JP2013500557A

JP2013500557A - 少なくとも１つの放電ランプを作動させる電子安定器

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Publication number: JP2013500557A
Application number: JP2012522058A
Authority: JP
Inventors: ゾーヴァヴォルフラム; ゲアバーマキシミリアン; シュトルムアルヴェト
Original assignee: Osram GmbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 2009-07-30
Filing date: 2010-06-21
Publication date: 2013-01-07
Anticipated expiration: 2030-06-21
Also published as: EP2420109A1; CN102422720A; US20120112653A1; DE102009035371B4; AU2010278193A1; JP5538538B2; KR20120052379A; WO2011012373A1; US8587210B2; CN102422720B; DE102009035371A1

Abstract

本発明は、少なくとも１つの放電ランプを作動させるための電子安定器（１０）に関する。この電子安定器は、供給直流電圧と結合するための、第１および第２の入力端子を備えた入力側を有しており、ここで前記第２の入力端子は外部基準電位（Ｍ_ｅｘｔ）と接続されており、少なくとも１つの放電ランプを接続するための第１および第２の出力端子を備えた出力側を具備している負荷回路（Ｒ_Ｌ）を有しており、スロットルコンバーター（１２）を有しており、当該スロットルコンバーター（１２）は、コンバータースロットル（Ｌ１）と、コンバーターダイオード（Ｄ１）とコンバータースイッチ（Ｓ１）を含んでおり、当該コンバータースロットル（Ｌ１）は、前記第１の入力端子（Ｅ１）と前記負荷回路（Ｒ_Ｌ）との間に直列に結合されており、前記コンバータースイッチ（Ｓ１）を作動中にＨＦ信号で駆動制御するように構成されている駆動制御回路を有している。ここで第１のキャパシタンス（Ｃ_ｈｉ）が、作動中にＨＦ電圧と接続されている、前記電子安定器（１０）の領域によって規定され、これによって第１の電圧（Ｕ_ｃｈｉ）が規定され、当該第１の電圧は作動中に前記第１のキャパシタンス（Ｃ_ｈｉ）を介して前記外部基準電位（Ｍ_ｅｘｔ）に関連して下降し、第２のキャパシタンス（Ｃ_ｌｏ）が、作動中に高い周波数で内部基準電位（Ｍ_ｉｎｔ）に関連してＤＣ電圧が供給される、前記電子安定器（１０）の領域によって規定され、前記内部基準電位（Ｍ_ｉｎｔ）と前記外部基準電位（Ｍ_ｅｘｔ）との間に、少なくとも１つの構成素子が結合されており、当該構成素子を介して作動中に、前記第１の電圧（Ｕ_ｃｈｉ）に対して逆相である第２の電圧（Ｕ_ｃｌｏ）が下降する。

Description

本発明は、少なくとも１つの放電ランプを作動させる電子安定器に関する。この電子安定器は、供給直流電圧と結合するための第１の入力端子と第２の入力端子を備えた入力側を有している。ここでこの第２の入力端子は、外部基準電位と接続されている。電子安定器はさらに、出力側を備えた負荷回路を有しており、この出力側は第１と第２の出力端子を、少なくとも１つの放電ランプの接続のために有している。電子安定器はさらに、スロットルコンバーターを有しており、このスロットルコンバーターは、コンバータースロットルと、コンバーターダイオードと、コンバータースイッチとを含んでおり、当該コンバータースロットルは、第１の入力端子と負荷回路との間に直列に接続されている。電子安定器はさらに駆動制御回路を有しており、この駆動制御回路は、作動中にＨＦ信号でコンバータースイッチを駆動制御するように構成されている。ここで第１のキャパシタンスが、作動中にＨＦ電圧と接続されている、電子安定器の領域によって定められる。これによって、作動中に、この第１のキャパシタンスを介して、外部基準電位に関連して下降する第１の電圧が定められる。第２のキャパシタンスは、作動中に高周波で内部基準電位に関連してＤＣ電圧が供給される、電子安定器の領域によって定められる。

