KR20170072186A

KR20170072186A - 추가된 여과 및 보호를 갖는 무전극 형광 안정기 구동 회로 및 공진 회로

Info

Publication number: KR20170072186A
Application number: KR1020177007451A
Authority: KR
Inventors: 앤드류 씨. 피켓; 나빈 알. 테라; 로버트 브이. 라우링스
Original assignee: 인바이론멘탈 포텐셜즈, 인크.
Priority date: 2014-08-19
Filing date: 2015-08-18
Publication date: 2017-06-26
Also published as: EP3195461B1; EP3195461A1; CN107318273A; PH12017500310A1; US20160057843A1; JP2017526153A; JP6821566B2; US9955561B2; PH12017500310B1; US9462666B2; EP3195461A4; US20170094759A1; WO2016028751A1

Abstract

유도 형광 램프를 사용하는 조명 시스템용 안정기 회로는, 램프를 점화하고 램프의 실질적으로 일정한 전력 출력을 유지하기 위해, AC-DC 정류 회로, DC-DC 부스트 전력 변환 회로, DC-AC 하프 브릿지 인버터 회로, 및 공진 회로를 활용하는데, 여기서 DC-AC 하프 브릿지 인버터 회로는 추가로, 하이 사이드 MOSFET 및 로우 사이드 MOSFET를 구동하기 위해 안정기 IC(integrated circuit)를 사용하는 하프 브릿지 인버터 개략도에 연결된 게이트 격리 변압기로 구성되며, 게이트 격리 변압기는 하이 사이드 MOSFET에 대해 게이트 신호를 전기적으로 격리시킨다.

Description

추가된 여과 및 보호를 갖는 무전극 형광 안정기 구동 회로 및 공진 회로{ELECTRODELESS FLUORESCENT BALLAST DRIVING CIRCUIT AND RESONANCE CIRCUIT WITH ADDED FILTRATION AND PROTECTION}

관련 출원들에 대한 상호 참조

본 출원은 2014년 8월 19일자로 출원된 U.S. 일련 번호 제62/039,372호를 우선권으로 주장하는 정식 출원이며, 그 개시내용은 특히 인용에 의해 본원에 포함된다.

발명의 기술 분야

본 발명은 무전극/유도 형광 램프(electrodeless/induction fluorescent lamp)들의 조명(lighting)에 관한 것이다.

형광 램프들은 전구(electric bulb)들보다 더 높은 효율 및 더 긴 수명으로 인해 최근 몇 년간 산업계에서 널리 사용되어 왔다. 종래의 형광 램프들은 전극들을 갖지만, 유도 형광 램프들은 그들의 동작을 위해 어떠한 전극들도 사용하지 않는다. 유도 형광 램프를 사용하는 조명 시스템은, 자신의 구동 안정기(driving ballast)와 함께 유도 결합형 무전극 형광 램프로 구성된다. 전자기 유도의 원리가 플라즈마를 점화시키기 위해 램프 시스템에 사용되어, 플라즈마가 튜브의 형광 벽들에 광을 방출하게 한다. 램프 시스템은 어떠한 전극들도 포함하지 않기 때문에, 무전극 램프의 수명은 통상적인 형광 램프들보다 현저하게 더 높다. 이러한 램프들의 속성은, 이들이 점화를 위해 더 높은 점화 주파수를 요구하고 일정한 광 출력을 유지하기 위해 더 높은 동작 주파수를 요구한다는 것이다. 이러한 주파수들은 무선 주파수 범위에 있다. 자기-발진 공진 회로들이 이러한 안정기들에 종종 사용되지만, 이들은 역률(power factor) 보정되지 않거나 또는 효율적이지 않다. 자기-발진 회로들은 컴포넌트들의 변동들에 매우 민감하고, 이들은 고온 애플리케이션들에는 매우 적합하지 않다. 유지 보수가 적고 수명이 더 긴 특징들 때문에, 무전극 램프들은 종종 높은 베이(high bay)들, 터널들, 높은 천장들, 및 공기 순환 및 통풍이 매우 적은 다른 위치들에 설치되며, 이로 인해 램프들 및 안정기들은 극한의 고온 조건들에 노출된다. 불량한 고정물 설계는 또한 램프-안정기 시스템에 더 많은 열을 부가한다. 환경적인 사용 인자들로 인한 극단적인 열 조건들은 램프 및 안정기 파라미터들, 이를테면, 램프 인덕턴스 및 안정기 동작 특성들을 변경할 것이다. 따라서, 자신의 우수한 전력 품질을 유지하면서 더 높은 온도들을 견딜 수 있는 램프-안정기 시스템을 갖는 것은 매우 중요하다.

본 발명은 일반적으로 무전극 유도 형광 전구와 함께 사용되는 안정기 회로를 개선시키는 방법들에 관한 것이다.

본 발명은 무전극 유도 형광 램프에 대한 동작 회로에 관한 것이다. 무전극 유도 램프용 전자식 안정기는 AC-DC 정류, 정류된 DC가 부스팅되는 동안의 역률 보정, 하프 브릿지 구조의 MOSFET들을 사용하는 DC-AC 반전, 램프를 점화하고 램프 출력을 유지시키기 위한 안정기 공진 회로, 및 이 회로에 대한 공통 모드 및 차동 모드 필터로 구성된다. 무전극 유도 형광 램프들은 그 속성들에 있어서 고유하며, 이들은 전통적인 형광 램프들과 비교하여 훨씬 더 높은 동작 주파수를 요구한다. 무전극 안정기들 중 일부는 1.25MHz 및 235kHz에서 구동하지만, 주변 온도가 높은 경우 지속적인 동작 및 재점등(restrike)을 유지하기 위해, 200kHz의 구동 주파수가 공진 인덕터 및 커패시터의 선택에 최적인 것으로 측정된다. 전력 요구량들이 높은 이러한 주파수 조건들 하에서 구동할 수 있는 안정기 IC(칩)을 선택하는 것은, 전기적 응력 처리에 대한 그들의 한계들로 인해, 거의 불가능하다. 전기적 응력 문제를 극복하고 더 높은 전력, 높은 주파수 조건들에서 IC가 구동되게 하기 위해, 격리된 하이 사이드 게이트 변압기(isolated high side gate transformer)가 회로에 채용된다. 본 발명은 안정기 회로의 고유한 공진 조건들과 함께 게이트 구동 격리 회로에 관해 논의한다. 본 발명은 또한 가혹한 전기적 조건들하에서 잡음을 필터링하고 회로를 보호하기 위해 안정기 회로에 파형 보정 회로를 부가하는 것에 관해서도 논의한다.

