JP2014096774A

JP2014096774A - 位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法

Info

Publication number: JP2014096774A
Application number: JP2012248759A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Umehara; 武梅原
Original assignee: NEC Aerospace Systems Ltd
Current assignee: NEC Aerospace Systems Ltd
Priority date: 2012-11-12
Filing date: 2012-11-12
Publication date: 2014-05-22

Abstract

【課題】振幅変動の小さいＰＳＫ変調波信号の復調においてキャリア非同期時においても安定的なシンボルクロック位相同期が可能であり、より正確なシンボルクロックの再生が可能な位相変調波信号復調装置を提供する。
【解決手段】変調波信号は同相検波回路１２および直交検波回路１３で検波され、Ａ／Ｄ変換器１７および１８にてディジタル化され、同相軸検波出力および直交軸検波出力として複素乗算回路１９に供給されて、さらにスペクトル整形された後、複素乗算回路２２を介してシンボルクロック再生回路１３７に供給され、ここで、サンプリングタイミング毎の瞬時位相角度を算出し、瞬時位相角度の微分処理によりシンボルの変化点を検出し、シンボルクロックの再生を行う。キャリア周波数のオフセット周波数に比しサンプリングレートは十分大きいので、微分処理によりキャリア周波数のオフセット位相がキャンセルされる。
【選択図】図１

Description

本発明は、位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法に関し、特に、オフセットＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式、π／２シフトＢＰＳＫ方式やπ／４シフトＱＰＳＫ方式などの振幅変動の小さい、通常のＰＳＫ変調波信号の同期方式ではシンボルクロックの再生が困難なＰＳＫ変調波信号の復調回路に用いられるシンボルクロック同期手段の改良を図る位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法に関する。

近年のディジタル無線通信においては、同一Ｓ／Ｎ（Signal to Noise Ratio）において信号復調時の誤り率の低いＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式が主流となってきている。さらに、ＰＳＫ方式においても、送信器側での増幅器で電力変動の少ないＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式を変形したオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式や、あるいは、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Phase Shift Keying）方式を変形したπ／２シフトＢＰＳＫ方式、などの振幅変動が小さい変調方式が多用されるようになってきている。

周知のように、通常のＱＰＳＫ信号においては、直交する２軸のシンボルの変化点が同一のタイミングで生じるものであるのに対して、ＯＱＰＳＫ信号は、その変化点がシンボル長（Ｔ）の１／２だけオフセットさせるように構成されており、かくのごとく、シンボルの変化点をオフセットさせることにより、信号変化点における位相変化を９０°以下に抑えた信号とすることができる。また、π／４シフトＱＰＳＫ方式は、シンボル送信毎にシンボルの基準軸位相をπ／４だけ、また、π／２シフトＢＰＳＫ方式は、シンボル送信毎にシンボルの基準軸位相をπ／２だけ、それぞれシフトさせることにより、信号変化点における位相変化度を抑えることができる。

これらの各変調方式は、信号空間ダイヤグラム上において、信号変化点における位相変化の際に原点を通らなくし、帯域制限時にスペクトルの広がりを抑えることによって、振幅変化（包絡線変動）を低くし、而して、側波帯の帯域制限を容易にするとともに、送信増幅器の電力効率を高めることに特徴を有する。

以下の説明においては、オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）方式を例に採って説明する。オフセットＱＰＳＫ方式のようなＱＰＳＫ方式を変形した変調方式の信号を復調する方法としては、ＱＰＳＫ信号が４値の位相状態を取り得る信号であることから、一般的には、従来のＱＰＳＫ方式の場合と同様の搬送波再生回路およびクロック再生回路によって復調を行い、復調結果として再生されたクロックに基づいて符号を再生している。なお、オフセットＱＰＳＫ復調器の基本的な構成等については、特許文献１の特開平０６−２９１７９１号公報「位相変調波信号の復調装置」や特許文献２の特開平０８−０９７８７４号公報「オフセットＱＰＳＫ復調器」にも記載されている。

前記特許文献１や前記特許文献２に記載されているような従来のオフセットＱＰＳＫ信号の復調システムについて、図６のブロック構成図を用いて説明する。図６は、従来のオフセットＱＰＳＫ復調器のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。図６に示すように、従来のオフセットＱＰＳＫ復調器においては、入力端子１１から入力されたオフセットＱＰＳＫ変調波は、同相検波回路１２および直交検波回路１３に分配供給される。一方、局部発振器１４にて、固定周波数の第１の局部発振信号（以下、第１の局発信号と略称する）が生成されており、この第１の局発信号は、分配器（Ｓ）１５で２分配された後、一方は、０度位相の局発信号として、他方は、９０度移相器１６によって９０度移相された局発信号として、それぞれ、同相検波回路１２および直交検波回路１３に供給される。

同相検波回路１２および直交検波回路１３それぞれから出力される同相軸検波信号および直交軸検波信号は、それぞれ、同相成分Ａ／Ｄ変換器１７および直交成分Ａ／Ｄ変換器１８によってディジタル値に変換された後、それぞれ、周波数変換を実現する複素乗算回路１９に入力される。この複素乗算回路１９には、周波数変換キャリアとして後述するＡＦＣ（Automatic Frequency Control）ループからの局発出力（すなわち第２の局部発振信号（第２の局発信号））が供給されている。

