−）と前記第４のダイオードの前記カソードとの間に介挿される第４のインダクタ（４２５；４５）
を更に有する、請求項４記載の整流回路。
前記第２のダイオード及び前記第４のダイオードは第５のダイオード（４４）で兼用され、
前記第３のインダクタ及び前記第４のインダクタは第５のインダクタ（４５）で兼用される、請求項５記載の整流回路。
前記第１のチョッパ動作はキャリア周波数を有する第１の搬送波（Ｃ１）に基づき、前記第２のチョッパ動作は前記キャリア周波数を有して前記第１の搬送波とは１８０度位相がずれた第２の搬送波（Ｃ２）に基づき、それぞれパルス幅変調によって制御される、請求項３乃至請求項６のいずれか一つに記載の整流回路。
前記第１の交流電圧（ｖａ）と前記第２の交流電圧（ｖｂ）とは相互に９０度の位相差を有する、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の整流回路。
請求項８記載の整流回路と、
前記第１の交流電圧（ｖａ）と前記第２の交流電圧（ｖｂ）とを発生させる二相発電機（１）と
を備える電源供給システム。