EP2420109A1 - Elektronisches vorschaltgerät zum betreiben mindestens einer entladungslampe - Google Patents

Elektronisches vorschaltgerät zum betreiben mindestens einer entladungslampe

Info

Publication number
EP2420109A1
EP2420109A1 EP10728160A EP10728160A EP2420109A1 EP 2420109 A1 EP2420109 A1 EP 2420109A1 EP 10728160 A EP10728160 A EP 10728160A EP 10728160 A EP10728160 A EP 10728160A EP 2420109 A1 EP2420109 A1 EP 2420109A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
converter
electronic ballast
voltage
choke
reference potential
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP10728160A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Wolfram Sowa
Maximilian Gerber
Arwed Storm
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP2420109A1 publication Critical patent/EP2420109A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
    • H05B41/2822—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using specially adapted components in the load circuit, e.g. feed-back transformers, piezoelectric transformers; using specially adapted load circuit configurations
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/292—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast for operating at least one discharge lamp having an input with a first and a second input terminal for coupling to a DC supply voltage, wherein the second input terminal is connected to an external reference potential, a load circuit having an output with a first and a second output terminal for connecting the at least one discharge lamp, a choke converter comprising a converter choke, a converter diode and a converter switch, the converter choke being serially coupled between the first input terminal and the load circuit, a drive circuit configured to convert the converter switch in To drive operation with an RF signal, wherein a first capacitance is defined by the areas of the electronic ballast, which are connected in operation with an RF voltage, whereby a first voltage is defined, which in operation on the e The second capacitance is defined by the areas of the electronic ballast which, during operation, are supplied with a DC voltage with respect to an internal reference potential.
  • choke converters are converters in which current is taken from the supply voltage or fed back there during each working cycle.
  • Two important representatives are the Bück converter and the boost converter.
  • Such converters have a converter choke, a converter diode and a converter switch, wherein the converter choke is coupled in series between the first input terminal and the load circuit.
  • Common-mode chokes are often used in the mains input for the reduction of conducted common-mode noise. In difficult cases, however, this measure is often insufficient.
  • a method for active compensation of common-mode noise is known for further improvement. Based on the teaching of this document, for example, an opposite to the high-frequency half-bridge voltage can be generated. Since both voltages have a capacitive effect on the coupling the resulting disturbances due to their opposite phase.
  • this principle is not yet successfully applied, since the generation of an anti-phase voltage is possible only with great effort. Especially with frequency components above 1 MHz, the compensation no longer works satisfactorily, since the currents involved are not arbitrarily phase-locked as a result of the capacitances involved.
  • the present invention is therefore based on the object of developing a generic electronic ballast in such a way that it is distinguished by as few common-mode noise as possible, in particular also in the case of implementation without a metallic housing. This object is achieved by an electronic ballast with the features of claim 1.
  • a first capacitance is defined by the areas of the electronic ballast that are connected to an RF voltage during operation. As a result, in operation over this first capacitance a first voltage drops which is related to the external reference potential.
  • a second capacitance is defined by the areas of the electronic ballast which, in operation, are supplied with a DC voltage in terms of HF in terms of an internal reference potential. If now it is possible to change the internal reference potential of the device in phase opposition to the interference source, ie to change the voltage which drops above the first capacitance, this can reduce the common-mode noise, which can be fully compensated in the case of I-drop.
  • At least one component is coupled between the internal and the external reference potential, over which a second voltage drops in operation, which is opposite in phase to the first voltage.
  • an HF current flowing via the first capacitance to the external reference potential is produced.
  • the circuit part which has no interference with respect to the external reference potential without the additional component that is, the circuit part which is characterized by the second capacitance, caused by the insertion of the additional device that an HF current flows to the external reference potential, which is in phase opposition to the RF current generated by the first capacitance, the said disturbances can be reduced or even eliminated.
  • the additional component so that a voltage swing is introduced in the circuit part, which would be without the additional component at a constant potential.
  • this latter effect is exploited by suitable design in order to reduce or even compensate for the disturbing effect due to the first capacity.
  • the at least one component represents a compensation inductance. This enables a particularly cost-effective implementation of the invention.
  • the compensation inductance is preferably 0.01 to 0.9 times the inductance of the converter choke. This results in a clear demarcation to the known prior art current-compensated chokes based on a completely different principle. In the case of current-compensated reactors, the two reactors must have the same inductance in order to avoid magnetization due to the alternating current of the mains.
