JP2013511110A - メモリのチャネル―フローティングゲート結合を低減するデータ状態に応じたチャネルブースト - Google Patents
メモリのチャネル―フローティングゲート結合を低減するデータ状態に応じたチャネルブースト Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013511110A JP2013511110A JP2012538951A JP2012538951A JP2013511110A JP 2013511110 A JP2013511110 A JP 2013511110A JP 2012538951 A JP2012538951 A JP 2012538951A JP 2012538951 A JP2012538951 A JP 2012538951A JP 2013511110 A JP2013511110 A JP 2013511110A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- storage element
- channel region
- boost
- state
- channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C11/00—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor
- G11C11/56—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using storage elements with more than two stable states represented by steps, e.g. of voltage, current, phase, frequency
- G11C11/5621—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using storage elements with more than two stable states represented by steps, e.g. of voltage, current, phase, frequency using charge storage in a floating gate
- G11C11/5628—Programming or writing circuits; Data input circuits
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C16/00—Erasable programmable read-only memories
- G11C16/02—Erasable programmable read-only memories electrically programmable
- G11C16/06—Auxiliary circuits, e.g. for writing into memory
- G11C16/34—Determination of programming status, e.g. threshold voltage, overprogramming or underprogramming, retention
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C16/00—Erasable programmable read-only memories
- G11C16/02—Erasable programmable read-only memories electrically programmable
- G11C16/04—Erasable programmable read-only memories electrically programmable using variable threshold transistors, e.g. FAMOS
- G11C16/0483—Erasable programmable read-only memories electrically programmable using variable threshold transistors, e.g. FAMOS comprising cells having several storage transistors connected in series
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C16/00—Erasable programmable read-only memories
- G11C16/02—Erasable programmable read-only memories electrically programmable
- G11C16/06—Auxiliary circuits, e.g. for writing into memory
- G11C16/10—Programming or data input circuits
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C16/00—Erasable programmable read-only memories
- G11C16/02—Erasable programmable read-only memories electrically programmable
- G11C16/06—Auxiliary circuits, e.g. for writing into memory
- G11C16/34—Determination of programming status, e.g. threshold voltage, overprogramming or underprogramming, retention
- G11C16/3418—Disturbance prevention or evaluation; Refreshing of disturbed memory data
- G11C16/3427—Circuits or methods to prevent or reduce disturbance of the state of a memory cell when neighbouring cells are read or written
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Read Only Memory (AREA)
- Non-Volatile Memory (AREA)
- Semiconductor Memories (AREA)
Abstract
プログラム動作では、選択ワードライン上の非選択記憶素子のプログラムをチャネルブーストによって禁止しながら、選択ワードライン上の選択記憶素子のプログラムを行う。ブースト量は非選択記憶素子のデータ状態に応じて設定することができ、それによって過不足のないレベルのブーストを行うことができる。閾値電圧が低く、それゆえプログラム外乱を受けやすい低データ状態に対しては、大きなブースト量を適用することができる。複数のデータ状態にあるグループに対して、共通のブースト手法を適用することができる。ブースト量は、チャネルプレチャージ動作のための電圧や、ワードラインに印加されるパス電圧のタイミングや大きさを調整することによって、設定することができる。一例ではあるが、選択されたデータ状態に応じてチャネルブーストを調整するために、非選択ワードラインに対して多段階のパス電圧を使用することができる。
Description
本技術は、不揮発性メモリに関する。
半導体メモリは、様々な電子装置に広く使用されている。例えば、不揮発性半導体メモリは、携帯電話、デジタルカメラ、パーソナルデジタルアシスタント、モバイルコンピュータ、非モバイルコンピュータ及びその他の装置に使用されている。電気的消去・プログラム可能型読取専用メモリ(EEPROM)及びフラッシュメモリは、最も普及している不揮発性半導体メモリの一つである。EEPROMの一種であるフラッシュメモリを用いると、従来のフル機能を備えたEEPROMとは対照的に、メモリアレイ全体のコンテンツ、又はメモリの一部のコンテンツを一つのステップで消去できる。
従来のEEPROMとフラッシュメモリの何れもが、半導体基板内のチャネル領域上に配置され、そのチャネル領域から絶縁されたフローティングゲートを利用している。フローティングゲートは、ソース領域とドレイン領域の間に配置されている。制御ゲートは、フローティングゲート上に配置されており、そのフローティングゲートから絶縁されている。このように形成されたトランジスタの閾値電圧(Vth)は、フローティングゲート上に保持される電荷量によって制御される。つまり、そのソースとドレインの間の導通を可能にするためにトランジスタをオンにする前に制御ゲートに印加しなければならない電圧の最小量は、そのフローティングゲート上の電荷レベルにより制御される。
いくつかのEEPROM及びフラッシュメモリ素子は2つの範囲の電荷を記憶するために使用される記憶素子その他のフローティングゲートを含むセルを有するため、記憶素子は2つの状態、例えば消去状態とプログラム状態の間でプログラム/消去できる。各記憶素子は1ビットのデータを記憶できるため、このようなフラッシュメモリ素子はバイナリフラッシュメモリ素子と呼ばれることもある。
マルチ状態(マルチレベルとも呼ばれる)フラッシュメモリ素子が、複数の別個の許可/有効プログラム閾値電圧範囲を識別することによって実現される。各閾値電圧範囲は、記憶素子内で符号化される一組のデータビットの所定値に相当する。例えば、各メモリエレメントは、そのエレメントを4つの別々の閾値電圧範囲に相当する4つの別々の電荷バンドの内の一つに置くことができ、2ビットのデータを記憶できる。
通常、プログラム動作中に制御ゲートに印加されるプログラム電圧Vpgmは、経時的に大きさが大きくなる一連のパルスとして印加される。プログラム電圧は、選択されたワードラインに印加され得る。一つの考えられる手法では、パルスの大きさは、例えば0.2から0.4V等の所定のステップサイズでそれぞれの連続パルスで大きくなる。Vpgmは、フラッシュメモリエレメントの制御ゲートに印加され得る。プログラムパルス間の期間では、検証動作が実施される。すなわち、並行してプログラムされているエレメントのグループの内の各エレメントのプログラムレベルは、エレメントがプログラムされている検証レベル以上であるか否かを判断するために、連続プログラムパルスの間に読み出される。マルチ状態フラッシュメモリエレメントのアレイの場合、検証ステップは、エレメントがそのデータ関連検証レベルに達したのかどうかを判断するために、エレメントの状態ごとに実行され得る。例えば、4つの状態にデータを記憶できるマルチ状態メモリエレメントは、3つの比較点について検証動作を実行する必要がある場合がある。
さらに、EEPROM又はNANDストリング内のNANDフラッシュメモリ素子等のフラッシュメモリ素子をプログラムするときには、通常、Vpgmが制御ゲートに印加され、ビットラインが接地され、記憶素子のチャネルからフローティングゲートの中に電子が注入される。電子がフローティングゲート内に蓄積すると、フローティングゲートは負に帯電され、メモリエレメントの閾値電圧は上昇し、プログラムされた状態にあると見なされる。
しかしながら、メモリ装置のサイズが小型化されるほど、メモリ装置内の電磁的結合の影響が深刻となってきている。
チャネルブーストを最適化して電磁的結合の影響を緩和する方法及び不揮発性記憶システムを提供する。
プログラム動作の間、目標とするデータ状態へのプログラムが既に完了して、非選択とされた記憶素子は、それに接続する基板のチャネル領域がブーストされることによって、さらなるプログラムが禁止される。このとき、適切な程度のブーストを行うことが重要である。ブーストが低すぎる場合、非選択の記憶素子はプログラム外乱を受けることになり、その閾値電圧が次に高いデータ状態まで上昇したり、記憶素子の読み取りが正しく行えないレベルまで上昇したりすることがある。その一方で、ブーストが高すぎる場合、非選択の記憶素子の閾値電圧が電磁的結合によって上昇され、その結果、閾値電圧の分布が意図した以上に広がってしまう。これに関して、一又は複数の低いデータ状態については高いレベルのブーストを行い、一又は複数の高いデータ状態については低いレベルのブーストを行うといったように、ブーストのレベルを非選択の記憶素子のデータ状態に応じて調整し得ることが判明した。パス電圧が印加される前の期間及び又はパス電圧が印加される期間において、ビットライン、ドレイン側選択ゲート及び又はドレイン側ダミー記憶素子のために特定の電圧を使用する様々なチャネルブーストの手法が提供される。
本発明の実施に適したメモリシステムの一例は、NANDフラッシュメモリ構造を用いる。そのNANDフラッシュメモリ構造は2つの選択ゲートの間に直列に接続された複数のトランジスタを有している。直列に配置されたトランジスタと選択ゲートは、NANDストリングと呼ばれる。図1aは、一つのNANDストリング90を示す平面図である。図1bはその等価回路である。図示されたNANDストリングは、直列に接続されており、第1の選択ゲート120と第2の選択ゲート122の間に挟まれている4つのトランジスタ100、102、104、及び106を有する。選択ゲート120は、NANDストリングをビットライン126に接続する。選択ゲート122は、NANDストリングをソースライン128に接続する。選択ゲート120、122はそれぞれ、制御ゲート120CG、122CGに適切な電圧が印加されることによって制御される。トランジスタ100、102、104及び106のそれぞれは制御ゲート及びフローティングゲートを有する。トランジスタ100は、制御ゲート100CG及びフローティングゲート100FGを有する。トランジスタ102は制御ゲート102CG及びフローティングゲート102FGを有する。トランジスタ104は、制御ゲート104CG及びフローティングゲート104FGを有する。トランジスタ106は、制御ゲート106CG及びフローティングゲート106FGを有する。制御ゲート100CG、102CG、104CG、106CGは、ワードラインWL3、WL2、WL1、WL0にそれぞれ接続されている。一実施形態では、トランジスタ100、102、104及び106は、それぞれ、メモリセルである。他の実施形態では、メモリセルは、複数のトランジスタを有していることもある。あるいは、図示されているのとは異なることもある。選択ゲート120、122は、ドレイン側の選択ラインSGD、ソース側の選択ラインSGSにそれぞれ接続されている。
図2は、前述されたNANDストリングの断面図を示す。NANDストリングのトランジスタはp−ウェル領域140に形成されている。p−ウェル領域は、代わりにp−タイプ基板144のn−ウェル領域142内にあってよい。各トランジスタは、制御ゲート(100CG、102CG、104CG、及び106CG)とフローティングゲート(100FG、102FG、104FG、及び106FG)から構成される積層ゲート構造を有している。フローティングゲートは、p−ウェルの表面に、酸化膜又は他の誘電体膜の上に形成される。制御ゲートはフローティングゲートの上にあり、ポリシリコン間の誘電体層が制御ゲート及びフローティングゲートを分離している。メモリセル(100、102、104及び106)の制御ゲートは、ワードラインを構成している。N+ドープ層130、132、134、136、及び138が、隣接するセルの間で共有され、これによってセルが互いに直列に接続されており、NANDストリングを形成している。これらのN+ドープ層は、各セルのソース及びドレインを構成している。例えば、N+ドープ層130はトランジスタ122のドレイン及びトランジスタ106のソースとしての機能を果たし、N+ドープ層132はトランジスタ106のドレイン及びトランジスタ104のソースとしての機能を果たし、N+ドープ層134はトランジスタ104のドレイン及びトランジスタ102のソースとしての機能を果たし、N+ドープ層136はトランジスタ102のドレイン及びトランジスタ100のソースとしての機能を果たし、N+ドープ層138はトランジスタ100のドレイン及びトランジスタ120のソースとしての機能を果たす。N+ドープ層126は、NANDストリングのためのビットラインに接続する。一方、N+ドープ層128は複数のNANDストリングのための一つの共通ソースラインに接続する。NANDストリングは、8、16、32、64個又はそれ以上のメモリセルを有することができる。それぞれのメモリセルは、アナログ又はデジタル形式で、一又はそれ以上のビットのデータを記憶し得る。
NANDフラッシュメモリに加えて、他のタイプの不揮発性メモリも使用できる。