従来技術
このような電子安定器では、スロットルコンバーターによって、数１００Ｖの電圧が約３０ＫＨｚ〜１ＭＨｚの周波数でスイッチングされる。スロットルコンバーターとはここで、各作動クロックの間に、供給電圧から電圧が引き出される、ないしはそこへ戻されるコンバーターである。主要な２つは、降圧コンバーター（Buck-converter）と昇圧コンバーター（Boost-converter）である。このようなコンバーターは、コンバータースロットル、コンバーターダイオードおよびコンバータースイッチを有している。ここでこのコンバータースロットルは、第１の入力端子と負荷回路との間に直列に結合されている。上述した高電圧の高周波スイッチングの場合には、線路によって生じるノイズも、放射された電磁ノイズも生じる。これらのノイズは、関連しているＥＭＶ規程の限界値を下回っていなければならない。同相ノイズ（電荷補償が回路網線路を介して同相で行われる、一方の側の、いわゆるＹノイズ）と逆相ノイズ（電荷補償が回路網線路を介して逆相で行われる、他方の側の、いわゆるＸノイズ）とは区別される。

線路によって生じる同相ノイズを低減させるために、しばしば、電流補償されたスロットルが回路網入力側で使用される。しかしより困難な場合には、この措置が十分でないことがしばしばある。ＥＰ０７６３２７６Ｂ１号から、より良い改善のために、同相ノイズをアクティブに補償するための方法が知られている。この文献の教示に基づいて、例えば、高周波数ハーフブリッジ電圧に対して逆相の電圧が形成される。２つの電圧が容量的に周囲と結合されるので、これによって生じたノイズが、自身の逆方向の位相位置に基づいて補償される。しかし殊に、本発明の電子安定器内で使用されるスロットルコンバーターでは、この原理はこれまで効果的に使用されていない。なぜなら、逆相電圧の形成は、高いコストを伴ってのみ可能だからである。殊に１ＭＨｚを越える周波数成分の場合には、この補償はもはや満足に機能しない。なぜなら、関与しているノイズは、関与しているキャパシタンスの結果、任意に位相ロックされないからである。

特に問題なのは、感電保護クラスＩＩの機器における、上述した線路によって生じる同相ノイズである。このクラスの機器は、金属製のケーシングを用いず、および保護導体端子を用いず、関連しているＥＭＶ規程の限界値を遵守しなければならない。金属ケーシングを備えた機器ではこれとは反対に、特定の程度まで、金属ケーシングを介した内部電荷補償が可能である。

本発明の開示
従って本発明の課題は、上位概念に記載した電子安定器を、殊に、金属ケーシング無く実現される場合にも、同相ノイズができるだけ僅かになるようにすることである。

上述の課題は、請求項１の特徴部分に記載された構成を有する電子安定器によって解決される。

本発明は、種々のキャパシタンスが、同相ノイズの発生を担っているという知識に基づいている：第１のキャパシタンスが、作動中にＨＦ電圧と接続されている電子安定器領域によって定められる。これによって、作動中に、この第１のキャパシタンスを介して、外部基準電位に関する第１の電圧が降下する。さらに第２のキャパシタンスが、作動中に、高い周波数で内部基準電位に関連してＤＣ電圧が供給される電子安定器領域によって定められる。ここで、機器の内部基準電位をノイズ源、すなわち第１のキャパシタンスを介して降下する電圧に対して逆相に変えることに成功すると、これによって、同相ノイズが低減され、理想的な場合には完全補償される。