複素乗算回路１９からの出力は、同一の周波数伝達特性を有するディジタル低域通過フィルタ２０およびディジタル低域通過フィルタ２１（以下、ディジタルＬＰＦと略称する）にそれぞれ入力され、スペクトル整形される。ここで、ディジタルＬＰＦ２０およびディジタルＬＰＦ２１は、ディジタルデータ伝送における符号間干渉防止に要求される伝達特性を形成するためのフィルタであり、一般的に、送信側のフィルタ特性と組み合わせられたときに、いわゆるロールオフ特性が得られるように設計されている。したがって、このディジタルＬＰＦ２０およびディジタルＬＰＦ２１により、複素乗算回路１９から出力される同相軸検波出力および直交軸検波出力の各検波出力は、アイ開口率が十分大きくなるようにスペクトル整形される。

ディジタルＬＰＦ２０およびディジタルＬＰＦ２１それぞれからの出力は、複素乗算回路２２に入力される。この複素乗算回路２２は、中間周波数帯における周波数変換器すなわちミキサと全く同じ動作をベースバンド帯で実現することができる。ここで、複素数を用いない実数形式の乗算器の場合は、検波動作を行うことはできても、負の周波数成分を表現することができないので、一般的な周波数変換器とはならない。そこで、複素数表現を可能にした複素乗算回路２２が用いられる。

複素乗算回路２２から出力されるＩ信号とＱ信号とは、それぞれ、クロック位相誤差検出回路２３およびシンボル位相選択回路３７に供給される。クロック位相誤差検出回路２３は、ゼロクロッシング方式によってクロック位相誤差成分を抽出してクロック位相誤差信号として出力する回路であり、クロック位相誤差検出回路２３により抽出されたクロック位相誤差成分は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６において平滑化された後に、電圧制御型発振器２７を制御して、位相同期したクロックが、同相成分Ａ／Ｄ変換器１７および直交成分Ａ／Ｄ変換器１８のクロック入力端子に対してフィードバックされるようにしている。

ここで、図７のブロック構成図を参照して、クロック位相誤差検出回路２３とシンボル位相選択回路３７との回路について具体的な構成を説明する。図７は、図６のオフセットＱＰＳＫ復調器におけるクロック位相誤差検出回路２３とシンボル位相選択回路３７とのブロック構成の一例を示すブロック構成図である。

図７に示すように、クロック位相誤差検出回路２３においては、複素乗算回路２２から入力されてくるベースバンド帯域のＩ信号とＱ信号とに関して、ゼロクロス判定回路５１３，５１４によるゼロクロッシング方式と有効位相誤差判定回路５１８による有効位相誤差判定結果とによって、位相誤差信号検出回路５１１，５１２から出力されるクロック位相誤差成分のいずれかを抽出してクロック位相誤差信号として出力する。

つまり、複素乗算回路２２から出力されるＩ信号およびＱ信号は、位相誤差信号検出回路５１１および位相誤差信号検出回路５１２に供給されるとともに、ゼロクロス判定回路５１３およびゼロクロス判定回路５１４にも分配供給される。ゼロクロス判定回路５１３およびゼロクロス判定回路５１４からそれぞれ出力されるＩ信号およびＱ信号のゼロクロス判定信号は有効位相誤差判定回路５１８に供給される。

そして、この有効位相誤差判定回路５１８に対しては、ＱＰＳＫもしくはＯＱＰＳＫの復調方式の一方を選定する復調方式切換え信号が供給されている。有効位相誤差判定回路５１８は、該復調方式切換え信号によって選択指定された復調方式にしたがってＩ信号およびＱ信号のゼロクロス判定信号の有効位相誤差を判定し、判定した有効位相誤差判定結果からクロック位相誤差信号を選択するための制御信号を生成して選択回路５１５に対して供給するとともに、位相検波およびデータ再生のために位相を選択するシンボル位相制御信号を生成してシンボル位相選択回路３７に対して供給するようにしている。

有効位相誤差判定回路５１８により導出されたシンボル位相制御信号は、シンボル位相選択回路３７を構成するスイッチ５２１およびスイッチ５２２をそれぞれ制御する。スイッチ５２１およびスイッチ５２２には、それぞれ、複素乗算回路２２からのＩ信号およびＱ信号が入力されていて、スイッチ５２１およびスイッチ５２２それぞれの一方の固定端子（出力端子）は、（１／２）シンボル期間遅延させるＴ／２遅延回路５２３およびＴ／２遅延回路５２４それぞれの入力端子に接続され、他方の固定端子（出力端子）は、Ｔ／２遅延回路５２３およびＴ／２遅延回路５２４それぞれの出力端子に接続されることにより、Ｔ／２遅延回路５２３およびＴ／２遅延回路５２４それぞれを介した出力信号あるいはそれぞれを介さない出力信号のいずれかが選択され、データ再生器２４およびキャリア位相検出回路２５に対して供給される。

一方、選択回路５１５は、Ｉ信号およびＱ信号のゼロクロス判定回路５１３およびゼロクロス判定回路５１４それぞれの判定結果によって、Ｉ信号のみがゼロクロスしているときは、位相誤差信号検出回路５１１から出力されるＩ信号の位相誤差信号を選択し、Ｑ信号のみがゼロクロスしているときは、位相誤差信号検出回路５１２から出力されるＱ信号の位相誤差信号を選択し、Ｉ信号およびＱ信号の双方が共にゼロクロスしているときは、Ｉ信号の位相誤差信号とＱ信号の位相誤差信号との平均を求める平均回路５１６の出力を選択して、クロック位相誤差信号として出力する。そして、Ｉ信号およびＱ信号の双方が共にゼロクロスしていないときには、１シンボル期間（Ｔ）前のクロック位相誤差信号であるＴ遅延回路５１７からの出力を選択し、クロック位相誤差信号として出力する。