  • a snubber is coupled parallel to the compensation inductance. This allows the compensation behavior at very high frequencies, for example, from 5 MHz, improve.
  • the snubber preferably comprises the series connection of a capacitor and an ohmic resistor.
  • the compensation inductance is coupled to the converter choke.
  • a magnetic coupling is achieved, whereby the electrical properties, in particular the frequency response, of the two inductances are adjusted.
  • the compensation inductance is wound on the same core as the converter inductor.
  • Converter chokes often have an additional winding for detecting the demagnetization of the converter choke. This results in the possibility of a particularly preferred embodiment of the present invention: In this case, this additional winding represents the compensation inductance. As a result, no additional inductance has to be used, as a result of which the winding structure is considerably simplified.
  • Inductors which have been developed for use in inductance-type inductance choke converters can be adopted without modification in order to realize the present invention.
  • the implementation of the present invention can be implement by adapting the PCB.
  • the electronic ballast has no metallic housing and / or no protective conductor connection.
  • the choke converter can represent a boost converter, wherein the converter diode is coupled in series between the converter choke and the load circuit, wherein the connection point between the converter choke and the converter diode is coupled to the internal reference potential via the converter switch.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a study of an electronic ballast
  • FIG. 2 shows a first exemplary embodiment of an electronic ballast according to the invention
  • FIG. 3 shows a second embodiment of an electronic ballast according to the invention
  • Fig. 4 shows a third embodiment of an electronic ballast according to the invention. Preferred embodiment of the invention
  • Fig. 1 shows a schematic representation of a study of the present invention using the example of an electronic ballast with a throttle converter.
  • the electronic ballast 10 is fed on the input side from a DC voltage source El.
  • the DC voltage source El may represent an AC voltage source followed by a rectifier.
  • the throttle converter 12 includes a converter inductor Ll, a converter diode Dl and a converter switch Sl, which is driven by a drive circuit, not shown, as is known in the art from the prior art. After the converter choke a storage capacitor Cl is arranged, the load circuit R L is connected in parallel.
  • the negative terminal of the DC voltage source El is coupled to an external reference potential M ext , while the switch Sl of the inductance converter 12, the capacitance Cl and the load circuit R L are coupled to an internal reference potential M int .
  • a compensation inductance L K is connected in series with the converter inductor L 1 .
  • the voltages applied to the two inductances are exactly proportional to one another assuming ideal components.
  • Boost converter Ll is coupled to the positive output of the voltage source El. Now, if the compensation inductor L ⁇ serially coupled to the converter choke Ll, so to win first nothing.
  • the coupling capacity to the environment is referred to herein as Chi and therefore relatively small.
  • Chi thus contribute to all areas of the electronic ballast, which are supplied during operation of the electronic ballast with an RF voltage.
  • all components which are supplied with a DC voltage with respect to the internal reference potential M int during operation of the electronic ballast HF contribute to a second coupling capacitance Ci 0 .
  • the embodiment shown in FIG. 3 moreover comprises a snubber S n , which in turn comprises the series connection of a capacitor C s and an ohmic resistance R s and is coupled in parallel to the inductance L K.
  • This snubber S n enables an improvement of the compensation at high frequency ranges, preferably from 5 MHz.
  • the capacitance C s is 1.5 nF
  • the ohmic resistance R s is 6.8 ⁇ .
  • the compensation inductance L ⁇ is realized by an auxiliary winding, which normally serves to detect the demagnetization of the converter inductor Ll.
  • the auxiliary winding L ⁇ on the one hand to the internal M int , on the other hand connected to the external reference potential M ext .
  • the compensation inductance L ⁇ is used according to the invention, it can also serve to detect the demagnetization of the converter inductor L 1.
  • the voltage U ZCD dropping across the compensation inductance L ⁇ is coupled to the input ZCD of a corresponding control device.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät (10) zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung, wobei der zweite Eingangsanschluss mit einem externen Bezugspotential (Mext) verbunden ist; einem Lastkreis (RL) mit einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Anschließen der mindestens einen Entladungslampe; einem Drosselwandler (12), der eine Wandlerdrossel (L1), eine Wandlerdiode (D1) und einen Wandlerschalter (S1) umfasst, wobei die Wandlerdrossel (L1) seriell zwischen den ersten Eingangsanschluss (E1) und den Lastkreis (RL) gekoppelt ist; einer Ansteuerschaltung, die ausgelegt ist, den Wandlerschalter (S1) im Betrieb mit einem HF-Signal anzusteuern; wobei eine erste Kapazität (Chi) definiert ist durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts (10), die im Betrieb mit einer HF-Spannung verbunden sind, wodurch eine erste Spannung (Uchi) definiert ist, die im Betrieb über der ersten Kapazität (Chi) bezogen auf das externe Bezugspotential (Mext) abfällt; und wobei eine zweite Kapazität (Clo) definiert ist durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts (10), die im Betrieb HF-mäßig bezogen auf ein internes Bezugspotential (Mint) mit einer DC-Spannung versorgt werden; wobei zwischen das interne (Mint) und das externe Bezugspotential (Mext) mindestens ein Bauelement gekoppelt ist, über dem im Betrieb eine zweite Spannung (Uclo) abfällt, die zu der ersten Spannung (Uchi) gegenphasig ist.