従って本発明では、内部基準電位と外部基準電位との間に少なくとも１つの構成素子が結合される。この構成素子を介して、作動中に、第１の電圧に対して逆相である、第２の電圧が下降する。換言すれば、この付加的な構成素子が無ければ、第１のキャパシタンスによって、第１のキャパシタンスを介して外部基準電位に流れるＨＦ電流が生じる。この結果、上述のノイズが生じる。ここで、付加的な構成素子が無い場合に外部基準電位に対してノイズを有していない回路部分、すなわち第２のキャパシタンスによって特徴付けされる回路部分が、この付加的な構成素子を挿入することによって、ＨＦ電流を外部基準電位へ流すようになる。これは、第１のキャパシタンスによって形成されるＨＦ電流に対して逆相である。従って、上述のノイズが低減される、またはむしろ除去される。従って、この付加的な構成素子を挿入することによってはじめて、第２のキャパシタンスは、高い周波数で効果を発揮することができる。この付加的な構成素子によって、付加的な構成素子が無ければ一定の電位にあるであろう回路部分に変動電圧が挿入される。ここではこの最後に挙げた効果が適切な設計によって利用され、ノイズ作用が、第１のキャパシタンスに基づいて低減される、またはむしろ補償される。

このような措置によって、相互干渉排除の質、殊に保護クラス２の機器の相互干渉排除の質も、低いコストで格段に改善される。関連するＥＭＶ規格の限界値に対する間隔が大きいので、ノイズ除去技術のクリチカルな組み込み状況も使用可能である。これまで、感電保護クラスＩの照明内でのみ使用可能であった電子安定器の場合には、使用領域が、保護クラスＩＩの機器まで拡張される。

有利な実施形態では、少なくとも１つの構成素子は補償インダクタンスである。これによって、本発明を格段に低コストで実現することが可能になる。

有利にはここでこの補償インダクタンスは、Ｌ_Ｋ＝０．９〜１．１^＊（Ｌ１^＊Ｃ_ｈｉ／Ｃ_ｌｏ）となるように選択される。ここでこの補償インダクタンスは殊に、Ｌ_Ｋ＝Ｌ１^＊Ｃ_ｈｉ／Ｃ_ｌｏに選択される。ここでＣ_ｈｉは第１のキャパシタンスであり、Ｃ_ｌｏは第２のキャパシタンスであり、Ｌ_Ｋは補償インダクタンスであり、Ｌ１はコンバータースロットルのインダクタンスである。

有利には補償インダクタンスは、コンバータースロットルのインダクタンスの０．０１〜０．０９倍である。これによって、従来技術から既知の電流補償スロットルに対する明確な境界が得られる。これは、完全に異なる原理に基づく。すなわち電流補償スロットルの場合には、２つのスロットルは同じインダクタンスを有しており、これによって、回路網交流電流による磁化が回避される。

特に有利には、この補償インダクタンスに対して並列にスナバが結合されている。これによって、例えば５ＭＨｚ以上の非常に高い周波数の場合の補償特性が改善される。有利には、このスナバはここで、コンデンサとオーム抵抗の直列回路を含んでいる。

特に有利には、補償インダクタンスはコンバータースロットルと結合されている。これによって磁気的な結合が得られ、２つのインダクタンスの電気的な特性、殊に周波数特性が適応される。特に有利には、補償インダクタンスは、コンバータースロットルと同じコアに巻かれる。

コンバータースロットルはしばしば、コンバータースロットルの消磁を識別するための付加コイルを有している。これによって、本発明の特に有利な実施形態が可能になる：ここでは、この付加コイルは、補償インダクタンスである。これによって付加的なインダクタンスが使用される必要がなくなり、巻き構造が格段に容易になる。消磁を識別するための補助コイルを備えたスロットルコンバーター内での使用のために開発されたインダクタンスを、本発明を実現するために、変更せずに利用することができる。本発明は、導体プレートを整合させるだけで実施可能である。特に有利な実施形態では、電子安定器は、金属ケーシングおよび／または保護導体端子を有していない。

上述のように、スロットルコンバーターは昇圧コンバーターであり、ここでコンバーターダイオードは、コンバータースロットルと負荷回路との間に直列に結合されている。ここで、コンバータースロットルとコンバーターダイオードとの間の接続点は、コンバータースイッチを介して内部基準電位と結合されている。