図８は、図７に示すクロック位相誤差検出回路２３においてクロック位相誤差信号を生成するためのクロック位相誤差検出方法を説明するための信号波形図であり、振幅のゼロクロッシング方式による位相制御方法を示している。図８（Ａ）は、２値のディジタル信号のアイパターンを簡略化して示しているものであり、平均的には問題がない状態になっている場合を示している。そこで、図８（Ｂ）で示すように、サンプリングタイミングをアイの開きが最大のＷ０になる時点からＴｅ秒だけ遅らせた場合を考えると、アイの開きは、Ｗ０からＷ１と狭くなる。一方、図８（Ｃ）で示すように、アイの開きが最大になる時点から１シンボル期間（Ｔ）の（１／２）に位置するゼロクロスポイントよりもＴｅ秒だけ遅らせたタイミングで入力信号をサンプルした値も、ゼロ近傍の値からより大きな値（"ｅ^（−＋）"なる正の値、"ｅ^（＋−）"なる負の値）をとるようになる。

つまり、ゼロクロスポイントの前後で、送信符号が"−"から"＋"に変化した場合には、サンプル値は"ｅ^（−＋）"なる正の値をとり、逆に、"＋"から"−"に変化した場合には、サンプル値は"ｅ^（＋−）"なる負の値をとる。これによって、ゼロクロスポイント前後におけるサンプル値を知ることによって、サンプルタイミングのずれを検出することができる。ただし、位相誤差を検出することができる場合は、ゼロクロスポイントの前後でシンボル符号が変化している（ゼロクロスしている）ときのみである。

図７に示すクロック位相誤差検出回路２３においては、ゼロクロス判定回路５１３およびゼロクロス判定回路５１４にてゼロクロスポイントの前後でシンボル符号が変化しているか否かを判定している。かくのごとく、このゼロクロスの判定方法は、ゼロクロス位相の前後のシンボルの符号の変化を検出すれば良いものであるが、その判定精度を上げるために、例えば、両シンボルの振幅があらかじめ定めた値例えばアイ振幅の（１／２）以上であるとする条件を加えるようにしても良い。

選択回路５１５は、前述のように、Ｉ信号およびＱ信号それぞれのゼロクロス判定回路５１３およびゼロクロス判定回路５１４の判定結果によって、Ｉ信号のみがゼロクロスしているときは、位相誤差信号検出回路５１１の出力を選択し、Ｑ信号のみがゼロクロスしているときは、位相誤差信号検出回路５１２からの出力を選択し、Ｉ信号およびＱ信号の双方が共にゼロクロスしているときは、位相誤差信号検出回路５１１と位相誤差信号検出回路５１２との双方からの位相誤差信号の平均を求める平均回路５１６の出力を選択して、クロック位相誤差信号として出力する。そして、Ｉ信号およびＱ信号の双方が共にゼロクロスしていないときには、１シンボル期間（Ｔ）前のクロック位相誤差信号であるＴ遅延回路５１７からの出力を選択し、クロック位相誤差信号として出力する。

図６のブロック構成図に戻って、データ再生器２４においては、シンボル位相選択回路３７から供給されるＩ信号およびＱ信号それぞれの信号を２値化することにより、ＱＰＳＫデータを判定し、これにより、Ｉデータ出力およびＱデータ出力として復調データを出力するようにしている。

さらに、シンボル位相選択回路３７からの出力は、キャリア位相検出回路２５に入力されて、キャリア位相検出回路２５において入力信号と数値制御発振器（ＮＣＯ）２９の出力との位相差が検出されるようにし、キャリア位相検出回路２５からのこの位相差情報は、キャリア再生のためのループフィルタ２８を介してＮＣＯ２９の周波数制御端子に供給される。

なお、ＮＣＯ２９は、オーバフローを禁止しない累積加算回路で構成されるものであって、その周波数制御端子に入力される信号の値に応じてダイナミックレンジまでの加算動作を行うものであるので、周波数制御端子への入力信号により発振状態となり、その発振周波数は入力信号の値で変化する。すなわち、ＮＣＯ２９は、アナログ回路における電圧制御型発振器（ＶＣＯ）と全く同じ動作を行うものであるが、一般のＶＣＯと異なる点はその発振周波数が非常に安定していることであり、いわゆる水晶を用いた電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）以上の安定性を有するとともに、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）では実現することができない広い周波数可変範囲を有している。

ＮＣＯ２９からの出力は、それぞれサインおよびコサインの特性を有するサインデータ変換回路３０およびコサインデータ変換回路３１に分配して供給され、それぞれキャリアに変換される。サインデータ変換回路３０およびコサインデータ変換回路３１からの出力キャリアは、複素乗算回路２２に検波用として供給されて、この複素乗算回路２２、シンボル位相選択回路３７、キャリア位相検出回路２５、ループフィルタ２８、ＮＣＯ２９、サインデータ変換回路３０およびコサインデータ変換回路３１によって形成される一巡のループは、ディジタル構成のＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回路）を形成している。

また、図６に示すオフセットＱＰＳＫ復調器（復調回路）においては、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）ループが形成されている。すなわち、キャリア位相検出回路２５から出力されるキャリア位相誤差信号（入力信号とＮＣＯ２９の出力との位相差情報）は、周波数誤差（Δｆ）検出回路３２に供給され、該Δｆ検出回路３２は、入力信号と局発信号（第１の局発信号および第２の局発信号）との周波数誤差成分Δｆを検出することになる。Δｆ検出回路３２にて検出される周波数誤差成分Δｆは、ＡＦＣループフィルタ３３によって平滑化された後、数値制御発振器（ＮＣＯ）３４の周波数制御端子に供給される。