이에 따라, 본 발명의 목적은 무전극 유도 형광 전구에 유용한 개선된 안정기 회로들을 제공하는 것이다.

이러한 그리고 추가적인 목적들 및 이점들은, 아래 설명된 본 발명의 도면들 및 상세한 설명과 관련하여 당업자들에게 명백하게 될 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 유도 형광 램프를 사용하는 조명 시스템을 위한 안정기 회로의 블록도이다.
도 2는 도 1에 블록(100)으로 표현된 DC-DC 역률 보정 회로의 개략적인 도면이다.
도 3은 도 1에 블록(60)으로 표현된 DC-AC 하프 브릿지 인버터 회로의 개략적인 도면이다.
도 4는 도 1에 블록(70)으로 표현된 공진 회로의 개략적인 도면이다.
도 5는 도 1에 블록(50)으로 표현된 U.S. 특허 제7,446,436호에 개시된 것과 같은 파형 보정 필터를 도시한다.
도 6은 통상적인 조명 애플리케이션을 위한 기본적인 안정기 IC 회로 설계를 도시한다.
도 7은 도 9의 하이 사이드 드라이버 회로의 개략적인 도면이다.
도 8은 실제 동작시에 도 7로부터 달성된 파형이다.
도 9는 도 3에서 설명된 것보다 더욱 상세한, 도 1의 블록(60)의 개략적인 도면이다.
도 10은 종래의 전자-형광 램프 안정기에 대한 통상적인 Q-커브를 도시하는 반면, 도 11은 도 10의 Q-커브 상에서 고온들이 동작 포인트들을 어떻게 시프트시키는지를 도시한다.
도 12는 고온들에서의 시동(startup) 동안 종래의 무전극-형광 램프의 공진 탱크에서 실제로 측정된 고 에너지를 도시하는 반면, 도 13은 이상적인 안정기 파형들이 고온들에서 시동 중에 어떻게 나타나야만 하는지를 도시한다.
도 14는 본 발명에 따라 설계된 회로의 실제 측정들에 의해 획득된 Q-커브를 도시하는 반면, 도 15는 고온들에서의 시동 동안 동일한 회로 획득기의 실제 파형들을 도시한다.

도 1은, 램프를 점화하고 램프의 일정한 전력 출력을 유지하게 위해, 다이오드 브릿지를 사용하는 AC-DC 정류(90), 역률 보정에 따른 DC-DC 부스트 전력 변환(100), 하프 브릿지 인버터 회로를 사용하는 DC-AC 반전(60) 및 공진 회로(70)를 포함하는 본 발명에 유용한 안정기 회로의 블록도를 제공한다. 안정기 회로는 공통 모드, 차동 모드 필터(80)로 보호되고, 또한 부가된 보호 및 성능을 위해 회로에 파형 보정 회로(50)가 병렬로 부가된다.

도 2는 액티브 역률 보정에 따른 도 1의 안정기 회로의 DC-DC 부스트 섹션을 나타낸다. 집적 회로 STL6562(101)는, 0.99의 보정된 역률 및 낮은 THD 레벨들을 갖는 정류된 DC(104)로부터 103에서 부스트된 DC를 달성하기 위해, 전통적인 부스트 토폴로지의 MOSFET(102) 스위치 및 부스트 인덕터(105)와 함께 천이 모드 동작시에 사용된다. 저손실 부스트 인덕터(105)가 이러한 부스트 토폴로지에 사용된다. 전해질 커패시터(106)는, 더 긴 수명 동안 최대 온도 조건들에서 최대 리플 전류를 처리할 수 있도록 선택된다.

도 3은, 도 1의 안정기 회로의 DC-AC 인버터 섹션이 하프 브릿지 공진 인버터 모델의 2개의 MOSFET 스위치들(1 및 20)을 채용하는 것을 도시한다. 집적 회로 IR2156(28)은 회로에서 2개의 MOSFET들(1 및 20)을 구동시키는데 사용된다. 게이트 격리 변압기(7)가 사용되어 HO 핀(18) 및 VS(34)로부터 연결된 하이 사이드 게이트를 격리시킨다. 클램핑 제너들(3 및 4)이 MOSFET(1) 양단에 연결되어, 10에서의 전압이 제너들의 클램핑 전압을 초과하지 않게 보장한다. 로우 사이드(low side) MOSFET(20)는 바이어스 저항기(42)를 통해 Lo(41)로부터 연결된다.

도 4는 도 1의 안정기 회로의 공진 회로를 도시하며, 이 공진 회로는 무전극 램프(26)와 함께 차단 커패시터(23), 공진 인덕터(24), 및 공진 커패시터(25)를 포함한다.

도 5는 시스템에 병렬로 부가된 파형 보정 기술(51)을 도시한다.

본 발명은 주로, 도 1에 언급된 안정기 회로의, 파형 보정(50), DC-AC 하프 브릿지 인버터 회로(60) 및 공진 회로(70) 섹션들을 다룬다.

