JP2014204573A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視する。
【解決手段】一次側と二次側を絶縁するトランスＴ１０１の一次側にフィードバックする二系統のフィードバック回路として、シャントレギュレータＩＣ１２とコンパレータＩＣ１３と、を備え、コンパレータＩＣ１３における第二の目標電圧は、シャントレギュレータＩＣ１２における第一の目標電圧より高い第一の電圧と、第一の目標電圧より低い第二の電圧のいずれかに設定可能であり、通常時と省エネ時で二系統のフィードバック回路を切り替える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置、及びその電源装置を備えた画像形成装置に関する。

電子機器内で使用される所要の直流電圧を出力する電源装置が、各種電子機器に備えられて幅広く利用されている。昨今の電子機器では待機時の消費電力を抑えることが求められており、そのため、電源装置においても消費電力を低減するための様々な手法が講じられている。例えば特許文献１では、電子機器の負荷が軽くなる待機時に電源回路の出力電圧を低下させ、電源回路の発振周期を延ばすことにより効率を改善して、電源装置の消費電力の低減を図る提案がされている。特許文献１には、いくつかの電源回路が紹介されており、特に、実施例１で提案されている電源回路は、従来の回路構成からの変更点が少なく、実現しやすい回路となっている。しかしながら、実際の電源回路には、故障時対策として保護回路が組み合わされることが多い。例えば特許文献２には、出力電圧制御のために通常時使用するフィードバックループ回路の他に、保護回路としてサブループ（サブのフィードバックループ）回路を追加した電源回路が提案されている。この電源回路では、通常時使用するフィードバックループ回路が故障し、ループオープン状態になっても、保護回路としてのサブループ回路が動作することにより、出力電圧が安全に制御される。

図８は、実際の電源回路に即するように、特許文献１の図１に示された電源装置の回路の一次−二次変換部に、特許文献２の図１のＡＣ−ＤＣコンバータのサブループ制御回路を組み込んだ回路図である。図８において、破線で囲んだ部分が特許文献２のサブループ制御回路であり、それ以外の回路が特許文献１の一次−二次変換部分の回路である。ここでは、図８の回路の簡単な動作説明にとどめ、図８の詳細な説明は後述する。一次−二次変換部分の回路は、次のような動作を行う。すなわち、内部に基準電圧を持つシャントレギュレータＩＣ１２は、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０５、Ｒ１０６により分圧され、ＲＥＦ端子に入力される電圧値に基づいて、フォトカプラＰＣ１０１のＬＥＤ部の発光量を制御する。そして、フォトカプラＰＣ１０１のＬＥＤ部の発光量に応じた、フォトトランジスタ部を流れる電流量により、電源ＩＣ１１がＦＥＴ Ｑ１０１のスイッチングを制御することにより、出力電圧Ｖｏを安定化させる。

また、破線枠部で示された過電圧保護回路であるサブループ制御回路は、次のような動作を行う。すなわち、コンパレータＩＣ１３は、ツェナーダイオードＶＺ１０２が生成する保護回路動作開始基準電圧Ｖｚｐと、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１２で分圧された保護回路参照電圧Ｖｌｐを比較する。Ｖｌｐ＞Ｖｚｐの場合には、コンパレータＩＣ１３はローレベル信号を出力し、フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部が点灯し、フォトトランジスタ部が導通して、電源ＩＣ１１が、トランスＴ１０１の一次側の発振を抑制して出力電圧Ｖｏを低下させる。一方、Ｖｌｐ＜Ｖｚｐの場合には、コンパレータＩＣ１３の出力はハイインピーダンス状態となり、フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部は消灯し、フォトトランジスタ部がオフし、トランスＴ１０１の一次側の発振が再開され、出力電圧Ｖｏが再度上昇する。この動作を繰り返すことにより、出力電圧Ｖｏは一定の電圧を保持される。そして、抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１２の分圧比は、出力電圧Ｖｏが保護動作を開始したい電圧値まで上昇したときに、Ｖｌｐ＞Ｖｚｐとなるように設定しておくことにより、出力電圧Ｖｏがそれ以上、上昇することを防ぐことができる。このように、通常時使用している制御回路と共通の部品を持たない制御回路をもう一系統持つことにより、電源回路がより安全に保護される。

特開２０１０−１４２０７１号公報 特開２００４−２６０９７７号公報

しかしながら、電源回路の回路構成が、図８に示すような構成であると、次のような課題が生じる。１つ目の課題は、破線枠部の制御回路は、通常時使用するフィードバック回路（一次−二次変換部）が製品として使用されなくなる（破棄される）まで正常であり続けたならば、使用されない冗長なフィードバック回路となってしまう。２つ目の課題は、回路基板の出荷検査にて、破線枠部の過電圧保護回路の動作確認をするために、ダイオードＤ１０３が電源回路に配されている。ところが、ダイオードＤ１０３は、出荷検査時に、動作確認のために印加した過電圧が他の系統へ流れていかないようにするための逆流防止のための回路素子であり、製品出荷時の動作確認を行うときを除けば、使用されない素子である。三つ目の課題は、製品の出荷検査後に、例えば輸送・組立時の衝撃など何らかの理由で過電圧保護回路が故障した場合、ユーザがそれに気づくことができない点である。その結果、過電圧保護回路が故障していることに気づかずに、製品が使用され続け、万が一、通常時に使用している制御回路も故障した場合には、実質的に保護回路が不在の状態となる。四つ目の課題は、トランジスタＱ１０２、抵抗Ｒ１０７、Ｒ１０８から構成され、出力電圧Ｖｏを切り替える回路が、フィードバック回路であるシャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子部分（抵抗Ｒ１０５、Ｒ１０６の電流経路）に設けられている点にある。この部分は、電源回路の出力電圧の精度を決定する最も重要な部分であり、製品量産時の出力電圧のばらつきは、この部分に使用している部品のばらつきが大きく影響している。そこに、出力電圧切替回路を設けることは、部品点数増加によるばらつき要因の増加となるため、結果的に、出力電圧Ｖｏのばらつき拡大にもつながる。

本発明はこのような状況のもとでなされたもので、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することを目的とする。

前述した課題を解決するため、本発明では次のとおりに構成する。

（１）一次側と二次側を絶縁するトランスと、前記トランスの一次側に流れる電流をスイッチングするためのスイッチング手段と、前記スイッチング手段の動作を制御することにより、前記トランスの二次側の出力電圧を制御する制御手段と、前記トランスの二次側からの出力電圧を検知し、検知した前記出力電圧に応じた検知信号を前記制御手段に出力して、前記トランスの一次側にフィードバックする第一と第二のフィードバック手段と、を備え、前記第二のフィードバック手段における第二の目標電圧は、前記第一のフィードバック手段における第一の目標電圧より高い第一の電圧と、前記第一の目標電圧より低い第二の電圧のいずれかに設定可能であることを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段を有する画像形成装置であって、前記画像形成装置に電力を供給する前記（１）項に記載の電源装置を備えたことを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。