ここで、ＮＣＯ３４の出力は、鋸歯状の信号であり、サインおよびコサインの変換特性を有するサインデータ変換回路３５およびコサインデータ変換回路３６に入力されて、サイン波およびコサイン波に変換される。サインデータ変換回路３５およびコサインデータ変換回路３６からの出力は、第２の局発信号として複素乗算回路１９に供給される。そして、これによって、ＡＦＣループが形成される。

ＡＦＣ動作が行われて、入力信号と局発信号との双方の周波数の関係についてあらかじめ定めた所定の値に比し周波数離調が充分に小さくなると、Δｆ検出回路３２の周波数誤差の検出出力が変化して、Δｆ検出回路３２からはループ切換え信号が出力されるとともに、ＡＦＣホールド信号が出力される。ループ切換え信号とＡＦＣホールド信号とは、実質的に同一の信号であって、ループ切換え信号は、ＰＬＬにおけるループフィルタ２８を動作状態に切換えるものであり、かかる切換え動作によってＰＬＬ動作が開始され、また、ＡＦＣループフィルタ３３の出力はその時点の状態にホールドされる。そして、ＰＬＬがキャリア同期とされるように引き込み動作を開始する。

かくのごとき動作を行うオフセットＱＰＳＫ復調器（復調回路）においては、Ｉ信号とＱ信号とにおけるシンボルの変化点がＴ／２シンボル分オフセットしている変調波信号について、シンボルの変化点をＩ信号とＱ信号とのいずれを利用するかを判定し、判定した結果に基づいて使用するクロック位相誤差信号を制御することによって、クロック引き込み位相を一定に保つことが可能となり、再生したシンボルクロックを用いた復調が行われるようになる。

しかしながら、図６に示すような従来のオフセットＱＰＳＫ信号の復調におけるシンボルクロックの再生に際しては、次のような問題を有している。

図９は、キャリアが同期している状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号の信号波形を説明するための信号波形図であり、該オフセットＱＰＳＫ信号（Ｉ、Ｑデータ）の信号波形と振幅のゼロクロッシング方式により求めたゼロクロス点（Ｉ、Ｑ）とを示している。図９において、横軸は時間、縦軸は信号の振幅を表している。図９に示すように、キャリアが同期している状態においては、帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号は、高周波数成分が抑圧されることにより、信号の変化点前後でカーブを描く。キャリアが完全に同期している場合には、変化点での振幅がゼロとなる間隔が一定となり、振幅のゼロクロッシング方式によるシンボルクロックの再生が可能となる。

これに対して、キャリアが非同期状態にある場合は、図１０のような信号波形になる。図１０は、キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号の信号波形を説明するための信号波形図であり、該オフセットＱＰＳＫ信号（Ｉ、Ｑデータ）の信号波形と振幅のゼロクロッシング方式により求めたゼロクロス点（Ｉ、Ｑ）とを示している。図１０に示すように、キャリアが非同期の状態における帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号は、信号の変化点前後でのカーブがキャリアの周波数オフセットにより影響を受けて、図９の場合とは異なり、振幅のゼロクロッシング方式による信号の変化点検出位置は本来の信号変化点位置から移動してしまう。このため、振幅のゼロクロッシング方式による変化点の検出位置は一定間隔とならず、シンボルクロックの再生が不安定になってしまう。

図１１は、キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号を振幅のゼロクロッシング方式により変化点を検出した場合の変化点間隔の分布を説明するための分布図である。図１１において、横軸はゼロクロッシング方式により検出されたゼロクロス点間隔の分布、縦軸は頻度を示している。図１１に示すように、キャリアが非同期の状態においては、振幅のゼロクロスはキャリアの周波数オフセットの影響を受けて、ジッタを発生させる。したがって、変調波の振幅のゼロクロッシング方式によりシンボルクロックを再生する方法においては、かくのごときキャリア非同期時においては、変化点検出位置のジッタにより誤差を発生させる結果を招く。かかるジッタによる誤差成分は、クロック引き込み性能を劣化させる要因となる。

特開平０６−２９１７９１号公報（第５−６頁）特開平０８−０９７８７４号公報（第７−９頁）

前述したように、振幅のゼロクロッシング方式によりシンボルクロックを再生する従来のＰＳＫ変調波復調器においては、オフセットＱＰＳＫ方式、π／２シフトＢＰＳＫ方式やπ／４シフトＱＰＳＫ方式などの振幅変動の小さい変調波信号は、キャリアの非同期時であっても、シンボルクロックの正確な再生が確保されていなければならないにも関わらず、クロック再生が、キャリア再生後でなければ安定しないため、キャリアの周波数離調が大きい場合には、クロック再生およびキャリア再生に時間がかかり、安定しないという問題があった。

かかる問題を解決するための方法として、オフセットＱＰＳＫ方式においては従来、前記特許文献１や前記特許文献２に記載されているように、Ｉ軸とＱ軸とをそれぞれ別々に振幅によるゼロクロッシング方式を用いてクロックタイミングを検出するという方法が提案されていた。

しかしながら、振幅によるゼロクロッシング方式を用いてクロックタイミングを検出するという方法については、キャリア非同期時にキャリアの周波数オフセットによりゼロクロス位置にジッタが発生して、クロック引き込み性能を劣化させるという問題が生じてしまう。

（本発明の目的）
本発明は、かくのごとき問題を解決するためになされたものであり、オフセットＱＰＳＫ方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式やπ／２シフトＢＰＳＫ方式などの振幅変動の小さいＰＳＫ変調波信号の復調において、キャリア非同期時においても安定的なシンボルクロック位相同期が可能であり、より正確なシンボルクロックの再生を可能にする位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法を提供することをその目的としている。