DC-AC 반전 회로의 상세한 설명:

도 6은 통상적인 조명 애플리케이션용 기본 안정기 IC 회로 설계를 도시한다. 이 회로는, 안정기 IC(28)를 사용하여 하이 사이드 MOSFET(1) 및 로우 사이드 MOSFET(20)를 구동시키고, 부스팅된 DC를 단자(21)로부터 스위칭한다. IC의 내부 게이트 구동 회로에 기반하여, 하이 사이드는 단자들(33 및 34)로부터 스위칭하여 35에 신호를 출력한다. 그래서, 이 신호는 실제로 34로 참조된 35이며, 게이트 바이어스 저항기(37)를 통해 하이 사이드 MOSFET(1)의 게이트(10)에 공급된다. MOSFET(1)를 턴 온하기 위해, 게이트(10)에서의 전압은 11에서의 전압보다 클 필요가 있고, 그래서 핀(35)은 항상 핀(34)보다 더 높다. 로우 사이드 MOSFET(20)은 자신의 바이어스 저항기(42)를 통해 IC(28)의 로우 사이드 드라이브 출력(41)으로부터 자신의 게이트 신호를 수신한다. IC가 파워 업될 때, 이는 로우 사이드 MOSFET(20)에 대한 게이트 신호(41)를 생성하여 턴 온한다. 이 시점에서, 하이 사이드 MOSFET(1)가 여전히 오프(off)이고, 전류의 경로는 조절된 DC(IC에 전력을 공급하는데 사용됨)(39), 부트 다이오드(31), 부트스트랩 커패시터(32) 그리고 그후 로우 사이드 MOSFET(20)로부터의 경로이다. 이러한 방식의 부트스트랩 커패시터(32)는 조절된 DC 전압 값으로 떨어진 하나의 다이오드에 충전된다. 그후, IC는 하이 사이드 신호(35)를 생성하고, 자신의 로우 사이드 신호(41)를 셧 다운한다. 이러한 하이 사이드 신호는 33에서의 진폭이며(하나의 다이오드가 조절된 DC 전압으로 떨어짐) 하이 사이드 MOSFET(1)를 턴 온 할 것이다. 두 스위치들(1 및 20)이 발진을 시작하면, 단자(11)는 450VDC 만큼 높이 부스팅된 DC를 볼 수 있을 것이다. 이 조건에서, 하이 사이드 MOSFET(1)를 턴 온하기 위해, 부트스트랩 커패시터(조절된 DC(39)-다이오드 강하(31))로부터 450VDC로의 부가된 부트스트랩 전압이 하이 사이드 MOSFET(1)를 성공적으로 턴 온할 것이다. 하프 브릿지 구성에서 2개의 MOSFET들을 구동시키기 위해 IC를 사용하는 이러한 방식은, 60kHz 미만에서 구동하는 대부분의 형광 조명 애플리케이션들의 경우 성공적이다.

그러나, 도 6의 구성은 더 높은 와트 애플리케이션(higher wattage application)과 함께 더 높은 주파수의 동작을 다룰 때에는 현실적이지 않다. 11에서 안정기 회로의 공진 탱크로 인한 고 에너지 또는 고전압의 짧은 지속기간 과도현상들은 결국 하이 사이드(37) 또는 로우 사이드(42)를 통해 IC(28)에 전달될 수 있으며, 이는 결함 신호로 인해 MOSFET(1 및 20)으로부터의 스위칭 과도현상들을 부가하여 IC(28)의 조기 수명 종결 또는 영구적인 손상을 야기한다. 이러한 통상적인 안정기 IC들은 자신의 예열을 위해 최대 60kHz을 견딜 수 있도록 설계되어 있는 한편, 유도 조명은 예열 주파수로서 466kHz를 요구한다. 따라서, 이러한 IC들은 더 높은 주파수의 더 높은 와트 애플리케이션에 적합하지 않다. 그러나, 더 높은 와트의 더 높은 주파수 애플리케이션 하에서 동작할 수 있는 IC들에 대한 리소스들이 없거나 또는 제한되어 있어서, 엔지니어는 더 높은 에너지 애플리케이션들을 구동시키기기 위해 기존의 기술을 사용하는 것 이외에는 어떠한 선택도 할 수 없다. 무전극 램프들은 공진에 대해 250kHz 그리고 자신의 동작 주파수로서 200kHz의 스윗 스팟(sweet spot)을 갖는다. 시장에서 상용가능한 전술한 IC들은, 회로에 일부 다른 부가들이 행해지지 않는 한, 무전극 램프 애플리케이션을 구동시키는데는 유용하지 않다.

본 발명은 고주파수의 더 높은 에너지 무전극 램프들을 신뢰가능하게 그리고 효율적으로 구동시키기 위해 가장 통상적인 형광 안정기 IC들을 사용하고자 한다. 마지막 단락에 언급되는 바와 같이, IC가 손상되는 주된 원인은 공진 탱크로부터 IC들의 구동 회로로의 엄청난 에너지 전달이다. 이 문제를 해결하기 위해, 게이트 신호의 격리가 달성된다. 게이트 격리가 브릿지의 하이 사이드 및 로우 사이드 둘 다에서 구현될 수 있지만, 오직 브릿지의 하이 사이드만이 더 높은 에너지를 반송하고 그리고 2개 대신에 하나의 격리 회로의 사용이 PCB의 공간 및 비용을 절감하기 때문에, 브릿지의 단지 하이 사이드만을 격리시키는 것이 특히 바람직하다.

하이 사이드 게이트 변압기의 구현:

더 높은 와트들 및 더 높은 주파수들에서 회로를 구동시키기 위해, 전통적인 안정기 IC 회로는 추가적인 변형들이 필요하며, 격리 게이트 변압기는 응력의 일부를 완화시킬 것이다. 이러한 변압기의 부가된 장점은 제어 회로로부터 MOSFET들을 전기적으로 격리시킨다는 점이다. 도 7로부터의 드라이버 회로(14)는, 커플링 커패시터(15), 1:1 격리 변압기(7), 다이오드(5), 바이어싱 저항기(6), 클램핑 제너 다이오드들(3 및 4), N-채널 MOSFET(1), 및 풀 다운 저항기(2)로 구성된다.

