JP6821566B2 - フィルタ及び保護が追加された無電極蛍光灯バラスト駆動回路及び共振回路 - Google Patents

Description

関連出願
本出願は、２０１４年８月１９に出願された米国特許出願第６２／０３９，３７２号の優先権を主張し、この文献の内容は、引用によって本願に援用される。
発明の技術分野
本発明は、無電極／誘導型蛍光灯（electrodeless/induction fluorescent lamp）の点灯に関する。

蛍光灯は、電球より効率が高く寿命が長いため、近年、産業界で広く使用されている。従来の蛍光灯は、電極を有するが、誘導型蛍光灯（induction fluorescent lamp）は、電極なしで動作する。誘導型蛍光灯を使用する照明システムは、誘導結合型無電極蛍光灯（inductively coupled electrodeless fluorescent lamp）及びこれを駆動するバラストからなる。この蛍光灯システムでは、電磁誘導の原理に基づいてプラズマを点灯し、蛍光管の蛍光壁でプラズマを発光させる。この蛍光灯システムは、電極を含まないため、無電極蛍光灯の寿命は、一般的な蛍光灯より著しく長い。これらの蛍光灯は、その性質のために、点灯のための高い点灯周波数及び一定の光出力を維持するための高い動作周波数を必要とする。これらの周波数は、無線周波数範囲に含まれる。これらのバラストでは、自励発振型共振回路（selfoscillating resonating circuit）が使用されることが多いが、これらは、力率補正を行わず、非効率的である。自励発振型回路は、部品のばらつきに非常に敏感で、高温アプリケーションには適していない。無電極蛍光灯は、維持コストが低く、寿命が長い特徴のために、多くの場合、空気の循環及び換気が非常に少ないハイベイ、トンネル、高天井等の場所に設置されるが、このために、蛍光灯及びバラストは、極端な高温条件に曝される。固定器具の設計が悪いと、蛍光灯バラストシステムには、より多くの熱が加えられる。使用環境要因による極端な熱条件によって、蛍光灯及びバラストのパラメータ、例えば、蛍光灯のインダクタンス及び／又はバラストの動作特性等が変化することがある。したがって、良好な電力品質を維持しながら、より高い温度に耐えることができる蛍光灯バラストシステムを実現することが極めて重要である。

本発明は、包括的には、無電極誘導型蛍光灯に使用されるバラスト回路を改善する方法に関する。

本発明は、無電極誘導型蛍光灯の動作回路に関する。無電極誘導型蛍光灯のための電子バラストは、ＡＣ−ＤＣ整流回路と、整流されたＤＣをブーストし、力率補正を行う回路と、ハーブリッジ構造ＭＯＳＦＥＴを用いたＤＣ−ＡＣインバータと、蛍光灯を点灯し、蛍光灯出力を維持するバラスト共振回路と、この回路のためのコモンモード差動モードフィルタとを含む。無電極誘導型蛍光灯は、特有の性質を有し、従来の蛍光灯と比較して遙かに高い動作周波数を必要とする。無電極バラストの幾つかは、１．２５ＭＨｚ及び２３５ｋＨｚで動作するが、周囲温度が高い場合に継続的な動作及び再点弧（restrike）を維持するために、共振インダクタ及びキャパシタの選択については、２００ｋＨｚのランニング周波数が最適であると測定される。電気的ストレスの取り扱いの限界のために、大電力要求の下でこれらの周波数条件で動作することができるバラストＩＣ（チップ）を選択することは、殆ど不可能である。電気的ストレスの問題を克服し、大電力、高周波数条件でＩＣを動作させるために、回路内に絶縁されたハイサイドゲート変圧器（high side gate transformer）を採用する。本発明は、バラスト回路の固有の共振状態と共に、ゲート駆動絶縁回路を提供する。また、本発明は、過酷な電気的条件下で雑音をフィルタリングして回路を保護するために、バラスト回路に波形補正回路を追加する。

