JP2013229951A - 電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】無負荷又は軽負荷の負荷回路に電源を供給する電源回路では，過電圧状態になるのを防ぐため発電した電力の一部を捨てなければならない。
【解決手段】入力電流を入力される入力端子に接続される入力コンデンサと，入力端子に接続される過電圧保護回路と，入力端子と基準電源との間に直列に接続される第１及び第２のスイッチと，第１と第２のスイッチとの間の第１の接続ノードと出力端子との間のインダクタと，出力端子に接続されるメイン出力コンデンサと，インダクタと出力端子との間のメイン出力スイッチと，インダクタとメイン出力スイッチとの間の第２の接続ノードにサブ出力スイッチを介し接続されるサブ出力コンデンサと，入力端子に接続され第１のスイッチ，第２のスイッチ，メイン出力スイッチ及びサブ出力スイッチを制御する制御回路とを有し，制御回路は入力電圧に応じてメイン出力コンデンサに充電後充電先をサブ出力コンデンサに切り替え充電する電源回路。
【選択図】 図３

Description

本発明は，電源回路に関する。
昨今注目されている環境発電は，身の回りの利用されずに捨てられている微小エネルギを光，熱，振動，電磁波等から集め発電を行う技術である。例として，圧電素子にひずみを与えて発電する振動発電や，環境中の電波をアンテナで電力に変換する電波発電が挙げられる。これらの環境発電で生じた電気エネルギを負荷回路に供給するために，環境発電で生じた交流電源から所望の電位の直流出力電圧を生成するＡＣ‐ＤＣコンバータが使用される。
ＡＣ‐ＤＣコンバータは，例えばＤＣ‐ＤＣコンバータ等の電源回路や整流回路を有し，まず整流回路によって交流電源の交流電圧を直流電圧に整流し，さらにＤＣ‐ＤＣコンバータ等の電源回路によってこの直流電位から所望の電位の出力電圧を生成する。
出力電圧が所望の電位に達しても，交流電源が発電を継続する限り，ＡＣ‐ＤＣコンバータには交流電圧が供給され続ける。その結果，整流回路から電源回路に入力する直流電圧は上昇し続け，過電圧の状態となる。これを防ぐために，電源回路に過電圧保護回路が設けられ，電源回路に入力する直流電圧は所定の電圧にクランプされる。
特開２０００‐３０８３５２号公報 特開平１０‐３２２９３４号公報 特開２００５‐６３９８号公報
しかしながら，過電圧保護回路は，電源回路に入力する直流電圧は所定の電圧にクランプするために，交流電源で発電した微小エネルギのうち一部を未使用のままグラウンド等へ捨てている。そのため，発電効率が悪くなる。特に，環境発電で発電されるエネルギは微少のため，未使用で捨てられるのは望ましくない。
そこで，本発明の目的は，上記を鑑み，発電効率を高めた電源回路を提供することとする。
電源回路の第１の側面は，
入力電流を入力される入力端子と，
前記入力端子に接続され，前記入力電流により電荷が蓄積される入力コンデンサと，
前記入力端子に接続され，前記入力端子の電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ動作を行う過電圧保護回路と，
前記入力端子と基準電源との間に直列に接続される第１のスイッチと第２のスイッチと，
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間の第１の接続ノードと出力端子との間に設けられるインダクタと，
前記出力端子に接続されるメイン出力コンデンサと，
前記インダクタと前記出力端子との間に設けられるメイン出力スイッチと，
前記インダクタと前記メイン出力スイッチとの間の第２の接続ノードにサブ出力スイッチを介して接続されるサブ出力コンデンサと，
前記入力端子に接続され，前記第１のスイッチ，前記第２のスイッチ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチの制御をする制御回路とを有し，
前記制御回路は，
前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧より低い第１の電圧に達したときに行う前記第１及び第２のスイッチのオンオフ及びオフオン制御を，第２の接続ノードの電圧が第２の電圧になるまで繰り返し行うスイッチング動作と，前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達した後前記第１及び第２のスイッチを共にオフに維持する休止動作とを行い，
前記メイン出力スイッチをオンにして，前記メイン出力コンデンサに対する前記スイッチング動作と前記休止動作とを行い，
前記メイン出力コンデンサに対する前記休止動作の期間中に，前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧に達すると，前記メイン出力スイッチをオフ，前記サブ出力スイッチをオンにして，前記サブ出力コンデンサに対する前記スイッチング動作を行い，
前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作により前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達した後，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチをオンにし，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかを行う。
電源回路の第１の側面によれば，発電した微小エネルギをメイン出力コンデンサに充電後，サブ出力コンデンサに充電し発電効率を高める。
電源回路を示す図である。 過電圧保護回路を示す図である。 第１の実施の形態における電源回路を示す図である。 第１の実施の形態における出力先切替回路を示す図である。 第１の実施の形態における出力先切替回路の真理値表を示す図である。 第１の実施の形態における電源回路により生成される出力電圧や各信号の波形を示す図である。 第１の実施の形態におけるスイッチング制御回路が出力するスイッチ駆動信号の波形を示す図である。 第２の実施の形態における電源回路を示す図である。 第２の実施の形態における電源回路により生成される出力電圧や各信号の波形を示す図である。
以下，図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。