도 7은 본 발명에서 유용한 하이 사이드 드라이버 회로 개략도를 도시한다. 커플링 커패시터(15)는 변압기(17)의 점이 찍힌(dotted)쪽 1차측과 HO 신호(18) 사이에 직렬로 배치된다. 변압기(8)의 1차측의 다른 단부는 접지(19)에 연결된다. 다이오드(5)는 게이트 저항기(6) 양단에 연결되어, 다이오드(5)의 애노드는 변압기(7)의 점이 찍힌 2차측(16)에 그리고 다이오드(5)의 캐소드는 MOSFET(1)의 게이트(10) 및/또는 제너(3) 및/또는 게이트-소스 저항기(2)의 애노드에 연결된다. 저항기(2)는 N-채널 MOSFET(1)의 게이트(10) 및 소스(11) 양단에 연결된다. 저항기(2), 제너(4)의 캐소드는, 변압기(7)의 2차측(9)의 점이 안찍힌(undotted) 단부에 연결된다. 변압기(7)의 점이 안찍힌 단부의 2차측(9)은 MOSFET(1)의 소스(11)에 연결된다.

변압기(7)의 권선비(winding ratio)는 1:1이며, 입력 및 출력 신호들은 동위상이다(16 및 17에서의 점들을 관찰). 이상적인 조건에서, 변압기는 어떠한 에너지도 저장하지 않는다. 그러나, 실제로, 변압기의 누설 인덕턴스 및 자화 인덕턴스는 약간의 에너지를 저장하며, 이는 게이트 신호의 턴 온 타이밍 및 턴 오프 타이밍에 영향을 줄 수 있는 저효율 변압기 설계를 야기한다. 따라서, 낮은 누설 인덕턴스로 설계된 변압기를 갖는 것이 매우 중요하다. 게이트 드라이버는 19와 관련하여 18에서 하이 사이드 게이트 신호를 출력하고, 19는 디지털 접지에 연결된다. 커플링 커패시터(15)는 격리 변압기(7)의 1차측 권선들과 직렬로 연결되어, HO 신호(18)의 AC 부분을 변압기(17)의 점이 찍힌 1차측으로 통과시키면서 임의의 DC 전압을 차단한다. 커플링 커패시터(15)가 권선들과 직렬로 사용되지 않는 경우, 변압기(7)는 포화될 것이고, 이에 따라 커플링 커패시터(15)는 자화 인덕턴스에 대한 전압을 리셋한다. HO 신호(18)가 포지티브일 때, 변압기(7)의 점이 찍힌 단자(16)에서 포지티브 전압을 유도할 것이고, 바이어스 게이트 저항기(6)는 N-채널 MOSFET(1)의 게이트(10)로의 전류 흐름을 허용하여 다이오드(5)를 바이패싱한다. 다이오드(5)는 16에서 포지티브 전압 신호 동안 차단 다이오드이며, 게이트 전류는 오직 게이트 저항기(6)만을 통과한다. 게이트 신호가 16에서 제로(0)가 되면, 다이오드(5)는 MOSFET(1)의 게이트 커패시턴스를 빠르게 방전시키는데 도움을 줘 게이트 저항기(6)를 바이패싱하고 게이트(10)를 소스 전압(11)까지 풀다운하여, MOSFET(1)가 효율적으로 그리고 빠르게 적절하게 턴 오프된다. 바이어스 게이트 저항기(6)는 16에서 커플링되지 않은 인덕턴스로부터의 임의의 게이트 과도 전류가 MOSFET(1)의 게이트(10)에 도달하는 것을 방지하기 위해 사용된다. 클램핑 제너 다이오드들(3 및 4)은, 게이트 전압이 특정된 전압 범위를 초과하지 않아서, 13에서의 전압을 16V의 레일-레일 간 전압으로 클램핑하도록 보장하는데 사용된다. 즉, 이러한 2개의 제너들(3 및 4)은 느슨하게 커플링된 2차측 인덕턴스 관련 과도현상들로부터의 네거티브 및 포지티브 스윙을 클립한다(clip). 풀 다운(pull down) 저항기(2)는 변압기(7)의 2차측 권선들(16 및 9)로부터 느슨하게 커플링된 2차측 인덕턴스에 의해 야기되는 과도 전압(dv/dt)을 소멸시키는데 사용된다. 스위칭 천이 동안, 13에서의 커플링되지 않은 2차측 인덕턴스는 MOSFET의 게이트(10)의 산화물 층을 뚫어, 이에 따라 MOSFET(1)을 영구적으로 손상시킬 수 있는 전압 스파이크들을 생성할 수 있다. MOSFET들은 단락 모드에서는 대게 작동되지 않으며, 이에 따라 하프 브릿지의 2개의 MOSFET들이 동시에 도통하여 퓨즈 및/또는 전류 감지 저항기가 블로우 아웃됨을 초래할 수 있다. 따라서, 과도 전압으로부터 MOSFET를 보호하기 위해, MOSFET의 게이트와 소스 사이에 풀 다운 저항기(2)를 갖는 것이 필수적이다. 커플링 커패시터(15)는 AC 커플링을 제공하여 이에 따라 게이트 구동 신호(18)에 대한 레벨 시프트를 제공한다. 도 7로부터의 제너들(3 및 4) 및 커플링 커패시터(15)를 하이 사이드 MOSFET(1)에 부가한 후, 게이트(10)는 이제 0 및 V_G와는 반대로 -V_C 및 V_G-V_C로 구동되며; 여기서 V_C는 커플링 커패시터(15) 양단의 전압이고, V_G는 게이트 전압이다. 이러한 파형들은 도 8에 도시된다. 이렇게 함으로써, FET는 자신의 턴 오프 시간 동안 네거티브 바이어스를 수신하며 이에 따라 FET는 턴 오프 속도가 향상된다. 이는 또한 MOSFET의 dv/dt 내성을 향상시킨다. 도 7로부터의 풀 다운 저항기(2)는, FET가 시동 시에 항상 오프가 되도록, 턴 온 동안 게이트를 로우(low)로 풀링한다. 풀 다운 저항기(2)는 차단 커패시터가 충전 및 방전하도록 돕는데, 그렇지 않으면 전압은 차단 캡에 걸쳐 전혀 축적되지 않는다.