別の有利な実施形態は、従属請求項に記載されている。

以降で、本発明の実施例を、添付図面を参照にしてより詳細に説明する。

電子安定器の概略図本発明による電子安定器の第１の実施例本発明による電子安定器の第２の実施例本発明による電子安定器の第３の実施例

本発明の有利な実施
図１は、スロットルコンバーターを備えた電子安定器の例に即した、本発明の概略図である。電子安定器１０は入力側で、直流電圧源Ｅ１から給電される。実際には、直流電圧源Ｅ１は交流電圧源であり、これに整流器が続いている。スロットルコンバーター１２は、コンバータースロットルＬ１、コンバーターダイオードＤ１並びにコンバータースイッチＳ１を含んでいる。このスイッチは、当業者が従来技術から既知であるように、図示されていない駆動制御回路によって駆動制御される。コンバータースロットルの後には、蓄積コンデンサＣ１が配置されている。このコンデンサには、負荷回路Ｒ_Ｌが並列接続されている。

直流電圧源Ｅ１のマイナス極は、外部基準電位Ｍ_ｅｘｔと結合されている。また、スロットルコンバーター１２のスイッチＳ１、キャパシタンスＣ１並びに負荷回路Ｒ_Ｌは、内部基準電位Ｍ_ｉｎｔと結合されている。

ここで、コンバータースロットルＬ１に対して直列に、補償インダクタンスＬ_Ｋが接続されている。２つのインダクタンスに印加される電圧は、理想的な構成素子を想定すると、正に相互に比例している。

降圧コンバーターまたは昇圧コンバーターの標準構造では、Ｌ１は、電圧源Ｅ１のプラスの出力側と結合されている。ここで補償インダクタンスＬ_ＫがコンバータースロットルＬ１と直列結合されると、まずはじめは何も得られない。電子安定器の内部基準電位Ｍ_ｉｎｔに対して相対的に、コンバータースロットルＬ１および補償インダクタンスＬ_Ｋに印加される電圧Ｕ_１とＵ_Ｋは同相にある。その振幅は比Ｕ_１／Ｕ_Ｋを有している。

コンバータースロットルＬ１および補償インダクタンスＬ_Ｋを流れる電流が、各時点で、同じ振幅および位相を有していることが明らかである。従って、この電流の時間的な誘導も、両者において同じである。

図２を参照すると、本発明の安定器では補償インダクタンスＬ_Ｋが外部基準電位Ｍ_ｅｘｔと内部基準電位Ｍ_ｉｎｔとの間に結合されている。外部基準電位Ｍ_ｅｘｔに関連して、コンバータースロットルＬ１を介して電圧Ｕ_ｃｈｉが降下し、補償インダクタンスＬ_Ｋを介して電圧Ｕ_Ｃｌｏが下降する。正のエッジの場合にはコンバータースロットルＬ１を介して、例えばコンバータースイッチＳ１のオフ時に、負のエッジが、補償インダクタンスＬ_Ｋを介して生じる。すなわち外部基準電位Ｍ_ｅｘｔから見て、電圧の変動がコンバータースロットルＬ１を介して低減する。

基本的な理由から、コンバータースロットルＬ１とコンバータースイッチＳ１とコンバーターダイオードＤ１との間の接続はできるだけ短く保たれる。周囲に対する結合キャパシタンスはここではＣ_ｈｉであらわされ、比較的小さい。従って結合キャパシタンスＣ_ｈｉに対して、電子安定器の作動中にＨＦ電圧が供給される、電子安定器の全ての領域が寄与する。

これとは異なり、電子安定器の作動中に、高い周波数で内部基準電位Ｍ_ｉｎｔに関連してＤＣ電圧が供給される全ての構成素子は、第２の結合キャパシタンスＣ_ｌｏに寄与する。