前述の課題を解決するため、本発明による位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法は、主に、次のような特徴的な構成を採用している。

（１）本発明による位相変調波信号復調装置は、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）方式による位相変調波信号を直交検波して得られる同相軸検波出力および直交軸検波出力に基づいて、前記位相変調波信号を復調する位相変調波信号復調装置であって、受信した前記位相変調波信号の位相をサンプリング間隔単位に算出する位相算出手段と、算出された前記位相の変動状況から前記位相変調波信号の変化点を検出する変化点検出手段と、検出した前記変化点に基づいてシンボルクロックを再生するクロック再生手段と、を少なくとも備え、再生された前記シンボルクロックを基にして復調動作を行うことを特徴とする。

（２）本発明による位相変調波信号復調方法は、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）方式による位相変調波信号を直交検波して得られる同相軸検波出力および直交軸検波出力に基づいて、前記位相変調波信号を復調する位相変調波信号復調方法であって、受信した前記位相変調波信号の位相をサンプリング間隔単位に算出する位相算出ステップと、算出された前記位相の変動状況から前記位相変調波信号の変化点を検出する変化点検出ステップと、検出した前記変化点に基づいてシンボルクロックを再生するクロック再生ステップと、を少なくとも有し、再生された前記シンボルクロックを基にして復調動作を行うことを特徴とする。

本発明の位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法によれば、以下のような効果を奏することができる。

すなわち、たとえ、振幅変動の小さい、オフセットＱＰＳＫ方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式やπ／２シフトＢＰＳＫ方式などの通常のＰＳＫ変調波信号の同期方式ではシンボルクロックの再生が困難なＰＳＫ変調波信号の復調装置であっても、該復調装置に用いられるシンボルクロック同期手段として、キャリア非同期時においても、正確なシンボルクロックの再生が可能となるので、シンボルクロック位相誤差検出およびキャリア位相誤差検出の精度を上げることが可能となり、而して、高速かつ安定した状態でシンボルクロック位相同期、キャリア位相同期が可能な復調装置を実現することができる。

本発明による位相変調波信号復調装置のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。図１に示した位相変調波信号復調装置におけるシンボルクロック再生回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。図２に示すシンボルクロック再生回路の位相変動算出回路から出力される位相変動信号と変調波信号との信号波形の関係を示す信号波形図である。キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号の信号波形と図２に示すシンボルクロック再生回路により再生されたシンボルクロックとの関係を説明するための信号波形図である。キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号から位相変動により抽出されたクロック成分分布を説明するための分布図である。従来のオフセットＱＰＳＫ復調器のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。図６のオフセットＱＰＳＫ復調器におけるクロック位相誤差検出回路とシンボル位相選択回路とのブロック構成の一例を示すブロック構成図である。図７に示すクロック位相誤差検出回路においてクロック位相誤差信号を生成するためのクロック位相誤差検出方法を説明するための信号波形図である。キャリアが同期している状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号の信号波形を説明するための信号波形図である。キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号の信号波形を説明するための信号波形図である。キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号を振幅のゼロクロッシング方式により変化点を検出した場合の変化点間隔の分布を説明するための分布図である。

以下、本発明による位相変調波信号復調装置および位相変調波信号復調方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。

（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてその概要をまず説明する。本発明は、たとえ、振幅変動の小さい位相変調波信号の復調を行う場合であっても、位相変調波信号の復調時における高精度なシンボルクロックの再生を可能にし、而して、キャリア非同期時においても、正確なシンボルクロックの再生が可能となることによって、シンボルクロック位相誤差検出およびキャリア位相誤差検出の精度を向上させることが可能になり、安定した復調動作を行うことができるという効果が得られる点を主要な特徴としている。

より具体的には、本発明は、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）方式による位相変調波信号を直交検波して得られる同相軸検波出力および直交軸検波出力に基づいて、位相変調波信号を復調する位相変調波信号復調装置であって、受信した位相変調波信号の変化点検出方法として、従来の振幅のゼロクロッシング方式による検出方法に代わって、受信した位相変調波信号の位相をサンプリング間隔単位に算出する位相算出手段（または位相算出ステップ）と、算出された位相の変動状況から位相変調波信号の変化点を検出する変化点検出手段（または変化点検出ステップ）と、を少なくとも備え、かつ、検出した変化点に基づいてシンボルクロックを再生するクロック再生手段（またはクロック再生ステップ）を備えて、再生されたシンボルクロックを基にして復調動作を行う同期回路を有する構成とすることを特徴としている。

而して、キャリア非同期時においても、シンボルクロックタイミングの正確な検出が行うことができるので、正確にクロック再生動作が行われるようになり、オフセットＱＰＳＫ方式、π／２シフトＢＰＳＫ方式やπ／４シフトＱＰＳＫ方式などの振幅変動の小さい変調波信号の場合であっても、変調波信号の復調を安定して行うことができるようになる。

（実施形態の構成の説明）
次に、本発明による位相変調波信号復調装置のブロック構成の一例について、図１のブロック構成図を参照しながら説明する。図１は、本発明による位相変調波信号復調装置のブロック構成の一例を示すブロック構成図であり、従来技術として図６に示した位相変調波信号復調器（オフセットＱＰＳＫ復調器）と同一の部位については、図６と同一の符号を付して示し、ここでの重複する説明は割愛することにする。