図１は，電源回路を示す図である。図１の電源回路１１は，入力端子ＮＡに接続する入力コンデンサＣＡと，過電圧保護回路１２と，入力端子ＮＡとグランドの間に直列に接続されるＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴスイッチＳＷＡ及びＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴスイッチＳＷＢと，スイッチＳＷＡ，ＳＷＢの接続ノードＮＣ及び出力端子ＮＢの間に接続するインダクタＬＡと，出力端子ＮＢに接続する出力コンデンサＣＢと，スイッチＳＷＡ，ＳＷＢを制御するスイッチング制御回路１３とを有する。また，電源回路１１は，交流電源ｅがブリッジ整流回路１０により整流された直流電流Ｉ０を入力端子ＮＡに入力し，入力端子ＮＡの入力電圧ＶＩＮから所望の出力電圧ＶＯＵＴを出力端子ＮＢに生成する。そして，電源回路１１は，出力端子ＮＢから負荷回路１４に出力電圧ＶＯＵＴを供給する。
交流電源ｅには，振動発電やワイヤレス給電等の環境発電手段が用いられる。例えば，交流電源ｅに圧電素子を使用した場合，圧電体に加えられた微弱な振動エネルギが電気エネルギに変換されて，ノードＰＺ１とＰＺ２に交流電圧が生成される。
スイッチング制御回路１３は，入力端子ＮＡの入力電圧ＶＩＮと，出力端子ＮＢの出力電圧ＶＯＵＴと，インダクタＬを流れる電流ＩＬＡとに基づいて，スイッチＳＷＡとＳＷＢのオン・オフを制御する。
スイッチＳＷＢは，グランドから接続ノードＮＣを順方向とするダイオードを使用してもよい。この場合，後述するスイッチング制御回路１３はスイッチＳＷＡのオン・オフを制御することで，出力電圧ＶＯＵＴを生成することが可能である。
電源回路１１の動作の具体例として，負荷回路１４がスタンバイ状態（軽負荷又は無負荷状態）で，入力電圧ＶＩＮがゼロ電圧の状態から交流電源ｅで発電が行われた場合の動作について説明する。入力電圧ＶＩＮがゼロ電圧のとき，スイッチング制御回路１３はスイッチＳＷＡ及びＳＷＢをオフにする。このときに交流電源ｅにより発電が行われると，直流電流Ｉ０が入力端子ＮＡに入力し，入力コンデンサＣＡに電荷が充電され，入力電圧ＶＩＮが昇圧する。
入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０に達すると，スイッチング制御回路１３はスイッチＳＷＡをオンして導通させ，スイッチＳＷＢをオフして非導通にする。これにより，接続ノードＮＣは入力電圧ＶＩＮに上昇し，インダクタ電流ＩＬＡが徐々に上昇する。このインダクタ電流ＩＬＡにより，入力コンデンサＣＡに充電されていた電荷は出力コンデンサＣＢに移される。
所定の時間経過後，スイッチング制御回路１３はスイッチＳＷＡをオフして非導通にし，スイッチＳＷＢをオンして導通させる。これにより，接続ノードＮＣはグランドの電圧より低い電圧に下がり，インダクタＬＡは蓄積した電磁エネルギによりインダクタ電流ＩＬＡを順方向に流し続け，出力コンデンサＣＢへの充電は継続する。ただし，インダクダ電流ＩＬＡは徐々に低下する。そして，インダクタ電流ＩＬＡがゼロになったとき，スイッチング制御回路１３はスイッチＳＷＢをオフし，インダクタ電流ＩＬＡが逆方向に流れるのを防止する。
このようなスイッチング制御回路１３によるオンオフ・オフオン制御で入力コンデンサＣＡが出力コンデンサＣＢに充電され，入力端子ＮＡの入力電圧ＶＩＮは低下する。そのため，スイッチング制御回路１３はオンオフ・オフオン制御を停止し，スイッチＳＷＡ，ＳＷＢをオフにする。
一方，低下した入力電圧ＶＩＮは，オンオフ・オフオン制御の停止中に交流電源ｅによって電荷が入力コンデンサＣＡに充電され続けることで，再び昇圧する。そして入力電圧ＶＩＮが再び制御開始電圧Ｖ０に達すると，スイッチング制御回路１３は所定の時間スイッチＳＷＡをオン，スイッチＳＷＢをオフし，その後スイッチＳＷＡをオフ，スイッチＳＷＢをオンして出力コンデンサＣＢに電荷を充電する。
このように入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０以上のときに，スイッチング制御回路１３は上記のスイッチＳＷＡ，ＳＷＢのオンオフ・オフオン制御を繰り返すことで，出力コンデンサＣＢに電荷が充電され，出力端子ＮＢに所望の電位の出力電圧ＶＯＵＴが生成される。出力トランジスタＣＢの容量が小さければ，所望の電位の出力電圧ＶＯＵＴが生成されるまでの所要時間が短くなり，より早く負荷回路１４を使用可能な状態にすることができる。
出力電圧ＶＯＵＴが所望の電位になると，負荷回路を保護するためにスイッチング制御回路１３はオンオフ・オフオン制御を停止し，スイッチＳＷＡ，ＳＷＢをオフにする。その結果，入力コンデンサＣＡに電荷が充電され続け，入力電圧ＶＩＮは制御開始電圧Ｖ０を超えてさらに昇圧する。
そして，入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０より高いクランプ電圧Ｖｔｈに達すると，過電圧保護回路１２はクランプ動作を開始する。過電圧保護回路１２は，入力電圧ＶＩＮを，負荷回路１４の定格電圧よりも低いクランプ電圧Ｖｔｈにクランプする。
また，負荷回路１４が重負荷状態になり，出力端子ＮＢの出力電圧ＶＯＵＴが所望の電圧より低下した場合は，電源回路１１は，上述のスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ・オフオン制御を再度開始し，所望の電圧の出力電圧ＶＯＵＴを生成する。
以上のように，電源回路１１は，スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ・オフオン制御を行い所望の電圧の出力電圧ＶＯＵＴを生成するスイッチング動作と，出力電圧ＶＯＵＴが所望の電圧に達した後スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフに維持する休止動作とを行う。
図２は，過電圧保護回路を示す図である。図２の過電圧保護回路１２は，入力端子ＮＡとグランドの間に直列に接続される抵抗Ｒ１とＲ２と，比較器１５と，Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのスイッチＳＷＸとを有する。比較器１５のプラス端子には，抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードＮＸが接続され，マイナス端子には電圧Ｖｒｅｆ＝Ｖｔｈ・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）が供給され，比較結果に基づいてスイッチＳＷＸに過電圧検出信号ＯＶＰを供給する。