プログラム動作の一部として、非選択の記憶素子、及び、例えばNANDストリング90に接続された基板のチャネル領域の電位を、ブーストすることができる。非選択の記憶素子あるいはNANDストリングは、プログラム動作における所定のプログラム反復においてプログラムが禁止され、あるいはプログラムからロックアウトされることから、禁止された又はロックアウトされた記憶素子又はNANDストリングと称されることがある。例えば、コントロールゲート及びフローティングゲート100CG/100FG、102CG/102FG、104CG/104FG、106CG/106FGを有するいずれかの記憶素子がプログラム動作において非選択の記憶素子となったとき、例えば、NANDストリング90が非選択のNANDストリングとなったときに、チャネル領域141が基板144のp−ウェル領域140に設けられる。チャネル領域141は、基板においてドープ領域130、132、134、136、138の内部及び間を伸びる導電性経路を形成する。ブーストは様々な手法で行うことができる。例えば、非選択のワードラインにパス電圧を印加する前に行われるプレチャージ動作において、ビットライン126に供給される電圧を、ドレイン側選択ゲートトランジスタ120CGからチャネル141に通過させることができる。一つの考え方では、適切なビットライン電圧を用いることで、ドレイン側選択ゲートトランジスタからVcg‐Vthの電圧をチャネルに供給することができる。ここで、Vcgはドレイン側選択ゲートトランジスタのコントロール制御電圧であり、Vthはドレイン側選択ゲートトランジスタの閾値電圧である。その後、ドレイン側選択ゲートトランジスタは非導電性の状態とされ、それにより、ビットラインはチャネル141から遮断され、ブーストされた電位がチェネルにおいて維持される。チャネルブーストは、パス電圧をワードラインに印加し、ドレイン側選択ゲートトランジスタを非導電性の状態に維持することによっても、行うことができる。パス電圧はチャネルに接続され、その電位を上昇させる。様々なチェネルブーストの手法については、後段において詳細に開示される。
図3は、3つのNANDストリングを示す回路図である。NAND構造を使用するフラッシュメモリシステムの典型的な構造は、数個のNANDストリングを含む。例えば、3つのNANDストリング320、340及び360は、さらに多くのNANDストリングを有するメモリアレイ内で見ることができる。NANDストリングのそれぞれが2個の選択ゲートと4個の記憶素子を含む。図面を簡素化するために4個の記憶素子が示されているが、最新のNANDストリングは、例えば、32個又は64個の記憶素子を有することもある。
例えば、NANDストリング320は、選択ゲート322及び327並びに記憶素子323から326を含み、NANDストリング340は、選択ゲート342及び347並びに記憶素子343から346を含み、NANDストリング360は、選択ゲート362及び367並びに記憶素子363から366を含む。各NANDストリングは、その選択ゲート(例えば、選択ゲート327、347又は367)によってソースライン370に接続される。ソース側選択ゲートの制御には、選択ラインSGSが使用される。多様なNANDストリング320、340及び360は、各選択ゲート322、342、362内のドレイン側選択トランジスタによって、各ビットライン321、341及び361に接続される。これらの選択トランジスタは、ドレイン選択ラインSGDによって制御される。他の実施形態では、選択ラインは、必ずしもNANDストリングの間で共通である必要はない。つまり、異なる選択ラインを、異なるNANDストリングのために設けることもできる。NANDストリング320、340、360にそれぞれ接続された例示するチャネル領域329、330、331は、基板内に形成することもできる。なお、記憶素子及びチャネル領域は、実際の位置から90度回転させたように図示されている。
ワードラインは、記憶素子の制御ゲートに対して次のように接続されている。即ち、ワードラインWL3(記憶素子323、343及び363)、ワードラインWL2(記憶素子324、344及び364)、ワードラインWL1(記憶素子325、345及び365)、ワードラインWL0(記憶素子326、346及び366)。各々のワードラインは、その列上の各々の記憶素子の制御ゲートに接続されている。なお、制御ゲートは、ワードラインそのものとすることもできる。
フラッシュ記憶素子をプログラムするときは、例えば接続されたワードラインを介して記憶素子の制御ゲートにプログラム電圧を印加し、その記憶素子に接続されたビットラインを接地する。それにより、チャネルからの電子がフローティングゲートに注入される。フローティングゲート内に電子が蓄積すると、フローティングゲートは負に帯電し、記憶素子のVthが上昇する。
図4は、図1aと1bに示すようなNAND記憶素子のアレイ400の例を示す。各列に沿って、ビットライン406が、NANDストリング450のドレイン選択ゲートのドレイン端子426に接続されている。NANDストリングの各行に沿って、ソースライン404が、NANDストリングのソース選択ゲートの全てのソース端子428に接続されている。
記憶素子のアレイは、記憶素子の多数のブロックに分割される。フラッシュEEPROMシステムでは一般的なように、ブロックは消去の単位である。つまり、各ブロックは、共に消去される最小数の記憶素子を有する。各ブロックは、一般に複数のページに分割される。ページは、プログラムの最小単位である。1ページ又は複数ページのデータは、通常、記憶素子の1行に記憶される。例えば、1行は、通常、いくつかのインタリーブされたページを含む、あるいは、1行は1ページを構成してよい。ページの全ての記憶素子は、一度に読み出され、又は、プログラムされる。多数のページがブロックを構成し、それは8ページから、例えば最大32、64、128又はそれ以上のページのいずれであってもよい。いくつかの実施形態では、NANDストリングの列はブロックを含む。
図5は、単一行/列デコーダ及び読み出し/書き込み回路を使用する不揮発性メモリシステムのブロック図である。一実施形態において、メモリ素子596は、記憶素子のページを同時に読み出し、プログラムするための読み出し/書き込み回路を有する。メモリ素子596は、一つ以上のメモリダイ598を有する。メモリダイ598は、2次元のアレイの記憶素子400、制御回路510、及び、読み出し/書き込み回路565を有する。いくつかの実施形態では、記憶素子のアレイは三次元である場合がある。メモリアレイ400は行復号部530を介してワードラインによって、及び列復号部560を介してビットラインによってアドレスできる。読み出し/書き込み回路565は複数の検出ブロック500を有しており、1ページの記憶素子を並列に読み出し又はプログラムすることができる。一般に、制御部550は、一つ以上のメモリダイ598のように同じメモリ素子596(例えば、取り外し可能なストレージカード)内に含まれる。コマンド及びデータは、ライン520を介してホストと制御部550の間及びライン518を介して制御部と一つ以上のメモリダイ598の間で送られる。
制御回路510は、読み出し/書き込み回路565と協調して、メモリアレイ400上でメモリ動作を実行する。制御回路510は、状態マシン512、オンチップアドレスデコーダ514、及び電力制御モジュール516を含む。状態マシン512は、メモリ動作のチップレベル制御を提供する。オンチップアドレスデコーダ514は、ホスト又はメモリコントローラによって使用されるとともに、デコーダ530と560によって使用されるハードウェアアドレスの間にアドレスインタフェースを提供する。電力制御モジュール516は、メモリ動作中、ワードライン及びビットラインに供給される電力及び電圧を制御する。
いくつかの実装例では、図5の構成要素のいくつかを組み合わせることができる。多様な設計では、記憶素子アレイ400以外の(単独又は組み合わせた)一つ又は複数の構成要素を、管理回路つまり制御回路と見なすことができる。例えば、一又は複数の管理回路又は制御回路は、制御回路510、状態マシン512、デコーダ514/560、電力制御516、検出ブロック500、読み出し/書き込み回路565、制御部550等の内の任意の一又は組み合わせを含んでよい。
別の実施形態では、不揮発性メモリシステムは、二重の行/列デコーダ及び読み出し/書き込み回路を使用する。メモリアレイ400に対する種々の周辺回路によるアクセスは、アレイの対向する側で対称的に実施される。
図6は、検出ブロックの一実施形態を示すブロック図である。個々の検出ブロック500は、検出モジュール580と呼ばれるコア部分、及び共通部分590に区切られる。一実施形態では、ビットラインごとに別個の検出モジュール580、及び、複数の検出モジュールの一組に一つの共通部分590がある。一例では、検出ブロックは、一つの共通部分590及び8つの検出モジュール580を含む。グループ内の検出モジュールのそれぞれが、データバス572を介して関連付けられた共通部分と通信する。
検出モジュール580は、接続されているビットラインの導通電流が所定の閾値レベルを超えているのか、それとも下回っているのかを判断する検出回路570を含む。検出モジュール580は、接続されたビットライン上で電圧状態を設定するために使用されるビットラインラッチ582も含む。例えば、ビットラインラッチ582で所定の状態にラッチされることにより、接続されたビットラインは、プログラム禁止(例えば、1.5から3V)を指定する状態にプルされることになる。
共通部分590は、プロセッサ592、一組のデータラッチ594、及び、一組のデータラッチ594とデータバス520の間に結合されているI/Oインタフェース596を含む。プロセッサ592は、計算を実行する。例えば、その機能の一つは、検出された記憶素子に記憶されるデータを特定し、その特定されたデータを一組のデータラッチに記憶することである。図12及び図13a−13fを参照されたい。一組のデータラッチ594は、読み出し動作の間にプロセッサ592によって決定されるデータビットを記憶するために使用される。それは、プログラム動作中にデータバス520からインポートされるデータビットを記憶するためにも使用される。インポートされたデータビットは、メモリの中にプログラムされるべきことを意味する書き込みデータを表す。I/Oインタフェース596は、データラッチ594とデータバス520の間のインタフェースを提供する。
読み出し又はその他の検知の間、状態マシン512は、アドレス指定された記憶素子に対する様々な制御ゲート電圧の供給を制御する。サポートする多様なメモリ状態に対応して、所定の多様な制御ゲート電圧が順次供給されていくと、これらの電圧のなかの一つで検出モジュール580がトリップし、検出モジュール580からの出力がバス572を介してプロセッサ592に提供される。このとき、プロセッサ592は、検出モジュールがトリップしたことと、入力回線593を介して状態マシンから得られる印加した制御ゲート電圧についての情報とを考慮し、その結果として得られるメモリ状態を決定する。次に、それは、メモリ状態を2進コード化し、結果として生じるデータビットをデータラッチ594に記憶する。コア部分の別の実施形態では、ビットラインラッチ582は、検出モジュール580の出力をラッチするためのラッチとして、また、上述されたビットラインラッチとして機能する。
プログラム又は検証の間に、プログラムされるデータは、データバス520から一組のデータラッチ594に記憶される。状態マシンの制御下にあるプログラム動作は、アドレス指定された記憶素子の制御ゲートに印加される一連のプログラム電圧パルスを含む。各プログラムパルスの後ろには、記憶素子が所望されるメモリ状態にプログラムされたかどうかを判断するために読み返し(検証)が続く。プロセッサ592は、所望されるメモリ状態に関して読み返しメモリ状態を監視する。この2つが一致するとき、ビットラインがプログラム禁止を指定する状態にプルされるように、プロセッサ592がビットラインラッチ582を設定する。これが、プログラムパルスがその制御ゲートに出現したとしても、ビットラインに結合された記憶素子がさらにプログラムされるのを禁止する。他の実施形態では、プロセッサはビットラインラッチ582を初期にロードし、検証プロセスの間に検出回路がそれを禁止値に設定する。
データラッチスタック594は、検出モジュールに対応するデータラッチのスタックを含む。一実施形態では、検出モジュール580ごとに3つのデータラッチがある。データラッチは、その中に記憶される並列データが、データバス520用のシリアルデータに変換され、逆の場合も同じとなるように、シフトレジスタとして実装されてもよい。m個の記憶素子の読み出し/書き込みブロックに対応する全てのデータラッチは、データのブロックをシリアル転送によって入力又は出力できるように、互いにリンクされてブロックシフトレジスタを形成してもよい。特に、読み出し/書き込みモジュールのバンクは、一組のデータラッチのそれぞれが、あたかもそれらが読み出し/書き込みブロック全体のためのシフトレジスタの一部であるかのように、データをデータバスの中に又はデータバスの中から次々とシフトするように適応される。
図7aは、一組の閾値電圧分布の例であって、各々の記憶素子が2ビットのデータを記憶する4状態型のメモリ装置のためのものを示す。第1の閾値電圧(Vth)の分布700は、消去された(状態E)記憶素子を表す。3つのVthの分布702、704、及び706は、それぞれプログラムされた状態A、B及びCを表す。一実施形態では、E状態の閾値電圧は負であり、A、B及びC分布内の閾値電圧は正である。
3つの読み出し基準電圧、Vra、Vrb、及びVrcが、記憶素子からデータを読み出すために用意される。所与の記憶素子の閾値電圧がVra、Vrb、及びVrcを超えているのか、それとも下回っているのかをテストすることによって、システムは、例えば、プログラム状態等の、記憶素子の状態を特定することができる。
さらに、3つの検証基準電圧Vva、Vvb、及びVvcが、記憶素子からデータを読み出すために用意される。記憶素子を状態A、状態B又は状態Cにプログラムするとき、システムは、それらの記憶素子がVva、Vvb又はVvc以上の閾値電圧を有するかどうかをそれぞれテストする。
一実施形態では、フルシーケンスプログラムとして知られるが、記憶素子は、消去状態Eからプログラム状態A、B又はCの何れかに直接的にプログラムされる。例えば、まず、プログラムされる記憶素子の集合中の全ての記憶素子が消去状態Eとなるように、当該集合が消去される場合がある。図8に示される一連のプログラムパルスは、記憶素子を直接的に状態A、B、又はCにプログラムするために使用される。いくつかの記憶素子は状態Eから状態Aにプログラムされ、他の記憶素子は状態Eから状態Bに、及び/又は、状態Eから状態Cにプログラムされる。
他の選択肢として、一又は複数のデータ状態のために、低検証レベルと高検証レベルを使用することが挙げられる。例えば、VvaLとVvaをそれぞれ状態Aのための低検証レベルと高検証レベルとし、VvbLとVvbをそれぞれ状態Bのための低検証レベルと高検証レベルとすることができる。プログラムの間、目標状態として状態Aにプログラムされている記憶素子のVthがVvaLを超えた時に、それに接続されたビットライン電圧を、通常のプログラム、即ち非禁止レベル(例えば0ボルト)と完全禁止レベル(4〜6ボルト)との間のあるレベル(例えば0.6〜0.8ボルト)まで上げることによって、記憶素子のプログラム速度を減速させる。即ち、低速プログラムモードとする。これは、閾値電圧の大きな増大を避け、正確性をもたらす。VthがVvaに達した時、記憶素子はさらなるプログラムからロックアウトされる。同様に、目標状態として状態Bにプログラムされている記憶素子のVthがVvbLを超えた時に、その記憶素子のプログラム速度を減速し、VthがVvbに達した時に、記憶素子をさらなるプログラムからロックアウトする。このようなプログラム技術は、クイックパス書き込み、あるいは二重検証技術と称される。ここで、一例ではあるが、最高位の状態については、いくらかのオーバーシュートは基本的に許容されるので、二重の検証レベルを使用しなくてもよい。その代わり、消去状態よりも高く、最高位の状態よりも低いプログラム状態に関しては、二重の検証レベルを使用することができる。
図7bは、2つの異なるページ(下側ページと上側ページ)に対してデータを記憶するマルチ状態記憶素子をプログラムするツーパス技術の一例を示している。図7aの閾値電圧分布800、802、804及び806の繰り返しで4つの状態が示されている。これらの状態及びその示すビットは、状態E(11)、状態A(10)、状態B(00)及び状態C(01)である。状態Eの場合、両方のページが「1」を記憶する。状態Aの場合、下側ページが「0」を記憶し、上側ページが「1」を記憶する。状態Bの場合、両方のページが「0」を記憶する。状態Cの場合、下側ページが「1」を記憶し、上側ページが「0」を記憶する。なお、各状態に対して特定のビットパターンが割り当てられているが、異なるビットパターンを割り当てることも可能であることに注意する。