実施例１の電源装置の電源回路の回路図 実施例２の電源装置の電源回路の回路図 実施例３の電源装置の電源回路の回路図 実施例４の電源装置の電源回路の回路図 実施例５の電源装置の電源回路の回路図 実施例６の電源装置の電源回路の回路図 実施例７のレーザビームプリンタの概略構成を示す図 従来例の電源装置の電源回路に過電圧保護回路を加えた回路図

以下、本発明を実施するための形態を実施例により詳しく説明する。

［従来の電源回路の概要］
まず、後述する実施例との比較のために、従来の電源装置の電源回路に過電圧保護回路を加えた回路構成と動作について、図８を用いて説明する。図８は、破線枠部の過電圧保護回路を備えた、従来の電源回路の構成を示す回路図である。なお、図８において、商用交流電源、及び交流電圧を整流するブリッジダイオード等から構成される交流電圧の入力部は省略されている。

（回路構成）
図８において、電源回路は、平滑用のコンデンサＣ１０１、起動抵抗Ｒ１０１、スイッチング素子であるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ１０１、電源制御用の電源ＩＣ１１、トランスＴ１０１、ダイオードＤ１０１、コンデンサＣ１０２を備える。また、電源回路は、二次整流用のダイオードＤ１０２、二次平滑用のコンデンサＣ１０３、抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０４、Ｒ１０５、Ｒ１０６、第一のフィードバック手段であるシャントレギュレータＩＣ１２を備える。フォトカプラＰＣ１０１のＬＥＤ部はトランスＴ１０１の二次側、フォトトランジスタ部は一次側に配され、フォトトランジスタ部は、抵抗Ｒ１０２を介して電源ＩＣ１１に接続されている。また、抵抗Ｒ１０７はトランジスタＱ１０２のコレクタ端子に接続され、抵抗Ｒ１０８の一端はトランジスタＱ１０２のベース端子に接続され、他端はＭＯＤＥ端子に接続され、出力電圧変更回路を構成している。一次側と二次側を絶縁するトランスＴ１０１には、一次巻線Ｎｐ、二次巻線Ｎｓの他に、補助巻線Ｎｂが巻回されており、二次巻線Ｎｓは一次巻線Ｎｐとは巻回方向が逆方向（いわゆるフライバック結合）となるよう構成されている。また、補助巻線Ｎｂも、一次巻線Ｎｐとは巻回方向が逆方向（いわゆるフライバック結合）となるよう構成されている。図８に示す電源回路を備える電源装置は、電源装置が搭載される機器の状態に従って、通常モードと省エネルギーモードである待機モードの２つの状態を有し、この２つの状態をＭＯＤＥ端子からの信号により切り替え可能である。

破線枠部の過電圧保護回路は、第二のフィードバック手段であるコンパレータＩＣ１３、フォトカプラＰＣ１０２、ツェナーダイオードＶＺ１０２、ダイオードＤ１０３、抵抗Ｒ１０３、Ｒ１０９、Ｒ１１０、Ｒ１１１、Ｒ１１２から構成されている。フォトカプラＰＣ１０２のフォトトランジスタ部は、抵抗Ｒ１０３を介して電源ＩＣ１１に接続されている。フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部の一端は、抵抗Ｒ１０９を介してダイオードＤ１０２のカソード側と接続され、他端はコンパレータＩＣ１３の出力端子に接続されている。

（回路動作）
図８において、不図示の商用交流電源から交流電圧（ＡＣ電圧）が印加されると、不図示のダイオードブリッジにより整流された電圧によって、コンデンサＣ１０１の充電が行われる。コンデンサＣ１０１の電圧が上昇すると、起動抵抗Ｒ１０１を介して、電源制御用の電源ＩＣ１１に電力が供給され、電源ＩＣ１１はＦＥＴ Ｑ１０１をオンする。ＦＥＴ Ｑ１０１がオンすると、トランスＴ１０１の一次巻線Ｎｐに電流が流れ、トランスＴ１０１のＮｐ巻線に印加された電圧によって、二次巻線Ｎｓ、補助巻線Ｎｂにも電圧が誘起される。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧は、ダイオードＤ１０１によって、電流が流れないよう阻止され、二次巻線Ｎｓの電圧も同じく、ダイオードＤ１０２によって電流が流れないようになっている。電源ＩＣ１１の内部回路により定められる所定の時間が経過した後に、ＦＥＴ Ｑ１０１はオフする。すると、一次巻線ＮｐのＦＥＴ Ｑ１０１のドレイン端子の電圧が上昇する。一方、二次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ１０２を通じて、コンデンサＣ１０３を充電する方向に電流が流れてコンデンサＣ１０３が充電され、コンデンサＣ１０３の電圧が上昇していく。電源ＩＣ１１の内部回路により定まる所定の時間経過後、ＦＥＴ Ｑ１０１はオン状態となり、コンデンサＣ１０１から再びトランスＴ１０１に電流が供給される。電源ＩＣ１１により所定時間経過後にＦＥＴ Ｑ１０１がオフすると、再び二次巻線Ｎｓに誘起される電圧により、ダイオードＤ１０２を通じて、コンデンサＣ１０３が充電され、出力電圧Ｖｏが出力される。

電源装置が通常モードの場合には、ＭＯＤＥ端子からハイレベルの信号が入力される。これにより、トランジスタＱ１０２がオン状態となり、抵抗Ｒ１０７は抵抗Ｒ１０６に並列接続される。一方、電源装置が待機モードの場合には、ＭＯＤＥ端子からローレベルの信号が入力される。これにより、トランジスタＱ１０２はオフ状態となり、抵抗Ｒ１０７は分離される。その結果、シャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子の入力電圧は、通常モード時は出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０５と並列接続された抵抗Ｒ１０６、Ｒ１０７で分圧された電圧である。一方、待機モード時のＲＥＦ端子の入力電圧は、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０５、Ｒ１０６だけで分圧された電圧になる。シャントレギュレータＩＣ１２は、内部に有する基準電圧とＲＥＦ端子に入力された電圧を比較する。そして、シャントレギュレータＩＣ１２は、比較結果に基づいて、第一の検知信号であるフォトカプラＰＣ１０１のＬＥＤ部に流れる電流値を制御する。これにより、フォトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタ部を介して電源ＩＣ１１に出力電圧Ｖｏの状態を伝達する。これにより、電源ＩＣ１１は、ＦＥＴ Ｑ１０１のオン時間（オンデューティ）を制御することにより、出力電圧Ｖｏを制御する。なお、ＲＥＦ端子への入力電圧の違いにより、電源装置は、待機モード時は、通常モード時に比べて低い出力電圧Ｖｏを出力する。