入力電圧ＶＩＮがクランプ電圧Ｖｔｈに達したとき，接続ノードＮＸが電圧Ｖｒｅｆ以上になるため，比較器１５はＬレベルの過電圧検出信号ＯＶＰを出力してスイッチＳＷＸをオンにする。スイッチＳＷＸの導通により，電流ＩＳＨが入力端子ＮＡからスイッチＳＷＸを介してグランドに流れる。その結果，過電圧保護回路１２は入力電圧ＶＩＮをクランプ電圧Ｖｔｈにクランプする。
このように，過電圧保護回路１２によるクランプ動作が行われると，電流ＩＳＨが電源回路１１に使用されることなくグランドに流れてしまう。すなわち，交流電源で発電したうちの一部の微小電力が未使用のまま捨てられるため発電効率が悪くなる。特に，圧電素子等の環境発電素子で発電された電力は微弱であるため，発電した電力を最大限に利用できることが望ましい。そこで，以下，過電圧保護回路１２の電流ＩＳＨを利用することで発電効率を改善した電源回路について説明する。
［第１の実施の形態］
図３は，第１の実施の形態における電源回路を示す図である。図３の電源回路２０は，図１の電源回路１１に対してさらに，インダクタＬと出力端子Ｎ２との間にあるＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのメイン出力スイッチＳＷ３と，メイン出力スイッチＳＷ３とインダクタＬとの間のノードＮ４にＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのサブ出力スイッチＳＷ４を介して接続するサブ出力コンデンサＣ２と，メイン出力スイッチＳＷ３及びサブ出力スイッチＳＷ４を制御する出力先切替回路２３とを設けている。また，電源回路２０は，図１と同様，ブリッジ整流回路１０により整流された直流電流Ｉ０を入力端子Ｎ１に入力する。そして，後述するように，電源回路２０は，スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の制御により，メイン出力コンデンサＣ１及びサブ出力コンデンサＣ２を充電し，出力端子Ｎ２に出力電圧ＶＯＵＴを生成して，出力電圧ＶＯＵＴを負荷回路１４に供給する。
電源回路２０は，入力コンデンサＣ０とメイン出力コンデンサＣ１とサブ出力コンデンサＣ２とインダクタＬを除いて１個のチップ内に形成され，ブリッジ整流回路１０と入力コンデンサＣ０とメイン出力コンデンサＣ１とサブ出力コンデンサＣ２とインダクタＬとは外付けで設けられている。又は，電源回路２０は，入力コンデンサＣ０とメイン出力コンデンサＣ１とサブ出力コンデンサＣ２とインダクタＬとを含めて全て１個のチップ内に形成される場合もある。さらに，ブリッジ整流回路１０と共に電源回路２０を１個のシリコン基盤上に集積したＭＥＭＳデバイスにする場合もある。
過電圧保護回路２１は図２と同様の構成を有し，入力端子Ｎ１の入力電圧ＶＩＮがクランプ電圧Ｖｔｈに達すると，上述のクランプ動作を行うとともに，比較器１５から出力した過電圧検出信号ＯＶＰを出力先切替回路２３に供給する。
スイッチング制御回路２２は，入力端子Ｎ１の入力電圧ＶＩＮと，出力端子Ｎ２の出力電圧ＶＯＵＴと，ノードＮ４の電圧ＶＳと，インダクタＬのインダクタ電流ＩＬとに基づいて，スイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する駆動信号ＱＨ，ＱＬを出力する。また，スイッチング制御回路２２は，出力先切替回路２３に対し，後述する電源電圧ＬＤＯ，出力電圧検出信号ＳＳ，休止信号ＰＦＭを供給する。
出力先切替回路２３はスイッチング制御回路２２から電源電圧ＬＤＯを供給され，出力電圧ＶＯＵＴとノードＮ３の電圧ＶＳと過電圧検出信号ＯＶＰと出力電圧検出信号ＳＳと休止信号ＰＦＭとに基づいて，メイン出力スイッチＳＷ３，サブ出力スイッチＳＷ４を制御する駆動信号Ｇ１，Ｇ２を出力する。
図４は，第１の実施の形態における出力先切替回路を示す図である。また，図５は，第１の実施の形態における出力先切替回路の真理値表を示す図である。
図４の出力先切替回路２３は，比較器４０と，ＲＳフリップフロップ４１〜４３と，ＡＮＤゲート４４，４７とＯＲゲート４５とＮＯＲゲート４６とバッファ４８，４９とを有する。
比較器４０は，出力電圧検出信号ＳＳをイネーブル信号として入力し，出力電圧ＶＯＵＴとノードＮ３の電圧ＶＳとを比較して充電完了信号ＰＧを出力する。そして，ＲＳフリップフロップ４１は，比較器４０の出力信号ＰＧをセット入力端子に，出力電圧検出信号ＳＳをリセット入力端子にそれぞれ入力し，出力信号Ｑを出力する。
一方，ＲＳフリップフロップ４２は，過電圧検出信号ＯＶＰをセット入力端子に，ＲＳフリップフロップ４１の出力信号Ｑをリセット入力端子にそれぞれ入力し，出力信号ＯＶＰ_Ｑを出力する。また，ＲＳフリップフロップ４３は，休止信号ＰＦＭをセット入力端子に，出力電圧検出信号ＳＳをリセット入力端子にそれぞれ入力し，出力信号ＰＦＭ_Ｑを出力する。
ＡＮＤゲート４４は，ＲＳフリップフロップ４２の出力信号ＯＶＰ_Ｑと，ＲＳフリップフロップ４４の出力信号ＰＦＭ_Ｑを入力し，出力信号ＥＮＢを出力する。ＯＲゲート４５は，ＡＮＤゲート４４の出力信号ＥＮＢと，ＲＳフリップフロップ４１の出力信号Ｑとを入力し，出力信号ＯＲを出力する。
そして，ＮＡＮＤゲート４６とＡＮＤゲート４７は，出力信号ＱとＯＲとに基づき，それぞれメイン出力スイッチＳＷ３の駆動信号Ｇ１，サブ出力スイッチＳＷ４の駆動信号Ｇ２をバッファ４８，４９を介して出力する。
次に，電源回路２０の具体的な動作について図６を用いて説明する。図６は，第１の実施の形態における電源回路により生成される出力電圧や各信号の波形を示す図である。図６は，負荷回路１４が無負荷又は軽負荷状態であり，スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで，出力電圧ＶＯＵＴがゼロ電圧の状態で交流電源ｅが発電を開始したときの動作波形を示す。
交流電源ｅが発電を開始すると，コンデンサＣ０に電荷が充電され，入力電圧ＶＩＮが上昇する。時間Ｔ０で入力電圧ＶＩＮが起動電圧に達すると，スイッチング制御回路２２は，電源電圧ＬＤＯを立ち上げ，出力電圧検出信号ＳＳをＨレベルにする。そして，電源電圧ＬＤＯを供給された出力先切替回路２３は，駆動信号Ｇ２をＨレベルにしてサブ出力スイッチＳＷ４をオフにし，駆動信号Ｇ１をＬレベルに維持してメイン出力スイッチＳＷ３をオンにする。