図１に示す位相変調波信号復調装置は、図６に示した従来の位相変調波信号復調器におけるシンボル位相選択回路３７の代わりに、受信信号中に含まれるシンボルクロックを再生するシンボルクロック再生回路１３７を備え、かつ、クロック位相誤差検出回路２３の代わりに、シンボルクロック再生回路１３７からの位相誤差制御信号によって制御されるクロック位相誤差検出回路１２３を備えている。そして、シンボルクロック再生回路１３７により再生されたシンボルクロックに同期して、キャリア位相検出回路２５、データ再生器２４それぞれが動作することによって、ＰＳＫ変調ディジタル信号が復調されるように構成されている。

つまり、シンボルクロック再生回路１３７は、サンプリング間隔単位で変調波信号の位相を算出する位相算出手段と、算出された位相の変動状況から信号の変化点を検出する変化点検出手段と、検出した変化点に基づいてシンボルクロックを再生するクロック再生手段と、を少なくとも備え、図１に示す位相変調波信号復調装置は、シンボルクロック再生回路１３７によって再生されたシンボルクロックを基にして、復調動作を行う同期回路を有する構成とされている。

ここで、帯域制限を受けたＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）方式による変調波信号を直交検波して得られる同相軸検波出力および直交軸検波出力に基づいて、シンボルクロックとしてあらかじめ定めた所定のシンボル位相に同期したクロックを再生するために、同相軸検波出力および直交軸検波出力からクロック位相誤差信号、キャリア位相誤差信号および復調シンボルを検出するための最適なシンボル位相を求め、求めた最適なシンボル位相にしたがい検波して少なくともクロック位相誤差信号、キャリア位相誤差信号および復調シンボルを検出し、しかる後、検出した復調シンボルからキャリア同期を検出するとともに、検出したクロック位相誤差信号、キャリア位相誤差信号にしたがってシンボルクロックの位相を制御するように構成している。さらに、検出したクロック位相誤差信号を、クロック再生手段によるシンボルクロックの再生およびシンボルクロックの位相に関する誤差判定に用いるように構成している。

また、クロック再生手段によりシンボルクロックを再生する際に、位相算出手段は、サンプリング間隔単位の瞬時位相角度を算出し、変化点検出手段は、算出した瞬時位相角度の微分処理による位相変動によりシンボルの変化点の検出を行うことにより、クロック再生手段が、前記シンボルクロックを再生するように構成している。

なお、キャリア周波数のオフセット周波数に比しサンプリングレートは十分大きいので、前記瞬時位相角度の微分処理によりキャリア周波数のオフセット位相がキャンセルされることになる。而して、キャリア非同期時においても、高精度かつ安定的なシンボルクロック同期手段を得ることができる。

（実施形態の動作の説明）
次に、本発明の一実施形態として図１に示した位相変調波信号復調装置の動作について詳細に説明する。なお、図１の各部位のうち、従来技術として図６に示した位相変調波信号復調器と同一の部位については、前述したように、図６と同一の符号を付してあり、重複する説明を省略する。

図１に示した位相変調波信号復調装置において、入力端子１１にＰＳＫ変調波が入力されると、該ＰＳＫ変調波は、図６の位相変調波信号復調器の場合と同様、同相検波回路１２および直交検波回路１３に分配供給され、同相成分Ａ／Ｄ変換器１７および直交成分Ａ／Ｄ変換器１８によりディジタル信号に変換された後、複素乗算回路１９にて周波数変換され、ディジタルＬＰＦ２０およびディジタルＬＰＦ２１を経由して、複素乗算回路２２に対して出力される。

そして、複素乗算回路２２から出力されるＩ信号とＱ信号とは、図１に示した位相変調波信号復調装置においては、図６の位相変調波信号復調器の場合とは異なり、クロック位相誤差検出回路２３とシンボルクロック再生回路１３７とに対して供給される。シンボルクロック再生回路１３７においては、まず、サンプリング間隔単位で変調波信号の位相を算出し、算出された位相の変動状況から信号の変化点を検出して、しかる後、検出した信号の変化点に基づいて、シンボルクロックの再生を行う。再生されたシンボルクロックは、データ再生器２４、キャリア位相検出回路２５に対して供給され、さらに、クロック位相誤差検出回路１２３に対して位相誤差制御信号（タイミングパルス）として供給される。

データ再生器２４においては、シンボルクロック再生回路１３７から供給されるＩ信号およびＱ信号のそれぞれの信号を２値化することにより、ＱＰＳＫデータを判定し、これにより、Ｉデータ出力およびＱデータ出力として復調データを出力するようにする。

また、キャリア位相検出回路２５においては、シンボルクロック再生回路１３７にて再生されたシンボルクロックからキャリアの位相誤差信号を検出して、周波数誤差（Δｆ）検出回路３２に対して供給することによって、ＡＦＣループが形成される。

また、クロック位相誤差検出回路１２３においては、位相誤差制御信号としてシンボルクロック再生回路１３７から供給されてくるシンボルクロックによってクロック位相誤差成分を抽出して、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６にて平滑化した後、電圧制御型発振器２７を制御して、位相同期したクロックを同相成分Ａ／Ｄ変換器１７および直交成分Ａ／Ｄ変換器１８のクロック入力端子に対してフィードバックするように動作する。

図２は、図１に示した位相変調波信号復調装置におけるシンボルクロック再生回路１３７のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。図２に示すシンボルクロック再生回路１３７においては、複素乗算回路２２から出力されるＩ信号およびＱ信号が、サンプリングタイミング毎に、位相算出回路２１１に供給され、サンプリングタイミング単位で変調波信号の位相（ｔａｎ^−１（Ｑ／Ｉ））が算出されて出力される。位相算出回路２１１から出力されるサンプリングタイミング単位の変調波信号の位相すなわちサンプリングタイミング毎の瞬時位相角度Θは、位相変動算出回路２１２に供給される。