회로의 온도 의존성: 앞서 언급된 바와 같이, 무전극 램프 시스템들은 종종 매우 낮은 공기 순환 및 환기를 갖는 높은 베이들 및 터널들에 설치되어 있다. 이러한 상황들에서, 안정기 시스템은 고정물(fixture) 외부에서 매우 양호한 열 전달을 갖지 않으며, 이에 따라 이들은 고온을 견뎌야만 한다. 이러한 조건들 하에서 무전극 램프 시스템의 주변 온도는 180°F까지 상승할 수 있고, 이는 안정기 컴포넌트들이 200°F 이상에서 구동하도록 야기한다. 이러한 극한의 고온들 하에서의 컴포넌트 값들은 상당히 다양하여, 회로 동작 조건들을 변경한다. 이러한 컴포넌트들의 값들이 변함에 따라, 회로의 공진 조건들도 또한 변하며, 공진 주파수가 설계된 것보다 더 높거나 또는 더 낮게 시프트된다. 그러나, IC는 사전프로그래밍된 데드 시간 및 주파수에서 FET들을 구동시키도록 설계되며, 공진 주파수에서의 임의의 변동은 램프를 점화하지 않을 수 있다. 램프가 점화되지 않는 경우, 안정기 IC는 그 값을 리셋하여 램프를 재점등(restrike)시키도록 계속해서 시도하여, 많은 에너지가 공진 회로 내에 흐를 수 있다. 이 에너지가 안정기 IC로의 하이 사이드 MOSFET의 경로를 취하여, IC 내부 구동기 회로를 손상시킬 가능성이 존재한다. 게이트 드라이버 격리는, 제어 신호에 대해 게이트 신호를 전기적으로 격리시켜, IC에 대한 이러한 손상 원인을 방지할 것이다.

따라서, 게이트 격리 변압기는, MOSFET 제어 메커니즘을 강화하고, MOSFET를 과도 전압들로부터 보호하고, 잡음으로부터 제어 회로를 격리시키고, IC 내부 드라이버 회로 상의 전기적 응력을 완화시키고, 그리고 MOSFET에서 스위칭 손실들을 감소시키기 위해 안정기 회로에서 사용된다.

공진 회로(70):

도 9로부터, MOSFET들(1 및 20)은 토템 폴(totem pole), 하프 브릿지 구성 회로에 연결되고, IC(28)로부터의 하이 사이드 및 로우 사이드 게이트 신호들로부터 구동된다. 제어 회로(29)는 IC(28)의 데드 시간, 스위칭 주파수들을 결정한다. MOSFET들은 단자들(21 및 22)에서 부스팅된 DC를 스위칭한다. 도 4로부터의 공진 탱크는, DC 차단 커패시터(23), 공진 인덕터(24) 및 공진 커패시터(25)로 구성된다. 무전극 형광 램프(26)는 공진 커패시터(25)와 병렬로 연결된다. MOSFET(20)은 전류 감지 저항기(27)를 통해 접지에 연결된다. 전류 감지 저항기(27)는 공진 탱크(30)에서 구동되는 전류를 제한한다. 공진 커패시터(25)의 값은, 램프(26)가 자신의 최초 점등(strike) 동안 더 높은 AC 전압을 획득하도록, DC 차단 커패시터(23)보다 더 작다. 더 낮은 커패시터(25)는 항상 DC 차단 커패시터(23)에 비해 더 높은 전압을 가질 것이다. 일단 램프(26)가 점등하면, 램프는 공진 커패시터(25)에 비해 임피던스를 덜 가질 것이고, 그로 인하여 공진 커패시터는 개방 회로처럼 거동하여, 공진 탱크(30) 내에서 커패시터(23) 및 인덕터(24)만을 구성할 것이다. 이는 탱크 내의 공진 조건들을 변경하며, 동작 주파수의 변화 및 전압의 변화를 초래할 것이다.

무전극 램프들은 그 내부에 어떠한 전극 또는 필라멘트도 갖지 않으므로, 예열 조건들을 요구하지 않는데, 이는 무전극 램프들이 예열할 시간 및 예열 전류를 요구하지 않는다는 것을 의미이다. 안정기 IC는 프로그래밍가능한 예열 시간, 및 예열 주파수를 가지며, 안정기는 466kHz의 예열 주파수을 통한 예열을 위해 140 mS의 매우 짧은 시간의 지속기간 동안 동작하도록 구성된다. 램프가 점화되기 전에, 직렬 L-C 회로는 하이 Q 팩터를 갖는 공진 상태에 있을 것이다. 예열 모드가 지나가면, 주파수는 공진을 향하여 스윕(감소)되고, 램프 전압은 램프를 점화하기 위해 1-1.5 kV까지 증가한다. 이렇게 높은 전압이 램프를 점화시키면, 회로는 그후 로우 Q 팩터를 갖는 직렬 L 및 병렬 RC가 된다. 점화 후, 회로내 주파수는 램프의 구동 주파수로 더 감소되고, 램프 전류는 자신의 구동 주파수에서 일정한 값으로 유지된다.