したがって、本発明の目的は、無電極誘導型蛍光灯に有用な改良されたバラスト回路を提供することである。

この目的及び更なる目的及び利点は、以下に示す本発明の図面及び詳細な説明によって当業者にとって明らかとなる。

本発明の誘導型蛍光灯を用いた照明システムのバラスト回路のブロック図である。 図１のブロック１００によって表されるＤＣ−ＤＣ力率補正回路の概略図である。 図２のブロック６０によって表されるＤＣ−ＡＣハーフブリッジインバータ回路の概略図である。 図３のブロック７０によって表される共振回路の概略図である。 図１のブロック５０によって表される米国特許第７，４４６，４３６号に開示されているような波形補正フィルタを示す図である。 典型的な照明アプリケーションのための基本的なバラストＩＣ回路設計を示す図である 図９のハイサイドドライバ回路の概略図である 図７の回路の実際の動作によって得られる波形を示す図である。 図１のブロック６０を図３より詳細に示す概略図である。 従来の電子蛍光灯バラストの典型的なＱ曲線を示す図である。 高温によって図１０のＱ曲線上の動作点がどのようにシフトするかを示す図である。 従来の無電極蛍光灯の共振タンクにおいて、高温始動時に実際の測定された高エネルギを示す図である。 高温における始動時の理想的なバラスト波形を示す図である。 本発明に基づいて設計された回路の実際の測定によって得られたＱ曲線を示す図である。 高温での始動時に同じ回路で取得された実際の波形を示す図である。

図１は、ダイオードブリッジ９０を使用するＡＣ−ＤＣ整流、ＤＣ−ＤＣブースト電力変換及び力率補正１００、ハーフブリッジインバータ回路６０を用いたＤＣ−ＡＣ反転、及び蛍光灯を点灯させ、蛍光灯の一定の電力出力を維持する共振回路７０を含む本発明に有用なバラスト回路のブロック図である。バラスト回路は、コモンモード差動モードフィルタ８０によって保護され、更なる保護及び性能のために、波形補正回路５０が回路に並列に追加されている。

図２は、能動力率補正を含む図１のバラスト回路のＤＣ−ＤＣブースト部を示している。集積回路ＳＴＬ６５６２ １０１は、従来のブーストトポロジを有するＭＯＳＦＥＴ１０２スイッチ及びブーストインダクタ１０５による遷移モード動作で使用され、整流されたＤＣ１０４から、１０３において、補正された力率０．９９及び低いＴＨＤレベルを有するブーストされたＤＣを達成する。このブーストトポロジでは、低損失ブーストインダクタ１０５が使用されている。長寿命を達成するために、電解キャパシタ１０６は、最大温度条件で最大リプル電流を処理できるように選択される。

図３は、ハーフブリッジ共振インバータモデルにおいて２つのＭＯＳＦＥＴスイッチ１、２０を使用する図１のバラスト回路のＤＣ−ＡＣインバータ部を示している。集積回路ＩＲ２１５６ ２８は、回路内の２つのＭＯＳＦＥＴ１、２０を駆動するために使用される。ゲート絶縁変圧器７は、接続されたハイサイドゲートをＨＯピン１８及びＶｓ３４から絶縁するために使用される。ＭＯＳＦＥＴ１には、クランプツェナーダイオード３及びクランプツェナーダイオード４が接続されており、これにより、１０における電圧がツェナーダイオードのクランピング電圧を超えないようにしている。ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０は、バイアス抵抗４２を介してＬｏ４１に接続されている。