Description

Beschreibung
Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungs- lampe mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung, wobei der zweite Eingangsanschluss mit einem externen Bezugspotential verbunden ist, einem Lastkreis mit einem Ausgang mit einem ersten und einem zwei- ten Ausgangsanschluss zum Anschließen der mindestens einen Entladungslampe, einem Drosselwandler, der eine Wandlerdrossel, eine Wandlerdiode und einen Wandlerschalter umfasst, wobei die Wandlerdrossel seriell zwischen den ersten Eingangsanschluss und den Lastkreis gekoppelt ist, einer Ansteuerschaltung, die ausgelegt ist, den Wandlerschalter im Betrieb mit einem HF-Signal anzusteuern, wobei eine erste Kapazität definiert ist durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts, die im Betrieb mit einer HF-Spannung verbunden sind, wodurch eine erste Spannung definiert ist, die im Betrieb über der ersten Kapazität bezogen auf das externe Bezugspotential abfällt, und wobei eine zweite Kapazität definiert ist durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts, die im Betrieb HF-mäßig bezogen auf ein internes Bezugs- potential mit einer DC-Spannung versorgt werden. Stand der Technik
In derartigen elektronischen Vorschaltgeräten werden mittels der Drosselwandler Spannungen von einigen 100 V mit Frequenzen von ca. 30 kHz bis 1 MHz geschaltet. Drosselwandler sind dabei Wandler, bei denen während jedes Ar- beitstakts Strom aus der Versorgungsspannung entnommen beziehungsweise dorthin zurückgespeist wird. Zwei bedeutsame Vertreter sind der Bück- und der Boost-Wandler . Derartige Wandler weisen eine Wandlerdrossel, eine Wandlerdiode und einen Wandlerschalter auf, wobei die Wandler- drossel seriell zwischen den ersten Eingangsanschluss und den Lastkreis gekoppelt ist. Beim oben beschriebenen hochfrequenten Schalten hoher Spannungen entstehen sowohl leitungsgebundene als auch abgestrahlte elektromagnetische Störungen, die unterhalb der Grenzwerte der ein- schlägigen EMV-Verordnungen liegen müssen. Es wird unterschieden zwischen Gleichtaktstörungen, so genannten Y- Störungen, auf der einen Seite, bei denen der Ladungsausgleich über die Netzleitungen gleichphasig erfolgt, sowie Gegentaktstörungen, so genannte X-Störungen, auf der an- deren Seite, bei denen der Ladungsausgleich über die Netzleitungen gegenphasig erfolgt.
Zur Reduktion leitungsgebundener Gleichtaktstörungen werden häufig stromkompensierte Drosseln im Netzeingang verwendet. In schwierigen Fällen ist diese Maßnahme häufig jedoch nicht ausreichend. Aus der EP 0 763 276 Bl ist zur weiteren Verbesserung ein Verfahren zur aktiven Kompensation von Gleichtaktstörungen bekannt. Basierend auf der Lehre dieser Druckschrift kann beispielsweise eine zur hochfrequenten Halbbrückenspannung gegenphasige Spannung erzeugt werden. Da beide Spannungen kapazitiv auf die Um- gebung einkoppeln, werden die dadurch verursachten Störungen aufgrund ihrer gegenläufigen Phasenlage kompensiert. Insbesondere in Drosselwandlern, wie sie in erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräten eingesetzt werden, wird dieses Prinzip jedoch bisher nicht erfolgreich angewandt, da die Erzeugung einer gegenphasigen Spannung nur mit großem Aufwand möglich ist. Insbesondere bei Frequenzanteilen über 1 MHz funktioniert die Kompensation nicht mehr befriedigend, da die beteiligten Ströme infolge der beteiligten Kapazitäten nicht beliebig phasenstarr sind.
Besonders problematisch sind die bereits erwähnten leitungsgebundenen Gleichtaktstörungen in Geräten der Schutzklasse 2, die ohne metallisches Gehäuse und ohne Schutzleiteranschluss die Grenzwerte der einschlägigen EMV-Verordnungen einhalten müssen. In Geräten mit einem Metallgehäuse wird im Gegensatz dazu bis zu einem bestimmten Grad ein interner Ladungsausgleich über das Metallgehäuse ermöglicht.
Darstellung der Erfindung Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein gattungsgemäßes elektronisches Vorschaltge- rät derart weiterzubilden, das es sich durch möglichst wenig Gleichtaktstörungen auszeichnet, insbesondere auch bei Realisierung ohne metallisches Gehäuse. Diese Aufgabe wird gelöst durch ein elektronisches Vor- schaltgerät mit den Merkmalen von Patentanspruch 1.
Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass unterschiedliche Kapazitäten für die Entstehung von Gleichtaktstörungen verantwortlich sind: Eine erste Kapazität ist definiert durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts, die im Betrieb mit einer HF-Spannung verbunden sind. Dadurch fällt im Betrieb über dieser ers- ten Kapazität eine erste Spannung ab, die auf das externe Bezugspotential bezogen ist. Daneben ist eine zweite Kapazität definiert durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts, die im Betrieb HF-mäßig bezogen auf ein internes Bezugspotential mit einer DC-Spannung versorgt werden. Gelingt es nunmehr das interne Bezugspotential des Geräts gegenphasig zur Störquelle, d.h. der Spannung, die über der ersten Kapazität abfällt, zu verändern, so können dadurch die Gleichtaktstörungen verringert, im I- dealfall gänzlich kompensiert werden. Erfindungsgemäß wird deshalb zwischen das interne und das externe Bezugspotential mindestens ein Bauelement gekoppelt, über dem im Betrieb eine zweite Spannung abfällt, die zu der ersten Spannung gegenphasig ist. Mit anderen Worten entsteht infolge der ersten Kapazität ohne dieses zusätzliche Bauelement ein über die erste Kapazität zum externen Bezugspotential fließender HF-Strom. Dies resultiert in den besagten Störungen. Wird nun der Schaltungsteil, der ohne das zusätzliche Bauelement gegenüber dem externen Bezugspotential keine Störungen aufweist, das heißt der Schaltungsteil, der durch die zweite Kapazität gekennzeichnet ist, durch das Einfügen des zusätzlichen Bauelements dazu gebracht, dass ein HF-Strom zum externen Bezugspotential fließt, der gegenüber dem durch die erste Kapazität erzeugten HF-Strom gegenphasig ist, so können die besagten Störungen reduziert oder sogar eliminiert werden. Erst durch die Einfügung des zusätzlichen Bauele- ments entfaltet daher die zweite Kapazität HF-mäßig eine Wirkung. Mit dem zusätzlichen Bauelement wird damit ein Spannungshub bei dem Schaltungsteil eingeführt, der ohne das zusätzliche Bauelement auf einem konstanten Potential liegen würde. Vorliegend wird diese letztgenannte Wirkung durch geeignete Auslegung ausgenutzt, um die störende Wirkung aufgrund der ersten Kapazität zu reduzieren oder sogar zu kompensieren.
Durch diese Maßnahme wird die Qualität der Funkentstörung insbesondere auch von Geräten der Schutzklasse 2 mit geringem Aufwand deutlich verbessert. Wegen des größeren Abstands zu den Grenzwerten der einschlägigen EMV-Normen werden auch entstörtechnisch kritische Einbausituationen beherrschbar. Für elektronische Vorschaltgeräte, die bis- her nur in Leuchten der Schutzklasse 1 verwendbar waren, kann der Einsatzbereich auf Geräte der Schutzklasse 2 erweitert werden.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform stellt das mindestens eine Bauelement eine Kompensationsinduktivität dar. Dadurch wird eine besonders kostengünstige Realisierung der Erfindung ermöglicht.
Bevorzugt ist dabei die Kompensationsinduktivität gewählt zu Lk = 0,9 bis 1,1 * (Ll * Chi/Ci0) , wobei die Kompensa¬ tionsinduktivität insbesondere gewählt ist zu Lk = Ll * Chi/Ci0, wobei Chi die erste Kapazität, Ci0 die zweite Kapazität, Lk die Kompensationsinduktivität und Ll die Induktivität der Wandlerdrossel darstellt.
Bevorzugt beträgt die Kompensationsinduktivität das 0,01 bis 0,9-Fache der Induktivität der Wandlerdrossel. Da- durch ergibt sich eine deutliche Abgrenzung zu den aus dem Stand der Technik bekannten stromkompensierten Drosseln, die auf einem völlig anderen Prinzip basieren. Bei stromkompensierten Drosseln müssen nämlich die beiden Drosseln dieselbe Induktivität aufweisen, um eine Magne- tisierung durch den Netzwechselstrom zu vermeiden.
Besonders bevorzugt ist parallel zu der Kompensationsinduktivität ein Snubber gekoppelt. Durch diesen lässt sich das Kompensationsverhalten bei sehr hohen Frequenzen, beispielsweise ab 5 MHz, verbessern. Bevorzugt umfasst der Snubber dabei die Serienschaltung eines Kondensators und eines ohmschen Widerstands.