電源電圧ＬＤＯが所定の電圧まで昇圧した時間Ｔ１に，入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０に達していると，スイッチング制御回路２２は上述のスイッチング動作を開始し，出力電圧ＶＯＵＴを生成する。なお，時間Ｔ１の出力先切替回路２３の各信号の状態は，図５のレコードＡに示す通りである。
図６の波形ＬＸは，接続ノードＮ３の電圧変位の発生を示す。スイッチング制御回路２２がスイッチング動作を開始した時間Ｔ１から所望の電圧Ｖ１の出力電圧ＶＯＵＴが生成される時間Ｔ２までの間，後述するように，スイッチＳＷ１がオン，スイッチＳＷ２がオフでノードＮ３の電圧が入力電圧ＶＩＮに上昇し，その後スイッチＳＷ１がオフ，スイッチＳＷ２がオフでノードＮ３の電圧が負電位に加工する動作を間欠的に繰り返す。図７に，図６の時間Ｔ１から時間Ｔ２における接続ノードＮ３の電圧ＬＸに対応した，スイッチＳＷ１，ＳＷ２の駆動信号ＱＨ，ＱＬとインダクタ電流ＩＬとを示す。
図７は，第１の実施の形態におけるスイッチング制御回路が出力するスイッチ駆動信号の波形を示す図である。ここで，時間Ｔ１からＴ２までのスイッチＳＷ１，ＳＷ２の動作を図７を用いて具体的に説明する。
時間Ｔ１で入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０に達しているため，スイッチング制御回路２２は，駆動信号ＱＨをＬレベルにしてスイッチＳＷ１をオンにし，駆動信号ＱＬをＬレベルに維持してスイッチＳＷ２をオフにする。これにより，接続ノードＮ３の電圧ＬＸは入力電圧ＶＩＮに上昇し，インダクタ電流ＩＬは徐々に上昇する。そして，インダクタ電流ＩＬにより電荷が入力コンデンサＣ０からメイン出力コンデンサＣ１に移される。この結果，入力電圧ＶＩＮは低下し，出力電圧ＶＯＵＴ及びノードＮ４の電圧ＶＳは上昇する。
時間Ｔ１から時間Δｔが経過した時間Ｔ１‐１で，スイッチング制御回路２２は，駆動信号ＱＨをＨレベルにしてスイッチＳＷ１をオフにし，駆動信号ＱＬをＨレベルにしてスイッチＳＷ２をオンにする。これにより接続ノードＮ３の電圧ＬＸはグランドの電圧より低い電圧に低下し，インダクタＬは蓄積した電磁エネルギによりインダクタ電流ＩＬをノードＮ４を介してメイン出力コンデンサＣ１へ流し続け，メイン出力コンデンサＣ１への充電は継続する。ただし，インダクタ電流ＩＬは徐々に低下する。
インダクタ電流ＩＬＡがゼロになった時間Ｔ１‐２で，スイッチング制御回路２２はスイッチＳＷ２をオフし，インダクタ電流ＩＬＡが接続ノードＮ３を介してグランドに流れるのを防止する。そして，入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０よりも低下したため，スイッチング制御回路２２はスイッチＳＷ１，ＳＷ２に対するオンオフ・オフオン制御を終了し，スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフにする。これにより，電荷が入力コンデンサＣ０に充電され続けられ，入力電圧Ｖ１は再び上昇する。
そして入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０に達した時間Ｔ１‐３で，スイッチング制御回路２２は，時間Ｔ１〜Ｔ１‐２と同様に，スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ・オフオン制御を行い，電荷をコンデンサＣ０からコンデンサＣ１に移す。また，これにより低下した入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０に再び達した時間Ｔ１‐４においても，スイッチング制御回路２２は時間Ｔ１〜Ｔ１‐２と同様に，スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ・オフオン制御を行う。
このようにして，入力電圧Ｖ１が制御開始電圧Ｖ０に達する度に，メイン出力コンデンサＣ１に電荷が充電され，出力電圧ＶＯＵＴ及び電圧ＶＳが上昇する。
時間Ｔ１−６で出力電圧ＶＯＵＴ及び電圧ＶＳが所望の電圧Ｖ１に達すると，スイッチング制御回路２２は駆動信号ＱＨをＬレベルからＨレベルにしてスイッチＳＷ１をオフにし，駆動信号ＱＬをＬレベルからＨレベルにしてスイッチＳＷ２をオンにする。そして，インダクタ電流ＩＬがゼロになった時間Ｔ２で，スイッチング制御回路２２は駆動信号ＱＬをＬレベルにしスイッチＳＷ２をオフにし，休止動作を開始する。
以上のように，スイッチング制御回路２２は，時間Ｔ１からＴ２の間でスイッチング動作を行い，所望の電圧Ｖ１の出力電圧ＶＯＵＴを生成する。
図６に戻り，スイッチング制御回路２２は，上述の時間Ｔ１‐６で出力電圧ＶＯＵＴ及び電圧ＶＳが所望の電圧Ｖ１に達したのに応答して時間Ｔ２で休止動作に入ると，出力電圧検出信号ＳＳをＨレベルからＬレベルにする。それとともに，スイッチング制御回路２２は，休止信号ＰＦＭをＬレベルからＨレベルにする。出力先切替回路２３のＲＳフリップフロップ４４は，Ｌレベルの出力電圧検出信号ＳＳとＨレベルの休止信号ＰＦＭとに応答し，Ｈレベルの出力信号ＰＦＭ_Ｑを出力する（図５のレコードＦ）。
時間Ｔ２からスイッチング制御回路２２が休止動作を行うことで，入力コンデンサＣ０に電荷が充電され，入力電圧ＶＩＮは上昇する。入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０よりも高いクランプ電圧Ｖｔｈに達した時間Ｔ３で，過電圧保護回路２１の比較器１５はＨレベルの過電圧検出信号ＯＶＰを出力してスイッチＳＷＸをオンにする。これにより，入力端子Ｎ１からメイン出力スイッチＳＷ３を介してグランドにクランプ電流ＩＳＨが流れ，入力電圧ＶＩＮはクランプ電圧Ｖｔｈにクランプされる。