본 발명은 안정기 회로의 예열 주파수, 예열 시간 및 공진 조건들을 다룬다. 회로 파라미터들의 값들은, 안정기가 자신의 컴포넌트 값들에 있어서의 변동과는 상관없이 모든 온도 조건들에서 성공적으로 램프를 점등시키는 방식으로 선택되어야만 한다. 무전극 램프들은 일반적으로 예열 주파수로 235kHz에서 그리고 각각 450kHz 및 240kHz의 공진 주파수에서 구동된다. 도 10은 전자-형광 램프 안정기에 대한 통상적인 Q-커브를 도시한다. 이 도면에서, 안정기는 초기에 공진 탱크의 하이 Q 특성들(125)을 따르고, 안정기는 점화 주파수(122)를 통해 예열 주파수(121)로부터 스윕하는데, 여기서 안정기는 램프를 점화시킨다. 램프가 점화되면, 회로의 동작 주파수는 구동 주파수(123)까지 떨어지며, 여기서 회로는 로우 Q 값 그래프(126)를 유지한다. 회로의 공진 조건들은 공진 주파수(124)에서 유지된다. 공진 탱크의 이러한 통상적인 특성들에서, 공진 주파수(124)와 구동 주파수(123) 사이에는 현저한 차이, 말하자면 적어도 30kHz가 존재한다. 그러나, 고온 하에서 공진 인덕터 및 램프 인덕턴스의 값들에 있어서의 변동으로 인해, 공진 주파수와 구동 주파수 사이의 차이는 10kHz 미만의 범위에 더 가깝게 이동하고, 램프 시스템의 Q-커브는 도 11에 도시된 바와 같이 시프트한다. 이 도면에서, 안정기 시스템의 구동 주파수(129)는 탱크의 공진 주파수(128)에 매우 가깝고, 램프는 공진 주파수에 가깝게 구동한다. 공진의 속성에 의해, 탱크는 공진 조건들 동안 많은 양의 에너지 및 최대 전력 전달을 홀딩하며, 그러한 이유로 안정기는 안정기가 구동하는 동안에 과도한 전력 및 에너지를 다루게 될 것이다. 이는, 회로 내의 나머지 전기적 컴포넌트들에 응력을 가하고, 안정기 IC(28)에 손상을 추가로 유발하여, 안정기에 영구적인 손상을 야기할 것이다. 이는, 전자 안정기들이 고온들에 노출되었을 때, 현장 설치시 전자 안정기들의 고장의 주요 원인이다. 안정기들이 이러한 고온들에서 전력 사이클링될 때 이들은 대부분 작동하지 않을 것이다. 이는, 무전극 형광 안정기에서의 도전적인 설계 문제이며, 현장 설치시에 대부분의 안정기 고장들이 이러한 설계 오류에 의해 야기된다고 보고된다. 기존의 설계들에서 일반적인 설계 오류는, 안정기에 대해 선택된 주파수들이 서로에 매우 가깝다는 점이다.

도 12는 고온에서의 시동 동안 공진 탱크 내에서의 높은 에너지를 나타낸다. 안정기에 대한 예열 시간은, 400ms에서의 750V 점화 전압(133)으로, 대략적으로 400ms(132)이다. 안정기는 400mS(132) 동안 700V(130) 및 0.4A(131)의 예열 전압을 유지한다. 이는, 심지어 램프가 점화되기 전에 공진 탱크에서 280W의 예열 에너지를 계산할 것이다. 안정기 회로가 램프를 켜려고 시도하는 동안 이는 과도한 에너지에 직면하는 것이 관찰된다. 이는 램프의 점화 동안 발생될 필요가 없는 과도한 에너지이다. 도 13은 정상 온도 조건들 동안 통상적인 램프 특성들을 나타낸다. 예열 전압(135)은 구동 전압(137) 미만이어야 하며, 예열 전류(138)는 점화 전압(136) 이전에 제로(0)이어야만 한다. 램프가 점화되면(136), 구동 전압(137) 및 구동 전류(139)의 값들은 램프 동작 전반에 걸쳐 일정하고 안정되게 유지되어야만 한다. 고온들 하에서 안정기의 효율적인 그리고 성공적인 동작을 위해, 안정기 파형들은 도 13처럼 보여야 하지만, 도 12와 같지 않아야 한다.

본 발명에서, 공진 인덕터 및 커패시터의 값들은, Q-커브가 임의의 온도 변화들에 대해 크게 시프트하지 않는 방식으로 선택된다. 공진 탱크의 값들은, 온도 변화들과 관련하여 인덕터, 커패시터 및 램프 인덕턴스 값들에서의 변동을 고려하여 선택된다. 램프 인덕턴스에 있어서의 변동은 또한 램프 제조업자들에 의해 적응된 상이한 제조 기법들로 인해 발생한다. 따라서, 가능한 모든 조건들에서 램프를 켤 수 있는 공진 탱크를 설계하는 것이 매우 중요하다. 도 9로부터의 IC(28), 차단 커패시터(23), 공진 인덕터(24), 공진 커패시터(25), 및 램프의 인덕턴스(26)는, 다양한 동작 및 예열 주파수들로, 상이한 온도 조건들 하에서 광범위하게 연구되었으며, 가장 가능한 조합의 동작 포인트들이 도 14에 도시된다. 도 14로부터, 안정기의 예열(141), 공진(144), 및 구동 주파수(143)의 값들은 466kHz, 231kHz 및 199kHz이 되도록 선택되었다. 이러한 값들은 고온에서 램프를 성공적으로 점등시켜 그 동작 전반에 걸쳐 일정한 램프 루멘 출력을 유지하는 것으로 테스팅되었다. 구동 주파수(143)는, 공진 주파수(144)에 가깝지 않고 파라메트릭 편차가 안정기로 하여금 어떠한 조건들 하에서도 공진 주파수에서 구동하도록 유도하지 않게 되는 방식으로 선택된다. 따라서, 안정기는, 안정기가 구동하는 동안 대량의 에너지 및/또는 전력 전달을 회피한다. Q-커브의 이러한 변화는 나머지 안정기 컴포넌트들에 대한 응력을 덜 야기할 것이며, 그로 인하여 최적의 성능으로 오래 지속될 것이다. 이러한 신규의 세트의 값들은 또한 안정기가 극한의 온도 조건들에서 성공적으로 재점등하도록 도울 것이다. 도 15는 고온들에서의 성공적인 램프 점등을 나타낸다. 이 도면으로부터, 공진 탱크가 램프를 점화하는 동안 공진 탱크는 어떠한 에너지도 홀딩하고 있지 않음이 관찰된다. 예열 전압(146)의 값은 200V이며, 예열 전류(149)는 110mS의 예열 시간(151) 동안 무시할 수 있다. 램프는 900V의 이상적인 점화 전압(147)을 가지며, 점화 전압(148) 및 전류(150)가 램프의 동작 전반에 걸쳐 안정적이고 일정한 이후에, 이에 따라 램프 출력은 일정하다. 도 15는 고온 조건들에서 측정되며, 안정기의 동작 조건들이 도 13으로부터 안정기의 이상적인 조건들에 매우 근접하다는 점이 관찰된다. 안정기는 마찬가지로 고온들에서의 재점등을 위해 자신의 정확도 및 견고성에 대해 테스팅되었다. 안정기는 85°C의 주변 온도에서 유지되었으며, 34,000 회의 전력 사이클들을 거쳤다. 85°C의 주변 동작 온도는 안정기 회로 내의 모든 전기적 컴포넌트들로 하여금 그들의 최대 온도 제한을 초과하게 하였지만, 안정기는 낮은 THD 및 높은 역률로 성공적으로 34,000회 전력 사이클링되는 것으로 관찰된다. 따라서, 하이 사이드 게이트 격리 변압기의 사용, 최적화된 탱크 회로 값들 및 동작 주파수는 모든 동작 온도들에서 무전극 유도 안정기의 성공적인 효율적인 동작을 위한 3가지 중요한 파라미터들이다.