図４は、無電極蛍光灯２６と共に、阻止キャパシタ２３、共振インダクタ２４及び共振キャパシタ２５を含む図３のバラスト回路の共振回路を示している。

図５は、システムに並列に追加された波形補正技術５１を示している。

本発明は、主に、図１に示すバラスト回路の波形補正５０、ＤＣ−ＡＣハーフブリッジインバータ回路６０、及び共振回路７０の部分に関係する。

ＤＣ−ＡＣ反転回路の詳細な説明：
図６は、典型的な照明アプリケーションのための基本的なバラストＩＣ回路設計を示している。この回路は、バラストＩＣ２８を使用してハイサイドＭＯＳＦＥＴ１及びローサイドＭＯＳＦＥＴ２０を駆動し、端子２１からのブーストされたＤＣをスイッチングする。ＩＣの内部ゲート駆動回路に基づいて、ハイサイドは、端子３３、３４から切り換わり、３５において信号を出力する。すなわち、実際の信号は、３４を基準にした３５であり、ゲートバイアス抵抗３７を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ１のゲート１０に供給されるＭＯＳＦＥＴ１をオンにするには、ゲート１０の電圧が１１における電圧よりも高くなる必要があるので、ピン３５の電圧は、常にピン３４よりも高くされる。ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０は、そのバイアス抵抗４２を介して、ＩＣ２８のローサイド駆動出力４１からこのゲート信号を受け取る。ＩＣに電力が供給されると、ＩＣは、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０のためのゲート信号４１を生成し、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０をオンにする。この時点では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１は、オフのままであり、電流の経路は、（ＩＣに電力を供給するために使用される）調整されたＤＣ３９から、ブートダイオード３１及びブートストラップキャパシタ３２を経由し、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０に至る。このようにして、ブートストラップキャパシタ３２は、調整されたＤＣが１つのダイオードによって降下した電圧値に充電される。次に、ＩＣは、ハイサイド信号３５を生成し、このローサイド信号４１をシャットダウンする。このハイサイド信号は、３３における振幅（調整されたＤＣが１つのダイオードによって降下した電圧値）を有し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１がオンになる。スイッチ１及びスイッチ２０の両方が発振を開始すると、端子１１にとって、ブーストされたＤＣは、４５０ＶＤＣとなる。この状態では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１をオンにするために、ブーストストラップキャパシタ（調整されたＤＣ３９−ダイオード降下３１）から４５０ＶＤＣに高められたブートストラップ電圧によって、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１がオンになる。ハーフブリッジ構成で２つのＭＯＳＦＥＴを駆動するためにＩＣを使用するこの手法は、６０ｋＨｚ未満で動作する蛍光灯アプリケーションの大半で成功する。

しかしながら、図６の構成は、ワット数がより高いアプリケーションにおいて高い動作周波数を扱う場合、実用的ではない。１１においてバラスト回路内の共振タンクから生じる高エネルギ又は高電圧の短時間の過渡現象は、ハイサイド３７又はローサイド４２を介して最終的にＩＣ２８に伝送され、不正な信号に起因するＭＯＳＦＥＴ１、２０からのスイッチング過渡を発生させ、ＩＣ２８の寿命を縮め、又は恒久的な損傷を引き起こす。これらの標準的なバラストＩＣは、予熱のために最大６０ｋＨｚに耐えるように設計されているが、誘導照明は、予熱周波数として４６６ｋＨｚを必要とする。したがって、これらのＩＣは、周波数及びワット数が高いアプリケーションには適していない。しかしながら、周波数及びワット数が高いアプリケーションで動作するＩＣのためのリソースが存在しない又は限定的であるため、エンジニアは、既存の技術を使用して高エネルギアプリケーションを駆動する以外の選択肢はない。無電極蛍光灯は、共振周波数が２５０ｋＨｚ、動作周波数が２００ｋＨｚのスイートスポットを有している。市販されている上述のＩＣは、回路に何らかの追加が行われない限り、無電極蛍光灯アプリケーションの駆動に使用できない。

本発明は、高周波高エネルギの無電極蛍光灯を確実かつ効率的に動作させるために、最も一般的な蛍光バラストＩＣを使用することを目的としている。前段落で述べたように、ＩＣが損傷する主な理由は、共振タンクからＩＣの駆動回路に大きなエネルギが伝送されるためである。この問題を解決するために、ゲート信号を絶縁する。ゲート絶縁は、ブリッジのハイサイド及びローサイドの両方で行うことができるが、ブリッジのハイサイドのみが高いエネルギを有し、２つではなく１つの絶縁回路を使用することによってＰＣＢのスペース及びコストを節約できるため、ブリッジのハイサイドのみを分離することが特に望ましい。

ハイサイドゲート変圧器の実装：
より高いワット数及びより高い周波数で回路を動作させるために、従来のバラストＩＣ回路を更に改善する必要があり、絶縁ゲート変圧器はストレスの一部を緩和する。この変圧器の利点は、ＭＯＳＦＥＴを制御回路から電気的に絶縁することである。図７のドライバ回路１４は、カップリングキャパシタ１５、１：１絶縁変圧器７、ダイオード５、バイアス抵抗６、クランプツェナーダイオード３，４、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１、プルダウン抵抗２からなる。

図７は、本発明に有用なハイサイド駆動回路の概略を示している。カップリングキャパシタ１５は、ＨＯ信号１８と、変圧器１７のドット側の一次側との間に直列に配置されている。変圧器８の一次側の他端はグランド１９に接続されている。ダイオード５のアノードは、変圧器７のドット側の二次側１６に接続されており、ダイオード５のカソードは、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート１０及び／又はツェナーダイオード３のアノード及び／又はゲート−ソース抵抗２に接続されている。抵抗２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１のゲート１０とソース１１との間に接続されている。抵抗２、ツェナーダイオード４のカソードは、変圧器７のドットなし側の二次側９に接続されている。変圧器７のドットなし側の二次側９は、ＭＯＳＦＥＴ１のソース１１に接続されている。