一方，出力先切替回路２３では，Ｈレベルの過電圧検出信号ＯＶＰ及びＬレベルの出力信号Ｑに応答して，ＲＳフリップフロップ４２はＨレベルの出力信号ＯＶＰ_Ｑを出力する。ＡＮＤゲート４４は，このＨレベルの出力信号ＯＶＰ_Ｑ及びＨレベルの休止信号ＰＦＭに応答して，Ｈレベルの出力信号ＥＮＥを出力する。また，ＯＲゲート４５は，このＨレベルの出力信号ＥＮＥ及びＬレベルの出力信号Ｑに応答して，Ｈレベルの出力信号ＯＲを出力する。そして，ＮＡＮＤゲート４６とＡＮＤゲート４７は，Ｌレベル出力信号Ｑ及びＨレベルの出力信号ＯＲに応答して，それぞれ駆動信号Ｇ１をＬレベルからＨレベル，駆動信号Ｇ２をＨレベルからＬレベルにする（図５のレコードＨ）。これにより，メイン出力スイッチＳＷ３はオフ，サブ出力スイッチＳＷ４はオンされ，サブ出力コンデンサＣ２によりノードＮ４の電圧ＶＳは低下する。
スイッチング制御回路２２は，ノードＮ４の電圧ＶＳが所望の電圧Ｖ１よりも低く，かつ入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０よりも高いことを検知すると，休止信号ＰＦＭをＨレベルからＬレベルにして休止動作を終了し，スイッチング動作を開始する。これにより，サブ出力コンデンサＣ２に電荷が充電され，ノードＮ４の電圧ＶＳが上昇する。また，スイッチング制御回路２２がスイッチング動作を開始すると入力電圧ＶＩＮはクランプ電圧Ｖｔｈから低下するため，過電圧保護回路２１は，過電圧検出信号ＯＶＰをＬレベルにしスイッチＳＷＸをオフにする。
時間Ｔ４でノードＮ４の電圧ＶＳが所望の電圧Ｖ１に達すると，スイッチング制御回路２２は，時間Ｔ２と同様，スイッチング動作を終了して休止動作に入り，休止信号ＰＦＭをＨレベルにする。そして，出力先切替回路２３は，Ｈレベルの休止信号ＰＦＭ，Ｌレベルの出力電圧検出信号ＳＳ，過電圧検出信号ＯＶＰ．所望の電圧Ｖ１に達した出力電圧ＶＯＵＴ及びノードＮ４の電圧ＶＳにより，駆動信号Ｇ１をＨレベルからＬレベルにし，駆動信号Ｇ２をＬレベルに維持する（図５のレコードＫ）。 すなわち，出力先切替回路２３はメイン出力スイッチＳＷ３及びサブ出力スイッチＳＷ４をオンにする。これにより，サブ出力コンデンサＣ２はメイン出力コンデンサＣ１と共に電源安定化容量として作用し，負荷回路１４に所望の電圧Ｖ１の出力電圧ＶＯＵＴを安定した電位で供給することが可能になる。
時間Ｔ４からは電荷が入力コンデンサＣ０に充電され続けられるため，入力電圧ＶＩＮは再び上昇する。そして，時間Ｔ５で入力電圧ＶＩＮがクランップ電圧Ｖｔｈに達すると，過電圧保護回路２１は再びスイッチＳＷＸをオンにし，入力電圧ＶＩＮをクランップ電圧Ｖｔｈにクランプする。なお，時間Ｔ５における出力先切替回路２３の各信号の状態は，図５のレコードＩに示す通りである。
なお，時間Ｔ４以降に負荷回路１４が重負荷状態に切り替わった場合には，メイン出力コンデンサＣ１及びサブ出力コンデンサＣ２に蓄積した電荷が負荷回路１４に供給されるため，出力電圧ＶＯＵＴ及びノードＮ４の電圧ＶＳが低下する。そして，これを検知したスイッチング制御回路２２はスイッチング動作を開始して，出力電圧ＶＯＵＴを所望の電圧Ｖ１に維持する。
このように，第１の実施の形態では，負荷回路１４が無負荷又は軽負荷状態である場合に，出力コンデンサＣ０の充電が終わった後充電先をサブ出力コンデンサＣ２に切り替えることで，交流電源ｅで発電した電力を捨てずに充電することができる。また，メイン出力コンデンサＣ１の容量を小さくし，交流電源ｅの発電開始後所望の電圧Ｖ１の出力電圧ＶＯＵＴをすみやかに生成することができる。さらに，サブ出力コンデンサＣ２の容量を大きくすれば，サブ出力コンデンサＣ２の充電終了後に負荷回路１４の負荷状態が急変しても，サブ出力コンデンサＣ２が電源安定化容量として作用して出力電圧の変動を抑制することができる。
なお，第１の実施の形態では，過電圧検出信号ＯＶＰがＬレベルからＨレベルになったことに応答して，スイッチＳＷ３，ＳＷ４のオン・オフの切り替えが行われ，スイッチング制御回路２２のスイッチング動作が開始されたが，これに限らなくてもよい。例えば，スイッチング制御回路２２の休止動作中に入力電圧が制御開始電圧Ｖ０に達したことに応答して，スイッチＳＷ３，ＳＷ４の切り替えが行われてスイッチング制御回路２２がスイッチング動作を開始してもよい。
［第２の実施の形態］
図８は，第２の実施の形態における電源回路を示す図である。図８の電源回路３０は，図３の電源回路２０に対してさらに，ノードＮ４にＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのサブ出力スイッチＳＷ５を介して接続するサブ出力コンデンサＣ３を，サブ出力コンデンサＣ２に並列して外付けで設けている。又は，サブ出力スイッチＳＷ５は外付けにせずに，電源回路３０の他の素子と共に１個のチップ内に形成されるサブ出力スイッチＳＷ５は，出力先切替回路３３から出力される駆動信号Ｇ３により制御される。
図８のように電源安定化容量として２つのサブ出力コンデンサを設けた場合の具体的な動作について，図９を用いて説明する。図９は，第２の実施の形態における電源回路により生成される出力電圧や各信号の波形を示す図である。図９は，負荷回路１４が無負荷又は軽負荷状態であり，スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフで，出力電圧ＶＯＵＴがゼロ電圧の状態で交流電源ｅが発電を開始したときの動作波形を示す。
時間Ｔ０で，入力電圧ＶＩＮが起動電圧に達すると，スイッチング制御回路３２は，電源電圧ＬＤＯを立ち上げ，出力電圧検出信号ＳＳをＨレベルにする。そして，電源電圧ＬＤＯを供給された出力先切替回路３３は，駆動信号Ｇ２，Ｇ３をＨレベルにしてサブ出力スイッチＳＷ４，ＳＷ５をオフにし，駆動信号Ｇ１をＬレベルに維持してメイン出力スイッチＳＷ３をオンにする。
そして，電源電圧ＬＤＯが所定の電圧まで昇圧した時間Ｔ１から時間Ｔ４まで，第１の実施の形態と同様に，スイッチング制御回路３２はスイッチング動作及び休止動作を行い，出力先切替回路３３はメイン出力スイッチＳＷ３，サブ出力スイッチＳＷ４の制御を行う。その結果，メイン出力コンデンサＣ１，サブ出力コンデンサＣ２には，所望の電圧Ｖ１に相当する電荷が充電される。
時間Ｔ４で，ノードＮ４の電圧ＶＳが所望の電圧Ｖ１に達したのに応答して，スイッチング制御回路は休止活動を開始し休止信号ＰＦＭをＬレベルからＨレベルにする。これにより，入力電圧ＶＩＮは再び上昇する。入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０よりも高いクランプ電圧Ｖｔｈに達した時間Ｔ５で，過電圧保護回路３１の比較器１５はＨレベルの過電圧検出信号ＯＶＰを出力してスイッチＳＷＸをオンにする。これにより，クランプ電流ＩＳＨが入力端子からメイン出力スイッチＳＷ３を介して流れ，入力電圧ＶＩＮはクランプ電圧Ｖｔｈにクランプされる。