第1プログラムパスでは、記憶素子の閾値電圧レベルが、下側の論理ページにプログラムされるビットに応じて設定される。そのビットが論理「1」であれば、以前に消去された結果として適切な状態にあるので閾値電圧は変更されない。しかし、プログラムされるビットが論理「0」であれば、矢印900で示したように、記憶素子の閾値レベルは状態Aになるように増大される。これによって、第1プログラムパスを終了する。
第2プログラムパスでは、記憶素子の閾値電圧レベルが、上側論理ページ内にプログラムされるビットに応じて設定される。上側論理ページビットが論理「1」を記憶する場合、記憶素子は下側ページビットのプログラムに依存する状態E又はAの一方であり、どちらも上側ページビットは「1」を保持するのでプログラムは生じない。上側ページビットが論理「0」となる場合、閾値電圧はシフトされる。第1パスによって記憶素子が消去状態Eに留まっていれば第2段階で記憶素子をプログラムし、矢印920で示したように閾値電圧が状態C内になるように増大させる。第1プログラムパスの結果として記憶素子が状態A内にプログラムされれば、記憶素子はさらに第2パスでプログラムされ、矢印910で示したように閾値電圧が状態B内になるように増大させる。第2パスの結果は、下側ページ用のデータを変更することなく、上側ページの論理「0」を記憶するように指定した状態に記憶素子をプログラムすることである。
一実施形態では、全ページを充填するのに十分なデータを書き込まれた場合、システムは全シーケンス書き込みを実行するように設定される。十分ではないデータが全ページに書き込まれた場合、プログラム処理は受け取ったデータを用いて下側ページプログラムを実行できる。次のデータを受け取ったときは、システムは上側ページをプログラムする。さらに別の実施形態では、システムは下側ページをプログラムするモードで書き込みを開始し、ワードラインの記憶素子の全体(又は大部分)を充填するために次の十分なデータを受け取った場合、全シーケンスプログラムモードに変換する。
その他の考えられるプログラム技術では、第1ステップで、下側ページがプログラムされる。下側ページがデータ1のままである場合、記憶素子状態は状態Eに留まる。データが0にプログラムされる場合、記憶素子が状態Aと状態Bとの間に広がる中間分布内にあるように、記憶素子の電圧の閾値が引き上げられる。
上側ページのプログラムでは、記憶素子が状態Eにあり、上側ページが1のままである場合、記憶素子は状態Eに留まる。記憶素子が状態Eにあり、上側ページのデータが0にプログラムされる場合、記憶素子が状態Aになるように、記憶素子の閾値電圧が引き上げられる。記憶素子が中間の閾値電圧分布1012にあって、上側ページのデータが1に留まる場合、記憶素子は状態Bにプログラムされる。記憶素子が中間の閾値電圧分布にあって、上側ページデータがデータ0になる場合、記憶素子が状態Cになるように、記憶素子の閾値電圧は引き上げられる。
プログラムに関して4つのデータ状態、及び2ページのデータの例を説明したが、教示される概念は、4つの状態より多い又は少なく、2ページより多い又は少ない他の実装例に適用できる。例えば、記憶素子ごとに8つ又は16の状態のあるメモリ素子が、現在、計画されている、又は生産中である。
さらに、前述のプログラム技術の例では、記憶素子のVthは目標データ状態にプログラムされるにつれて次第に上昇する。しかしながら、記憶素子のVthが目標データ状態にプログラムされるにつれて次第に低下されるプログラム技術を採用することもできる。記憶素子電流を測定するプログラム技術も採用することができる。本明細書の概念は、種々のプログラム技術に適用することができる。
図8は、プログラム動作中に選択ワードラインに適用される一連のプログラム及び検証パルスを示す。プログラム動作は、複数のプログラム反復を含んでいてもよく、この場合、各反復ではプログラム電圧とこれに続く検証電圧が選択ワードラインに印加される。一つの可能なアプローチでは、プログラム電圧は順次の反復においてステップアップされる。さらに、プログラム電圧は、パス電圧(Vpass)レベル、例えば、6〜8Vを有する第1の部分と、これに続くプログラムレベル、例えば、12〜25Vまでの第2の部分とを含んでいてもよい。例えば、第1、第2、第3及び第4のプログラムパルス800、802、804及び806は、それぞれVpgm1、Vpgm2、Vpgm3、及びVpgm4などのプログラム電圧を有する。検証電圧Vva、Vvb及びVvc(808)の例などの、一つ以上の検証電圧が、各プログラムパルスの後に設けられてもよい。場合によっては、記憶素子の中には最下位プログラム状態(例えば、A状態)に達していないこともあると考えられるので、一つ以上の初期プログラムパルスでは検証パルスを続けて行わなくてもよい。その後のプログラムの反復では、例えば、A状態に対する検証パルスと、これに続くA及びB状態に対応する検証電圧を採用するプログラム反復と、これに続くB及びC状態に対応する検証電圧を採用するプログラムの反復とが採用されてもよい。
図9は、一組の記憶素子に対するマルチパスプログラム動作を示す。図示された構成要素は、さらに多い一組の記憶素子、ワードライン、及びビットラインの一部であってもよい。一つの可能なプログラム動作では、WLn−1上の記憶素子、例えば、記憶素子902、904及び906は、第1のプログラムパスでプログラムされる。このステップは、円で囲まれた「1」によって表される。次の(「2」)のWLn上の記憶素子、例えば、記憶素子912、914及び916は、第1のプログラムパスでプログラムされる。この例では、ワードラインをプログラムのために選択するとき、検証動作は各プログラムパルスの後に行われる。WLn上での検証動作中に、一つ以上の検証電圧がWLnに印加され、パス電圧がWLn−1及びWLn+1を含む残るワードラインに印加される。パス電圧は、検知動作が選択ワードラインに対して行われるように非選択記憶素子をターンオンする(導通状態にする)ために使用される。次の(「3」)のWLn−1上の記憶素子は、第2のプログラムパスでプログラムされる。次の(「4」)のWLn+1上の記憶素子は、第1のプログラムパスでプログラムされる。次の(「5」)のWLn上の記憶素子は、第2のプログラムパスでそれぞれの目標状態にプログラムされる。
図10は、チャネル−フローティングゲート間結合及びフローティングゲート−フローティングゲート間結合を示すNANDストリングの断面図を示す。ビットライン又はNANDストリング方向はページに進み、ワードライン方向は左から右に進む。ワードライン1000は複数のNANDストリングを横切る。第1のNANDストリングはチャネル領域1016を含む。第1のNANDストリングにおける記憶素子1010は、ワードライン1000の一部である制御ゲート1012と、フローティングゲート1014とを含む。第2のNANDストリングはチャネル領域1026を含む。第2のNANDストリングにおける記憶素子1020は、ワードライン1000の一部である制御ゲート1022と、フローティングゲート1024とを含む。第3のNANDストリングはチャネル領域1036を含む。第3のNANDストリングにおける記憶素子1030は、ワードライン1000の一部である制御ゲート1032と、フローティングゲート1034とを含む。
メモリデバイスが小型化されるにつれて、記憶素子−記憶素子間の干渉が次第に重要な役割を果たすようになっている。これらの干渉の一つは、プログラム中のチャネル−フローティングゲート間結合である。全ビット・ライン・プログラムにおいて、プログラムを受ける選択ワードラインの選択記憶素子1020を考えてみる。同じワードライン1000上の隣接ビットラインの記憶素子(例えば、1010又は1030)がその目標データ状態に達すると、以後のプログラムがロックアウト又は禁止される。次のプログラム反復では、ロックアウトされた記憶素子の基板チャネル領域(例えば、1016又は1036)がブーストされ、プログラムパルスが選択ワードラインに印加されるとき記憶素子のフローティングゲート(例えば、1014又は1034)の電圧上昇が阻止される。しかしながら、チャネル内のブーストされた電位は、選択記憶素子1020のフローティングゲート1024に結合し、プログラムパルスが印加されると選択記憶素子によって確認される実効プログラム電圧(Vpgm)の上昇をもたらす。この結果は、選択記憶素子のVthが所望よりも大きい急上昇として現れる。したがって、記憶素子のVth分布は不必要に広がる。このチャネル−フローティングゲート間結合に加えて、フローティングゲート−フローティングゲート間結合も選択記憶素子によって確認される実効Vpgmを増加させる可能性がある。これは、フローティングゲート1014及び/又は1034からフローティングゲート1024への結合によって表される。
さらに、選択記憶素子の両側の隣接記憶素子が同時にロックアウトすると、次のプログラム反復中では、それらのチャネルがいずれも禁止されることになる。隣接チャネル(例えば、1016及び1036)はVchannelにブーストされることになり、それにより、これらのフローティングゲート(例えば、1014及び1034)もより高い電位にブーストされる。チャネルがいつブーストされようとも、Vchannelの一部はフローティングゲートに結合されてフローティングゲート電位を上昇させる。例えば、隣接チャネル1016及び1036におけるVchannelの約15%は、それぞれフローティングゲート1014及び1034に結合される可能性がある。Vchannel及び隣接フローティングゲート電位はいずれも、選択記憶素子のフローティングゲート1024に結合して実効Vpgmを増加させる。結合の大きさは、Vchannelと、チャネル(1016及び/又は1036)からフローティングゲート(1014及び/又は1034)への結合と、フローティングゲート1014及び/又は1034からフローティングゲート1024への結合とに依存する。
ロックアウトされた記憶素子へのプログラム外乱を阻止するためには、十分な大きさのブーストが必要である。しかし、ブーストが大きすぎるとVth分布が広がってしまうという点において矛盾が生じる。ここで、チャネルブーストは、ブーストが必要最小限となるように、ロックアウトされた記憶素子のデータ状態に基づいて設定することができる。特に、E状態記憶素子のフローティングゲートが、プログラム外乱に起因してさらに電子を受け取り、記憶素子のVthがE状態分布を超えてA状態分布に入るという、E→A障害の低減を図るために、E状態記憶素子を禁止とするためにはより高いVchannelが必要となる。E状態記憶素子は、低いVth、したがって比較的高いフローティングゲート電位を有しているので、フローティングゲートをチャネル電場まで下げて、電子がフローティングゲートに注入されないようにするために、比較的高いVchannelを必要とする。一方、プログラムされた状態(A、B、及びC状態など)の場合、フローティングゲート電位は比較的低いので、電子はフローティングゲートに注入されにくい。従って、記憶素子を禁止するのに必要なVchannelは実質的に低くできる。高くプログラムされた状態でロックアウトされた記憶素子のチャネルについては、消去状態又は低くプログラムされた状態でロックアウトされた記憶素子よりも、比較的に低いVchannelレベルへ選択的にブーストすることによって、十分な大きさのブーストを行いつつ、意図しない結合の影響を抑制して、プログラム外乱を阻止することができる。一般に、プログラム外乱は、現在の選択ワードラインの記憶素子にとって最も問題となる。それは現在の選択ワードラインが高いプログラム電圧Vpgmを受け取るためである。
結合を抑制する他のアプローチとして、各記憶素子に対して隣接記憶素子又は隣接ビットラインが常に禁止状態となるように、偶数及び奇数ビットラインを別々にプログラムすることである。この方式は、有効であるが、プログラム時間が長引くにつれて性能に著しく不利な条件を有する。別のアプローチは、まだプログラムが続く記憶素子については、ビットライン及びチャネルをフロートさせることである。隣接記憶素子がロックアウトする場合、フローティングされたビットライン及びチャネルは、結合して記憶素子のプログラムを減速するようにその値が上昇し、それによって結合を自己補償する。しかしながら、このアプローチもプログラム時間が長くなる。
提案する一つのアプローチでは、現在の選択ワードラインの禁止された高い状態の記憶素子(A、B、及びC状態など)に対するブースト電位を、これらのチャネルへのプレチャージをブロック又は低減し、及び/又はこれらのチャネルの実効Vpassを低減することによって、低下させる。このアプローチによると、選択記憶素子によって発生される結合が抑制され、Vth分布を狭くして優れた耐久性及び/又は優れた性能をもたらすことができる。基本的な目標は、チャネルの禁止された記憶素子のデータ状態に基づいて、プログラム外乱を助長しない程度に、チャネルブースト電圧をできる限り低下させることである。
図11は、ロックアウトされた記憶素子に対して、そのデータ状態に応じて種々のブースト方式を用いながら、選択記憶素子をプログラムするプロセスを示す。ステップ1100では、選択ワードラインWLnに対するプログラム動作を開始する。ステップ1102では、プログラムの反復を開始する。ステップ1104では、非選択ビットラインのラッチを読み出し、選択ワードラインにおいて少なくとも第1及び第2のグループの非選択記憶素子を識別する。非選択ビットラインは、選択ワードラインの非選択記憶素子に接続されたビットラインである。本明細書では、非選択記憶素子は、その目標データ状態に達しており、さらなるプログラムが禁止された記憶素子を指す。例えば、一組の記憶素子がWLnに接続され、その一組の記憶素子なかの第1の一部の記憶素子群に非選択E状態記憶素子が含まれ、それを第1のグループとしてもよい。なお、E状態記憶素子は、典型的にはプログラムの開始時に選択されない。一組の記憶素子のなかの第2の一部の記憶素子群は、非選択A、B、及びC状態記憶素子を含んでもよい。このようなグループ分けは、プログラム外乱を最も受けやすいE状態記憶素子を、プログラムされた状態の記憶素子と区別して処理する点で効率的である。さらに、プログラムされた状態の記憶素子を同様に処理することも良好な結果をもたらす。なお、三つ以上のグループを採用することも可能である。一つの可能なアプローチでは、各データ状態に対して別々のグループを設定し、チャネルブーストをデータ状態毎に調整することもできる。
八つのデータ状態、例えば、状態E及びA〜Gを備える例では、第1のグループはE状態を含み、第2のグループはA〜Cなどの低いプログラムされた状態を含み、第3のグループはD〜Gなどの高いプログラムされた状態を含んでもよい。最適なグループ数と各グループに割り当てられるデータ状態は、メモリデバイスに応じて個別に決定することができる。より多くのグループを有するほど、本方式の有効性が高まることになるが、オーバーヘッドコスト及びプログラム時間の増加を招く可能性もある。さらに、識別されうるグループの数は、図12に関連してさらに述べるように、各ビットラインに接続されたラッチの数によって制限される場合がある。
ステップ1106及び1110は、ステップ1108及び1112と同じく、少なくとも一部を並列に行うことができる。ステップ1106では、第1のグループの非選択記憶素子に対して、第1のチャネルのプレチャージブースト法が実施される。ステップ1110では、第2のグループの非選択記憶素子に対して、第2のチャネルのプレチャージブースト法が実施される。種々なチャネル・プレチャージ・ブースト・レベルを実現するために、下記する様々な技法を採用することができる。プレチャージブーストは、通常はワードラインにVpassを印加する前に、ビットラインを介してチャネルに電圧を供給することによって行われるブーストを含みうる。ステップ1108では、第1のVpassチャネルブースト法が実施され、ステップ1112では、第2のVpassチャネルブースト法が実施される。これらは、選択ワードライン及び非選択ワードライン、例えば、一組の記憶素子に接続された全てのワードラインに印加されるパス電圧を使用することによるチャネルブーストを含む。
一つのアプローチでは、互いに異なる非選択記憶素子のグループに対して、互いに異なるプレチャージ・チャネル・ブースト法を実施するとともに、共通のVpassブースト法を実施することができる。別のアプローチでは、互いに異なる非選択記憶素子のグループに対して、共通のプレチャージ・チャネル・ブースト法(又は、プレチャージ・チャネル・ブースト法なし)を実施するとともに、互いに異なるVpassブースト法を実施することができる。Vpassブーストは、第1及び第2のグループのチャネル領域を、ステップ1106及び1110で実現されたプレチャージレベルを超えるまでブーストしうる。ステップ1114では、Vpgmを選択ワードラインに印加する間、非選択ワードラインではVpassを維持する。Vpgmは一つのワードラインに印加されるだけであるがVpassは典型的に全てのワードラインに印加されるので、Vpgmはチャネルに対してある程度のブーストをさらに与えるが、Vpassよりもその程度は小さい。ステップ1116では、Vpassを非選択ワードラインから除去し、Vpgmを選択ワードラインから除去する。ステップ1118では、選択記憶素子がそれらの目標データ状態に達しているかどうかを判断するために、一つ以上の検証動作が実施される。判断ステップ1120では、次のプログラム反復を実施する必要がある場合、処理はステップ1102において継続する。次のプログラム反復がなければ、プログラム動作はステップ1122において終了する。
