JP2013121370A - 電子血圧計 - Google Patents

Abstract

【課題】突入電流を簡易な方式で抑制することが可能な電子血圧計を提供する。
【解決手段】電子血圧計は、測定部位に装着するカフと、カフに加える圧力を調整する圧電ポンプと、圧電ポンプを駆動する駆動回路と、圧電ポンプの駆動タイミングを規定するパルス信号を駆動回路に出力するコントローラとを備える。駆動回路は、第１および第２駆動信号にそれぞれ応答して圧電ポンプの両端にそれぞれ印加する電圧の接続関係を切り替えるためのスイッチング回路と、コントローラから出力されたパルス信号に基づいて第１および第２駆動信号を出力する信号生成回路とを含む。信号生成回路は、第１および第２駆動信号の位相が重ならないようにタイミングを調整する信号調整回路を有する。
【選択図】図３

Description

この発明は、電子血圧計に関し、特に圧電ポンプで空気袋を加圧等することで血圧を測定する電子血圧計に関する。

血圧は循環器疾患を解析する指標の一つである。血圧に基づいて循環器疾患のリスク解析を行なうことは、たとえば脳卒中や心不全や心筋梗塞などの心血管系の疾患の予防に有効である。特に、早朝に血圧が上昇する早朝高血圧は心臓病や脳卒中などに関係している。さらに、早朝高血圧の中でも、モーニングサージと呼ばれる起床後１時間から１時間半ぐらいの間に急激に血圧が上昇する症状は、脳卒中との因果関係があることが判明している。そこで、時間（生活習慣）と血圧変化の相互関係を把握することが、心血管系の疾患のリスク解析に有用である。したがって、長期間にわたり、連続的に血圧測定することが必要となってきている。

また、近年の研究成果により、病院や健康診断時に測定する血圧（随時血圧）よりも、家庭で測定した家庭血圧が、より心血管系疾患の予防・診断・治療に有効であることが判明してきている。これにともない、家庭向け血圧計が広く普及し、家庭血圧値を診断に使用する動きも始まっており、種々の家庭向け血圧計がある。

一般的な電子血圧計は、空気袋を内蔵した腕帯を生体の一部に均等に巻き付け、その空気袋を空気により加減圧することにより、圧迫された動脈血管の容積変化を空気袋圧力（カフ圧）変動の振幅変化として捕らえ、血圧算出するオシロメトリック法を用いた電子血圧計が用いられており、例えば、特開２００９−７４４１８号公報のような圧電ポンプを用いて加圧することが可能である。

特開２００９−７４４１８号公報

一方で、当該圧電ポンプを駆動する方式として、他励振方式と自励振方式があるが、自励振方式の場合、回路の設計誤差等に起因してパルスの出力特性を微調整する必要があり、当該微調整のための回路を設ける場合、回路のレイアウト等が大きくなるという問題がある。

他励振方式の場合、例えばＣＰＵから圧電ポンプの特性に合わせたパルスを出力すれば良く設計が容易である。そして、そのパルスをＨブリッジ回路等により、圧電ポンプに印加する方式が採用されている。この場合、Ｈブリッジ回路等のスイッチング時に信号を反転させるため、圧電ポンプに蓄積された電荷と反転した信号入力によって、大きな突入電流が流れることが知られている。

当該突入電流は、電池電圧の降下を引き起こすことになり、血圧測定の精度に影響を及ぼす可能性がある。また、血圧計の電池寿命が短くなるという問題もある。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、突入電流を簡易な方式で抑制することが可能な電子血圧計を提供することを目的とする。

本発明のある局面に従う電子血圧計は、測定部位に装着するカフと、カフに加える圧力を調整する圧電ポンプと、圧電ポンプを駆動する駆動回路と、圧電ポンプの駆動タイミングを規定するパルス信号を駆動回路に出力するコントローラとを備える。駆動回路は、第１および第２駆動信号にそれぞれ応答して圧電ポンプの両端にそれぞれ印加する電圧の接続関係を切り替えるためのスイッチング回路と、コントローラから出力されたパルス信号に基づいて第１および第２駆動信号を出力する信号生成回路とを含む。信号生成回路は、第１および第２駆動信号の位相が重ならないようにタイミングを調整する信号調整回路を有する。

好ましくは、信号生成回路は、パルス信号を反転させた反転パルス信号を出力する反転回路をさらに含み、信号調整回路は、パルス信号および反転パルス信号の少なくとも一方のデューティ比を調整する。