そして，出力先切替回路３３は，このＨレベルの過電圧検出信号に応じて，駆動信号Ｇ２をＬレベルからＨレベル，駆動信号Ｇ３をＨレベルからＬレベルにする。これにより，サブ出力スイッチＳＷ４はオフされ，サブ出力スイッチＳＷ５はオンされ，ノードＮ４の電圧ＶＳは低下する。
ノードＮ４の電圧ＶＳが電圧Ｖ１よりも低く，かつ入力電圧ＶＩＮが制御開始電圧Ｖ０よりも高いことを検知したスイッチング制御回路３２は，休止信号ＰＦＭをＨレベルからＬレベルにして休止動作を終了し，スイッチング動作を開始する。これにより，サブ出力コンデンサＣ３に電荷が充電され，ノードＮ４の電圧ＶＳが上昇する。
時間Ｔ６でノードＮ４の電圧ＶＳが所望の電圧Ｖ１に達すると，スイッチング制御回路２２はスイッチング動作を終了して休止動作に入り，休止信号ＰＦＭをＨレベルにする。そして，出力先切替回路３３は，Ｈレベルの休止信号ＰＦＭ，Ｌレベルの出力電圧検出信号ＳＳ，過電圧検出信号ＯＶＰ．所望の電圧Ｖ１に達した出力電圧ＶＯＵＴ及びノードＮ４の電圧ＶＳにより，駆動信号Ｇ１及びＧ２をＨレベルからＬレベルにし，駆動信号Ｇ３をＬレベルに維持する。すなわち，メイン出力スイッチＳＷ３，サブ出力スイッチＳＷ４，ＳＷ５をオンにする。
これにより，サブ出力コンデンサＣ２，Ｃ３は電源安定化容量として，メイン出力コンデンサＣ１とともに負荷回路１４に所望の電圧Ｖ１の出力電圧ＶＯＵＴを供給することが可能になる。
時間Ｔ６からは，第１の実施の形態と同様，電荷が入力コンデンサＣ０に充電され続けられるため，入力電圧Ｖ１は再び上昇する。そして，入力電圧ＶＩＮがクランプ電圧Ｖｔｈに達すると，過電圧保護回路３１により入力電圧ＶＩＮをクランップ電圧Ｖｔｈにクランプされる。
また，時間Ｔ６以降に負荷回路１４が重負荷状態に切り替わった場合には，第１の実施の形態と同様，スイッチング制御回路２２は，出力電圧ＶＯＵＴ及びノードＮ４の電圧ＶＳの低下を検知すると，スイッチング動作を開始して，出力電圧ＶＯＵＴを所望の電圧Ｖ１に維持する。
このように，図９では，負荷回路１４が無負荷又は軽負荷状態である場合，メイン出力コンデンサＣ１の充電完了後，出力先切替回路３３によるサブ出力スイッチの切替動作とスイッチング制御回路３２によるスイッチング動作及び休止動作とによって，サブ出力コンデンサＣ２，Ｃ３が順に充電される。つまり，第１の実施の形態と同様，メイン出力コンデンサＣ１の充電が完了した後も交流電源ｅで発電した電力を捨てずに充電することができる。これにより，負荷回路１４の負荷状態が急変しても，サブ出力コンデンサＣ２，Ｃ３は電源化安定容量として作用して，出力電圧ＶＯＵＴの電圧低下を防ぎ，第１の実施の形態よりも安定して出力電圧ＶＯＵＴを負荷回路１４に供給することができる。
なお，サブ出力コンデンサが３個以上ある場合には，メイン出力コンデンサＣ１の充電完了後，図９のＴ２〜Ｔ３のような休止動作による入力電圧ＶＩＮの昇圧期間と，Ｔ３〜Ｔ４のようなサブ出力スイッチ切替後のスイッチング動作による充電期間とが繰り返される。その結果，各サブ出力コンデンサに所望の電圧Ｖ１の充電が行われる。そして，充電完了後は，各サブ出力コンデンサは，電源安定化容量として作用し出力電圧ＶＯＵＴの電圧低下を防ぐ。
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
（付記１）
入力電流を入力される入力端子と，
前記入力端子に接続され，前記入力電流により電荷が蓄積される入力コンデンサと，
前記入力端子に接続され，前記入力端子の電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ動作を行う過電圧保護回路と，
前記入力端子と基準電源との間に直列に接続される第１のスイッチと第２のスイッチと，
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間の第１の接続ノードと出力端子との間に設けられるインダクタと，
前記出力端子に接続されるメイン出力コンデンサと，
前記インダクタと前記出力端子との間に設けられるメイン出力スイッチと，
前記インダクタと前記メイン出力スイッチとの間の第２の接続ノードにサブ出力スイッチを介して接続されるサブ出力コンデンサと，
前記入力端子に接続され，前記第１のスイッチ，前記第２のスイッチ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチの制御をする制御回路とを有し，
前記制御回路は，
前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧より低い第１の電圧に達したときに行う前記第１及び第２のスイッチのオンオフ及びオフオン制御を，第２の接続ノードの電圧が第２の電圧になるまで繰り返し行うスイッチング動作と，前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達した後前記第１及び第２のスイッチを共にオフに維持する休止動作とを行い，
前記メイン出力スイッチをオンにして，前記メイン出力コンデンサに対する前記スイッチング動作と前記休止動作とを行い，
前記メイン出力コンデンサに対する前記休止動作の期間中に，前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧に達すると，前記メイン出力スイッチをオフ，前記サブ出力スイッチをオンにして，前記サブ出力コンデンサに対する前記スイッチング動作を行い，
前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作により前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達した後，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチをオンにし，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかを行う電源回路。
（付記２）
付記１において，
前記入力端子は，交流電源回路から出力される交流電流を整流した直流電流を入力される電源回路。
（付記３）
付記１又は２において，