Besonders bevorzugt ist die Kompensationsinduktivität mit der Wandlerdrossel gekoppelt. Dadurch wird eine magnetische Kopplung erreicht, wodurch die elektrischen Eigen- Schäften, insbesondere das Frequenzverhalten, der beiden Induktivitäten angeglichen werden. Besonders bevorzugt ist die Kompensationsinduktivität dabei auf demselben Kern gewickelt wie die Wandlerdrossel.
Wandlerdrosseln weisen häufig eine Zusatzwicklung zur Er- kennung der Entmagnetisierung der Wandlerdrossel auf. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit einer besonders bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung: Bei dieser stellt diese Zusatzwicklung die Kompensationsinduktivität dar. Dadurch muss keine zusätzliche Induktivi- tat verwendet werden, wodurch sich der Wickelaufbau deutlich vereinfacht. Induktivitäten, die für den Einsatz in Drosselwandlern mit Hilfswicklung zur Erkennung der Entmagnetisierung entwickelt wurden, können zur Realisierung der vorliegenden Erfindung unverändert übernommen werden. Die Umsetzung der vorliegenden Erfindung lässt sich al- lein durch Anpassung der Leiterplatte implementieren. Bei besonders bevorzugten Ausführungsformen weist das elektronische Vorschaltgerät kein metallisches Gehäuse und/oder keinen Schutzleiteranschluss auf. Wie bereits erwähnt, kann der Drosselwandler einen Boost- Wandler darstellen, wobei die Wandlerdiode seriell zwischen die Wandlerdrossel und den Lastkreis gekoppelt ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen der Wandlerdrossel und der Wandlerdiode über den Wandlerschalter mit dem in- ternen Bezugspotential gekoppelt ist.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen .
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden werden nunmehr Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefüg- ten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung eine Studie eines e- lektronischen Vorschaltgeräts;
Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts; Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts; und
Fig. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts. Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung eine Studie zur vorliegenden Erfindung am Beispiel eines elektronischen Vorschaltgeräts mit einem Drosselwandler. Das elektronische Vorschaltgerät 10 wird eingangsseitig aus einer Gleichspannungsquelle El gespeist. In der Praxis kann die Gleichspannungsquelle El eine Wechselspannungsquelle darstellen, auf die ein Gleichrichter folgt. Der Drosselwandler 12 umfasst eine Wandlerdrossel Ll, eine Wandlerdiode Dl sowie einen Wandlerschalter Sl, der von einer nicht dargestellten Ansteuerschaltung angesteuert wird, wie es dem Fachmann aus dem Stand der Technik bekannt ist. Nach der Wandlerdrossel ist ein Speicherkondensator Cl angeordnet, dem der Lastkreis RL parallelgeschaltet ist . Der Minuspol der Gleichspannungsquelle El ist mit einem externen Bezugspotential Mext gekoppelt, während der Schalter Sl des Drosselwandlers 12, die Kapazität Cl sowie der Lastkreis RL mit einem internen Bezugspotential Mint gekoppelt sind. Vorliegend ist in Serie zu der Wandlerdrossel Ll eine Kompensationsinduktivität Lκ geschaltet. Die an den beiden Induktivitäten anliegenden Spannungen sind unter der Annahme idealer Bauelemente exakt proportional zueinander . In der Standardkonfiguration eines Bück- oder Boost- Konverters ist Ll mit dem positiven Ausgang der Spannungsquelle El gekoppelt. Wird nun die Kompensationsinduktivität Lκ seriell zur Wandlerdrossel Ll gekoppelt, so gewinnt man zunächst nichts. Relativ zum internen Bezugs- Potential Mint des elektronischen Vorschaltgeräts sind die an der Wandlerdrossel Ll und der Kompensationsinduktivität Lκ anliegenden Spannungen Ui und Uκ in Phase. Ihre Amplituden haben das Verhältnis Ui/Uκ. Es ist offensichtlich, dass die Ströme durch die Wandlerdrossel Ll und die Kompensationsinduktivität Lκ zu jedem Zeitpunkt die gleiche Amplitude und Phase haben. Somit ist auch die zeitliche Ableitung des Stroms in beiden