特に、信号調整回路は、信号の位相を遅延させる遅延回路と、波形整形回路とを有する。

特に、遅延回路は、抵抗素子と、容量素子とで構成される。
特に、抵抗素子は、外部からの指示に従って抵抗値が変化する可変抵抗素子である。

特に、容量素子は、外部からの指示に従って容量成分が変化する可変容量素子である。

突入電流を簡易な方式で抑制することが可能である。

本発明の実施の形態に従う電子血圧計１の外観について説明する図である。 本発明の実施の形態に従う電子血圧計のハードウェア構成を表わすブロック図である。 本発明の実施の形態に従うポンプ駆動回路５３の構成を説明する図である。 本発明の実施の形態に従う反転回路６０および信号調整回路６２の具体的構成について説明する図である。 本発明の実施の形態に従う反転回路６０および信号調整回路６２の入力および出力信号波形を説明する図である。 本発明の実施の形態に従う反転回路６０および信号調整回路６２の入力および出力信号波形を説明する別の図である。 Ｈブリッジ回路に駆動信号ＦＩＮおよびＲＩＮが入力される場合の突入電流について説明する図である。 本発明の実施の形態の変形例に従うポンプ駆動回路５３＃の構成を説明する図である。 本発明の実施の形態の変形例に従う反転回路６０および信号調整回路６３の具体的構成について説明する図である。

以下、この発明に基づいた実施の形態における電子血圧計について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態において、個数、量などに言及する場合、特に記載がある場合を除き、本発明の範囲は必ずしもその個数、量などに限定されない。また、以下に複数の実施の形態が存在する場合、特に記載がある場合を除き、各々の実施の形態の構成を適宜組み合わせることは、当初から予定されている。各図中、同一符号は同一または相当部分を指し、重複する説明は繰返さない場合がある。

本実施の形態では、測定部位を上腕とし、オシロメトリック法で血圧を算出し、一例として圧力センサが１個搭載されている電子血圧計について説明する。なお、血圧算出のために適用される方法は、オシロメトリック法に限定されない。なお、圧力センサの個数は複数個としても良い。

（電子血圧計１の外観）
図１は、本発明の実施の形態に従う電子血圧計１の外観について説明する図である。

図２は、本発明の実施の形態に従う電子血圧計のハードウェア構成を表わすブロック図である。

図１および図２を参照して、電子血圧計１は、本体部１０と、表面カバー１１と、被測定者の上腕に巻付け可能なカフ２０とを備える。カフ２０は、空気袋２１を含む。表面カバー１１には、たとえば液晶などにより構成される表示部４０と、ユーザ（被測定者）からの指示を受付けるための複数のスイッチからなる操作部４１とが配置されている。

本体部１０は、上述の表示部４０および操作部４１に加え、各部を集中的に制御し各種の演算処理を行なうためのＣＰＵ（Central Processing Unit）１００と、ＣＰＵ１００に所定の動作をさせるためのプログラムやデータを記憶するための処理用のメモリ４２と、測定した血圧データなどを格納するためのデータ格納用のメモリ４３と、本体部１０の各部に電力を供給するための電池４４と、現在時間を計時して計時データをＣＰＵ１００に出力するタイマ４５とを含む。

操作部４１は、電源をＯＮまたはＯＦＦするための指示の入力と測定開始および終了の指示を受付ける測定／停止スイッチ４１Ａと、タイマ４５をセットするために操作されるタイマセットスイッチ４１Ｂと、メモリ４３に格納された血圧データなどの情報をメモリ４３から読出し、表示部４０に表示する指示を受付けるためのメモリスイッチ４１Ｃと、タイマセットの際の数字とメモリ呼び出しの際のメモリ番号の上げ下げの指示を受付けるための矢印スイッチ４１Ｄ，４１Ｅとを有する。

本体部１０は、さらに、圧電ポンプ５１および排気弁（以下、弁という）５２を含むカフ圧の調整機構を有する。圧電ポンプ５１、弁５２および空気袋２１内の圧力（カフ圧）を検出するための圧力センサ３２１からなるエア系は、カフ用エアチューブ３１を介して、カフ２０に内包される空気袋２１と接続される。

本体部１０は、さらに、上述したエア系と、カフ圧の調整機構と、発振回路３３１とを含む。カフ圧の調整機構は、圧電ポンプ５１および弁５２のほか、ポンプ駆動回路５３と弁駆動回路５４とを有する。