前記制御回路は，前記スイッチング動作では，前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達するまでの間，前記入力端子の電圧が前記第１の電圧に達したときに前記第１のスイッチをオン，前記第２のスイッチをオフして所定の時間経過後前記第１のスイッチをオフ，前記第２のスイッチをオンする第１スイッチ動作と，前記インダクタの電流が順方向から逆方向に切り替わるとき前記第１及び第２のスイッチをオフする第２スイッチ動作とを行う電源回路。
（付記４）
付記１又は２において，
前記制御回路は，前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達したとき前記第１のスイッチをオフ，前記第２のスイッチをオンし，前記インダクタの電流が順方向から逆方向に切り替わるとき前記第２のスイッチをオフして，前記休止動作を行う電源回路。
（付記５）
付記１又は２において，
前記入力端子の電圧がゼロ電圧から所定電圧に最初に達したとき，前記第１及び第２のスイッチがオフ，前記メイン出力スイッチがオン，前記サブ出力スイッチがオフされる電源供給回路。
（付記６）
付記１又は２において，
さらに，前記サブ出力スイッチと前記サブ出力コンデンサとを複数組有し，
前記サブ出力コンデンサごとに，前記メイン出力スイッチがオフ，前記サブ出力コンデンサに対応するサブ出力スイッチがオン，それ以外のサブ出力スイッチがオフされて前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作が行われ，
それぞれの前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作の期間は，前記休止動作の期間を挟み，
すべての前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作が終わると，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチがオンされ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかが行われ，前記出力端子から前記第２の電圧の出力電圧が出力される電源供給回路。
（付記７）
入力電流を入力される入力端子と，前記入力端子に接続され前記入力電流により電荷が蓄積される入力コンデンサと，前記入力端子に接続し前記入力端子の電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ動作を行う過電圧保護回路と，前記入力端子と基準電源との間に直列に接続される第１のスイッチと第２のスイッチと，前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間の第１の接続ノードと出力端子との間に設けられるインダクタと，前記出力端子に接続されるメイン出力コンデンサと，前記インダクタと前記出力端子との間に設けられるメイン出力スイッチと，前記インダクタと前記メイン出力スイッチとの間の第２の接続ノードにサブ出力スイッチを介して接続されるサブ出力コンデンサとを有する電源回路において，
前記入力端子に接続され，前記第１のスイッチ，前記第２のスイッチ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチの制御をする制御回路であって，
前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧より低い第１の電圧に達したときに前記第１及び第２のスイッチのオンオフ及びオフオン制御を第２の接続ノードの電圧が第２の電圧になるまで行うスイッチング動作と，前記第１及び第２のスイッチをオフに維持する休止動作とを行い，
前記メイン出力スイッチをオンにして，前記メイン出力コンデンサに対する前記スイッチング動作と前記休止動作とを行い，
前記メイン出力コンデンサに対する前記休止動作の期間中に，前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧に達すると，前記メイン出力スイッチをオフ，前記サブ出力スイッチをオンにして，前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作を行い，
前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作により前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達すると，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチをオンにし，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかを行う制御回路。
ｅ：交流電源
Ｉ０：入力電流
ＩＳＨ：クランプ電流
ＩＬ：インダクタ電流
ＶＩＮ：入力電圧
ＶＯＵＴ：出力電圧
ＶＳ：ノードＮ４の電圧
Ｖｔｈ：クランプ電圧
Ｃ０：入力コンデンサ
Ｃ１：メイン出力コンデンサ
Ｃ２，Ｃ３：サブ出力コンデンサ
Ｌ：インダクタ
ＯＶＰ：過電圧検出信号
ＬＤＯ：電源電圧
ＰＦＭ：休止信号
ＳＳ：出力電圧検出信号
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５：スイッチ
ＱＨ，ＱＬ，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３：駆動信号

Claims (5)

  1. 入力電流を入力される入力端子と，
    前記入力端子に接続され，前記入力電流により電荷が蓄積される入力コンデンサと，
    前記入力端子に接続され，前記入力端子の電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ動作を行う過電圧保護回路と，
    前記入力端子と基準電源との間に直列に接続される第１のスイッチと第２のスイッチと，
    前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間の第１の接続ノードと出力端子との間に設けられるインダクタと，
    前記出力端子に接続されるメイン出力コンデンサと，
    前記インダクタと前記出力端子との間に設けられるメイン出力スイッチと，