Fällen gleich. Mit Bezug auf Fig. 2 ist nunmehr bei einem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät die Kompensationsinduktivität Lκ zwischen das externe Bezugspotential Mext und das interne Bezugspotential Mint gekoppelt. Mit Bezug auf das externe Bezugspotential Mext fällt über der Wandlerdrossel Ll eine Spannung Uchi und über der Kompensationsinduktivität Lκ eine Spannung Uci0 ab. Bei einer positiven Flanke über der Wandlerdrossel Ll, zum Beispiel beim Ausschalten des Wandlerschalters Sl, ergibt sich eine negative Flanke ü- ber der Kompensationsinduktivität Lκ. Vom externen Be- zugspotential Mext aus gesehen verringert sich also der Hub der Spannung über der Wandlerdrossel Ll.
Aus prinzipiellen Gründen heraus wird die Verbindung zwischen der Wandlerdrossel Ll, dem Wandlerschalter Sl sowie der Wandlerdiode Dl immer möglichst kurz gehalten. Die Koppelkapazität zur Umgebung ist vorliegend mit Chi bezeichnet und daher vergleichsweise klein. Zur Koppelkapazität Chi tragen damit alle Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts bei, die im Betrieb des elektronischen Vorschaltgeräts mit einer HF-Spannung versorgt werden. Hingegen tragen alle Bauelemente, die im Betrieb des e- lektronischen Vorschaltgeräts HF-mäßig bezogen auf das interne Bezugspotential Mint mit einer DC-Spannung versorgt werden, zu einer zweiten Koppelkapazität Ci0 bei. Eine vollständige Kompensation der kapazitiven Ströme durch die Koppelkapazitäten Chi und Ci0 findet statt, wenn gilt: d/dt Uchl(t) * Chl = d/dt Uci0(t) * Ci0.
Daraus ergibt sich eine vollständige Kompensation, wenn die Kompensationsinduktivität Lκ gewählt wird zu:
Da die Kapazität Ci0 sehr viel größer als Chi ist, ist für eine Kompensation nur ein geringer Spannungshub ΔUChi erforderlich. Dieser kann leicht mit induktiven Bauelementen kleiner Bauform oder mittels einer Zusatzwicklung auf der Wandlerdrossel Ll erzeugt werden.
In der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts ist die Kopplung zwischen der Wandlerdrossel Ll und der Kompensationsinduktivität Lκ durch die Verbindungslinie zwischen diesen beiden In- duktivitäten Ll, Lκ angedeutet.
Die in Fig. 3 dargestellte Ausführungsform umfasst überdies einen Snubber Sn, der seinerseits die Serienschaltung eines Kondensators Cs und eines ohmschen Widerstands Rs umfasst und parallel zur Induktivität Lκ gekoppelt ist. Dieser Snubber Sn ermöglicht eine Verbesserung der Kompensation bei hohen Frequenzbereichen, bevorzugt ab 5 MHz. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt die Kapazität Cs 1,5 nF, der ohmsche Widerstand Rs beträgt 6, 8 Ω.
In der vorausgehenden Beschreibung wurde von idealen Bau- elementen ausgegangen. Tatsächlich haben die Induktivitäten Ll, Lκ aber unterschiedliche parasitäre Parallelkapazitäten, die bei höheren Frequenzen die vollständige Kompensation verhindern. Je nach gewünschtem Kompensationsgrad werden daher gegebenenfalls zusätzliche einfache Maßnahmen erforderlich, um eine gute Entstörung über den gesamten notwendigen Frequenzbereich zu bewirken. Üblich sind etwa Kondensatoren, Widerstände oder kleine Ferritperlen, die parallel oder in Reihe zu den Induktivitäten Ll, Lκ , sowie den Schalter Sl und die Diode Dl geschal- tet werden.
Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform gelten die mit Bezug auf Fig. 2 und Fig. 3 eingeführten Bezugszeichen, soweit sie die gleichen oder ähnliche Bauelemente betreffen, weiter. Es wird lediglich auf die Unter- schiede eingegangen. Hier ist die Kompensationsinduktivität Lκ realisiert durch eine Hilfswicklung, die normalerweise zur Erkennung der Entmagnetisierung der Wandlerdrossel Ll dient. Zu diesem Zweck ist die Hilfswicklung Lκ einerseits mit dem internen Mint, andererseits mit dem externen Bezugspotential Mext verbunden. Obgleich die Kompensationsinduktivität Lκ erfindungsgemäß verwendet wird, kann sie weiterhin zur Erkennung der Entmagnetisierung der Wandlerdrossel Ll dienen. Dazu wird die über der Kompensationsinduktivität Lκ abfallende Spannung UZCD an den Eingang ZCD einer entsprechenden Steuervorrichtung gekoppelt .