次に、破線枠部の過電圧保護回路の動作について説明する。直列接続されたフォトカプラＰＣ１０２のフォトトランジスタ部と抵抗Ｒ１０３は、同じく直列接続されたフォトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタ部と抵抗Ｒ１０２に対して並列接続されている。そして、電源ＩＣ１１は、フォトカプラＰＣ１０２のフォトトラジスタ部がＬＥＤ部からの信号を受けると、フォトカプラＰＣ１０１のフォトトラジスタ部がＬＥＤ部からの信号を受けた場合と同様に、電源回路の発振を抑えるように動作する。また、コンパレータＩＣ１３の非反転入力端子（＋）には、ツェナーダイオードＶＺ１０２が生成する、過電圧保護回路が動作開始する基準電圧Ｖｚｐが入力される。一方、コンパレータＩＣ１３の反転入力端子（−）には、ダイオードＤ１０３を介して入力される出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１２により分圧された、過電圧保護回路の参照電圧Ｖｌｐが入力される。そして、コンパレータＩＣ１３は入力された２つの電圧Ｖｌｐ、Ｖｚｐを比較して、参照電圧Ｖｌｐ＞基準電圧Ｖｚｐの場合には、第二の検知信号であるローレベルの信号を出力する。すると、フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部に抵抗Ｒ１０９を介して電流が流れることにより点灯し、ＰＣ１０２のフォトトランジスタ部がオンし、電源ＩＣ１１に信号が入力される。これにより、電源ＩＣ１１は電源回路の発振を抑制し、その結果、出力電圧Ｖｏが低下する。

出力電圧Ｖｏが低下して、参照電圧Ｖｌｐ、基準電圧Ｖｚｐの関係が、再び参照電圧Ｖｌｐ＜基準電圧Ｖｚｐとなると、コンパレータＩＣ１３の出力はハイインピーダンス状態になる。すると、フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部に電流が流れなくなり、ＬＥＤ部が消灯すると、フォトカプラＰＣ１０２のフォトトランジスタ部はオフ状態となる。そのため、電源ＩＣ１１は電源回路の発振を再開し、その結果、出力電圧Ｖｏが再度上昇する。この動作を繰り返して、出力電圧Ｖｏは一定の電圧に保持される。なお、抵抗Ｒ１１１と抵抗Ｒ１１２の分圧比は、電源回路の出力電圧Ｖｏが、過電圧保護動作を開始したい電圧である目標電圧まで上昇したときに、参照電圧Ｖｌｐ＞基準電圧Ｖｚｐとなるように設定しておく。例えば、正常時の出力電圧Ｖｏが２４Ｖである電源回路において、出力電圧Ｖｏが３０Ｖを超えた場合に保護回路を動作させるものとする。この場合、ツェナーダイオードＶＺ１０２のツェナー電圧を２．５Ｖとすると、抵抗Ｒ１１１を１１０ｋΩ、抵抗Ｒ１１２を１０ｋΩに設定すればよい。これにより、出力電圧Ｖｏが３０Ｖのときの参照電圧Ｖｌｐは、Ｖｌｐ＝３０Ｖ×（１０ｋΩ÷（１０ｋΩ＋１１０ｋΩ）＝２．５Ｖとなる。出力電圧Ｖｏが３０Ｖのときの参照電圧Ｖｌｐは基準電圧Ｖｚｐである、ツェナーダイオードＶＺ１０２のツェナー電圧と等しくなる。そして、出力電圧Ｖｏがこれ以上上昇すると、コンパレータＩＣ１３はローレベル信号を出力し、フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部が点灯し、フォトトランジスタ部がオン状態となり、電源ＩＣ１１が電源回路の発振を抑制する。これにより、出力電圧Ｖｏがそれ以上上昇することを防ぐことができる。

［電源回路の概要］
図１は、実施例１の電源装置が有する電源回路の回路構成を示す回路図である。図１は前述した従来例の電源回路である図８を、本実施例に合わせて変更した回路図である。変更した点は、図８のＭＯＤＥ端子からの入力がハイレベルのときに抵抗Ｒ１０６と並列接続されてシャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子への入力電圧を変更する出力電圧変更回路を、図１では破線枠部へ移動し、ダイオードＤ１０３を削除した点である。なお、図１では、破線枠部の回路素子は図８と同様であるが、図８との違いを示すため、トランジスタＱ２０２、抵抗Ｒ２０７、Ｒ２０８と符号を変更し、その他の回路については、図８と同様なので、同一の符号を付して説明を省略する。

出力電圧変更回路を移動することにより、シャントレギュレータＩＣ１２を中心に構成されるフィードバック回路の出力電圧精度への影響が少なくなり、電源装置の量産時の出力電圧Ｖｏのばらつきを低減することができる。前述した従来例では、出力電圧Ｖｏを製品のモードによって変化させているが、この点は、本実施例も同様である。しかし、前述した従来例では、フィードバック回路を構成するシャントレギュレータＩＣ１２の出力を通常モード、待機モードにより切り替えていた。そして、もう１つのフィードバック回路を構成するコンパレータＩＣ１３の出力は、通常モード、待機モードにより切り換えずに固定していた。逆に、本実施例ではシャントレギュレータＩＣ１２の第一の目標電圧である制御電圧は固定し、コンパレータＩＣ１３の第二の目標電圧である制御電圧は、通常モード、待機モードにより切り替えて、設定可能である。２つのフィードバック回路の相違点は、シャントレギュレータＩＣ１２を使用しているか、コンパレータＩＣ１３を使用しているかという点である。シャントレギュレータＩＣ１２は、出力電圧Ｖｏの電圧に応じて、フォトカプラＰＣ１０１のＬＥＤ部の光量を調整するため、図１に示す電源回路は、リップルが少なく、精度の高い出力電圧Ｖｏを出力できる。そのため、シャントレギュレータＩＣ１２は、電圧精度が求められる負荷条件時である通常モードの制御において使用するとよい。

一方、コンパレータＩＣ１３から構成されるフィードバック回路は、フォトカプラＰＣ１０２のＬＥＤ部の点灯又は消灯の２値（２つの状態）で制御されるので、電源回路としては間欠動作になる。電源回路の間欠動作は、リップルを大きくする、また電圧精度を低下させるが、伝導ノイズの低減や軽負荷時の効率改善・省電力化等には寄与する。そのため、コンパレータＩＣ１３から構成されるフィードバック回路は、待機モード時における制御に使用するのがよいと考えられる。そこで、以下では、シャントレギュレータＩＣ１２から構成されるフィードバック回路による制御を通常モード、コンパレータＩＣ１３から構成されるフィードバック回路による制御を待機モードと呼称して、説明を行う。