変圧器７の巻線比は１：１であり、入力信号及び出力信号は同相である（１６及び１７のドットで観察）。理想的な条件では、変圧器はエネルギを蓄積しない。しかしながら、実際には、変圧器の漏れインダクタンス及び磁化インダクタンスが僅かなエネルギを蓄積し、これによって、変圧器設計の効率が低下し、ゲート信号のターンオン及びターンオフのタイミングに影響が生じる可能性がある。したがって、漏れインダクタンスが小さい変圧器を設計することは非常に重要である。ゲートドライバは、１８において、１９に対するハイサイドゲート信号を出力し、１９は、デジタルグランドに接続されている。カップリングキャパシタ１５は、絶縁変圧器７の一次巻線に直列に接続され、直流電圧を遮断するとともに、ＨＯ信号１８のＡＣ成分を変圧器１７のドット側の一次側に通す。カップリングキャパシタ１５が巻線に直列に接続されていないと、変圧器７が飽和してしまうため、カップリングキャパシタ１５は、磁化インダクタンスの電圧をリセットしているといえる。ＨＯ信号１８が正である場合、この信号は、変圧器７のドット側端子１６において正の電圧を誘起し、バイアスゲート抵抗６は、ダイオード５をバイパスしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１のゲート１０に電流を流す。ダイオード５は、１６における電圧信号が正である間は、阻止ダイオードであり、ゲート電流は、ゲート抵抗６のみを通過する。１６においてゲート信号がゼロになると、ダイオード５は、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート容量を、ゲート抵抗６をバイパスさせて速やかに放電させ、ゲート１０を電源電圧１１に引き下げ、ＭＯＳＦＥＴ１を効率的かつ迅速に適切にオフにすることができる。バイアスゲート抵抗６は、１６において、非結合インダクタンスからのゲート過渡電流がＭＯＳＦＥＴ１のゲート１０に流れることを回避するために使用される。クランプツェナーダイオード３、４は、ゲート電圧が規定の電圧範囲を超えないようにし、１３における電圧を１６Ｖのレールツーレール電圧（rail to rail voltage）にクランプするために使用される。換言すれば、これらの２つのツェナーダイオード３、４は、緩く合された二次インダクタンス（loosely coupled secondary inductance）に関連する過渡現象から負のスイング及び正のスイングをクリップする。プルダウン抵抗２は、変圧器７の二次巻線１６及び９から、緩く結合された二次インダクタンスによって引き起こされる過渡電圧（ｄｖ／ｄｔ）を消去するために使用される。スイッチング遷移の間、１３における結合されていない二次インダクタンスは、電圧スパイクを発生させる可能性があり、この電圧スパイクは、ＭＯＳＦＥＴのゲート１０の酸化物層に穴を空け、ＭＯＳＦＥＴ１に恒久的な損傷を与える可能性がある。ＭＯＳＦＥＴは、通常、故障によって短絡モードになるため、ハーフブリッジの２つのＭＯＳＦＥＴが同じ導通状態になり、ヒューズ及び／又は電流検出抵抗の溶断が発生するおそれがある。このため、ＭＯＳＦＥＴのゲート及びソースの間にプルダウン抵抗２を設け、ＭＯＳＦＥＴを過渡電圧から保護することが不可欠である。カップリングキャパシタ１５は、ＡＣカップリングを提供し、したがって、ゲート駆動信号１８をレベルシフトさせる。図７に示すように、ツェナーダイオード３、４とカップリングキャパシタ１５を追加した後、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１のゲート１０は、０とＶＧではなく、−ＶｃとＶＧ−Ｖｃによって駆動され、ここで、Ｖｃはカップリングキャパシタ１５の両端の電圧であり、ＶＧはゲート電圧である。これらの波形を図８に示す。これにより、ＦＥＴは、ターンオフ時に負にバイアスされ、これによりターンオフ速度が改善される。また、ＭＯＳＦＥＴのｄｖ／ｄｔ耐性も向上する。図７のプルダウン抵抗２は、ターンオン時にゲートをローに引き下げるので、ＦＥＴはスタートアップ時に常にオフになる。プルダウン抵抗２は、阻止キャパシタの充放電に寄与し、これがなければ、阻止キャパシタに亘る電圧が生じない。