位相変動算出回路２１２は、微分器と二乗器とからなっており、入力されてくるサンプリングタイミング毎の変調波信号の位相から隣接するサンプル間の位相差を瞬時位相角度Θとして算出し、算出した瞬時位相角度Θすなわち位相の変動状況から、信号の変化点を検出して、位相変動信号として微分回路２１３に供給する。なお、通常は、キャリア周波数のオフセット周波数に比べてサンプリングレートは十分大きいので、位相変動算出回路２１２内の微分器によってキャリア周波数のオフセット位相がキャンセルされる。

ここで、位相変動算出回路２１２から出力される位相変動信号の信号波形について、図３を用いて説明する。図３は、図２に示すシンボルクロック再生回路１３７の位相変動算出回路２１２から出力される位相変動信号と変調波信号との信号波形の関係を示す信号波形図であり、細い実線がＩ信号の信号波形を示し、破線がＱ信号の信号波形を示し、太い実線が位相変動信号の信号波形を示している。なお、図３における変調波信号は、キャリア非同期時の信号波形を示している。本実施形態においては、図３に示すように、キャリア非同期時の信号波形の変化点と位相変動算出回路２１２から出力される位相変動信号の変化点とは完全に同期している。

位相変動算出回路２１２からの位相変動信号が入力される微分回路２１３においては、入力された位相変動信号の微分が行われ、微分結果が判定回路２１４に供給される。判定回路２１４においては、供給されてきた微分結果の符号変化を判定することによって、シンボル変化点を判定し、判定結果を出力制御信号として出力切換回路２１５に供給するとともに、該出力制御信号を位相誤差制御信号（タイミングパルス）としてクロック位相誤差検出回路１２３に対して供給する。つまり、瞬時位相角度Θの微分処理により、位相変動によるシンボルクロックを再生して出力する動作が行われる。

出力切換回路２１５においては、判定回路２１４から供給された出力制御信号により信号出力を制御する。すなわち、出力切換回路２１５においては、判定回路２１４から供給された出力制御信号により、Ｔ／２遅延回路２１６およびＴ／２遅延回路２１７を経由させるか否かを制御し、Ｔ／２遅延回路２１６およびＴ／２遅延回路２１７を通した信号変化点から求められたアイパターンが最大開口となるタイミングで、Ｉ信号およびＱ信号をデータ再生器２４およびキャリア位相検出回路２５に供給する。

ここで、図４は、キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号の信号波形と図２に示すシンボルクロック再生回路１３７により再生されたシンボルクロックとの関係を説明するための信号波形図であり、変調波信号波形と位相変動により再生したシンボルクロックとの関係を示している。なお、図４において、細い実線がＩ信号の信号波形を示し、破線がＱ信号の信号波形を示し、黒色のダイヤモンド型◆が位相変動により再生したシンボルクロックを示している。図４に示すように、位相変調波信号を等間隔サンプリングした場合に帯域制限のために瞬時位相変化が最大となる位置をシンボル間の中間位置としてシンボルクロックの検出を行うが、キャリア非同期時においても、シンボルクロック再生回路１３７により再生されたシンボルクロックは等間隔となっており、正常にシンボルクロックが再生されていることが分かる。

また、図５は、キャリアが非同期の状態の帯域制限されたオフセットＱＰＳＫ信号から位相変動により抽出されたクロック成分分布を説明するための分布図である。図５に示すように、シンボルクロック再生回路１３７により再生されたシンボルクロックのクロック成分分布は、従来技術として図１１に示した振幅のゼロクロッシング方式により変化点を検出した場合の変化点間隔の分布と比較して、キャリアの周波数オフセットの影響を受けることなく、クロック成分の分布にジッタが発生していないことが分かる。

以上に説明したように、本実施形態においては、位相変調波信号を等間隔サンプリングした場合に、帯域制限のために瞬時位相変化が最大となる位置をシンボル間の中間位置としてシンボルクロックの検出を行うように動作する。ここで、最大の瞬時位相変化になる位置を検出するために、隣接するサンプル間の位相差のみを扱っているので、データを蓄積するような回路は不要であり、回路構成を簡易なものにすることができる。また、シンボルタイミングの検出については、瞬時位相変化が最大となる間隔Ｔ（１シンボル期間）を、ＰＬＬ回路を使用して平均的に求めて、瞬時位相変化の最大位置から（Ｔ／２）だけずらした位置をシンボルタイミングの位置として判定している。而して、キャリア非同期時であっても、正確なシンボルクロックの再生が可能となるので、シンボルクロック位相誤差検出およびキャリア位相誤差検出の精度を上げることが可能となり、したがって、高速かつ安定した状態でシンボルクロック位相同期、キャリア位相同期が可能になる。

なお、以上の説明においては、オフセットＱＰＳＫ信号の場合について説明したが、振幅変動の小さい、通常のＰＳＫ変調波信号の同期方式ではシンボルクロックの再生が困難なπ／４シフトＱＰＳＫ信号やπ／２シフトＢＰＳＫ信号などのＰＳＫ変調波信号の復調装置であっても、該復調装置に用いられるシンボルクロック同期手段として、本実施形態の位相変調波信号復調装置におけるシンボルクロック再生回路１３７が有効であることは言うまでもない。

（本実施形態の効果の説明）
以上に詳細に説明したように、本実施形態においては、次のような効果が得られる。

以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、かかる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であることが、当業者には容易に理解できよう。