図12は、それぞれのビットラインに対するデータラッチの採用を示す。一般に、各々が一ビットのデータを記憶する一又は複数のデータラッチを、各ビットラインに設けることができる。ラッチは、接続された記憶素子がプログラム動作中において所定の管理点に達したことを特定する。例えば、ラッチは、記憶素子がプログラムをまだ終了していない(例えば、図7aにおいて、記憶素子のVthがVva、Vvb、又はVvcなどの検証レベル以下である)か、あるいは、プログラムを終了している(例えば、記憶素子のVthが検証レベル以上である)ことを特定してもよい。また、ラッチは、記憶素子のVthが下位検証レベル(例えば、図7aにおけるVvaL又はVvbL)以下であるか、あるいは、例えば低速プログラムモードにおいて下位検証レベル(例えば、VvaL又はVvbL)以上であるが上位レベル又は目標検証レベル(例えば、Vva、Vvb、又はVvc)以下であるのか、あるいは、上位レベル又は目標検証レベル以上であることを識別してもよい。
XDLラッチと称する第1の組のラッチ1201は、ラッチ1200、1202、1204、1206、及び1208を含む。XDLラッチは、例えば、下位ページのデータを記憶するために使用され得る。XDLラッチは、接続された記憶素子に下位ページビットが記憶されるときに反転される。UDLラッチと称される第2の組のラッチ1211は、ラッチ1210、1212、1214、1216、及び1218を含む。UDLラッチは、接続された記憶素子が低速プログラムモードにあるとき、例えば、記憶素子のVthが下位レベルと目標検証レベルの間に入るときに反転される。LDLラッチと称される第3の組のラッチ1221は、ラッチ1220、1222、1224、1226、及び1228を含む。ラッチは、代表的なビットラインBLi−2、BLi−1、BL、BLi+1、及びBLi+2に接続される。LDLラッチは、例えば、上位ページのデータを記憶するために使用されうる。LDLラッチは、関連した記憶素子がプログラムを終了するとき、例えば、記憶素子のVthがVva、Vvb、又はVvcなどの目標検証レベル超えるときに反転される。
一部の検出方式では、記憶素子のいずれかが一旦ロックアウトされると、その記憶素子に対する全てのデータラッチ(XDL、LDL、UDL)が「1」に設定される。しかしながら、これでは様々なデータ状態でロックアウトされた記憶素子を区別することはできない。例えば、E状態記憶素子を、A、B又はC状態記憶素子と区別することができない。データ状態に依存したブースト方式を既存のメモリデバイスに適用するために、ここで開示するような付加的なデータラッチ、又は修正された検出方式を採用することができる。もしくは、新たなメモリデバイスが最初からこのような機能を有していてもよい。
前述のように、低速プログラム法を採用するとき、UDLラッチは接続された記憶素子がVvaL又はVvbLなどの下位検証レベルをパスしているか否かに関する情報を記憶する。接続された記憶素子のVthが下位検証レベルをパスすると、対応するUDLラッチが「1」に反転され、これは、低速プログラムモードが開始され、ページがプログラムを終了するまでそれが維持されることを示す。しかしながら、特定の記憶素子が下位及び上位の検証レベルの両方をパスすると、その記憶素子に対応する他の2つのデータラッチ(LDL及びUDL)も「1」に反転される。その後は、その記憶素子に対するUDLラッチを「1」に保つ必要がない。このため、記憶素子がそれぞれの目標検証レベルをパスして低速プログラムモードから抜け出ると、これらのUDLラッチを「0」にリセットすることができる。さらに、記憶素子がE状態にある場合、XDL、LDL及びUDLは「1」であり、記憶素子が禁止されたA、B又はC状態にある場合、XDL=1、LDL=1及びUDL=0を有することになる。この方式が既存のメモリデバイスにおいて機能するように、低速プログラムロックアウト及びプログラム検証式を修正することができる。
図13a〜13fは、ロックアウトされたE状態記憶素子を、ロックアウトされたA、B及びC状態記憶素子から区別し得るラッチ値の例を示す。これは一実施例を示すもので、変形することも可能である。具体的なメモリデバイスでの実施では、有効なラッチの数、低速プログラムが採用されるかどうか、及び互いに区別されるデータ状態のグループ数などの因子を考慮すべきである。
図13aは、接続された記憶素子の目標データ状態に応じた各ラッチのビット値であって、プログラムの開始時におけるものを示す。E状態記憶素子の場合、全てのラッチが1に設定される。A状態記憶素子の場合、XDL、UDL及びLDLラッチは、それぞれ、1、0及び0に設定される。B状態記憶素子の場合、全てのラッチは0に設定される。C状態記憶素子の場合、XDL、UDL及びLDLラッチは、それぞれ、0、0及び1に設定される。
図13bは、接続された記憶素子の目標データ状態に応じた各ラッチのビット値であって、A状態記憶素子のVthが下位検証レベルVvaLをパスした後のものを示す。UDLビットは1に反転される。データラッチの変更は、各プログラム反復の終了時であって、検証動作が実施された後に行われる。
図13cは、接続された記憶素子の目標データ状態に応じた各ラッチのビット値であって、A状態記憶素子のVthが目標検証レベルVvaをパスした後のものを示す。UDLビットは0に反転され、LDLビットは1に反転される。
図13dは、接続された記憶素子の目標データ状態に応じた各ラッチのビット値であって、B状態記憶素子のVthが下位検証レベルVvbLをパスした後のものを示す。UDLビットは1に反転される。
図13eは、接続された記憶素子の目標データ状態に応じた各ラッチのビット値であって、B状態記憶素子のVthが目標検証レベルVvbをパスした後のものを示す。XDLビットは1に反転され、UDLビットは0に反転され、LDLビットは1に反転される。
図13fは、接続された記憶素子の目標データ状態に応じた各ラッチのビット値であって、C状態記憶素子のVthが目標検証レベルVvcをパスした後のものを示す。XDLビットは1に反転される。記憶素子のプログラム動作の終了時に、E状態記憶素子のXDL、UDL及びLDLビットは1、1、1の順であり、A、B、C状態記憶素子のXDL、UDL及びLDLビットは1、0、1の順である。その結果、メモリデバイスの制御回路は、各プログラム反復の開始時にラッチを読み出し、E状態記憶素子をロックアウトされたA、B、及びC状態記憶素子から区別して、データ状態又はデータ状態のグループに応じて対応するブースト手順を開始することができる。これは、ロックアウト後の全てのラッチが同じに見え(例えば、1、1、1)、データ状態又はデータ状態のグループを識別しない他のアプローチとは対照的である。さらに、本明細書に示すアプローチでは、一旦は不要となったUDLラッチを再利用する。即ち、記憶素子が低速プログラムモードにされた後でロックアウトされると、その記憶素子に対応するUDLビットはもはや関係がなくなるので、他の目的に使用することができる。
図14は、第1のチャネルブースト法を示す。本明細書の図の波形は、必ずしも一定の縮尺でない。前述のように、非選択記憶素子のデータ状態に依存したチャネルブーストを行うことが望ましく、それによって、非選択記憶素子を最適なレベルでブーストすることで、プログラム外乱を阻止又は抑制するとともに選択記憶素子のVthを上昇させ得る過度な結合を回避することができる。一般に、チャネルブーストは、パス電圧が印加される前の期間中(プレチャージ期間とも称される)及び/又はパス電圧が印加される期間中に、ビットライン、ドレイン側選択ゲート及び/又はドレイン側ダミー記憶素子に対して指定された電圧を用いて行うことができる。この例では、期間t0〜t2はパス電圧が印加される前の期間中のビットライン及びドレイン側選択ゲートに対して指定された電圧を用いてブーストを表し、t2〜t4はパス電圧が印加される期間中のブーストを表す。
チャネルのプレチャージは、ビットラインがチャネルに接続されたときに行うことができる。トランジスタは、ゲート電圧Vsgdがソース及びドレイン電圧の低い方よりもトランジスタのVthだけ超えると、ソースとドレイン間において導通状態となる。ある事例では、Vsgd=Vsg>Vbl+Vthであり、トランジスタのドレイン−ソース経路が導通状態に保たれるときに、Vblのほとんどはチャネルへ通過させられる。例えば、チャネル電位はVblよりも0.3〜0.5V低くてよい。例として、ビットラインに接続されたSGDトランジスタのドレイン(Vblにある)とSGDトランジスタのソース(Vchannelにある)とは、記憶素子のストリングに接続される。説明のために、Vsg=4V、Vbl=2.5Vであり、最初はVchannel=0Vであるものと仮定する。この場合、Vchannelは約2.5−0.3=2.2Vまで上昇する。
第2の事例では、Vsgd=Vsgd−nom<Vbl+Vthであり、トランジスタのドレイン−ソース経路がVsgdに応じて最初に導通状態にあるときに、VchannelがSGDを非導通状態とする点に上昇するまで、Vblの一部がチャネルへ通過する。Vchannelは、約Vsgd−nom−Vth−0.3Vまで上昇することになる。例えば、Vsgd−nom=2.5V及びVth=1Vの場合、Vchannelは約2.5−1−0.3=1.2Vに上昇することになる。この時点で、Vsgd−nom=Vth+Vchannelであり、したがって、SGDは非道通状態になり、チャネルはフローティング状態となる。
第3の事例では、Vsgd=Vsgd−low<Vbl+Vthであり、やはり、トランジスタのドレイン−ソース経路がVsgdに応じて最初に導通状態にあるときに、VchannelがSGDを非導通状態とする点に上昇するまで、Vblの一部がチャネルへ通過する。Vchannelは、約Vsgd−low−Vth−0.3Vまで上昇することになる。例えば、Vsgd−low=1.5V及びVth=1Vの場合、Vchannelは約1.5−1−0.3=0.2Vに上昇することになる。この時点で、Vsgd−low=Vth+Vchannelであり、したがって、SGDは非道通状態になり、チャネルはフローティング状態となる。
パス電圧がワードラインに印加されるとき、パス電圧のステップサイズに応じて、フローティングチャネルは高くブーストされるが、フローティングされないチャネルは高くブーストされない。
プログラム反復の一部を示す。特に、波形1400において、一般的なドレイン側選択ゲート電圧(Vsgd)が各NANDストリングのドレイン側選択ゲートに提供される。t0〜t1では、Vsgdが0VからVsgまで上昇される。禁止された低状態(例えば、E状態)ビットライン、すなわち、低状態の非選択又は禁止された記憶素子に接続されたビットラインでは、Vblが波形1402において0VからVddまで上昇される。その結果、Vblのほとんどは、チャネルへ通過させられて、波形1412によって示すようにチャネル領域のプレチャージブースト(例えば、〜2.2V)をもたらす。
t1において、Vsgdは、Vsgから、Vpgmが印加される場合の所望レベルである公称値Vsgd−nomに変位し、チャネルをフローティング状態にしてプレチャージを維持する。それゆえ、t0〜t2はロー状態記憶素子のプレチャージ期間である。
禁止された高状態(例えば、A、B又はC状態)ビットライン、すなわち、高状態の非選択記憶素子又は禁止された記憶素子に接続されたビットラインでは、Vblはt0〜t1で0Vである(波形1404)。その結果、禁止された高状態ビットラインのドレイン側選択ゲートは導通状態にあり、ビットラインはNANDストリングのチャネル領域に接続され、チャネル領域はt0〜t1の間グラウンドに接続されており、したがって、チャネルブーストは行われない(波形1414)。
また、t0〜t1では、選択ビットライン、即ち、選択記憶素子に接続されたビットラインは、高速プログラムモードに対しては0V(波形1406)、又は低速プログラムモードに対しては0.6Vなど(波形1405)の上昇させたレベルとする。選択ワードライン(波形1408)及び非選択ワードライン(波形1410)は0Vである。
t1において、禁止された高状態に対するVblは、0VからVddまで増加される。その結果、ドレイン側選択ゲートが遮断され、接続されたチャネルがフローティング状態となる前に、ある程度のビットライン電圧がチャネルに達することから、高状態記憶素子のチャネルはプレチャージされる(波形1414、Vsgd−nomが使用されるとき)。選択ゲートはVsgよりも低いレベルにあり、したがって、ビットライン電圧を低状態チャネルの場合と同程度に通過させることができないので、Vchannel(高状態)はVchannel(低状態)よりも低くなる。それゆえ、t1〜t2は、高状態記憶素子のプレチャージ期間である。あるいは、VsgdをVsgからVsgd−lowまで低下させ(波形1401)、ここでVsgd−low<Vsgd−nomであり、それにより、チャネルを波形1414よりも少ない程度の〜0.2Vにプレチャージする(波形1416)。このアプローチは、比較的低いチャネルブーストが望まれるときに好ましいといえる。
t2において、Vpass(例えば、6〜8V)が、選択ワードライン(波形1408)及び非選択ワードライン(波形1410)に印加される。選択チャネルはフローティング状態にあるので、高状態記憶素子及び低状態記憶素子のチャネル電圧がほぼ同じ量だけブーストされるように、Vpassは記憶素子のチャネルに結合する。例えば、約0.5×Vpassがチャネル領域に結合される可能性がある。例えば、Vpass=8Vの場合、チャネル電圧はt2において約4Vだけ増加し得る。このため、t2において、それぞれ波形1412、1414及び1416に対して、例えば、〜6.2V、〜5.2V又は〜4.2VのVchannelが提供される。
t3において、Vpgm(例えば、12〜25V)が、選択ワードラインに印加される(波形1408)。このさらなる電圧の増加は、高状態記憶素子(波形1414又は1416)及び低状態記憶素子(波形1412)のチャネル電圧をやはりほぼ同じ量だけ、ただし、Vpassが上昇されるときよりも一般に小さい量(例えば、〜1.5V)だけブーストする。これは、それぞれ波形1412、1414及び1416に対して、例えば、〜7.7V、〜6.7V又は〜5.7VのVchannelを提供する。t1〜t3においてVsgd−lowが印加される場合(波形1401)、Vpassが上昇するにつれてVsgdはVsgd−nomまで上昇し、それにより、Vpgmが印加されてプログラムが開始するときにドレイン側選択ゲートは最適のレベルとなる。ドレイン側選択ゲートは、プログラムチャネルの場合でも、Vsgd−nomが低すぎる場合に遮断することができ、それによってプログラムを減速させることができる。VsgdがVsgd−nomである場合、例えば0V又は0.6Vといった所望のビットライン電圧が、選択記憶素子のチャネルにおいて維持される。
前述のように、Vpgmは一つのワードラインのみに印加されるがVpassはほとんど全てのワードラインに印加されるので、Vpgm(例えば、〜1.5V)のブースト効果は、Vpass(例えば、〜4V)のそれよりも小さい。しかし、一般には、全チャネルブースト電位におけるVpgm及びVpassの寄与は、採用されるブースト方式の種類に依存する。
t4において、Vpass及びVpgmが除去され、全ての非選択ビットライン電圧が同じレベルにあり、かつ全てのドレイン側選択ゲート電圧が同じレベルにあるので、非選択記憶素子のチャネル電圧はほぼ同じレベル(例えば、〜1V)に遷移することになる。さらに、t4におけるチャネルブーストレベルは、一般に、t0〜t2の初期プレチャージレベルよりも低くなる。t5の後、一以上の検証動作を含み得るプログラム反復の残りの部分が実施される。
その結果、t3〜t4の重要な期間において、Vpgmが印加されたときに、禁止された記憶素子のデータ状態に基づいた最適なチャネルブーストレベルが得られる。
一つの選択肢として、禁止された各状態に応じて異なるVsgd−low値を使用してプレチャージの量を制御することができ、この場合、Vsgd−lowの値が低いほどプレチャージが少なくなる。Vsgd−lowの値が低くなるほど、ドレイン側選択ゲートが遮断される前にチャネルを通過するビットライン電圧は小さくなり、それにより、対応するチャネルのプレチャージの量が低下する。
図15aは、チャネルブースト電圧をパス電圧の関数として示す。一般に、チャネル電圧は、Vpassの非線形関数であり、種々の因子に依存する。Vpre−chargeは、プレチャージ期間に見られるブーストレベルを示す。Vchannelは、一般に、最大Vpass、Vpass−max、例えば、8〜9Vで飽和電圧に達するまで、例えば0.6の傾斜でVpassとともに増加する。それゆえ、高いVpassは比較的高いチャネルブーストをもたらす可能性があるが、前述のように、ブーストが十分であるが過大とならないように、チャネルブーストのレベルはデータ状態に適合されるべきである。およその目安としては、Vchannel=Vpre−charge+0.6×Vpassである。