Claims

Ansprüche
1. Elektronisches Vorschaltgerät (10) zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mit
- einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungs- gleichspannung (El), wobei der zweite Eingangsanschluss mit einem externen Bezugspotential (Mext) verbunden ist;
- einem Lastkreis (RL) mit einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum An- schließen der mindestens einen Entladungslampe;
- einem Drosselwandler (12), der eine Wandlerdrossel
(Ll) , eine Wandlerdiode (Dl) und einen Wandlerschalter (Sl) umfasst, wobei die Wandlerdrossel (Ll) seriell zwischen den ersten Eingangsanschluss (El) und den Lastkreis (RL) gekoppelt ist;
- einer Ansteuerschaltung, die ausgelegt ist, den Wandlerschalter (Sl) im Betrieb mit einem HF-Signal anzusteuern;
wobei eine erste Kapazität (Chi) definiert ist durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts (10), die im Betrieb mit einer HF-Spannung verbunden sind, wodurch eine erste Spannung (Uchi) definiert ist, die im Betrieb über der ersten Kapazität (Chi) bezogen auf das externe Bezugspotential (Mext) abfällt; und
wobei eine zweite Kapazität (Ci0) definiert ist durch die Bereiche des elektronischen Vorschaltgeräts (10), die im Betrieb HF-mäßig bezogen auf ein internes Bezugspotential (Mint) mit einer DC-Spannung versorgt werden;
dadurch gekennzeichnet, dass zwischen das interne (Mint) und das externe Bezugspotential (Mext) mindestens ein Bauelement gekop¬ pelt ist, über dem im Betrieb eine zweite Spannung (Udo) abfällt, die zu der ersten Spannung (Uchi) ge- genphasig ist.
2. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
dass das mindestens eine Bauelement eine Kompensationsinduktivität (Lk) darstellt.
3. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
dass die Kompensationsinduktivität (Lk) gewählt ist zu
Lk = 0,9 bis 1,1 * (Ll * Chl/Ci0) ,
wobei die Kompensationsinduktivität (Lk) insbesondere gewählt ist zu
wobei Chi die erste Kapazität,
Ci0 die zweite Kapazität,
Lk die Kompensationsinduktivität, und
Ll die Induktivität der Wandlerdrossel darstellt.
4. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach einem der Ansprüche 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Kompensationsinduktivität (Lk) das 0,01- bis 0,9-fache der Induktivität der Wandlerdrossel (Ll) darstellt .
5. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach einem der Ansprüche 2 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass parallel zu der Kompensationsinduktivität (Lk) ein Snubber (Sn) gekoppelt ist.
6. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
dass der Snubber (Sn) die Serienschaltung eines Kondensators (Cs) und eines ohmschen Widerstands (R3) um- fasst.
7. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach einem der Ansprüche 2 bis 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Kompensationsinduktivität (Lk) mit der Wand- lerdrossel (Ll) gekoppelt ist.
8. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
dass die Kompensationsinduktivität (Lk) auf demselben Kern gewickelt ist wie die Wandlerdrossel (Ll).
9. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach einem der Ansprüche 7 oder 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Wandlerdrossel (Ll) eine Zusatzwicklung zur Erkennung der Entmagnetisierung der Wandlerdrossel (Ll) aufweist, wobei diese Zusatzwicklung die Kompensationsinduktivität (Lk) darstellt.
10. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass das elektronische Vorschaltgerät (10) kein metal- lisches Gehäuse und/oder keinen Schutzleiteranschluss aufweist .
11. Elektronisches Vorschaltgerät (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Drosselwandler einen Boost-Wandler (12) darstellt, wobei die Wandlerdiode (Dl) seriell zwischen die Wandlerdrossel (Ll) und den Lastkreis (RL) gekoppelt ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen der Wandlerdrossel (Ll) und der Wandlerdiode (Dl) über den Wandlerschalter (Sl) mit dem internen Bezugspotential (Mint) gekoppelt ist.
EP10728160A 2009-07-30 2010-06-21 Elektronisches vorschaltgerät zum betreiben mindestens einer entladungslampe Withdrawn EP2420109A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102009035371.2A DE102009035371B4 (de) 2009-07-30 2009-07-30 Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
PCT/EP2010/058685 WO2011012373A1 (de) 2009-07-30 2010-06-21 Elektronisches vorschaltgerät zum betreiben mindestens einer entladungslampe

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP2420109A1 true EP2420109A1 (de) 2012-02-22

Family

ID=42357467

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP10728160A Withdrawn EP2420109A1 (de) 2009-07-30 2010-06-21 Elektronisches vorschaltgerät zum betreiben mindestens einer entladungslampe

Country Status (8)