回路の温度依存性：
上述したように、無電極蛍光灯システムは、空気循環及び換気が非常に少ないハイベイ及びトンネルに設置されることが多い。このような状況下では、バラストシステムは、固定器具の外部に熱を良好に伝達できず、したがって、高温に対する耐性を有する必要がある。これらの条件下では、無電極蛍光灯システムの周囲温度は、１８０°Ｆまで上昇し、バラストコンポーネントは、２００°Ｆ以上で動作しなくてはならないことがある。これらの極端な高温下では、コンポーネント値がかなり変動し、回路の動作条件が変化する。これらのコンポーネントの値が変化すると、回路の共振状態も変化し、共振周波数が設計値より高く又は低くシフトする。しかしながら、ＩＣは、予めプログラムされたデッドタイム及び周波数でＦＥＴを駆動するように設計されており、共振周波数が変動すると、蛍光灯が点灯しない可能性がある。蛍光灯が点灯されないと、バラストＩＣは、この値をリセットし、蛍光灯を再点弧しようとし続け、共振回路に多くのエネルギが流れるおそれがある。このエネルギによって、ハイサイドＭＯＳＦＥＴの経路がバラストＩＣに移行し、ＩＣの内部ドライバ回路が損傷する可能性がある。ゲートドライバの絶縁は、ゲート信号を制御信号から電気的に絶縁することによって、このＩＣの損傷の原因を防いでいる。

したがって、ゲート絶縁変圧器をバラスト回路に使用することによって、ＭＯＳＦＥＴ制御メカニズムを強化し、ＭＯＳＦＥＴを過渡電圧から保護し、制御回路を雑音から絶縁し、ＩＣの内部ドライバ回路の電気的ストレスを緩和し、ＭＯＳＦＥＴにおけるスイッチング損失を低減することができる。

共振回路７０：
図９に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１、２０は、トーテムポール型ハーフブリッジ構成回路（a totem pole, half bridge configuration circuit）に接続され、ＩＣ２８からのハイサイド及びローサイドゲート信号によって駆動される。制御回路２９は、ＩＣ２８のデッドタイム及びスイッチング周波数を決定する。ＭＯＳＦＥＴは、端子２１、２２におけるブーストＤＣをスイッチングする。図４の共振タンクは、ＤＣ阻止キャパシタ２３と、共振インダクタ２４と、共振キャパシタ２５とを備える。無電極蛍光灯２６は、共振キャパシタ２５に並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２０は、電流検出抵抗２７を介して接地されている。電流検出抵抗２７は、共振タンク３０内で駆動されている電流を制限する。共振キャパシタ２５の値は、ＤＣ阻止キャパシタ２３よりも小さいので、蛍光灯２６は、最初の点弧時に高いＡＣ電圧を得る。下側のキャパシタ２５は、ＤＣブロックキャパシタ２３より常に高い電圧を有する。蛍光灯２６が点弧されると、蛍光灯は、共振キャパシタ２５に比べてインピーダンスが小さくなり、したがって、共振キャパシタは、開回路のように振る舞い、キャパシタ２３及びインダクタ２４のみが共振タンク３０を構成するように振る舞う。これにより、タンク内の共振状態が変化し、この結果、動作周波数及び電圧が変化する。

無電極蛍光灯は、電極又はフィラメントを有していないため、予熱条件を必要とせず、これは、無電極蛍光灯が予熱時間及び予熱電流を必要としないことを意味する。バラストＩＣは、プログラム可能な予熱時間及び予熱周波数を有しており、予熱周波数４６６ｋＨｚの予熱の場合、バラストは、１４０ｍｓの非常に短い時間で動作するようになっている。蛍光灯を点灯する前に、直列Ｌ−Ｃ回路は、高いＱ係数で共振する。予熱モードが経過すると、周波数は、共振周波数に向かって掃引（減少）され、蛍光灯電圧は１〜１．５５ｋＶに上昇して蛍光灯を点灯する。この高電圧によって蛍光灯が点灯すると、回路は、Ｑ係数が低い直列Ｌ及び並列ＲＣとなる。点灯後、回路内の周波数は、更に蛍光灯のランニング周波数まで低下し、蛍光灯電流は、そのランニング周波数において一定値に維持される。