次に、図１における各定数の設定値について説明する。図１において、例えばＭＯＤＥ端子からハイレベル信号が入力され、トランジスタＱ２０２がオンすると、通常モードが設定される。ここで、シャントレギュレータＩＣ１２が内部に有する基準電圧を２．５Ｖとする。この場合、第一の分圧抵抗である抵抗Ｒ１０５の抵抗値を１０５ｋΩ、抵抗Ｒ１０６の抵抗値を１２ｋΩにすることで、シャントレギュレータＩＣ１２から構成されるフィードバック回路の制御により、出力電圧Ｖｏとして約２４Ｖが出力される。すなわち、出力電圧Ｖｏが２４Ｖのとき、シャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子には、２４Ｖ×（１２ｋΩ÷（１０５ｋΩ＋１２ｋΩ）≒２．５Ｖの電圧が入力される。

一方、ＭＯＤＥ端子からローレベル信号が入力され、トランジスタＱ１０２がオフすると、待機モードが設定される。ここで、ツェナーダイオードＶＺ１０２のツェナー電圧が２．５Ｖとする。この場合、抵抗Ｒ１１１の抵抗値を１１０ｋΩ、抵抗Ｒ１１２の抵抗値を１０ｋΩ、抵抗Ｒ２０８の抵抗値を３３４ｋΩにすることで、コンパレータＩＣ１３による制御により出力電圧Ｖｏとして第二の電圧である約３．３Ｖが出力される。待機モードの場合には、コンパレータＩＣ１３の反転入力端子には、第二の分圧抵抗を構成する抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１２、Ｒ２０８で分圧された電圧が入力される。すなわち、出力電圧Ｖｏが３．３Ｖのとき、コンパレータＩＣ１３の反転入力端子には、３．３Ｖ×（（１０ｋΩ＋３３４ｋΩ）÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ＋３３４ｋΩ））≒２．５Ｖの電圧が入力される。

一方、通常モード時にはトランジスタＱ２０２がオンするので、コンパレータＩＣ１３の反転入力端子には、抵抗Ｒ１１１、Ｒ１１２で分圧された電圧が入力される。ツェナーダイオードＶＺ１０２のツェナー電圧が２．５Ｖとすると、コンパレータＩＣ１３の制御電圧である反転入力端子の入力電圧が約２．５Ｖとなる出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ×（１０ｋΩ÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ））≒２．５Ｖより算出することができる。この場合の出力電圧Ｖｏを算出すると約３０Ｖとなり、その結果、通常モードにおけるコンパレータＩＣ１３の制御電圧である第一の電圧は３０Ｖであり、出力電圧Ｖｏを約２４Ｖで制御しているシャントレギュレータＩＣ１２に対し過電圧保護回路の役割を果たす。逆に、待機モード時には、出力電圧Ｖｏを約３．３Ｖで制御しているコンパレータＩＣ１３に対して、制御電圧が約２４ＶのままのシャントレギュレータＩＣ１２は過電圧保護回路の役割を果たす。すなわち、通常モードと待機モードに応じて、２つのフィードバック回路が、互いに主制御回路と過電圧保護回路の役割を担い合うことになる。これが本実施例の特徴であり、出荷検査において、通常モードと待機モードの回路動作が正常であることを確認すれば、過電圧保護も正常に実行されることも確認できる。更に、製品出荷検査時のみに用いる保護回路の検査用部品であるダイオードＤ１０３を追加する必要もなくなる。また、製品出荷後に、どちらかのフィードバック回路が故障した場合も、通常モード又は待機モードに移行することができなくなるので、電子機器内のＣＰＵ等のコントローラが故障を検知できる機能を有していれば、ユーザに故障を報知することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。特に、本実施例により、過電圧保護回路のシステムが、コンパレータだけの待機冗長系から、コンパレータとシャントレギュレータから構成される並列冗長系に変わる。これによって、部品の無駄をなくし、一方のフィードバック回路が故障した時点でユーザに報知することができる。そのため、もう一方のフィードバック回路も故障した状態で運用される可能性を低減することができ、電源回路や電源回路を搭載した電源装置の安全性を高めることができる。また、出力電圧の精度が必要とされるシャントレギュレータを含むフィードバック回路から、出力電圧変更回路を削除したことにより、電源装置の量産時の出力電圧のばらつきを低減することもできる。更に、出荷検査時には、通常モード時と待機モード時に所定の出力電圧が出力されていることを確認することによって、両方のフィードバック回路が正常であるかどうかを確認できる。そのため、製品出荷検査時のみに用いる保護回路の検査用部品を追加する必要もなくなり、検査時間短縮とコストダウンを図ることができる。

［電源回路の概要］
図２は、実施例２の電源装置が有する電源回路の回路構成を示す回路図である。図２は、実施例１の図１の回路を自励式コンバータであるＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）に適用した例を示す。図２においては、図１において電源ＩＣ１１が配置されていた周辺回路が異なるが、トランスＴ３０１の二次側の回路については、図１の回路とほぼ同様の回路である。図２は図１と同様の回路ではあるが、図中の回路素子の符号は新たに付け直している。また、図１では、起動抵抗はＲ１０１だけであったが、図２においては、２つの起動抵抗Ｒ３０１、Ｒ３０２が設けられ、フォトカプラＰＣ３０１により起動抵抗の接続切替制御が行われる点が図１と異なる。以下に、図２を参照して、本実施例における回路構成、動作について説明する。

（回路構成）
図２において、電源回路は、電解コンデンサＣ３０１（以下、コンデンサＣ３０１という）、トランスＴ３０１、第一の起動抵抗Ｒ３０１、第二の起動抵抗Ｒ３０２、フォトカプラＰＣ３０１を備える。なお、起動抵抗Ｒ３０２の抵抗値は、起動抵抗Ｒ３０１よりも大きいものとする。また、電源回路は、ＦＥＴ Ｑ３０１、トランジスタＱ３０２、Ｑ３０３、抵抗Ｒ３０３、Ｒ３０４、Ｒ３０５、Ｒ３０６、Ｒ３０７、Ｒ３０８、コンデンサＣ３０２、Ｃ３０３、Ｃ３０４を備える。更に、電源回路は、フォトカプラＰＣ３０２、ＰＣ３０３、ダイオードＤ３０１、Ｄ３０２、Ｄ３０４を備える。