結合キャパシタンスＣ_ｈｉおよびＣ_ｌｏによるキャパシタンス電流の完全な補償は、ｄ／ｄｔ（Ｕ_ｃｈｉ（ｔ）＊Ｃ_ｈｉ）＝ｄ／ｄｔ（Ｕ_ｃｌｏ（ｔ）＊ｃ_ｌｏ）が当てはまる場合に、行われる。

補償インダクタンスＬ_Ｋが、Ｌ_Ｋ＝Ｌ１＊Ｃ_ｈｉ／Ｃ_ｌｏに選択されている場合に、ここから完全な補償が得られる。

キャパシタンスＣ_ｌｏはＣ_ｈｉよりも格段に大きいので、補償に対して僅かな電圧変動ΔＵ_ｃｈｉしか必要でない。この電圧変動は容易に小さい構造の誘導性構成素子によって、または付加的なコイルによって、コンバータースロットルＬ１上で形成される。

図３に示された、本発明による電子安定器の実施形態では、コンバータースロットルＬ１と補償インダクタンスＬ_Ｋとの間の結合は、これら２つのインダクタンスＬ１、Ｌ_Ｋの間の接続線によって示されている。

図３に示された実施形態はさらに、スナバＳ_ｎを含んでいる。このスナバは自身の側に、コンデンサＣ_Ｓとオーム抵抗Ｒ_Ｓとの直列回路を含んでおり、インダクタンスＬ_Ｋに対して並列に結合されている。このスナバＳ_ｎは、有利には５ＭＨｚからの高い周波数領域の場合に補償を改善することができる。

有利な実施例では、キャパシタンスＣ_Ｓは１．５ｎＦであり、オーム抵抗Ｒ_Ｓは６．８Ωである。

上述の説明は、理想的な構成素子に基づいている。しかし実際には、インダクタンスＬ１、Ｌ_Ｋは種々の寄生並列キャパシタンスを有しており、これらは周波数が高い場合に、完全な補償を阻止する。従って所望の補償程度に応じて、良好なノイズ除去を必要な周波数領域全体にわたって得るために、場合によっては付加的な容易な措置が必要になる。通常は例えばコンデンサ、抵抗または小さいフェライトビーズである。これらはインダクタンスＬ１、Ｌ_ｋ並びにスイッチＳ１およびダイオードＤ１に対して並列または直列に接続される。

図４に示された実施形態では、図２および図３に関連して挿入された参照番号が引き続き有効である。これは、これらが同じまたは類似の構成素子に関している場合に限る。違いだけを検討する。ここでは、補償インダクタンスＬ_Ｋが補助コイルによって実現されている。この補助コイルは通常、コンバータースロットルＬ１の消磁を識別するために使用される。この目的のために補助コイルＬ_Ｋは一方では内部基準電位Ｍ_ｉｎｔと接続されており、他方では外部基準電位Ｍ_ｅｘｔと接続されている。補償インダクタンスＬ_Ｋが本発明に相応して使用されているのにもかかわらず、これはさらに、コンバータースロットルＬ１の消磁を識別するために使用される。このために、補償インダクタンスＬ_Ｋを介して下降する電圧Ｕ_ＺＣＤが、相応する制御装置の入力側ＺＣＤに結合される。