本発明は、バラスト回路の予熱周波数、予熱時間及び共振状態を改善する。回路パラメータの値は、バラストが、そのコンポーネント値の変動にかかわらず、全ての温度条件で蛍光灯を点弧できるように選択する必要がある。無電極蛍光灯は、通常、２３５ｋＨｚで動作し、予熱周波数及び共振周波数は、それぞれ４５０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚである。図１０は、電子蛍光灯バラストの典型的なＱ曲線を示している。この図では、バラストは、初期的には共振タンクの高Ｑ特性１２５に従い、予熱周波数１２１から点灯周波数１２２まで掃引を行い、ここで、蛍光灯を点灯する。蛍光灯が点灯すると、回路の動作周波数は、ランニング周波数１２３に低下し、回路は低Ｑ値のグラフ１２６を維持する。回路の共振状態は、共振周波数１２４に維持される。共振タンクのこれらの典型的な特性において、共振周波数１２４とランニング周波数１２３の間には、例えば、少なくとも３０ｋＨｚの大きな差が存在する。しかしながら、高温下では、共振インダクタと蛍光灯インダクタンスの値の変動のために、共振周波数とランニング周波数の差は、１０ｋＨｚ未満の範囲で更に近くなり、蛍光灯システムのＱ曲線は図１１に示すようにシフトする。この図では、バラストシステムのランニング周波数１２９は、タンクの共振周波数１２８に非常に近く、蛍光灯は、共振周波数の近くで動作する。共振の性質により、タンクは、共振状態の間に多くのエネルギ及び最大電力の伝送を続けるため、バラストは、過度の電力及びエネルギを取り扱わなくてはならない。これにより、回路内の残りの電気部品に負荷がかかり、バラストＩＣ２８に損傷が生じ、バラストに恒久的な損傷が生じる。これは、高温に曝される現場に設置された電子バラストの故障の主な原因である。バラストは、これらの高温下で電源を入れ直すと大部分が故障する。これは、無電極蛍光灯バラストの設計における困難な課題であり、現場設置におけるバラストの破損の大部分は、この設計ミスによって引き起こされることが報告されている。既存の設計で共通する設計ミスは、バラストのために選択される周波数が互いに非常に近すぎることである。

図１２は、高温での始動時の共振タンク内の高いエネルギを示している。バラストの予熱時間は、約４００ｍｓ（１３２）であり、４００ｍｓにおける点灯電圧１３３は、７５０Ｖである。バラストは、４００ｍｓ（１３２）の間、予熱電圧を７００Ｖ（１３０）及び０．４Ａ（１３１）に維持する。このため、蛍光灯の点灯前であっても、共振タンク内の予熱エネルギは、２８０Ｗと算出される。バラスト回路は、蛍光灯を点灯しようとしている間に、過剰なエネルギに曝されていることがわかる。これは、ランプの点灯中に生成する必要のない過剰なエネルギである。図１３は、常温条件下における典型的な蛍光灯特性を示している。予熱電圧１３５は、ランニング電圧１３７より低くなければならず、予熱電流１３８は、点灯電圧１３６よりも前では、ゼロでなければならない。１３６において蛍光灯が点灯されると、ランニング電圧１３７及びランニング電流１３９の値は、蛍光灯の動作期間全体に亘って一定に安定させる必要がある。高温下でのバラストの効率的かつ効果的な動作のためには、バラスト波形は、図１２のようではなく、図１３のようになる必要がある。

本発明では、共振インダクタ及びキャパシタの値は、Ｑ曲線が如何なる温度変化に対しても大きくシフトしないように選択される。共振タンクの値は、温度変化に対するインダクタ、キャパシタ、蛍光灯のインダクタンスの値の変動を考慮して選択される。蛍光灯のインダクタンスのばらつきは、蛍光灯の製造業者が採用する製造技術の相違によって生じる。したがって、可能性がある全ての条件で蛍光灯を点灯させることができる共振タンクを設計することは非常に重要である。動作周波数及び予熱周波数を変更しながら、異なる温度条件下で、図９に示すＩＣ２８、阻止キャパシタ２３、共振インダクタ２４、共振キャパシタ２５及び蛍光灯のインダクタンス２６について研究を重ねて得られた可能な最良の動作点の組合せを図１４に示す。図１４に示すように、バラストの予熱周波数１４１、共振周波数１４４及びランニング周波数１４３の値は、それぞれ、４６６ｋＨｚ、２３１ｋＨｚ及び１９９ｋＨｚに選択されている。これらの値は、高温での蛍光灯の点灯に成功し、動作中一定の蛍光灯ルーメン出力を維持することが検証された。ランニング周波数１４３は、共振周波数１４４に近くならず、そのパラメトリック分散によって、如何なる条件下でもバラストが共振周波数で動作しないように選択された。したがって、このバラストは、動作中に大量のエネルギ及び／又は電力が伝送されることを回避する。このＱ曲線の変化は、残りのバラスト部品にかかるストレスを低減し、したがって、最適な性能をより長く持続する。この新しい値の組は、バラストが極端な温度条件下で正常に再点弧するためにも役立つ。図１５は、高温における蛍光灯点弧の成功を示している。この図から、共振タンクは、蛍光灯を点灯している間は、エネルギを保持していないことがわかる。予熱電圧１４６の値は、２００Ｖであるが、予熱電流１４９は、１１０ｍｓ（１５１）の予熱時間の間は無視できる。蛍光灯は、９００Ｖ（１４７）の理想点灯電圧を有し、点灯電圧１４８及び電流１５０が蛍光灯の動作中安定し、一定であり、したがって蛍光灯出力は一定である。図１５は、より高い温度条件で測定されており、バラストの動作状態が図１３のバラストの理想的な状態に非常に近いことが観察される。高温におけるバラストの再点弧の精度と堅牢性についても検証した。バラストの周囲温度を８５℃に維持し、３４，０００回の電力サイクルを行った。８５℃の周囲温度では、バラスト回路内の全ての電気部品が最大温度範囲を超えたが、バラストは、低いＴＨＤ及び高い力率で３４，０００回の電力サイクルを経ても正常に動作することが観察された。したがって、ハイサイドのゲート絶縁変圧器の使用、最適化されたタンク回路値及び動作周波数は、全ての動作温度における無電極誘導バラストの正常で効率的な動作のための３つの重要なパラメータであるといえる。