また、電源回路は、二次整流用のダイオードＤ３０３、電解コンデンサＣ３０５（以下、コンデンサＣ３０５という）、抵抗Ｒ３０９、Ｒ３１０、Ｒ３１１、シャントレギュレータＩＣ３１を備える。更に、電源回路は、抵抗Ｒ３１２、Ｒ３１３、Ｒ３１４、Ｒ３１５、Ｒ３１６、Ｒ３１７、Ｒ３１８、コンパレータＩＣ３２、トランジスタＱ３０４、基準電圧を生成するツェナーダイオードＶＺ３０２を備える。なお、図中、電圧Ｖｄは図示しない電圧系統で、出力電圧Ｖｏから生成される電圧値がＶｏ以下の直流電圧を想定している。

（回路動作）
図２において、不図示の商用交流電源から交流電圧（ＡＣ電圧）が印加されると、不図示のダイオードブリッジにより整流された電圧によって、コンデンサＣ３０１の充電が行われ、コンデンサＣ３０１の電圧が上昇する。電源回路の起動直後には、出力電圧Ｖｏが上昇していないため、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤ部は点灯せず、その結果、フォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタ部はオフ状態である。そのため、起動抵抗Ｒ３０２による電流がトランジスタＱ３０３のベース−エミッタ間に流れ、トランジスタＱ３０３はオン状態となる。この結果、コンデンサＣ３０１からＦＥＴ Ｑ３０１への電流経路上の起動抵抗Ｒ３０１に流れる電流により、ＦＥＴ Ｑ３０１のゲート端子に電圧が印加され、ＦＥＴ Ｑ３０１がオンする。ＦＥＴ Ｑ３０１がオンすると、トランスＴ３０１の一次巻線Ｎｐに、電流が流れ始める。すると、トランスＴ３０１の補助巻線Ｎｂに、更にＦＥＴ Ｑ３０１のゲート端子の電圧を高くする方向に、電圧が発生する。この電圧により、抵抗Ｒ３０４を通じてコンデンサＣ３０４が充電される。コンデンサＣ３０４の両端電圧は、トランジスタＱ３０２のベース−エミッタ間にも印加される。そのため、コンデンサＣ３０４の充電が開始されて、所定時間経過すると、トランジスタＱ３０２をオンするのに充分なベース電圧が発生し、トランジスタＱ３０２がオンする。

トランジスタＱ３０２がオンすると、ＦＥＴ Ｑ３０１がオフし、ドレイン−ソース端子間電圧が上昇し始める。この結果、補助巻線ＮｂのダイオードＤ３０２のカソード側の電圧が降下し、逆方向に電圧が発生する。

ＦＥＴ Ｑ３０１がオフすると、二次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ３０３が導通する方向に電流が流れ、コンデンサＣ３０５の電圧とダイオードＤ３０３の順方向電圧の和以上の電圧となったときに、コンデンサＣ３０５を充電する。同時に、補助巻線Ｎｂに誘起された電圧はコンデンサＣ３０４を放電する。ダイオードＤ３０４は、トランジスタＱ３０２のベース−エミッタ間の逆方向耐圧以上に電圧が印加されないよう、保護のために接続されている。抵抗Ｒ３０５、ダイオードＤ３０２は、コンデンサＣ３０４を放電する方向に電流を流し、抵抗Ｒ３０４による放電よりも高速で放電させるために接続している。ＦＥＴ Ｑ３０１のオフ状態への移行を高速化するために、抵抗Ｒ３０３にダイオードＤ３０１を並列接続している。

ＦＥＴ Ｑ３０１がオフの期間、トランスＴ３０１に蓄えられたエネルギーは、時間と共に二次巻線Ｎｓを流れる電流が減少し、コンデンサＣ３０５に蓄積される。二次巻線Ｎｓからエネルギーが放出し終わると、トランスＴ３０１の全ての巻線に逆極性の電圧、所謂、フライバック電圧が発生する。これにより、補助巻線Ｎｂの出力電圧も逆極性の電圧となり、補助巻線ＮｂのダイオードＤ３０４のアノード端子側の電圧も小さくなる。そして、ＦＥＴ Ｑ３０１のゲート端子電圧は、起動抵抗Ｒ３０１を介して流入する電流によりバイアスされて上昇してくる。

ＦＥＴ Ｑ３０１のゲート端子電圧が閾値よりも高くなると、ＦＥＴ Ｑ３０１はオンし、一次巻線ＮｐにコンデンサＣ３０１の＋端子からトランスＴ３０１を介し、ＦＥＴ Ｑ３０１を通ってコンデンサＣ３０１の−端子の方向に電流が流れる。また、補助巻線Ｎｂに電圧が誘起され、電流が流れるため、ＦＥＴ Ｑ３０１のゲート端子電圧が更に上昇する。前述したように、補助巻線Ｎｂの電圧と抵抗Ｒ３０４によりコンデンサＣ３０４が充電され、トランジスタＱ３０２をオンすることで、ＦＥＴ Ｑ３０１がオフする。

以上のような一連の発振動作が繰り返されて、ＦＥＴ Ｑ３０１のオン期間にトランスＴ３０１に蓄えられたエネルギーが、ＦＥＴ Ｑ３０１のオフ期間にコンデンサＣ３０５に蓄えられ、コンデンサＣ３０５の両端電圧は上昇していく。

コンデンサＣ３０５の電圧は、抵抗Ｒ３１０とＲ３１１により分圧され、抵抗Ｒ３１１の両端電圧がシャントレギュレータＩＣ３１の基準電圧よりも高くなると、シャントレギュレータＩＣ３１は電流を流し始め、フォトカプラＰＣ３０２のダイオード部が発光する。

フォトカプラＰＣ３０２のフォトトランジスタ部は、抵抗Ｒ３０７とトランジスタＱ３０２のベース端子に接続されており、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤ部が発光すると、フォトトランジスタ部がオン状態になる。シャントレギュレータＩＣ３１は、基準電圧とＲｅｆ端子の電圧の差に応じてフォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤ部の電流を制御し、基準電圧となるように、コンデンサＣ３０５の両端電圧である出力電圧Ｖｏは制御される。

通常モード時には、コンパレータＩＣ３２は、前述したように、過電圧保護回路として動作する。従って、出力電圧Ｖｏが正常な電圧を出力している場合には、コンパレータＩＣ３２の出力はハイインピーダンス状態であり、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤ部が発光することはない。そのため、通常モード時には、起動抵抗Ｒ３０１に電流が流れることになる。

一方、待機モード時は、ＭＯＤＥ端子からローレベル信号が入力され、トランジスタＱ３０４はオフし、コンパレータＩＣ３２は、出力電圧Ｖｏの制御回路となり、シャントレギュレータＩＣ３１が過電圧保護回路となる。そのため、コンパレータＩＣ３２の出力により、フォトカプラＰＣ３０１、ＰＣ３０２のＬＥＤ部の点灯を制御できるようになる。