図15bは、データ状態に依存しないブースト法を用いた場合の、閾値電圧分布の広がりをパス電圧の関数として示す。B状態を状態の一例として、プログラム中のVpassのレベルの上昇に伴うVth分布1502、1504及び1506が示されている。Vth幅は分布の幅を表す。一般に、Vpassが増加するほど、分布は上端において広がる。Vpassが増加すると、チャネルブーストが高くなり、選択記憶素子へのチャネル−フローティングゲート間結合が増加する。このことは、データ状態に依存するブースト法を用い、高状態記憶素子に対してはVpassに起因するチャネルブーストを抑制することによって、分布を制限(狭める)ことができることを示している。
図15cは、データ状態に依存しないブースト法を用いて場合の、閾値電圧分布の幅をパス電圧の関数として示す。曲線1510はチャネルプレチャージが採用されるときに見られるVth幅を表し、曲線1512はチャネルプレチャージが全く採用されないときに見られるVth幅を表す。Vth幅はVpassとともに増加する。Vth幅はプレチャージが全く採用されないときに比較的小さいことが分かる。ビットラインからチャネルへのプレチャージングは、Vsgd−lowを制御ゲートに印加するなど、ドレイン側選択ゲート電圧を適切に制御することで阻止することができる。それに代えて又はそれに加えて、ビットラインからチャネルへのプレチャージングは、図16a、16b及び19に関して説明するように、ドレイン側ダミーワードライン及び記憶素子を使用して阻止することができる。
例えば、図16aにおいて、WLDDすなわち、ドレイン側選択ゲートラインSGD1650に隣接するドレイン側ダミーワードライン1652を参照されたい。WLDDは、各NANDストリングのドレイン側選択ゲートに隣接するドレイン側ダミー記憶素子に接続される。ドレイン側ダミー記憶素子は、消去動作の後など、他のワードラインがプログラムされる前に、A状態などのデータ状態に事前にプログラムされうる。プレチャージングを阻止することが望まれるとき、WLDDはドレイン側ダミー記憶素子が非導通状態にあるように十分に低く設定される。普段、チャネルをプレチャージさせることが望まれるとき、WLDDはドレイン側ダミー記憶素子が導通状態となるように十分に高く設定される。ドレイン側ダミーワードライン1652及びドレイン側選択ゲート制御ライン1650は、それぞれ、ドレイン側選択ゲート及びドレイン側ダミー記憶素子に共通である制御ゲートラインであると考えられてもよい。また、ソース選択ゲートラインSGSに隣接してソース側ダミーワードライン1654が備えられてもよい。
図16aは、全ビットラインメモリアーキテクチャのためのメモリアレイのブロックの構成例を示す。メモリアレイ400の例示的な構造を説明する。一例として、1024ブロックに分割されるNANDフラッシュEEPROMを説明する。各ブロックに記憶されたデータは、同時に消去されうる。一実施形態では、ブロックは同時に消去される最小単位の記憶素子である。この例では、各ブロックには、ビットラインBL0、BL1、...BL8511に対応する8512列がある。全ビットライン(ABL)アーキテクチャと称される一実施形態では、読み出し及びプログラム動作中にブロックの全てのビットラインが同時に選択されうる。共通ワードラインに沿っていずれかのビットラインに接続された記憶素子は、同時にプログラム又は検出されうる。
図示する例では、64の記憶素子と2つのダミー記憶素子が直列に接続されてNANDストリングを形成する。ドレイン側ダミーワードラインWLDD及びソース側ダミーワードラインWLSDを含む、64のデータワードライン及び2つのダミーワードラインがあり、この場合、各NANDストリングは64のデータ記憶素子及び2つのダミー記憶素子を含む。データメモリセルはユーザ又はシステムデータを記憶しうるが、ダミーメモリセルは典型的にユーザ又はシステムデータの記憶に使用されない。ダミーメモリセルは、一般に、プログラム外乱又は耐久性低下をもたらす可能性のある、特定のアレイエッジ効果による破損からユーザデータを保護するために使用される。
NANDストリングの一つの端子はドレイン側選択ゲート(選択ゲート・ドレイン・ラインSGDに接続された)を介して対応するビットラインに接続され、もう一つの端子はソース選択ゲート(選択ゲート・ソース・ラインSGSに接続された)を介して共通ソースに接続される。
図16bは、第2のチャネルブースト法を示す。波形1600、1604、1606、1607、1608、1610、1612及び1614は、図14における波形1400、1402、1404、1405、1406、1408、1410及び1412のそれぞれと同じである。波形1602は、WLDDに印加される電圧Vwlddを表す。t0において、Vsgdは0VからVsgまで上昇され(波形1600)、Vwlddは0VからVgp、例えば〜4Vまで上昇される。Vwlddは、ドレイン側ダミー記憶素子が導通状態となるのに十分な高さである。Vsgが印加された状態では、低状態の禁止されたチャネル(波形1614)に対して、接続されたVblが例えば〜2.2Vと高いので(波形1604)、プレチャージは通過させられるが、高状態の禁止されたチャネル(波形1616)に対しては、接続されたVblが0V(波形1606)であるのでプレチャージは通過させられない。この例では、期間t0〜t3は、例えば、パス電圧が印加される前のプレチャージ期間におけるビットライン、ドレイン側選択ゲート及びドレイン側ダミー記憶素子に対して指定された電圧を用いたブーストを表し、期間t3〜t5はパス電圧が印加されている期間中のブーストを表す。
t1において、VwlddはVgpから〜0Vのレベルに遷移し、したがって、ドレイン側ダミー記憶素子は非導通状態となる。これは、Vbl(禁止された高状態)がt2において上昇される前にのみ起こる。禁止された高状態に対するVblがt2において上昇されるとき(波形1606)、プレチャージは高状態チャネルに対してまだ通過されていない(波形1616)。チャネルが遮断されてブーストされうるように、t3においてワードラインをVpassまで上昇させるのを開始する前に、VblはVddにあるべきである。
t3において、ドレイン側ダミー記憶素子が導通状態となるように、VwlddはVgpまで上昇される。しかしながら、ドレイン側選択ゲートは非導通状態にあり、したがって、チャネルはフローティング状態にあり、やはりt3において印加されるVpassによって、例えば〜4Vだけブーストアップされる。低状態チャネルの場合(1614)、ブーストは、比較的低い開始レベル、例えば〜0Vからではあるが、高状態チャネルの場合(1616)とほぼ同じ量だけ増加する。
t4において、Vpgmが印加されると(1610)、低及び高状態チャネルのブーストがやはりほぼ同じ量、例えば〜1.5Vだけ増加する。これによって、波形1614及び1616に対して、それぞれ、例えば〜7.7V及び5.5VのVchannelが提供される。
別の方法として、t1〜t4において高状態チャネルに対するブーストが基本的に生じないように、t1〜t4においてVsgdをVsgd−lowに設定することができる。これによって、VsgdがVsgd−nomに設定されるときよりも、高状態チャネルにおいてピークブーストレベルを低くすることができる。
シミュレーションの結果から、Vgp=4VなどのVwlddを用い、ダミードレイン側記憶素子をA状態のような十分に高いVthにプログラムすると、ダミードレイン側記憶素子がプレチャージビットライン電圧をチャネルへ通過させることが確認される。
その結果、t4〜t5の重要な期間に、Vpgmが印加されると、禁止された記憶素子のデータ状態に基づいて、最適なチャネルブーストレベルが提供される。
図17は、第3のチャネルブースト法を示す。一ステップではなく複数のステップでVpassを上昇させることにより、異なるチャネルにおいて異なるチャネルブーストレベルを実現することができる。特に、図14a及び16bのブースト方式の場合よりも低いブーストレベルを実現しうる。波形1700、1701、1702、1704、1705及び1706は、図14における波形1400、1401、1402、1404、1405及び1406とそれぞれ同じである。低状態の禁止されたチャネルはt0においてブーストされると(波形1712)、VsgdはVsgまで上昇されてVbl=Vddとなる。高状態の禁止されたチャネルは、Vsgd−nomが採用される(波形1713参照)か、あるいはVsgd−lowが採用される(波形1714参照)t3までブーストされない。
t2において、Vpass−lowが印加され(波形1708及び1710)、Vpass−low−0Vのステップの大きさの関数として禁止されたロー状態チャネル(波形1712)に比較的高いブーストがもたらされる。ドレイン側選択ゲートが非導通状態であり(Vb1(禁止されたロー状態)=Vddであり)したがってチャネルがフローティング状態にあると、ブーストは禁止されたロー状態チャネルで実行可能である。ドレイン側選択ゲートは導通状態であり(Vbl(禁止されたハイ状態)=0Vであり)したがってチャネルがグランドに接続されていると、ブーストは禁止されたハイ状態チャネルで実行されない。
この例において、期間t0〜t2は、パス電圧が印加される前のプレチャージ期間におけるビットライン及びドレイン側選択ゲートに対する規定の電圧を用いたブーストを表し、期間t2〜t6はパス電圧が印加される期間におけるブーストを表す。
t3において、Vblは禁止された高状態チャネルに対してVddまで上昇され、その結果、Vsgd−nomが採用されるときは〜1.2V(波形1713)の、Vsgd−lowが採用されるときは〜0.2V(波形1714)の、チャネルプレチャージが生じる。t4において、Vpassが印加されると(波形1708及び1710)、禁止された低状態チャネル(波形1712)及び禁止された高状態チャネル(波形1713及び1714)に、ΔV=Vpass−Vpass−lowの大きさの関数として、比較的に高いブーストが生じる。t5において、Vpgm(波形1708)が印加されると、禁止された低状態チャネル(波形1712)及び高状態チャネル(波形1713又は1714)に、さらに同様のブーストが生じる。Vsgd−lowが採用されるとき、t5において、VsgdはVsgd−lowからVsgd−nomに遷移する。
このように、波形1708及び1710は、パス電圧が複数のステップで段階的に上昇することを示す。さらに、波形1702及び1704は、禁止された低状態記憶素子に対するビットライン電圧がパス電圧の印加前に上昇し、禁止された高状態記憶素子に対するビットライン電圧が複数ステップのなかで最後のステップの前の一ステップ中に上昇することを示す。
特に、パス電圧は、t2において、まず0Vから低レベルのVpass−lowにステップアップされ、さらにt4において、Vpass−lowから公称Vpassレベルにステップアップされる。それゆえ、0<Vpass−low<Vpassである。第1の上昇中に(t2に)、禁止された高状態に対するVblは0Vであり、したがって、ブーストは全く実行されない。ワードラインがVpass−lowまで上昇されると、ビットラインはVddまで上昇する(1704)。全ての禁止された記憶素子のビットライン電圧はVddのままであるが、ワードラインはVpass−lowからVpassまで上昇される。このアプローチでは、禁止された高状態チャネルに対してプレチャージが抑制又は排除される。さらに、これらのビットラインは、0VからVpass−lowへ上昇するまでの間、0Vに保たれるので、ブーストは全く実行されない。代わりに、これらのチャネルに対する実効的なVpassの変動又は変化は、ΔV=Vpass−Vpass−lowである。それゆえ、高状態チャネルに対するブースト電位は、低状態チャネルと比較して抑制される。特に、図14a及び16bのブースト方式の場合よりも、低いブーストレベルが実現されうる。Vpass−lowは、高状態に対するチャネルブーストを最適化するために、メモリデバイスに対して最適化することができる。比較的にステップ数の多いブーストでは、Vpass−lowがより低く設定されうるが、比較的にステップ数の少ないブーストでは、Vpass−lowはより高く設定されうる(あるVpassの場合)。実効的なVpassのレベルは広範に設定することができる。Vpass−lowは、制御装置、例えば、ROMヒューズで設定される設定可能なパラメータでありうる。
例として、Vpass−low=4Vとし、Vpass=8Vとし、それにより、t2及びt4におけるVpassの各上昇において、〜2Vのチャネルブーストが生じうる。t5におけるVpgmのステップは、〜1.5Vのチャネルブーストを行う。この例では、t5におけるVchannelは波形1712、1713及び1714に対して、それぞれ7.7V、4.7V及び3.7Vである。
なお、t2〜t3の遅延によって、Vbl(波形1704)が上昇される前に、Vpass−lowは目標レベルに、例えば2〜3μsecで達して安定化しうる。
このアプローチの場合、t5〜t6でVpgmが印加されるときに、禁止された記憶素子のデータ状態に基づいて最適なチャネルブーストレベルが得られる。
図18は、第4のチャネルブースト法を示す。波形1800はVsgd−nomが採用されたVsgdを表し、波形1830は一選択肢としてVsgd−lowが採用されたVsgdを表し、波形1801は禁止された低状態記憶素子に対するVblを表し、波形1802は禁止されたA状態記憶素子に対するVblを表し、波形1803は禁止されたB状態記憶素子に対するVblを表し、波形1804は禁止されたC状態記憶素子に対するVblを表し、波形1808は選択ワードライン電圧を表し、波形1810は非選択ワードライン電圧を表し、波形1812及び1822は低状態チャネルブーストを同様に表し、波形1814、1816及び1818はVsgd−nomが採用されたときのそれぞれA状態、B状態及びC状態チャネルブーストを表し、波形1824、1826、及び1828はVsgd−lowが採用されるときのそれぞれA状態、B状態及びC状態のチャネルブーストを表す。図示しないVbl(選択)は、例えば、前述のように0V又は0.6Vである。
図17に示した例では、構成の簡素化を目的として、高状態の各チャネルは同様に取り扱われ、同時にチャージ及びディスチャージが行われる。しかしながら、互いに異なる高状態又は高状態のグループを異なる方法で扱うことも可能である。例えば、図17のt3において波形1704で示したような、全ての高状態ビットラインをVddでチャージすることに代えて、Vpass−lowが上昇されているときに、ワードライン電圧を各データ状態に対して一ステップの四ステップで上昇させることもできる。図18では、0VからVpassAへの上昇をt2において実施し、VpassAからVpassBへの上昇をt4において実施し、VpassBからVpassCへの上昇をt6において実施し、VpassCからVpassへの上昇をt8において実施する。波形1808及び1810を参照されたい。Vpgmはt9において印加される。禁止されたA状態記憶素子に対するビットラインは、ワードラインがVpassAにおいて安定したt3において上昇させることができ、禁止されたB状態記憶素子に対するビットラインは、ワードラインがVpassBにおいて安定するt5において上昇させることができ、禁止されたC状態記憶素子に対するビットラインは、ワードラインがVpassCにおいて安定したt7において上昇させることができる。この方法では、各データ状態に対する効果的なVpass変動又は変化は、VpassA、VpassB及びVpassCを調整することによって、個別に制御されうる。
あるいは、各プログラムされた状態に応じて互いに異なる中間Vpass値を持たせる代わりに、複数の状態を含む状態のグループに対して一つの中間Vpass値を持たせることもできる。例えば、中間値Vpass(A、B)はA及びB状態に対して使用することができ、中間値Vpass(C)はC状態に対して使用することができる。もう一つの例として、中間値VpassAはA状態に対して使用することができ、中間値Vpass(B、C)はB及びC状態に対して使用することができる。四つを上回るデータ状態を使用するときは、この概念を適宜修正することができる。例えば、E状態及びA〜Gのプログラムされた状態を有する八状態メモリデバイスの場合、A及びB状態に対して中間値Vpass(A、B)、C及びD状態に対して中間値Vpass(C、D)、E、F及びG状態に対して中間値Vpass(E、F、G)を有していてもよい。