파형 보정 회로:

본 발명의 마지막 부분은 도 1의 파형 보정 & TVSS 보호(50)를 다룬다. 본 발명은, 부가된 보호 특징과 함께, 양호한 전력 품질을 유지하기 위해 안정기 기술에 파형 보정 기술을 도입한다. 무전극 안정기는 라디오 주파수 범위(예열 중 466kHz까지, 그리고 199kHz 구동 주파수) 하에서 동작하고, 통상적인 차동 및 공통 모드 필터는 안정기 회로로부터 생성된 잡음을 제거하는데는 적합하지 않을 수 있다. 고속도로들과 터널들을 포함하는 대형 안정기 설치 위치들은, 안정기로부터 발생된 잡음이 선택적인 전자 장비, 이를테면, 교통 제어기들, 감시 카메라들, 통신 네트워킹 시스템에 영향을 주지 않도록, 추가적인 여과를 요구할 것이다. 교통 제어 시스템, 스마트 조명 제어, 통신 시스템, 및 IP 카메라들과 같은 민감한 전자 장비는 조명 패널들과 같은 비선형 부하들에 의해 생성된 주파수 잡음에 매우 취약하다. 1.5kHz 내지 1MHz 범위의 주파수 잡음은, 부하 패널들이 민감한 컴퓨터 부하(sensitive computerized load)들의 오작동 또는 에러 거동을 유발하기 전에, 이 부하 패널에서 필터링될 필요가 있다. 안정기 회로들은 또한, 필드에 설치될 때, 내부적으로/외부적으로 발생된 전기 잡음으로부터 보호될 필요가 있다. 따라서, 안정기는 필드에서의 자신의 성공적인 동작을 위해 보호 회로와 함께 여과 회로를 필요로 한다. 메인 라인으로의 전자식 안정기로 인한 전도 또는 방사 에너지 전달은 필터링, 프로세싱 및 보호될 필요가 있다. 미국 특허 US6486570B1에 언급된 파형 보정 기술은 도 5에 도시된 바와 같이 안정기 회로에 사용되고 구현되었다.

요약하면, 제한되거나 또는 철저한 것을 의미하지 않고, 본 발명은 이하의 개념들 및 아이디어들을 개시한다.

1. 도 9로부터, 하이 사이드 게이트 격리 변압기(7)는, 안정기 IC(28)가 60kHz의 자신의 사양보다 더 높은 주파수들(466kHz)에서 구동할 수 있도록, 통상적인 안정기 IC(28)의 내부 드라이버 회로상의 전기적 응력을 감소시키는 목적으로 무전극 유도 안정기의 적용시에 하프 브릿지 인버터 개략도(schematic)에 연결되어야만 한다.

2. 도 9로부터, 하이 사이드 게이트 격리 변압기(7)는, 더 높은 주파수들 및 더 높은 온도들에서 안정기를 동작시키는 경우, 하이 사이드 MOSFET의 게이트(1), 및 그로 인해 MOSFET(10)를 격리시키고 보호하는 목적으로 무전극 유도 안정기의 적용시에 하프 브릿지 인버터 개략도에 연결되어야만 한다.

3. 도 9로부터, 하이 사이드 게이트 격리 변압기(7)는, 더 높은 주파수들 및 더 높은 온도들에서 안정기를 동작시키는 경우, 안정기 IC(28)를 보호하는 목적으로 무전극 유도 안정기의 적용시에 하프 브릿지 인버터 개략도에 연결되어야만 한다.

4. 도 14로부터, 무전극 유도 램프-안정기 시스템의 Q-커브는, 안정기가 높은 주변 동작 온도 조건들하에 있을 때, 공진 주파수와 구동 주파수 사이의 차이가 훨신 더 높게(적어도 30kHz보다 크게) 되는 방식으로 시프팅되어야만 한다. 이는, 공진 탱크 내의 예열 에너지를 감소시킬 것이며, 그로 인해 고온들에서 램프의 성공적인 재점등을 가능하게 할 것이다.

5. 공진 회로 값들, 안정기 IC의 동작 주파수는 85°C에서 파라미터 값들에 대한 온도 의존성을 고려하여 선택되어야만 한다.