Country Link
US (1) US8587210B2 (de)
EP (1) EP2420109A1 (de)
JP (1) JP5538538B2 (de)
KR (1) KR20120052379A (de)
CN (1) CN102422720B (de)
AU (1) AU2010278193A1 (de)
DE (1) DE102009035371B4 (de)
WO (1) WO2011012373A1 (de)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI584688B (zh) * 2015-10-21 2017-05-21 酷異有限公司 一種具有抑制電磁干擾之驅動電路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4418886A1 (de) 1994-05-30 1995-12-07 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Getaktete Stromversorgung zum Betreiben elektrischer Lampen
JPH097778A (ja) * 1995-06-15 1997-01-10 Toshiba Lighting & Technol Corp 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置
US5969481A (en) * 1997-09-30 1999-10-19 Motorola Inc. Power supply and electronic ballast with high efficiency voltage converter
JP2004023825A (ja) 2002-06-13 2004-01-22 Tdk Corp 電力変換回路
JP2004087456A (ja) * 2002-06-28 2004-03-18 Toshiba Lighting & Technology Corp 放電ランプ点灯装置および照明器具
JP2004357493A (ja) * 2003-05-07 2004-12-16 Toshiba Lighting & Technology Corp 電源装置及び放電灯点灯装置並びに照明装置
DE10349036A1 (de) * 2003-10-22 2005-05-25 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Elektronisches Vorschaltgerät mit Schutzschaltung für den Schalttransistor eines Wandlers
DE102004016944A1 (de) * 2004-04-06 2005-10-27 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Wandlerschaltung mit gekoppelten Induktivitäten
DE102005018795A1 (de) 2005-04-22 2006-10-26 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Elektronisches Vorschaltgerät mit Blindstromschwingungsreduzierung
DE202006002761U1 (de) * 2006-02-21 2006-06-01 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Hochsetztreiber mit minimaler Schaltfrequenz
JP2009124866A (ja) * 2007-11-15 2009-06-04 Daikin Ind Ltd 整流回路及び電源供給システム

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2011012373A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN102422720A (zh) 2012-04-18
US20120112653A1 (en) 2012-05-10
DE102009035371B4 (de) 2017-10-26
AU2010278193A1 (en) 2012-01-19
JP5538538B2 (ja) 2014-07-02
KR20120052379A (ko) 2012-05-23
WO2011012373A1 (de) 2011-02-03
JP2013500557A (ja) 2013-01-07
US8587210B2 (en) 2013-11-19
CN102422720B (zh) 2014-07-09
DE102009035371A1 (de) 2011-02-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0763276B1 (de) Getaktete stromversorgung zum betreiben elektrischer lampen
DE19548506A1 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Lampe
DE102013105230A1 (de) Treiberschaltkreis für einen Transistor
DE19700100C2 (de) Tiefsetzsteller
DE10118040A1 (de) DC-DC Konverter
DE102009047632B4 (de) Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer LED
EP3539207B1 (de) Schweissstromquelle
EP1033907A2 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe und Betriebsverfahren
WO2009010098A1 (de) Schaltungsanordnung mit einem spannungswandler und zugehöriges verfahren
DE29506951U1 (de) Schaltungsanordnung zur Entstörung
DE102009035371B4 (de) Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
EP0809879A1 (de) Verfahren und vorrichtung zum filtern und bedämpfen von durch endverbraucher verursachte leitungsgebundene störungen
DE102007012413A1 (de) Vorschaltgerät mit verbesserter EMV-Verträglichkeit
EP1481465B1 (de) Schaltnetzteil, insbesondere für medizinische geräte
EP1594349B1 (de) Elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe
EP1742516B1 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betrieb mindestens einer elektrischen Lampe
DE19929841C2 (de) Getakteter Verstärker, insbesondere zur Verstärkung von Audiosignalen
DE102010000203A1 (de) Funkentstörtes Vorschaltgerät
AT514765B1 (de) Schaltung zur Begrenzung von Gleichtaktspannungen
DE202023101239U1 (de) Überspannungsbegrenzung in Filtern
EP1176854A2 (de) Reduzierung der Klemmenspannung von Betriebsgeräten für Gasentladungslampen
EP0952759A1 (de) Elektronischer Transformator
WO2024200249A1 (de) Aktives störfilter
DE102013100769A1 (de) Ausgangsstromfilter für einen Wechselrichter
DE102008015645A1 (de) Schaltungsanordnung zum Zünden von HID-Gasentladungslampen

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20110923

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO SE SI SK SM TR

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: OSRAM GMBH

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: OSRAM GMBH

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

INTG Intention to grant announced

Effective date: 20140530

RIC1 Information provided on ipc code assigned before grant

Ipc: H05B 41/282 20060101AFI20140516BHEP

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20141010