コンパレータＩＣ３２の反転入力端子（−）には、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ３１４、Ｒ３１５、Ｒ３１７により分圧された電圧が入力される。また、非反転入力端子（＋）には、抵抗Ｒ３１３によりバイアスされたツェナーダイオードＶＺ３０２のツェナー電圧が入力される。コンパレータＩＣ３２は２つの入力端子に入力される電圧を比較し、反転入力端子の入力電圧の方が非反転入力端子の入力電圧よりも高い場合には、ローレベル信号を出力する。コンパレータＩＣ３２がローレベル信号を出力すると、フォトカプラＰＣ３０３のＬＥＤ部が点灯する。その結果、フォトカプラＰＣ３０３のフォトトランジスタ部がオン状態になると、トランジスタＱ３０２がオンし、ＦＥＴ Ｑ３０１がオフする。そして、コンパレータＩＣ３２がローレベル信号を出力すると、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤ部も点灯する。すると、フォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタ部がオン状態になり、トランジスタＱ３０３がオフする。起動抵抗Ｒ３０２は起動抵抗Ｒ３０１よりも抵抗値が高いため、ＦＥＴ Ｑ３０１のゲート端子電圧が低下して、ＦＥＴ Ｑ３０１はオンできなくなる。

以上、図２に示す回路の構成、動作について説明した。図２中のフォトカプラＰＣ３０２、ＰＣ３０３のＬＥＤ部を点灯させることで、トランスＴ３０１の一次側の発振を停止させる点は、図１のフォトカプラＰＣ１０１、ＰＣ１０２と変わらない。上述したように、図２における基本的な回路動作は図１と変わらないが、ＲＣＣの課題として、常にコンデンサＣ３０１から起動抵抗に流れる電流による定常的な損失があり、効率が低下する一因になっている。そのため、本実施例では、起動抵抗切替回路を採用して、待機モードにおける消費電力の更なる低減を図っている。具体的には、待機モードにおいてコンパレータＩＣ３２がローレベル信号を出力すると、フォトカプラＰＣ３０３のＬＥＤ部を点灯させて、電源回路の発振を停止させている。更に、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤ部も同時に点灯させて、２つある起動抵抗Ｒ３０１、Ｒ３０２のうち、抵抗値の高い起動抵抗Ｒ３０２に切り替えることで、発振停止中の起動抵抗による定常的な損失を抑えている。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。更に、本実施例では、起動抵抗による定常的な損失を抑えることができる。

［電源回路の概要］
図３は、実施例３の電源装置が有する電源回路の回路構成を示す回路図である。図３は、実施例２の電源回路である図２の回路に、破線部の独立した過電圧保護回路を更に追加した回路図である。前述したように、基本的な電源回路をより安全なものとするために、保護回路を追加する必要がある。そして、追加する保護回路としては、一旦、過電圧を検知したら出力電圧Ｖｏを通常時の出力電圧より低下させた電圧に保持するタイプが望ましい。そこで、本実施例では、図３の破線部に示す第三検知部として機能する第三の保護回路を追加することによって、この機能を実現している。本実施例で追加した図３の破線部の回路は、コンパレータＩＣ４３、ツェナーダイオードＶＺ４０３、ＶＺ４０５、ダイオードＤ４０５、Ｄ４０６、Ｄ４０７、抵抗Ｒ４１９、Ｒ４２０、Ｒ４２１、Ｒ４２２から構成されている。なお、図中、電圧Ｖｄは図示しない電圧系統で、出力電圧Ｖｏから生成される電圧値がＶｏ以下の直流電圧を想定している。

破線部の回路においては、出力電圧ＶｏがツェナーダイオードＶＺ４０５とＶＺ４０３のツェナー電圧で決まる所定値を超えた場合、コンパレータＩＣ４３がローレベル信号を出力する。すると、フォトカプラＰＣ３０３のＬＥＤ部が点灯し、フォトトランジスタ部がオン状態になると、トランジスタＱ３０２がオンし、ＦＥＴ Ｑ３０１がオフする。また、コンパレータＩＣ４３がローレベルになったことで、コンパレータＩＣ４３の非反転入力端子（＋）の入力電位がダイオードＤ４０５によって引き下げられ、コンパレータＩＣ４３のローレベル出力が継続される。出力電圧ＶｏがツェナーダイオードＶＺ４０５のツェナー電圧を下回り、ダイオードＤ４０６を介して電流が流れなくなっても、ダイオードＤ４０７、抵抗Ｒ４２２を介して電流が流れる。そのため、コンパレータＩＣ４３の反転入力端子（−）の入力電位は、非反転入力端子（＋）の入力電位より高い状態が継続され、コンパレータＩＣ４３のローレベル出力は継続される。これによって、異常発生時に出力電圧Ｖｏを低い状態に保つことができる。

本実施例は、この垂下型過電圧保護回路の効果によって、実施例２より安全性を高めることができる。例えば、通常時には出力電圧Ｖｏとして約２４Ｖを出力する電源回路の場合には、破線部の垂下型過電圧保護回路の動作開始電圧を約２８Ｖに設定し、コンパレータＩＣ３２側のフィードバックループの過電圧保護回路としての動作開始電圧を約３０Ｖに設定する。これにより、基本的には異常発生時に出力電圧Ｖｏが低い電圧まで垂下する安全性を持ちながら、万が一、破線部の過電圧保護回路まで故障してしまった場合にも、出力電圧Ｖｏは約３０Ｖ以上にはならない２重の安全システムとなる。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。