一般に、生じるチャネルブーストの量は、チャネルがフローティングされるとき、例えばVblが上昇されるときのパス電圧のステップサイズの合計の関数となる。それゆえ、禁止されたA状態チャネルは、Vpass−VpassAの関数によってブーストされ、禁止されたB状態チャネルはVpass−VpassBの関数によってブーストされ、禁止されたC状態チャネルはVpass−VpassCの関数によってブーストされる。なお、ステップサイズは、Vpass電圧に応じて異なってもよく一定である必要はない。ステップサイズは、データ状態のVthの間隔の関数としてもよい。さらに、VpassA、VpassB及びVpassCは、メモリデバイスの制御装置、例えば、ROMヒューズで設定可能であってもよい。これらは調整されて最適化されうる。
Vsgd−nomを採用するとき、A状態、B状態及びC状態記憶素子のチャネルに対して、例えば1.2Vのプレチャージがt3、t5及びt7においてそれぞれ生じる(波形1814、1816、及び1818)。Vsgd−lowを採用するときは、A状態、B状態及びC状態記憶素子のチャネルに対して、例えば0.2Vのプレチャージが、t3、t5及びt7においてそれぞれ生じる(波形1824、1826、及び1828)。
一例として、VpassA=2V、VpassB−VpassA=2V、VpassC−VpassB=2V、Vpass−VpassC=2Vとする。t5におけるVpgmステップは〜1.5Vのチャネルブーストをもたらす。この例では、t9におけるVchannelは2.2+1+1+1+1+1.5=7.7V(波形1812又は1822)であり、Vsgd−nomでは、1.2+1+1+1+1.5=5.7V(波形1814)、1.2+1+1+1.5=4.7V(波形1816)、又は1.2+1+1.5=3.7V(波形1818)である。Vsgd−lowでは、0.2+1+1+1+1.5=4.7V(波形1824)、0.2+1+1+1.5V=3.7V(波形1826)、又は0.2+1+1.5=2.7V(波形1828)である。
なお、異なるブースト方式の一部を互いに組み合わせることもできる。例えば、図17及び18のブースト方式では、図16bの波形1602に関連して既に述べたように、制御されるドレイン側ダミー記憶素子を設けることもできる。これは、ドレイン側ダミー記憶素子を例えばA状態のVthに近いVthにプログラムすることによって、プレチャージングを完全に阻止するために行うことができる。さらに、図14、17及び18に示したようなVsgd−lowの利用法は、図16bのブースト方式に適用されうる。
ここで説明された技術の一実施形態では、不揮発性記憶システムを動作させる方法が、プログラムパルスを選択ワードラインに印加する少なくとも一つのプログラム反復を実行する工程を含む。選択ワードラインは、基板に形成された一組の記憶素子のなかの一部の記憶素子群に接続されており、かつ、選択ワードラインは、一組の記憶素子に接続された複数のワードラインのなかの一つのワードラインである。この方法はさらに、プログラムパルスの印加に先立って、一以上のデータ状態を含む第1のグループに属するデータ状態を有する第1の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、一以上のデータ状態を含む第2のグループに属するデータ状態を有する第2の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、前記第1の非選択記憶素子に接続された前記基板の第1のチャネル領域を前記第1のグループに対応する第1のブースト方式を用いてブーストし、前記第2の非選択記憶素子に接続された前記基板の第2のチャネル領域を前記第2のグループに対応する第2のブースト方式を用いてブーストする工程を含む。
他の実施形態では、不揮発性記憶システムが、基板に形成された一組の不揮発性記憶素子を備える。一組の記憶素子のなかの一部の記憶素子群は、第1及び第2の非選択記憶素子を含む。前記基板は、それぞれ第1及び第2の非選択記憶素子に接続された第1及び第2のチャネル領域を含む。システムはさらに、前記一組の不揮発性記憶素子に接続された一組のワードラインを含む。一組のワードラインは、前記一部の記憶素子群に接続された選択ワードラインを含む。選択ワードラインは、前記一組の記憶素子に接続された複数のワードラインのなかの一つのワードラインである。システムはさらに、少なくとも一つの制御回路を含む。少なくとも一つの制御回路は、(a)プログラムパルスを前記選択ワードラインに印加する少なくとも一回のプログラム反復を実行し、(b)プログラムパルスの印加に先立って、前記第1の非選択素子が一以上のデータ状態のなかで第1のグループに属するデータ状態を有することを特定し、前記第2の非選択素子が一以上のデータ状態のなかで第2のグループに属するデータ状態を有することを特定し、前記第1の非選択記憶素子に接続された前記基板の第1のチャネル領域を前記第1のグループに対応する第1のブースト方式を用いてブーストし、前記第2の非選択記憶素子に接続された前記基板の第2のチャネル領域を前記第2のグループに対応する第2のブースト方式を用いてブーストする。
他の実施形態では、不揮発性記憶システムは基板に形成された一組の不揮発性記憶素子を含む。一組の記憶素子のなかの一部の記憶素子群は、第1及び第2の非選択記憶素子を含む。基板は、それぞれ第1及び第2の非選択記憶素子に接続された第1及び第2のチャネル領域を含む。システムはさらに、一組の不揮発性記憶素子に接続された一組のワードラインを含む。一組のワードラインは、前記一部の記憶素子群に接続された選択ワードラインを含む。選択ワードラインは、一組の記憶素子に接続された複数のワードラインのなかの一つのワードラインである。システムはさらに、(a)プログラムパルスを選択ワードラインに印加する少なくとも一回のプログラム反復を実行する手段と、(b)一以上のデータ状態の第1のグループに属するデータ状態を有する第1の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、一以上のデータ状態の第2のグループに属するデータ状態を有する第2の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、前記第1の非選択記憶素子に接続された前記基板の第1のチャネル領域を前記第1のグループに対応する第1のブースト方式を用いてブーストし、前記第2の非選択記憶素子に接続された前記基板の第2のチャネル領域を前記第2のグループに対応する第2のブースト方式を用いてブーストする手段を含む。
他の実施形態では、不揮発性記憶素子を動作させる方法が提供される。この方法は、基板に形成された不揮発性記憶素子のグループに属する記憶素子を、複数の異なるプログラムされた状態であって、少なくとも第1の記憶素子は指定された目標のプログラムされたデータ状態に達し、少なくとも第2の記憶素子は消去された状態に保たれ、少なくとも第3の記憶素子は指定された目標のプログラムされたデータ状態に達しておらず、それに向けてプログラムされる状態にプログラムするプログラム動作の一部を実行する工程を含む。このプログラム状態は、少なくとも第1の記憶素子が指定された目標とするプログラムされたデータ状態に達し、少なくとも第2の記憶素子が消去された状態に保たれ、少なくとも第3の記憶素子が指定された目標とするプログラムされたデータ状態に達しておらず、それに向けてプログラムされる状態である。この方法はさらに、プログラム反復の実行を含むプログラム動作の後続部分を実行することを含む。このプログラム反復では、不揮発性記憶素子のグループにプログラムパルスを印加する前に、少なくとも第1の記憶素子はさらなるプログラムからロックアウトされ、少なくとも第1の記憶素子に接続された基板の第1のチャネル領域は第1のレベルにブーストされ、少なくとも第2の記憶素子に接続された基板の第2のチャネル領域は第1のレベルよりも高い第2のレベルにブーストされる。
他の実施形態では、不揮発性記憶システムは、基板上に形成された不揮発性記憶素子のグループと少なくとも一つの制御回路とを含む。少なくとも一つの制御回路は、プログラム動作の一部を実行する。このプログラム動作の一部では、複数の記憶素子を複数の異なるプログラムされた状態であって、少なくとも第1の記憶素子が指定された目標のプログラムされたデータ状態に達し、少なくとも第2の記憶素子が消去された状態に保たれ、少なくとも第3の記憶素子が指定された目標のプログラムされたデータ状態に達しておらず、それに向かってプログラムされる状態にプログラムする。少なくとも一つの制御回路は、プログラム反復の実行を含むプログラム動作の後続部分を実行する。このプログラム反復では、不揮発性記憶素子のグループにプログラムパルスを印加する前に、少なくとも第1の記憶素子はさらなるプログラムからロックアウトされ、少なくとも第1の記憶素子に接続された基板の第1のチャネル領域は第1のレベルにブーストされ、少なくとも第2の記憶素子に接続された基板の第2のチャネル領域は第1のレベルよりも高い第2のレベルにブーストされる。
他の実施形態では、不揮発性記憶システムは、基板上に形成された不揮発性記憶素子のグループと、それらの記憶素子を複数の異なるプログラムされた状態にプログラムするプログラム動作の一部を実行する手段とを含み、複数の異なるプログラムされた状態では、少なくとも第1の記憶素子は指定された目標のプログラムされたデータ状態に達し、少なくとも第2の記憶素子は消去された状態に保たれ、少なくとも第3の記憶素子は指定された目標のプログラムされたデータ状態に達しておらず、それに向かってプログラムされる。さらに、プログラム反復の実行を含むプログラム動作の後続部分を実行する手段が備えられる。プログラム反復では、プログラムパルスを不揮発性記憶素子のグループに印加する前に、少なくとも第1の記憶素子はさらなるプログラムからロックアウトされ、少なくとも第1の記憶素子に接続された基板の第1のチャネル領域は第1のレベルにブーストされ、少なくとも第2の記憶素子に接続された基板の第2のチャネル領域は第1のレベルよりも高い第2のレベルにブーストされる。
本明細書に示される方法を実行するための、対応する方法、システム及びコンピュータ読み出し可能な記憶装置、又はプロセッサ読み出し可能な記憶装置も提供されてよい。
前記発明を実施するための形態は、図解及び説明のために提示された。それは、網羅的であること、又は開示されている正確な形式に本技術を制限することを意図していない。上記の教示を鑑みて、多くの修正及び変形が考えられる。説明された実施形態は、本技術及びその実践的な用途の原則を最もよく説明し、それによって当業者が多様な実施例において、及び意図された特定の使用に適するような多様な修正をもって本技術を最もよく活用できるようにするために選ばれた。本技術の範囲は、本明細書に添付される特許請求項の範囲により定められることが意図される。
Claims (16)
- 選択ワードラインにプログラムパルスを印加する少なくとも一回のプログラム反復を実行する工程であって、前記選択ワードラインは基板上に形成された一組の記憶素子のなかの一部の記憶素子群に接続されており、前記選択ワードラインは前記一組の記憶素子に接続されている複数のワードラインのなかの一つのワードラインである工程と、
前記プログラムパルスの印加に先立って、一以上のデータ状態を含む第1のグループに属するデータ状態を有する第1の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、一以上のデータ状態を含む第2のグループに属するデータ状態を有する第2の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、前記第1の非選択記憶素子に接続された前記基板の第1のチャネル領域を前記第1のグループに対応する第1のブースト方式を用いてブーストし、前記第2の非選択記憶素子に接続された前記基板の第2のチャネル領域を前記第2のグループに対応する第2のブースト方式を用いてブーストする工程と、
を備える不揮発性記憶システムを操作する方法。 - 前記第1及び第2のグループの少なくとも一方は、複数のデータ状態に関連付けられている、請求項1に記載の方法。
- 前記第1のグループに関連付けられた一以上の検証レベルは、前記第2のグループに関連付けられた一つ以上の検証レベルよりも低く、
前記第1のブースト方式は、前記第2のチャネル領域が前記第2のブースト方式によってブーストされるレベルよりも、前記第1のチャネル領域を高いレベルにブーストする、
請求項1又は2に記載の方法。 - 前記第1及び第2の記憶素子は、それぞれ第1及び第2のビットラインに接続されており、
前記第1のブースト方式は、前記第1のビットラインを介して前記第1のチャネル領域をブーストし、その後、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介して前記第1のチャネル領域をさらにブーストすることを含み、
前記第2のブースト方式は、前記第2のビットラインを介して前記第2のチャネル領域をブーストし、ここで、前記第2のチャネル領域は、前記第1のチャネル領域が前記第1のビットラインを介してブーストされる程度よりも少ない程度で、前記第2のビットラインを介してブーストされ、その後、前記複数のワードラインに印加される前記パス電圧を介して前記第2のチャネル領域をさらにブーストすることを含む、
請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。 - 前記第1及び第2の記憶素子は、それぞれ第1及び第2のビットラインに接続されており、
前記第1及び第2のブースト方式は、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介してそれぞれ前記第1及び第2のチャネル領域をブーストすることを含み、前記パス電圧は複数のステップで印加され、前記第1のビットラインの電圧は前記パス電圧が印加される前に上昇され、前記第2のビットラインの電圧は前記複数のステップのなかの最後のステップに先立つ一つのステップ中に上昇される、
請求項1から4のいずれか一項に記載の方法。 - 前記第1の記憶素子は、ダミードレイン側記憶素子及びビットラインに接続されており、
前記第1のブースト方式は、前記ダミードレイン側記憶素子を導通状態とし、続いて非導通状態となるように制御することによって、前記第1のビットラインを介して前記第1のチャネル領域をブーストし、その後、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介して前記第1のチャネル領域をさらにブーストすることを含む、
請求項1から5のいずれか一項に記載の方法。 - 前記第1のグループに属するデータ状態を有する第1の非選択記憶素子を特定するときに、前記第1の非選択記憶素子に接続された少なくとも一つのラッチにアクセスすることを含む、請求項1から6のいずれか一項に記載の方法。
- 前記第1及び第2の記憶素子は、それぞれ第1及び第2のビットラインに接続されており、
前記第1のブースト方式は、前記第1のビットラインを介して前記第1のチャネル領域をブーストし、その後、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介して前記第1のチャネル領域をさらにブーストすることを含み、
前記第2のブースト方式は、前記第2のビットラインを介して前記第2のチャネル領域がブーストされることを禁止し、その後、前記複数のワードラインに印加される前記パス電圧を介して前記第2のチャネル領域をブーストすることを含む、
請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。 - 基板に形成された一組の記憶素子であって、一組の記憶素子のなかの一部の記憶素子群は第1及び第2の非選択記憶素子を含み、前記基板はそれぞれ前記第1及び第2の非選択記憶素子に接続された第1及び第2のチャネル領域を含む、一組の不揮発性記憶素子と、
前記一組の不揮発性記憶素子に接続された一組のワードラインであって、前記一部の記憶素子群に接続された選択ワードラインを含み、前記選択ワードラインは前記一組の記憶素子に接続された複数のワードラインのなかの一つである、一組のワードラインと、
少なくとも一つの制御回路であって、(a)プログラムパルスを前記選択ワードラインに印加する少なくとも一回のプログラム反復を実行し、(b)前記プログラムパルスの印加に先立って、前記第1の非選択素子が一以上のデータ状態のなかで第1のグループに属するデータ状態を有することを特定し、前記第2の非選択素子が一以上のデータ状態のなかで第2のグループに属するデータ状態を有することを特定し、前記第1の非選択記憶素子に接続された前記基板の第1のチャネル領域を前記第1のグループに対応する第1のブースト方式を用いてブーストし、前記第2の非選択記憶素子に接続された前記基板の第2のチャネル領域を前記第2のグループに対応する第2のブースト方式を用いてブーストする、少なくとも一つの制御回路と、
を備える不揮発性記憶システム。 - 前記第1及び第2のグループの少なくとも一方は複数のデータ状態を含む、請求項9に記載の不揮発性記憶システム。
- 前記第1のグループに関連付けられた一以上の検証レベルは、前記第2のグループに関連付けられた一つ以上の検証レベルよりも低く、