波形補正回路：
本発明の最後の部分は、図１の波形補正及びＴＶＳＳ保護５０に関する。本発明では、保護機能が追加された良好な電力品質を維持するための安定化技術に波形補正技術を追加する。無電極バラストは、無線周波数範囲（予熱中は、最大４６６ｋＨｚ、ランニング周波数は、１９９ｋＨｚ）で動作し、従来の差動モード及びコモンモードフィルタは、バラスト回路から発生する雑音の除去に適していないことがある。高速道路やトンネルを含む過酷なバラストの設置場所では、バラストから発生する雑音が、交通管制、監視カメラ、通信ネットワークシステム等の高感度電子機器に影響を与えないように、更なるフィルタリングが必要となる。交通制御システム、スマート照明制御、通信システム、ＩＰカーネル等の高感度電子機器は、照明パネル等の非線形負荷によって発生する周波数雑音の影響を受けやすい。高感度なコンピュータ負荷の誤動作又は不規則な挙動を引き起こす前に、負荷パネルから１．５ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲の周波数雑音をフィルタリングする必要がある。また、バラスト回路は、現場に設置された際、内部又は外部で発生する電気雑音から保護する必要がある。したがって、バラストは、フィールド内での動作を成功させるための保護回路と共にフィルタ回路を必要とする。電子バラストによってメインライン上に伝導又は放射されるエネルギ伝送は、フィルタリング、処理及び保護する必要がある。図５に示すように、米国特許第６４８６５７０号明細書に記載されている波形補正技術をバラスト回路に使用している。

要約すると、本発明は、限定的又は排他的であることを意図するものではないが、以下の概念及び思想を開示する。

１．図９に示すように、無電極誘導バラストのアプリケーションにおいて、典型的なバラストＩＣ２８の内部ドライバ回路上の電気的ストレスを低減する目的のために、ハイサイドゲート絶縁変圧器７をハーフブリッジインバータ回路に接続する必要があり、これにより、バラストＩＣ２８は、６０ｋＨｚの仕様より高い周波数（４６６ｋＨｚ）で動作することができる。

２．図９に示すように、無電極誘導バラストのアプリケーションにおいて、バラストをより高い周波数及びより高い温度で動作させる場合、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲート１、したがって、ＭＯＳＦＥＴ１０を絶縁し、保護する目的のために、ハイサイドゲート絶縁変圧器７をハーフブリッジインバータ回路に接続する必要がある。

３．図９に示すように、無電極誘導バラストのアプリケーションにおいて、バラストをより高い周波数及びより高い温度で動作させる場合、バラストＩＣ２８を保護する目的で、ハイサイドゲート絶縁変圧器７をハーフブリッジインバータ回路に接続する必要がある。

４．図１４に示すように、無誘導型蛍光灯バラストシステムのＱ曲線は、バラストが高い周囲温度の条件下にある場合、共振周波数とランニング周波数との間の差がより大きくなるように（少なくとも３０ｋＨｚより大きくなるように）シフトさせる必要がある。これにより、共振タンク内の予熱エネルギが減少し、したがって、より高温での蛍光灯の再点弧が可能になる。