圧電ポンプ５１は、カフ圧を加圧するために、空気袋２１に空気を供給する。弁５２は、空気袋２１の空気を排出しまたは封入するために開閉される。

ポンプ駆動回路５３は、圧電ポンプ５１の駆動をＣＰＵ１００から与えられる制御信号（パルス信号）に基づいて制御する。弁駆動回路５４は弁５２の開閉制御をＣＰＵ１００から与えられる制御信号に基づいて行なう。

圧力センサ３２１には、一例として静電容量型の圧力センサを用いる。静電容量型の圧力センサは、検出するカフ圧に応じて容量値が変化する。発振回路３３１は圧力センサ３２１に接続されて、圧力センサの容量値に基づき発振する。本例においては、発振回路３３１は、ＣＰＵ１００からの指示に応答して動作し、ＣＰＵ１００は、発振回路３３１に対して活性化信号を出力する。なお、圧力センサは、静電容量型に限られず、他の方式を採用することも可能である。例えば、ピエゾ抵抗素子を用いたピエゾ抵抗型の圧力センサを採用するようにすることも可能である。

ＣＰＵ１００からの活性化信号を受けた発振回路３３１は、圧力センサ３２１の容量値に応じた周波数を有する信号（以下、周波数信号という）を出力する。出力した周波数信号はＣＰＵ１００に与えられる。

ＣＰＵ１００は、発振回路３３１から入力される周波数信号を圧力に変換することによって、圧力を検知する。

図３は、本発明の実施の形態に従うポンプ駆動回路５３の構成を説明する図である。
図３を参照して、ポンプ駆動回路５３は、反転回路６０と、信号調整回路６２と、Ｈブリッジ回路６４と、昇圧回路６６とを含む。

反転回路６０は、ＣＰＵ１００から与えられる制御信号（パルス信号）の入力を受ける。当該制御信号（パルス信号）は、圧電ポンプ５１の駆動を規定するためのタイミング信号である。そして、反転回路６０は、当該制御信号（パルス信号）の入力に応答して２つの制御信号を出力する。具体的には、一方は、入力されたパルス信号と同位相の信号をそのまま出力し、他方は、パルス信号の位相を反転させた反転パルス信号として出力する。

信号調整回路６２は、反転回路６０から入力されたパルス信号および反転パルス信号をそれぞれ受けて、Ｈブリッジ回路６４を駆動する第１および第２駆動信号としてそれぞれ出力する。具体的には、信号調整回路６２は、入力されたパルス信号および反転パルス信号の少なくとも一方のデューティ比を調整して出力する。

Ｈブリッジ回路６４は、圧電ポンプ５１に所定の電流を供給するスイッチング回路であり、第１および第２駆動信号に従って所定の電流を圧電ポンプ５１に供給する。第１の駆動信号に従って圧電ポンプ５１に第１の方向（正方向）に電流を供給するように圧電ポンプ５１の両端に電圧を印加する。また、第２の駆動信号に従って圧電ポンプ５１に第１の方向と反対の第２の方向（負方向）に電流を供給するように圧電ポンプ５１の両端に電圧を印加する。すなわち、第１および第２の駆動信号に従って圧電ポンプ５１の両端にそれぞれ印加する電圧の接続関係を切り替える（論理を入れ替える）スイッチング制御を実行する。具体的には、圧電ポンプ５１に印加する電圧の一方の側を高電圧として他方の側を低電圧とし、当該電圧の接続関係を第１および第２の駆動信号に従って切り替える。

昇圧回路６６は、ＣＰＵ１００からの指示に従ってＨブリッジ回路６４に供給する印加電圧のレベルを調整する。印加電圧のレベルを調整することにより圧電ポンプ５１に流れる電流量を調整することが可能である。なお、圧電ポンプ５１に流れる電流量が一定の場合には、ＣＰＵ１００からの電圧調整の指示は必要ではなく、固定的に所望の電圧に昇圧してＨブリッジ回路６４に供給すれば良い。なお、電圧を昇圧する必要がなければ特に昇圧回路６６を設けない構成とすることも可能である。なお、Ｈブリッジ回路６４および昇圧回路６６の構成については、公知の技術であるのでその詳細な説明はしない。

図４は、本発明の実施の形態に従う反転回路６０および信号調整回路６２の具体的構成について説明する図である。

図４を参照して、反転回路６０は、インバータＩＶ０を含む。反転回路６０に入力されたパルス信号は、分岐して一方は、そのまま信号調整回路６２に出力され、他方は、インバータＩＶ０を介する反転パルス信号として信号調整回路６２に出力される。