１１入力端子
１２同相検波回路
１３直交検波回路
１４第１の局部発振器
１５分配器（Ｓ）
１６９０度移相器
１７同相成分Ａ／Ｄ変換器
１８直交成分Ａ／Ｄ変換器
１９複素乗算回路
２０ディジタル低域通過フィルタ（ディジタルＬＰＦ）
２１ディジタル低域通過フィルタ（ディジタルＬＰＦ）
２２複素乗算回路
２３クロック位相誤差検出回路
２４データ再生器
２５キャリア位相検出回路
２６ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２７電圧制御型発振器
２８ループフィルタ
２９数値制御発振器（ＮＣＯ）
３０サインデータ変換回路
３１コサインデータ変換回路
３２周波数誤差（Δｆ）検出回路
３３ＡＦＣループフィルタ
３４数値制御発振器（ＮＣＯ）
３５サインデータ変換回路
３６コサインデータ変換回路
３７シンボル位相選択回路
１２３クロック位相誤差検出回路
１３７シンボルクロック再生回路
２１１位相算出回路
２１２位相変動算出回路
２１３微分回路
２１４判定回路
２１５出力切換回路
２１６Ｔ／２遅延回路
２１７Ｔ／２遅延回路
５１１位相誤差信号検出回路
５１２位相誤差信号検出回路
５１３ゼロクロス判定回路
５１４ゼロクロス判定回路
５１５選択回路
５１６平均回路
５１７Ｔ遅延回路
５１８有効位相誤差判定回路
５２１スイッチ
５２２スイッチ
５２３Ｔ／２遅延回路
５２４Ｔ／２遅延回路

Claims

ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）方式による位相変調波信号を直交検波して得られる同相軸検波出力および直交軸検波出力に基づいて、前記位相変調波信号を復調する位相変調波信号復調装置であって、受信した前記位相変調波信号の位相をサンプリング間隔単位に算出する位相算出手段と、算出された前記位相の変動状況から前記位相変調波信号の変化点を検出する変化点検出手段と、検出した前記変化点に基づいてシンボルクロックを再生するクロック再生手段と、を少なくとも備え、再生された前記シンボルクロックを基にして復調動作を行うことを特徴とする位相変調波信号復調装置。
前記シンボルクロックとしてあらかじめ定めた所定のシンボル位相に同期したクロックを再生するために、前記同相軸検波出力および前記直交軸検波出力からクロック位相誤差信号、キャリア位相誤差信号および復調シンボルを少なくとも検出するためのシンボル位相を求め、求めた前記シンボル位相にしたがい検波して少なくとも前記クロック位相誤差信号、前記キャリア位相誤差信号および前記復調シンボルを検出し、しかる後、検出した前記復調シンボルからキャリア同期を検出するとともに、検出した前記クロック位相誤差信号、前記キャリア位相誤差信号にしたがって前記シンボルクロックの位相を制御することを特徴とする請求項１に記載の位相変調波信号復調装置。
検出した前記クロック位相誤差信号を、前記クロック再生手段による前記シンボルクロックの再生および前記シンボルクロックの位相に関する誤差判定に用いることを特徴とする請求項２に記載の位相変調波信号復調装置。
前記クロック再生手段により前記シンボルクロックを再生する際に、前記位相算出手段はサンプリング間隔単位の瞬時位相角度を算出し、前記変化点検出手段は、前記瞬時位相角度の微分処理による位相変動によりシンボルの変化点の検出を行うことにより、前記クロック再生手段において、前記シンボルクロックを再生することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の位相変調波信号復調装置。
ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）方式による位相変調波信号を直交検波して得られる同相軸検波出力および直交軸検波出力に基づいて、前記位相変調波信号を復調する位相変調波信号復調方法であって、受信した前記位相変調波信号の位相をサンプリング間隔単位に算出する位相算出ステップと、算出された前記位相の変動状況から前記位相変調波信号の変化点を検出する変化点検出ステップと、検出した前記変化点に基づいてシンボルクロックを再生するクロック再生ステップと、を少なくとも有し、再生された前記シンボルクロックを基にして復調動作を行うことを特徴とする位相変調波信号復調方法。
前記シンボルクロックとしてあらかじめ定めた所定のシンボル位相に同期したクロックを再生するために、前記同相軸検波出力および前記直交軸検波出力からクロック位相誤差信号、キャリア位相誤差信号および復調シンボルを少なくとも検出するためのシンボル位相を求め、求めた前記シンボル位相にしたがい検波して少なくとも前記クロック位相誤差信号、前記キャリア位相誤差信号および前記復調シンボルを検出し、しかる後、検出した前記復調シンボルからキャリア同期を検出するとともに、検出した前記クロック位相誤差信号、前記キャリア位相誤差信号にしたがって前記シンボルクロックの位相を制御することを特徴とする請求項５に記載の位相変調波信号復調方法。
検出した前記クロック位相誤差信号を、前記クロック再生ステップによる前記シンボルクロックの再生および前記シンボルクロックの位相に関する誤差判定に用いることを特徴とする請求項６に記載の位相変調波信号復調方法。
前記クロック再生ステップにより前記シンボルクロックを再生する際に、前記位相算出ステップにおいて、サンプリング間隔単位の瞬時位相角度を算出し、前記変化点検出ステップにおいて、前記瞬時位相角度の微分処理による位相変動によりシンボルの変化点の検出を行うことにより、前記クロック再生ステップにおいて、前記シンボルクロックを再生することを特徴とする請求項５ないし７のいずれかに記載の位相変調波信号復調方法。