6. 도 14로부터, 무전극 유도 램프의 예열, 공진 및 구동 주파수는 각각 466±5kHz, 231±5kHz 및 199±5kHz로 선택된다. 이러한 값들은, 회로 내 컴포넌트 값들에 대한 온도 의존성의 주의 깊은 조사 이후에 선택된다.

7. 안정기로부터 라인에 생성된 전기 잡음을 제거하기 위해 미국 특허 US6486570B1에 언급된 파형 보정 회로가 안정기 필터링 회로에 부가된다.

8. 미국 특허 US6486570B1에 언급된 파형 보정 회로(그 개시내용은 특히 인용에 의해 그 전체가 본원에 포함됨)는 설비로부터의 내부/외부 과도현상들로부터 안정기를 보호하기 위해 안정기에 부가된다.

본 발명은 특정 바람직한 실시예들을 참조하여 본원에 설명되었지만, 이러한 실시예들은 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니라 단지 예로서 표현되었다. 본 발명의 추가적인 실시예들은 상세한 설명의 이점을 갖는 당업자들에게 명백할 것이다.

따라서, 개시된 발명들의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고, 본원에 설명된 실제 개념에서의 또 다른 변경들 및 변형들이 쉽게 이루어질 수 있음이 당업자들에게 명백할 것이다.

Claims

유도 형광 램프(induction fluorescent lamp)를 사용하는 조명 시스템용 안정기 회로(ballast circuit)로서,
AC-DC 정류 회로;
DC-DC 부스트 전력 변환 회로;
DC-AC 하프 브릿지 인버터 회로; 및
상기 램프를 점화시키고 그리고 상기 램프의 실질적으로 일정한 전력 출력을 유지하기 위한 공진 회로를 포함하고,
상기 DC-AC 하프 브릿지 인버터 회로는, 하이(high) 사이드 MOSFET 및 로우(low) 사이드 MOSFET를 구동시키기 위해 안정기 IC(integrated circuit)를 사용하는 하프 브릿지 인버터 개략도(half bridge inverter schematic)에 연결된 게이트 격리 변압기로 더 구성되고,
상기 게이트 격리 변압기는 상기 하이 사이드 MOSFET에 대해 게이트 신호를 전기적으로 격리시키는,
안정기 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 안정기 회로는 공통 모드, 차동 모드 필터로 보호되고,
파형 보정 회로가 병렬로 부가되는,
안정기 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 게이트 격리 변압기는 드라이버 회로의 일부이며,
상기 드라이버 회로는:
상기 게이트 격리 변압기의 제 1의 1차측과 고출력 신호 뒤에 직렬로 배치된 커플링 커패시터; 및
게이트 저항기 양단에 연결된 다이오드를 포함하고,
상기 다이오드의 애노드는 상기 게이트 격리 변압기의 제 1의 2차측에 연결되고,
상기 다이오드의 캐소드는, 상기 하이 사이드 MOSFET의 게이트 및 소스에 걸쳐 연결된 제너 다이오드, 상기 하이 사이드 MOSFET의 상기 게이트 및 상기 하이 사이드 MOSFET의 상기 게이트 및 상기 소스에 걸쳐 연결된 게이트-소스 저항기 중 적어도 하나에 연결되며,
상기 게이트 격리 변압기의 제 2의 1차측은 디지털 접지에 연결되고; 그리고
상기 게이트 격리 변압기의 제 2의 2차측은 상기 하이 사이드 MOSFET의 상기 소스에 연결되는,
안정기 회로.
제 3 항에 있어서,
상기 게이트 격리 변압기의 권선비(winding ratio)는 1:1이고,
상기 게이트 격리 변압기의 입력 및 출력 신호들은 동위상이며,
상기 커플링 커패시터는 상기 게이트 격리 변압기의 1차측 권선들과 직렬로 연결되는,
안정기 회로.
제 3 항에 있어서,
한 쌍의 제너 다이오드들은, 상기 하이 사이드 MOSFET의 상기 게이트 전압이 특정된 네거티브 전압 또는 특정된 포지티브 전압을 초과하지 않도록 보장하기 위해 상기 하이 사이드 MOSFET의 상기 게이트 및 상기 소스에 걸쳐 연결되는,
안정기 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 공진 회로는 상기 유도 형광 램프와 병렬로 연결된 DC 차단 커패시터와 공진 커패시터 사이에 직렬인 공진 인덕터를 포함하고,
상기 공진 커패시터의 값은 상기 DC 차단 커패시터보다 더 작은,
안정기 회로.
제 6 항에 있어서,
상기 유도 형광 램프는 466±5kHz의 예열 주파수 및 231±5kHz의 공진 주파수와 함께 199±5kHz의 구동 주파수를 갖는,
안정기 회로.
제 7 항에 있어서,
상기 안정기 회로는 공통 모드, 차동 모드 필터로 보호되고,
파형 보정 회로가 병렬로 부가되는,
안정기 회로.
제 6 항에 있어서,
상기 유도 형광 램프의 Q-커브는, 상기 안정기 회로가 85℃에서 동작할 때, 공진 주파수와 구동 주파수 사이의 차이가 30kHz 또는 이를 초과하는 방식으로 시프팅되는,
안정기 회로.
무전극 유도 형광 램프와 함께 사용하기 위한 개선된 안정기 회로로서,
통합 칩이 60kHz를 훨씬 초과하는 주파수에서 구동할 수 있도록, 상기 통합 칩의 내부 드라이버 회로상의 전기적 응력을 감소시키기 위해 하프 브릿지 개략도에 연결된 하이 사이드 게이트 격리 변압기를 포함하는,
개선된 안정기 회로.
무전극 유도 형광 램프와 함께 사용하기 위한 개선된 안정기 회로로서,
제 1 MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)의 하이 사이드 게이트를 격리시키고 보호하기 위해 하프 브릿지 개략도에 연결된 하이 사이드 격리 변압기를 포함하는,
개선된 안정기 회로.