［電源回路の概要］
図４は、実施例４の電源装置が有する電源回路の回路構成を示す回路図である。図４は、実施例１の電源回路である図１の回路に、破線部の過電流保護機能を有する回路を追加した回路図である。本実施例で追加した破線部の回路は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ５０３、電流検知用の抵抗Ｒ５１３、抵抗Ｒ５１４、ダイオードＤ５０３、Ｄ５０４から構成されている。電流検知用の抵抗Ｒ５１３は、出力電流を電圧に変換し、ＰＮＰ型のトランジスタＱ５０３のベース、エミッタ間に電位差を生じさせるように動作する。抵抗Ｒ５１３に流れる電流により生じる電圧がトランジスタＱ５０３の動作電圧Ｖｂｅ以上になると、トランジスタＱ５０３はオン状態となる。これにより、抵抗Ｒ１０６、及び抵抗Ｒ１１２、Ｒ２０８に流れる電流が増加することにより、シャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子の入力電圧、及びコンパレータＩＣ１３の反転入力端子（−）の入力電圧が上昇する。その結果、フォトカプラＰＣ１０１、ＰＣ１０２を介して電源ＩＣ１１に入力されるフィードバック信号に基づいて、電源ＩＣ１１は電源回路の発振を抑制する。例えば、抵抗Ｒ５１３の抵抗値が０．３Ωの場合、抵抗Ｒ５１３を流れる電流が約２Ａになったときには、抵抗Ｒ５１３の両端には、約０．６Ｖの電圧が発生して、ベース・エミッタ間の電位差が０．６Ｖとなるので、トランジスタＱ５０３がオン状態となる。すると、シャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子の入力電圧とコンパレータＩＣ１３の反転入力端子（−）の入力電圧が上昇する。そのとき、出力電圧がシャントレギュレータＩＣ１２によって制御されている場合は、シャントレギュレータＩＣ１２によって電源回路の発振が抑制され、出力電圧が低下する。また、コンパレータＩＣ１３によって制御されている場合は、コンパレータＩＣ１３によって電源回路の発振が停止され、出力電圧が低下する。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。更に、本実施例では、過電流を検知すると、発振を抑制することにより、装置の安全性を保つことができる。

［電源回路の概要］
図５は、実施例５の電源装置が有する電源回路の回路構成を示す回路図である。図５は、実施例１の電源回路である図１の回路に、破線部の回路を追加した回路図である。実施例１で示した回路の定数設定では、コンパレータＩＣ１３により構成されるフィードバック回路の制御電圧は、約３．３Ｖと約３０Ｖの２種類の出力電圧である。本実施例では、破線部の回路を追加することにより、実施例１では２種類であった出力電圧を３種類に増やすことができる。本実施例で追加した破線部の回路は、トランジスタＱ６０２、Ｑ６０３、抵抗Ｒ６０８、Ｒ６１３、Ｒ６１４、Ｒ６１５から構成されている。また、抵抗Ｒ６１４、６１５を介して、トランジスタＱ６０２、Ｑ６０３にそれぞれ信号を出力するＭＯＤＥ１端子、ＭＯＤＥ２端子が設けられている。

本実施例の図５において、抵抗Ｒ１１１の抵抗値を１１０ｋΩ、抵抗Ｒ１１２の抵抗値を１０ｋΩ、抵抗Ｒ６０８の抵抗値を１２ｋΩ、抵抗Ｒ６１３の抵抗値を３２２ｋΩ、そしてツェナーダイオードＶＺ１０２のツェナー電圧が２．５Ｖとする。

ＭＯＤＥ１端子、ＭＯＤＥ２端子の信号レベルにより、コンパレータＩＣ１３の反転入力端子（−）に入力される出力電圧Ｖｏを分圧する分圧抵抗の組み合わせ、及びその場合のコンパレータＩＣ１３の制御電圧は、以下のようになる。ＭＯＤＥ１端子、及びＭＯＤＥ２端子からローレベル信号が出力されている場合には、トランジスタＱ６０２、Ｑ６０３はオフ状態となり、分圧抵抗はＲ１１１、Ｒ１１２、Ｒ６０８、Ｒ６１３となる。この場合の制御電圧である出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ×（（１０ｋΩ＋１２ｋΩ＋３２２ｋΩ）÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ＋１２ｋΩ＋３２２ｋΩ））＝２．５Ｖにより算出すると、制御電圧は約３．３Ｖとなる。次に、ＭＯＤＥ１端子からハイレベル信号、ＭＯＤＥ２端子からローレベル信号が出力されている場合には、トランジスタＱ６０２はオン状態、トラジスタＱ６０３はオフ状態となり、分圧抵抗はＲ１１１、Ｒ１１２となる。この場合の制御電圧である出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ×（１０ｋΩ÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ））＝２．５Ｖにより算出すると、制御電圧は約３０Ｖとなる。続いて、ＭＯＤＥ１端子からローレベル信号、ＭＯＤＥ２端子からハイレベル信号が出力されている場合には、トランジスタＱ６０２はオフ状態、トラジスタＱ６０３はオン状態となり、分圧抵抗はＲ１１１、Ｒ１１２、Ｒ６０８となる。この場合の制御電圧である出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ×（（１０ｋΩ＋１２ｋΩ）÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ＋１２ｋΩ）＝２．５Ｖにより算出すると、第三の電圧である制御電圧は約１５Ｖとなる。

シャントレギュレータＩＣ１２より構成されるフィードバック回路の制御電圧は約２４Ｖで一定なので、例えば電子機器において高電圧を必要としない電源オフモードである待機モードでは省電力化を最優先として、出力電圧Ｖｏを３．３Ｖにする。また、ある程度の出力電圧は必要だが、省電力化も必要とするスタンバイモードでは、出力電圧Ｖｏを１５Ｖにする。そして、２４Ｖ程度の出力電圧が必要で、更に出力電圧のリップルや電圧精度が重要となる実使用モードである通常モードでは、シャントレギュレータＩＣ１２の制御により出力電圧を２４Ｖとする。更に、このとき、シャントレギュレータＩＣ１２が故障した場合には、コンパレータＩＣ１３により出力電圧は約３０Ｖで制御される、という使い方が可能となる。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。更に、本実施例では、出力電圧の種類を増やすことができる。

［電源回路の概要］
図６は、実施例６の電源装置が有する電源回路の回路構成を示す回路図である。図６は、実施例１の電源回路である図１の回路に、破線部の回路を追加した回路図である。破線部の回路を追加することにより、実施例１では通常モード時は３０Ｖ、待機モード時は２４Ｖへと値が変化していた過電圧保護の動作開始電圧を変化させないようにすることができる。

本実施例で追加した破線部の回路は、トランジスタＱ７０３、Ｑ７０４、抵抗Ｒ７１３、Ｒ７１４、Ｒ７１５から構成されている。トランジスタＱ７０４のベース端子には抵抗Ｒ７１５を介してＭＯＤＥ端子からの信号が入力される。通常モード時には、ＭＯＤＥ端子からハイレベル信号が入力され、トランジスタＱ７０４がオンし、更にＰＮＰ型のトランジスタＱ７０３がオン状態になる。その結果、シャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子には、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ７１３、Ｒ１０６で分圧された電圧が入力される。一方、待機モード時には、ＭＯＤＥ端子からローレベル信号が入力され、トランジスタＱ７０４はオフし、トランジスタＱ７０３もオフ状態になる。その結果、シャントレギュレータＩＣ１２のＲＥＦ端子には、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０５、Ｒ７１３、Ｒ１０６で分圧された電圧が入力される。