Claims

少なくとも１つの放電ランプを作動させるための電子安定器（１０）であって、
・供給直流電圧（Ｅ１）と結合するための、第１および第２の入力端子を備えた入力側を有しており、ここで当該第２の入力端子は外部基準電位（Ｍ_ｅｘｔ）と接続されており、
・少なくとも１つの放電ランプを接続するための第１および第２の出力端子を備えた出力側を具備している負荷回路（Ｒ_Ｌ）を有しており、
・スロットルコンバーター（１２）を有しており、当該スロットルコンバーター（１２）は、コンバータースロットル（Ｌ１）と、コンバーターダイオード（Ｄ１）とコンバータースイッチ（Ｓ１）を含んでおり、前記コンバータースロットル（Ｌ１）は、前記第１の入力端子（Ｅ１）と前記負荷回路（Ｒ_Ｌ）との間に直列に結合されており、
・前記コンバータースイッチ（Ｓ１）を作動中にＨＦ信号で駆動制御するように構成されている駆動制御回路を有しており、
第１のキャパシタンス（Ｃ_ｈｉ）が、作動中にＨＦ電圧と接続されている、前記電子安定器（１０）の領域によって規定され、これによって第１の電圧（Ｕ_ｃｈｉ）が規定され、当該第１の電圧は作動中に前記第１のキャパシタンス（Ｃ_ｈｉ）を介して、前記外部基準電位（Ｍ_ｅｘｔ）に関連して下降し、
第２のキャパシタンス（Ｃ_ｌｏ）が、作動中に高い周波数で内部基準電位（Ｍ_ｉｎｔ）に関連してＤＣ電圧が供給される、前記電子安定器（１０）の領域によって規定される形式の電子安定器において、
前記内部基準電位（Ｍ_ｉｎｔ）と前記外部基準電位（Ｍ_ｅｘｔ）との間に少なくとも１つの構成素子が結合されており、当該構成素子を介して作動中に、前記第１の電圧（Ｕ_ｃｈｉ）に対して逆相である第２の電圧（Ｕ_ｃｌｏ）が下降する、
ことを特徴とする電子安定器（１０）。
前記少なくとも１つの構成素子は、補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）である、請求項１記載の電子安定器（１０）。
前記補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）はＬ_Ｋ＝０．９〜１．１^＊（Ｌ１^＊Ｃ_ｈｉ／Ｃ_ｌｏ）となるように選択されており、
当該補償インダクタンスは殊に、Ｌ_Ｋ＝Ｌ１^＊Ｃ_ｈｉ／Ｃ_ｌｏに選択されており、
Ｃ_ｈｉは第１のキャパシタンスであり、
Ｃ_ｌｏは第２のキャパシタンスであり、
Ｌ_Ｋは補償インダクタンスであり、
Ｌ１はコンバータースロットルのインダクタンスである、請求項２記載の電子安定器（１０）。
前記補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）は、前記コンバータースロットル（Ｌ１）のインダクタンスの０．０１〜０．９倍である、請求項２または３記載の電子安定器（１０）。
前記補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）に対して並列にスナバ（Ｓｎ）が結合されている、請求項２から４までのいずれか１項記載の電子安定器（１０）。
前記スナバ（Ｓｎ）は、コンデンサ（ＣＳ）とオーム抵抗（ＲＳ）の直列回路を含んでいる、請求項５記載の電子安定器（１０）。
前記補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）は、前記コンバータースロットル（Ｌ１）と結合されている、請求項２から６までのいずれか１項記載の電子安定器（１０）。
前記補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）は、前記コンバータースロットル（Ｌ１）と同じコアに巻かれている、請求項７記載の電子安定器（１０）。
前記コンバータースロットル（Ｌ１）は、当該コンバータースロットル（Ｌ１）の消磁を識別するための付加コイルを有しており、当該付加コイルは、前記補償インダクタンス（Ｌ_Ｋ）である、請求項７または８記載の電子安定器（１０）。
前記電子安定器（１０）は金属ケーシングおよび／または保護導体端子を有していない、請求項１から９までのいずれか１項記載の電子安定器（１０）。
前記スロットルコンバーターは昇圧コンバーター（１２）であり、前記コンバーターダイオード（Ｄ１）は前記コンバータースロットル（Ｌ１）と前記負荷回路（Ｒ_Ｌ）との間に直列に接続されており、前記コンバータースロットル（Ｌ１）と前記コンバーターダイオード（Ｄ１）との間の当該接続点は、前記コンバータースイッチ（Ｓ１）を介して前記内部基準電位（Ｍ_ｉｎｔ）と結合されている、請求項１から１０までのいずれか１項記載の電子安定器（１０）。