    前記インダクタと前記メイン出力スイッチとの間の第２の接続ノードにサブ出力スイッチを介して接続されるサブ出力コンデンサと，
    前記入力端子に接続され，前記第１のスイッチ，前記第２のスイッチ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチの制御をする制御回路とを有し，
    前記制御回路は，
    前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧より低い第１の電圧に達したときに行う前記第１及び第２のスイッチのオンオフ及びオフオン制御を，第２の接続ノードの電圧が第２の電圧になるまで繰り返し行うスイッチング動作と，前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達した後前記第１及び第２のスイッチを共にオフに維持する休止動作とを行い，
    前記メイン出力スイッチをオンにして，前記メイン出力コンデンサに対する前記スイッチング動作と前記休止動作とを行い，
    前記メイン出力コンデンサに対する前記休止動作の期間中に，前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧に達すると，前記メイン出力スイッチをオフ，前記サブ出力スイッチをオンにして，前記サブ出力コンデンサに対する前記スイッチング動作を行い，
    前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作により前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達した後，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチをオンにし，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかを行う電源回路。
  2. 請求項１において，
    前記入力端子は，交流電源回路から出力される交流電流を整流した直流電流を入力される電源回路。
  3. 請求項１又は２において，
    前記制御回路は，前記スイッチング動作では，前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達するまでの間，前記入力端子の電圧が前記第１の電圧に達したときに前記第１のスイッチをオン，前記第２のスイッチをオフして所定の時間経過後前記第１のスイッチをオフ，前記第２のスイッチをオンする第１スイッチ動作と，前記インダクタの電流が順方向から逆方向に切り替わるとき前記第１及び第２のスイッチをオフする第２スイッチ動作とを行う電源回路。
  4. 請求項１又は２において，
    さらに，前記サブ出力スイッチと前記サブ出力コンデンサとを複数組有し，
    前記サブ出力コンデンサごとに，前記メイン出力スイッチがオフ，前記サブ出力コンデンサに対応するサブ出力スイッチがオン，それ以外のサブ出力スイッチがオフされて前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作が行われ，
    それぞれの前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作の期間は，前記休止動作の期間を挟み，
    すべての前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作が終わると，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチがオンされ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかが行われ，前記出力端子から前記第２の電圧の出力電圧が出力される電源供給回路。
  5. 入力電流を入力される入力端子と，前記入力端子に接続され前記入力電流により電荷が蓄積される入力コンデンサと，前記入力端子に接続し前記入力端子の電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ動作を行う過電圧保護回路と，前記入力端子と基準電源との間に直列に接続される第１のスイッチと第２のスイッチと，前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間の第１の接続ノードと出力端子との間に設けられるインダクタと，前記出力端子に接続されるメイン出力コンデンサと，前記インダクタと前記出力端子との間に設けられるメイン出力スイッチと，前記インダクタと前記メイン出力スイッチとの間の第２の接続ノードにサブ出力スイッチを介して接続されるサブ出力コンデンサとを有する電源回路において，
    前記入力端子に接続され，前記第１のスイッチ，前記第２のスイッチ，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチの制御をする制御回路であって，
    前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧より低い第１の電圧に達したときに前記第１及び第２のスイッチのオンオフ及びオフオン制御を第２の接続ノードの電圧が第２の電圧になるまで行うスイッチング動作と，前記第１及び第２のスイッチをオフに維持する休止動作とを行い，
    前記メイン出力スイッチをオンにして，前記メイン出力コンデンサに対する前記スイッチング動作と前記休止動作とを行い，
    前記メイン出力コンデンサに対する前記休止動作の期間中に，前記入力端子の電圧が前記クランプ電圧に達すると，前記メイン出力スイッチをオフ，前記サブ出力スイッチをオンにして，前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作を行い，
    前記サブ出力コンデンサに対するスイッチング動作により前記第２の接続ノードの電圧が前記第２の電圧に達すると，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチをオンにし，前記メイン出力スイッチ及び前記サブ出力スイッチに対して前記スイッチング動作又は前記休止動作のいずれかを行う制御回路。
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