図６において、例えばツェナーダイオードＶＺ１０２のツェナー電圧を２．５Ｖ、抵抗Ｒ１１１の抵抗値を１１０ｋΩ、抵抗Ｒ１１２の抵抗値を１０ｋΩ、抵抗Ｒ２０８の抵抗値を３３４ｋΩとする。シャントレギュレータＩＣ１２が内部に有する基準電圧を２．５Ｖ、抵抗Ｒ１０５の抵抗値を２７ｋΩ、抵抗Ｒ７１３の抵抗値を１０５ｋΩ、抵抗Ｒ１０６の抵抗値を１２ｋΩとする。

実施例１で説明したように、通常モード時には、シャントレギュレータＩＣ１２は主制御回路の役割を担って出力電圧Ｖｏの制御を行い、コンパレータＩＣ１３は過電圧保護回路の役割を担う。一方、待機モード時には、コンパレータＩＣ１３が主制御回路の役割を担って出力電圧Ｖｏの制御を行い、シャントレギュレータＩＣ１２は過電圧保護回路の役割を担う。

通常モード時には、シャントレギュレータＩＣ１２が制御する出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ×（Ｒ１０６÷（Ｒ７１３＋Ｒ１０６））＝Ｖｏ×（１２ｋΩ÷（１０５ｋΩ＋１２ｋΩ）＝２．５Ｖより算出すると、出力電圧Ｖｏは約２４Ｖとなる。更に、コンパレータＩＣ１３の制御開始電圧は、同様に、Ｖｏ×（Ｒ１１２÷（Ｒ１１１＋Ｒ１１２））＝Ｖｏ×（１０ｋΩ÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ））＝２．５Ｖより算出すると、制御開始電圧は３０Ｖとなる。

また、待機モード時には、コンパレータＩＣ１３が制御する出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ×（（Ｒ１１２＋Ｒ２０８）÷（Ｒ１１１＋Ｒ１１２＋Ｒ２０８））＝Ｖｏ×（（１０ｋΩ＋３３４ｋΩ）÷（１１０ｋΩ＋１０ｋΩ＋３３４ｋΩ））＝２．５Ｖより算出できる。この場合、コンパレータＩＣ１３が制御する出力電圧Ｖｏは約３．３Ｖとなる。更に、シャントレギュレータＩＣ１２の制御開始電圧は、同様に、Ｖｏ×（Ｒ１０６÷（Ｒ１０５＋Ｒ７１３＋Ｒ１０６））＝Ｖｏ×（１２ｋΩ÷（２７ｋΩ＋１０５ｋΩ＋１２ｋΩ）＝２．５Ｖより、制御開始電圧は３０Ｖとなる。このように過電圧保護の制御開始電圧が、通常モード、待機モードのどちらのモードでも約３０Ｖとすることによって、異常時の出力電圧Ｖｏを統一でき、設計上、異常と想定すべき出力電圧Ｖｏの種類を少なくすることができる。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。

実施例１〜６で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜６の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図７に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としての記録材（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、記録材に転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１〜６で説明した電源装置４００を備えている。なお、実施例１〜６の電源装置を適用可能な画像形成装置は、図７に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像を記録材に転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、記録材の搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１〜６に記載の電源装置は、例えばコントローラに電力を供給する。また、実施例１〜６に記載の電源装置は、感光ドラム３１１を回転するため又は記録材を搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部や、記録材にトナー像を加熱定着させる定着装置に電力を供給する。本実施例の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態（例えば、省電力モードや待機モード）にある場合に、例えばコントローラのみに電力を供給する等、出力電圧を低下させて消費電力を低減させることができる。

以上説明したように、本実施例によれば、通常時使用するフィードバック回路と故障対策用の予備のフィードバック回路の両方を監視することができる。

ＩＣ１１ 電源ＩＣ
ＩＣ１２ シャントレギュレータ
ＩＣ１３ コンパレータ
Ｑ１０１ ＦＥＴ
Ｔ１０１ トランス

Claims (10)

1. 一次側と二次側を絶縁するトランスと、
   前記トランスの一次側に流れる電流をスイッチングするためのスイッチング手段と、
   前記スイッチング手段の動作を制御することにより、前記トランスの二次側の出力電圧を制御する制御手段と、
   前記トランスの二次側からの出力電圧を検知し、検知した前記出力電圧に応じた検知信号を前記制御手段に出力して、前記トランスの一次側にフィードバックする第一と第二のフィードバック手段と、を備え、
   前記第二のフィードバック手段における第二の目標電圧は、前記第一のフィードバック手段における第一の目標電圧より高い第一の電圧と、前記第一の目標電圧より低い第二の電圧のいずれかに設定可能であることを特徴とする電源装置。
2. 前記電源装置が通常モードの場合は、前記出力電圧が前記第一のフィードバック手段の前記第一の目標電圧になるように設定し、且つ、前記第二のフィードバック手段において前記第二の目標電圧を前記第一の電圧になるように設定し、
   前記電源装置が省エネルギーモードの場合は、前記出力電圧が前記第二のフィードバック手段の前記第二の目標電圧になるように設定し、且つ、前記第一のフィードバック手段において前記第一の目標電圧に設定することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記通常モードにおいて、前記第二のフィードバック手段において設定されている前記第一の電圧に従って過電圧を検知し、
   前記省エネルギーモードにおいて、前記第一のフィードバック手段において設定されている前記第一の目標電圧に従って過電圧を検知することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第二のフィードバック手段は、前記第二の目標電圧を、前記第一の電圧及び前記第二の電圧とは異なる第三の電圧に設定可能であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記スイッチング手段への電流経路に第一の起動抵抗と、前記第一の起動抵抗よりも抵抗値が大きい第二の起動抵抗と、を有し、
   前記通常モードの場合には前記第一の起動抵抗を介して前記スイッチング手段に電流を流し、前記省エネルギーモードの場合には前記第二のフィードバック手段によって前記第一及び前記第二の起動抵抗を流れる電流を切り替えること特徴とする請求項２又は３に記載の電源装置。
6. 前記トランスの二次側の出力電流を検知し、検知した電流に応じて検知信号を出力する電流検知手段を更に有し、
   前記制御手段は、前記電流検知手段からの検知信号に基づいて前記スイッチング手段の動作を停止することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記制御手段は、前記第一のフィードバック手段及び前記第二のフィードバック手段からの検知信号に基づいて、前記スイッチング手段の動作を停止することを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記第一のフィードバック手段は、シャントレギュレータを含むことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電源装置。
9. 前記第二のフィードバック手段はコンパレータを含むことを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の電源装置。
10. 記録材に画像形成を行う画像形成手段を有する画像形成装置であって、
    前記画像形成装置に電力を供給する請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電源装置を備えたことを特徴とする画像形成装置。

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