５．バラストＩＣの動作周波数は、８５℃におけるパラメータ値の温度依存性を考慮して選択する必要がある。

６．図１４に示すように、無電極誘導型蛍光灯の予熱周波数、共振周波数及びランニング周波数は、それぞれ、４６６±５ｋＨｚ、２３１±５ｋＨｚ及び１９９±５ｋＨｚに選択する。これらの値は、回路内の部品値の温度依存性を慎重に検討した後に選択されている。

７．バラストから発生するラインへの電気的雑音を除去するために、米国特許第６４８６５７０Ｂ１号に記載されている波形補正回路をバラストフィルタ回路に追加する。

８．米国特許第６４８６５７０Ｂ１号に記載されている波形補正回路は、施設からの内部／外部過渡状態からバラストを保護するためにバラストに追加される。

本発明を特定の好ましい実施形態を参照して本明細書に記載したが、これらの実施形態は単に例示的なものであり、本発明の範囲を限定するものではない。この詳細な説明によって、本発明の更なる実施形態も当業者にとって明らかである。

したがって、ここに開示する発明の思想及び範囲から逸脱することなく、本明細書に記載した実際の概念を容易に変更及び修正できることは、当業者にとって明らかである。

Claims (7)

1. 誘導型蛍光灯を用いた照明システム用バラスト回路であって、
   ＡＣ−ＤＣ整流回路と、
   ＤＣ−ＤＣブースト電力変換回路と、
   ＤＣ−ＡＣハーフブリッジインバータ回路と、
   前記蛍光灯を点灯して前記蛍光灯の一定の電力出力を実質的に維持する共振回路と、を備え、
   前記ＤＣ−ＡＣハーフブリッジインバータ回路は、バラスト集積回路（ＩＣ）を使用してハイサイドＭＯＳＦＥＴ及びローサイドＭＯＳＦＥＴを駆動するハーフブリッジインバータ回路に接続されたゲート絶縁変圧器を更に備え、
   前記ゲート絶縁変圧器は、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴへのゲート信号を、前記ローサイドＭＯＳＦＥＴへの別のゲート信号から電気的に絶縁し、
   前記共振回路は、ＤＣ阻止キャパシタと前記誘導型蛍光灯に並列に接続された共振キャパシタとの間に直列に接続された共振インダクタを備え、前記共振キャパシタの値は、前記ＤＣ阻止キャパシタよりも小さく、
   前記誘導型蛍光灯のＱ曲線は、前記バラスト回路が８５℃で動作しているときに、共振周波数とランニング周波数との差が３０ｋＨｚ以上となるようにシフトされているバラスト回路。
2. 前記バラスト回路は、コモンモード差動モードフィルタによって保護され、波形補正回路が並列に追加されている請求項１記載のバラスト回路。
3. 前記ゲート絶縁変圧器は、駆動回路の一部であり、前記駆動回路は、
   高出力信号の後段及び絶縁ゲート変圧器の第１の一次側に直列に配置されたカップリングキャパシタと、
   ゲート抵抗に亘って接続されたダイオードと、を備え、
   前記ダイオードのカソードは、絶縁ゲート変圧器の第１の二次側に接続され、
   前記ダイオードのアノードは、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲートとソースの間に接続されたツェナーダイオード、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲート、及び前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲートとソースの間に接続されたゲート−ソース抵抗の少なくとも１つに接続され、
   前記絶縁ゲート変圧器の第２の一次側は、デジタルグランドに接続され、
   前記絶縁ゲート変圧器の第２の二次側は、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴのソースに接続されている請求項１記載のバラスト回路。
4. 前記ゲート絶縁変圧器の巻線比は、１：１であり、前記ゲート絶縁変圧器の入出力信号は、同相であり、前記カップリングキャパシタは、前記ゲート絶縁変圧器の一次巻線に直列に接続されている請求項３記載のバラスト回路。
5. 前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲートとソースの間に一対のツェナーダイオードが接続され、前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴのゲート電圧が指定された負の電圧又は指定された正の電圧を超えないようにされている請求項３記載のバラスト回路。
6. 前記誘導型蛍光灯は、ランニング周波数が１９９±５ｋＨｚ、予熱周波数が４６６±５ｋＨｚ、共振周波数が２３１±５ｋＨｚである請求項１記載のバラスト回路。
7. 前記バラスト回路は、コモンモード差動モードフィルタによって保護され、波形補正回路が並列に付加されている請求項６記載のバラスト回路。