前記第1のブースト方式は、前記第2のチャネル領域が前記第2のブースト方式によってブーストされるレベルよりも、前記第1のチャネル領域を高いレベルにブーストする、
請求項9又は10に記載の不揮発性記憶システム。 - 前記第1及び第2の記憶素子は、それぞれ第1及び第2のビットラインに接続されており、
前記第1のブースト方式では、前記少なくとも一つの制御回路が、前記第1のビットラインを介して前記第1のチャネル領域をブーストし、その後、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介して前記第1のチャネル領域をさらにブーストし、
前記第2のブースト方式では、前記少なくとも一つの制御回路が、前記第2のビットラインを介して前記第2のチャネル領域をブーストし、ここで、前記第2のチャネル領域は、前記第1のチャネルが前記第1のビットラインを介してブーストされる程度よりも少ない程度で、前記第2のビットラインを介してブーストされ、その後、前記複数のワードラインに印加される前記パス電圧を介して前記第2のチャネル領域をさらにブーストする、
請求項9から11のいずれか一項に記載の不揮発性記憶システム。 - 前記第1及び第2の記憶素子は、それぞれ第1及び第2のビットラインに接続されており、
前記第1及び第2のブースト方式では、前記少なくとも一つの制御回路が、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介してそれぞれ前記第1及び第2のチャネル領域をブーストし、ここで、前記パス電圧は複数のステップで印加し、前記第1のビットラインの電圧については前記パス電圧を印加する前に上昇させ、前記第2のビットラインの電圧については前記複数のステップのなかの最後のステップよりも前の一つのステップ中に上昇させる、
請求項9から12のいずれか一項に記載の不揮発性記憶システム。 - 前記第1の記憶素子は、ダミードレイン側記憶素子及びビットラインに接続されており、
前記第1のブースト方式では、前記少なくとも一つの制御回路が、前記ダミードレイン側記憶素子を導通状態とし、続いて非導通状態となるように制御することによって、前記第1のビットラインを介して前記第1のチャネル領域をブーストし、その後、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介して前記第1のチャネル領域をさらにブーストする、
請求項9から13のいずれか一項に記載の不揮発性記憶システム。 - 前記第1及び第2の記憶素子は、それぞれ第1及び第2のビットラインに接続されており、
前記第1のブースト方式では、前記少なくとも一つの制御回路が、前記第1のビットラインを介して前記第1のチャネル領域をブーストし、その後、前記複数のワードラインに印加されるパス電圧を介して前記第1のチャネル領域をさらにブーストし、
前記第2のブースト方式では、前記少なくとも一つの制御回路が、前記第2のビットラインを介して前記第2のチャネル領域がブーストされることを禁止し、その後、前記複数のワードラインに印加される前記パス電圧を介して前記第2のチャネル領域をブーストする、
請求項9から11のいずれか一項に記載の不揮発性記憶システム。 - プログラムパルスを選択ワードラインに印加する少なくとも一回のプログラム反復を実行する手段であって、前記選択ワードラインは基板上に形成された一組の記憶素子のなかの一部の記憶素子群に接続されており、前記選択ワードラインは前記一組の記憶素子に接続された複数のワードラインのなかの一つのワードラインである、手段と、
前記プログラムパルスの印加に先立って、一以上のデータ状態の第1のグループに属するデータ状態を有する第1の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、一以上のデータ状態の第2のグループに属するデータ状態を有する第2の非選択記憶素子を前記一部の記憶素子群のなかから特定し、前記第1の非選択記憶素子に接続された前記基板の第1のチャネル領域を前記第1のグループに対応する第1のブースト方式を用いてブーストし、前記第2の非選択記憶素子に接続された前記基板の第2のチャネル領域を前記第2のグループに対応する第2のブースト方式を用いてブーストする手段と、
を備える不揮発性記憶システム。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US12/616,269 US8169822B2 (en) | 2009-11-11 | 2009-11-11 | Data state-dependent channel boosting to reduce channel-to-floating gate coupling in memory |
US12/616,269 | 2009-11-11 | ||
PCT/US2010/056248 WO2011060078A1 (en) | 2009-11-11 | 2010-11-10 | Data state-dependent channel boosting to reduce channel-to-floating gate coupling in memory |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013511110A true JP2013511110A (ja) | 2013-03-28 |
Family
ID=43466577
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012538951A Withdrawn JP2013511110A (ja) | 2009-11-11 | 2010-11-10 | メモリのチャネル―フローティングゲート結合を低減するデータ状態に応じたチャネルブースト |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (3) | US8169822B2 (ja) |
EP (1) | EP2499641B1 (ja) |
JP (1) | JP2013511110A (ja) |
KR (1) | KR101697270B1 (ja) |
CN (1) | CN102667948B (ja) |
TW (1) | TW201142854A (ja) |
WO (1) | WO2011060078A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20170032369A (ko) * | 2014-07-18 | 2017-03-22 | 마이크론 테크놀로지, 인크. | 멀티-레벨 패스 신호를 이용한 메모리들의 프로그래밍 |
Families Citing this family (39)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8169822B2 (en) | 2009-11-11 | 2012-05-01 | Sandisk Technologies Inc. | Data state-dependent channel boosting to reduce channel-to-floating gate coupling in memory |
US9324440B2 (en) | 2010-02-09 | 2016-04-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Nonvolatile memory devices, operating methods thereof and memory systems including the same |
KR101691088B1 (ko) | 2010-02-17 | 2016-12-29 | 삼성전자주식회사 | 불휘발성 메모리 장치, 그것의 동작 방법, 그리고 그것을 포함하는 메모리 시스템 |
KR101691092B1 (ko) | 2010-08-26 | 2016-12-30 | 삼성전자주식회사 | 불휘발성 메모리 장치, 그것의 동작 방법, 그리고 그것을 포함하는 메모리 시스템 |
KR101658479B1 (ko) | 2010-02-09 | 2016-09-21 | 삼성전자주식회사 | 불휘발성 메모리 장치, 그것의 동작 방법, 그리고 그것을 포함하는 메모리 시스템 |
US9378831B2 (en) | 2010-02-09 | 2016-06-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Nonvolatile memory devices, operating methods thereof and memory systems including the same |
US8908431B2 (en) | 2010-02-17 | 2014-12-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Control method of nonvolatile memory device |
US8767487B2 (en) * | 2010-03-02 | 2014-07-01 | Micron Technology, Inc. | Drain select gate voltage management |
KR20120009925A (ko) * | 2010-07-22 | 2012-02-02 | 삼성전자주식회사 | 프로그램 에러를 줄일 수 있는 불휘발성 메모리 장치, 그것의 프로그램 방법 그리고 그것을 포함하는 메모리 시스템 |
KR101216876B1 (ko) * | 2011-09-20 | 2012-12-28 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 반도체 장치 및 이의 동작 방법 |
US8630118B2 (en) | 2011-11-09 | 2014-01-14 | Sandisk Technologies Inc. | Defective word line detection |
US8842476B2 (en) | 2011-11-09 | 2014-09-23 | Sandisk Technologies Inc. | Erratic program detection for non-volatile storage |
US8605507B2 (en) * | 2012-01-12 | 2013-12-10 | Macronix International Co., Ltd. | Flash programming technology for improved margin and inhibiting disturbance |
US9111620B2 (en) | 2012-03-30 | 2015-08-18 | Micron Technology, Inc. | Memory having memory cell string and coupling components |
US8976594B2 (en) | 2012-05-15 | 2015-03-10 | Micron Technology, Inc. | Memory read apparatus and methods |
US8988942B2 (en) | 2012-07-02 | 2015-03-24 | Sandisk Technologies Inc. | Methods for extending the effective voltage window of a memory cell |
US9064577B2 (en) | 2012-12-06 | 2015-06-23 | Micron Technology, Inc. | Apparatuses and methods to control body potential in memory operations |
KR102070724B1 (ko) | 2013-03-29 | 2020-01-30 | 삼성전자주식회사 | 비휘발성 메모리 장치 및 그것의 구동 방법 |
KR20150019269A (ko) * | 2013-08-13 | 2015-02-25 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 반도체 메모리 장치 |
US9412441B2 (en) * | 2013-08-13 | 2016-08-09 | SK Hynix Inc. | Semiconductor memory device |
KR102242022B1 (ko) | 2013-09-16 | 2021-04-21 | 삼성전자주식회사 | 불휘발성 메모리 및 그것의 프로그램 방법 |
US9418752B2 (en) * | 2014-03-27 | 2016-08-16 | Intel Corporation | Ramping inhibit voltage during memory programming |
KR20160012738A (ko) * | 2014-07-25 | 2016-02-03 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 삼차원 메모리 셀 어레이 구조를 갖는 반도체 메모리 장치 및 그것의 동작 방법 |
US9595338B2 (en) * | 2014-09-24 | 2017-03-14 | Sandisk Technologies Llc | Utilizing NAND strings in dummy blocks for faster bit line precharge |
KR102329800B1 (ko) * | 2015-10-22 | 2021-11-22 | 삼성전자주식회사 | 메모리 장치 및 메모리 장치의 에지 워드라인 관리 방법 |
KR102461726B1 (ko) * | 2016-07-19 | 2022-11-02 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 메모리 장치 및 이의 동작 방법 |
US9805809B1 (en) | 2016-08-31 | 2017-10-31 | Sandisk Technologies Llc | State-dependent read compensation |
KR102656828B1 (ko) * | 2017-01-05 | 2024-04-18 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 메모리 장치 및 이의 동작 방법 |
US10297323B2 (en) | 2017-10-06 | 2019-05-21 | Sandisk Technologies Llc | Reducing disturbs with delayed ramp up of dummy word line after pre-charge during programming |
CN110648711B (zh) * | 2018-06-26 | 2021-08-03 | 北京兆易创新科技股份有限公司 | 字线电压的施加方法、装置、电子设备和存储介质 |
US10541035B1 (en) | 2018-06-28 | 2020-01-21 | Sandisk Technologies Llc | Read bias adjustment for compensating threshold voltage shift due to lateral charge movement |
US10985171B2 (en) * | 2018-09-26 | 2021-04-20 | Sandisk Technologies Llc | Three-dimensional flat NAND memory device including wavy word lines and method of making the same |
US10755788B2 (en) | 2018-11-06 | 2020-08-25 | Sandisk Technologies Llc | Impedance mismatch mitigation scheme that applies asymmetric voltage pulses to compensate for asymmetries from applying symmetric voltage pulses |
US10650898B1 (en) | 2018-11-06 | 2020-05-12 | Sandisk Technologies Llc | Erase operation in 3D NAND flash memory including pathway impedance compensation |
US10910064B2 (en) | 2018-11-06 | 2021-02-02 | Sandisk Technologies Llc | Location dependent impedance mitigation in non-volatile memory |
US11074976B2 (en) | 2019-08-26 | 2021-07-27 | Sandisk Technologies Llc | Temperature dependent impedance mitigation in non-volatile memory |
KR20220055023A (ko) | 2020-10-26 | 2022-05-03 | 삼성전자주식회사 | 비휘발성 메모리 장치 및 비휘발성 메모리 장치의 프로그램 방법 |
JP2022127040A (ja) * | 2021-02-19 | 2022-08-31 | キオクシア株式会社 | 半導体記憶装置及び半導体記憶装置の制御方法 |
US11798638B2 (en) | 2021-09-24 | 2023-10-24 | Sandisk Technologies Llc | Mitigating neighbor interference to select gates in 3D memory |
Family Cites Families (27)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100463194B1 (ko) * | 2001-02-16 | 2004-12-23 | 삼성전자주식회사 | 낸드형 플래쉬 메모리 장치의 프로그램 방법 |
KR100502412B1 (ko) * | 2002-10-23 | 2005-07-19 | 삼성전자주식회사 | 불 휘발성 반도체 메모리 장치 및 그것의 프로그램 방법 |
JP3863485B2 (ja) * | 2002-11-29 | 2006-12-27 | 株式会社東芝 | 不揮発性半導体記憶装置 |
US6956770B2 (en) * | 2003-09-17 | 2005-10-18 | Sandisk Corporation | Non-volatile memory and method with bit line compensation dependent on neighboring operating modes |
US7170793B2 (en) * | 2004-04-13 | 2007-01-30 | Sandisk Corporation | Programming inhibit for non-volatile memory |
US7307884B2 (en) | 2004-06-15 | 2007-12-11 | Sandisk Corporation | Concurrent programming of non-volatile memory |
US7158421B2 (en) * | 2005-04-01 | 2007-01-02 | Sandisk Corporation | Use of data latches in multi-phase programming of non-volatile memories |
US7486564B2 (en) * | 2005-03-31 | 2009-02-03 | Sandisk Corporation | Soft programming non-volatile memory utilizing individual verification and additional soft programming of subsets of memory cells |
KR100697284B1 (ko) * | 2005-05-02 | 2007-03-20 | 삼성전자주식회사 | 플래시 메모리 장치 및 그것의 프로그램 방법 |
ATE471563T1 (de) * | 2005-10-14 | 2010-07-15 | Sandisk Corp | Verfahren zur gesteuerten programmierung von nichtflüchtigem speicher, der bitleitungskopplung aufweist |
US7349258B2 (en) | 2005-12-06 | 2008-03-25 | Sandisk Corporation | Reducing read disturb for non-volatile storage |
US7355889B2 (en) * | 2005-12-19 | 2008-04-08 | Sandisk Corporation | Method for programming non-volatile memory with reduced program disturb using modified pass voltages |
DE602007012157D1 (de) | 2006-03-03 | 2011-03-03 | Sandisk Corp | Leseverfahren für nichtflüchtigen Speicher mit Kompensation der Floating-Gate Kopplung |
US7567459B2 (en) * | 2006-04-06 | 2009-07-28 | Hynix Semiconductor Inc. | Method of measuring a channel boosting voltage in a NAND flash memory device |
US7626866B2 (en) * | 2006-07-28 | 2009-12-01 | Micron Technology, Inc. | NAND flash memory programming |
US7440326B2 (en) * | 2006-09-06 | 2008-10-21 | Sandisk Corporation | Programming non-volatile memory with improved boosting |
US7440323B2 (en) * | 2006-11-02 | 2008-10-21 | Sandisk Corporation | Reducing program disturb in non-volatile memory using multiple boosting modes |
US7450430B2 (en) * | 2006-12-29 | 2008-11-11 | Sandisk Corporation | Programming non-volatile memory with reduced program disturb by using different pre-charge enable voltages |
US7468918B2 (en) * | 2006-12-29 | 2008-12-23 | Sandisk Corporation | Systems for programming non-volatile memory with reduced program disturb by removing pre-charge dependency on word line data |
US7738291B2 (en) * | 2007-03-12 | 2010-06-15 | Micron Technology, Inc. | Memory page boosting method, device and system |
US7460404B1 (en) * | 2007-05-07 | 2008-12-02 | Sandisk Corporation | Boosting for non-volatile storage using channel isolation switching |
KR101274205B1 (ko) * | 2007-07-13 | 2013-06-14 | 삼성전자주식회사 | 비휘발성 메모리 소자의 동작 방법 |
KR100885785B1 (ko) * | 2007-09-10 | 2009-02-26 | 주식회사 하이닉스반도체 | 플래시 메모리 소자의 프로그램 방법 |
JP4640658B2 (ja) * | 2008-02-15 | 2011-03-02 | マイクロン テクノロジー, インク. | マルチレベル抑制スキーム |
KR101532755B1 (ko) * | 2008-10-13 | 2015-07-02 | 삼성전자주식회사 | 비휘발성 메모리 장치, 그것을 포함하는 메모리 시스템, 그것의 프로그램 방법, 및 그것의 프리차지 전압 부스팅 방법 |
US7995394B2 (en) * | 2009-07-30 | 2011-08-09 | Sandisk Technologies Inc. | Program voltage compensation with word line bias change to suppress charge trapping in memory |
US8169822B2 (en) | 2009-11-11 | 2012-05-01 | Sandisk Technologies Inc. | Data state-dependent channel boosting to reduce channel-to-floating gate coupling in memory |
-
2009
- 2009-11-11 US US12/616,269 patent/US8169822B2/en not_active Ceased
-
2010
- 2010-11-09 TW TW099138549A patent/TW201142854A/zh unknown
- 2010-11-10 JP JP2012538951A patent/JP2013511110A/ja not_active Withdrawn
- 2010-11-10 KR KR1020127015101A patent/KR101697270B1/ko active IP Right Grant
- 2010-11-10 EP EP10784614.9A patent/EP2499641B1/en not_active Not-in-force
- 2010-11-10 CN CN201080051410.9A patent/CN102667948B/zh active Active
- 2010-11-10 WO PCT/US2010/056248 patent/WO2011060078A1/en active Application Filing
-
2012
- 2012-03-23 US US13/428,305 patent/US8611148B2/en active Active
-
2014
- 2014-03-31 US US14/231,073 patent/USRE45520E1/en active Active
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20170032369A (ko) * | 2014-07-18 | 2017-03-22 | 마이크론 테크놀로지, 인크. | 멀티-레벨 패스 신호를 이용한 메모리들의 프로그래밍 |
JP2017525080A (ja) * | 2014-07-18 | 2017-08-31 | マイクロン テクノロジー, インク. | マルチレベルパス信号でのメモリのプログラミング |
KR102025810B1 (ko) | 2014-07-18 | 2019-09-26 | 마이크론 테크놀로지, 인크. | 멀티-레벨 패스 신호를 이용한 메모리들의 프로그래밍 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN102667948B (zh) | 2015-07-08 |
US20110110153A1 (en) | 2011-05-12 |
USRE45520E1 (en) | 2015-05-19 |
KR101697270B1 (ko) | 2017-01-17 |
US8611148B2 (en) | 2013-12-17 |
EP2499641A1 (en) | 2012-09-19 |
US20120182809A1 (en) | 2012-07-19 |
EP2499641B1 (en) | 2013-11-06 |
WO2011060078A1 (en) | 2011-05-19 |
KR20120096504A (ko) | 2012-08-30 |
CN102667948A (zh) | 2012-09-12 |
TW201142854A (en) | 2011-12-01 |
US8169822B2 (en) | 2012-05-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2013511110A (ja) | メモリのチャネル―フローティングゲート結合を低減するデータ状態に応じたチャネルブースト | |
EP2301033B1 (en) | Improved programming algorithm to reduce disturb with minimal extra time penalty | |
EP2831878B1 (en) | Bit line precharging scheme for nonvolatile memory with shared bit lines | |
EP2504840B1 (en) | Programming memory with bit line floating to reduce channel-to-floating gate coupling | |
JP5444468B2 (ja) | パス電圧の外乱及びフローティングゲートから制御ゲートへのリークを低減するメモリプログラム | |
JP5426666B2 (ja) | 不揮発性記憶装置のチャネルブーストを増加させるためのビットラインプレチャージを強化する方式 | |
EP2504839B1 (en) | Programming memory with direct bit line driving to reduce channel-to-floating gate coupling | |
US8369149B2 (en) | Multi-step channel boosting to reduce channel to floating gate coupling in memory | |
EP2446443B1 (en) | Forecasting program disturb in memory by detecting natural threshold voltage distribution | |
EP2504837B1 (en) | Programming memory with sensing-based bit line compensation to reduce channel -to-floating gate coupling | |
WO2016081064A1 (en) | Nand boosting using dynamic ramping of word line voltages | |
WO2010017013A1 (en) | Compensating for coupling during read operations in non-volatile storage | |
JP2012531003A (ja) | 不揮発性記憶装置においてチャネルブーストを改良するための縮小されたプログラミングパルス幅 | |
JP2013503413A (ja) | ビットラインをフロートさせる不揮発性メモリの中速及び全速プログラム | |
KR20100044802A (ko) | 소스 바이어스 모든 비트라인 감지를 이용하는 비휘발성 저장 요소 | |
TW201324513A (zh) | 在非揮發性儲存器之程式化期間之基板偏壓 | |
EP2656349B1 (en) | Alternate bit line bias during programming to reduce channel-to-floating gate coupling in memory | |
JP2009514138A (ja) | スマート検証を利用してマルチステート不揮発性メモリをプログラミングする方法 | |
JP2013524400A (ja) | メモリにおけるプログラムノイズ低減のための鋸形のマルチパルスプログラミング | |
KR101079350B1 (ko) | 보다 이른 소스측 부스팅을 이용하여 비휘발성 저장소에서 프로그램 디스터브를 감소시키는 방법 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20140204 |