信号調整回路６２は、インバータＩＶ１，ＩＶ２と、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０，ＮＤ１と、抵抗素子Ｒ０，Ｒ１と、容量素子Ｃ０，Ｃ１とを含む。

ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の一方の入力ノードは、パルス信号の入力を受け、他方の入力ノードは、ローパスフィルタを通過したパルス信号の入力を受ける。ローパスフィルタは、抵抗素子Ｒ０と、容量素子Ｃ０とで構成される。当該ローパスフィルタを通過したパルス信号は、抵抗素子Ｒ０および容量素子Ｃ０の抵抗および容量成分に従い信号の立ち上がりおよび立ち下りが鈍る。

ＮＡＮＤ回路ＮＤ０は、一方および他方の入力ノードがともに「Ｈ」レベルとなった場合に「Ｌ」レベルを出力し、インバータＩＶ１を介して「Ｈ」レベルの信号が信号調整回路６２から出力される。

ここで、当該ローパスフィルタを通過した信号は「Ｈ」レベルへの立ち上がりおよび「Ｌ」レベルへの立ち下がりが鈍るためＮＡＮＤ回路ＮＤ０の内部信号において位相が遅延した状態となる。これによりＮＡＮＤ回路ＮＤ０の出力信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングが変化する。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の出力信号のデューティ比を調整することが可能となり、結果として信号調整回路６２からの出力信号のデューティ比が調整される。

同様に、ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の一方の入力ノードは、反転パルス信号の入力を受け、他方の入力ノードは、ローパスフィルタを通過した反転パルス信号の入力を受ける。ローパスフィルタは、抵抗素子Ｒ１と、容量素子Ｃ１とで構成される。当該ローパスフィルタを通過した反転パルス信号は、抵抗素子Ｒ１および容量素子Ｃ１の抵抗および容量成分に従い信号の立ち上がりおよび立ち下りが鈍る。

ＮＡＮＤ回路ＮＤ１は、一方および他方の入力ノードがともに「Ｈ」レベルとなった場合に「Ｌ」レベルを出力し、インバータＩＶ２を介して「Ｈ」レベルの信号が信号調整回路６２から出力される。

ここで、当該ローパスフィルタを通過した信号は「Ｈ」レベルへの立ち上がりおよび「Ｌ」レベルへの立ち下がりが鈍るためＮＡＮＤ回路ＮＤ１の内部信号において位相が遅延した状態となる。これによりＮＡＮＤ回路ＮＤ１の出力信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングが変化する。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の出力信号のデューティ比を調整することが可能となり、結果として信号調整回路６２からの出力信号のデューティ比が調整される。

図５は、本発明の実施の形態に従う反転回路６０および信号調整回路６２の入力および出力信号波形を説明する図である。

図５を参照して、ＣＰＵ１００からの一定周期の制御信号（パルス信号）が出力されている場合が示されている。具体的には、時刻ｔ０で「Ｈ」レベル、時刻ｔ２で「Ｌ」レベル、時刻ｔ４で「Ｈ」レベル、時刻ｔ６で「Ｌ」レベルに遷移する場合が示されている。

そして、当該制御信号に従ってＮＡＮＤ回路ＮＤ０に入力される入力信号の波形が示されている。ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の内部において、本例においては、一例として、入力される信号波形の振幅が０〜Ｖｃｃであるものとし、最大振幅の３０％以下を「Ｌ」レベル、７０％以上を「Ｈ」レベルとして波形を整形する場合が示されている。

ここで、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の一方の入力ノードに対しては、遅延は生じないためパルス信号と同位相の信号が入力される。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の一方の入力ノードからの信号に従う内部信号Ａ１の立ち上がりおよび立ち下がりは、遅延がないため制御信号と同位相の時刻ｔ０で「Ｈ」レベル、時刻ｔ２で「Ｌ」レベル、時刻ｔ４で「Ｈ」レベル、時刻ｔ６で「Ｌ」レベルに遷移する。

一方、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の他方の入力ノードに対しては、ローパスフィルタを介した信号が入力されるため波形の信号の立ち上がりおよび立ち下がりが鈍る信号が入力される。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の他方の入力ノードからの信号に従う内部信号Ｂ１の立ち上がりおよび立ち下がりは、遅延により制御信号から位相が遅れた時刻ｔ１で「Ｈ」レベル、時刻ｔ３で「Ｌ」レベル、時刻ｔ５で「Ｈ」レベル、時刻ｔ７で「Ｌ」レベルに遷移する。

ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の出力信号は、内部信号Ａ１およびＢ１の組み合わせに基づいて出力される。具体的には、内部信号Ａ１およびＢ１のいずれか一方が「Ｌ」レベルである場合に「Ｈ」レベルの信号が出力され、ともに「Ｈ」レベルである場合に「Ｌ」レベルの信号が出力される。

本例においては、インバータＩＶ１に従う反転信号（Ｈブリッジ回路の入力信号（駆動信号ＦＩＮ））として、時刻ｔ１で「Ｈ」レベル、時刻ｔ２で「Ｌ」レベル、時刻ｔ５で「Ｈ」レベル、時刻ｔ６で「Ｌ」レベルに遷移する。

これにより、信号調整回路６２から制御信号（パルス信号）のデューティ比が調整されたＨブリッジ回路に入力される駆動信号ＦＩＮが出力される。

図６は、本発明の実施の形態に従う反転回路６０および信号調整回路６２の入力および出力信号波形を説明する別の図である。

図６を参照して、ＣＰＵ１００からの一定周期の制御信号（パルス信号）が出力されている場合が示されている。

具体的には、時刻ｔ１０で「Ｈ」レベル、時刻ｔ１２で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１４で「Ｈ」レベル、時刻ｔ１６で「Ｌ」レベルに遷移する場合が示されている。

また、インバータＩＶ０で反転された反転パルス信号が示されている。
具体的には、時刻ｔ１０で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１２で「Ｈ」レベル、時刻ｔ１４で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１６で「Ｈ」レベルに遷移する場合が示されている。

そして、当該反転パルス信号に従ってＮＡＮＤ回路ＮＤ１に入力される入力信号の波形が示されている。ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の内部において、本例においては、一例として、入力される信号波形の振幅が０〜Ｖｃｃであるものとし、最大振幅の３０％以下を「Ｌ」レベル、７０％以上を「Ｈ」レベルとして波形を整形する場合が示されている。

ここで、ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の一方の入力ノードに対しては、遅延は生じないため反転パルス信号と同位相の信号が入力される。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の一方の入力ノードからの信号に従う内部信号Ａ２の立ち上がりおよび立ち下がりは、遅延がないため反転パルス信号と同位相の時刻ｔ１０で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１２で「Ｈ」レベル、時刻ｔ１４で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１６で「Ｈ」レベルに遷移する。

一方、ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の他方の入力ノードに対しては、ローパスフィルタを介した信号が入力されるため波形の信号の立ち上がりおよび立ち下がりが鈍る信号が入力される。すなわち、ＮＡＮＤ回路ＮＤ０の他方の入力ノードからの信号に従う内部信号Ｂ２の立ち上がりおよび立ち下がりは、遅延により制御信号から位相が遅れた時刻ｔ１１で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１３で「Ｈ」レベル、時刻ｔ１５で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１７で「Ｈ」レベルに遷移する。

ＮＡＮＤ回路ＮＤ１の出力信号は、内部信号Ａ２およびＢ２の組み合わせに基づいて出力される。具体的には、内部信号Ａ２およびＢ２のいずれか一方が「Ｌ」レベルである場合に「Ｈ」レベルの信号が出力され、ともに「Ｈ」レベルである場合に「Ｌ」レベルの信号が出力される。

本例においては、インバータＩＶ２に従う反転信号（Ｈブリッジ回路の入力信号（駆動信号ＲＩＮ））として、時刻ｔ１０で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１３で「Ｈ」レベル、時刻ｔ１４で「Ｌ」レベル、時刻ｔ１７で「Ｈ」レベルに遷移する。

これにより、信号調整回路６２から制御信号（パルス信号）のデューティ比が調整されたＨブリッジ回路に入力される駆動信号ＲＩＮが出力される。

図７は、Ｈブリッジ回路に駆動信号ＦＩＮおよびＲＩＮが入力される場合の突入電流について説明する図である。

図７（Ａ）を参照して、ここでは、比較例として従来のＨブリッジ回路に入力されていた駆動信号の波形が示されている。

当該図に示されるように、駆動信号ＦＩＮおよびＲＩＮは互いに相補的な論理関係を有しており、駆動信号ＦＩＮの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの立ち下がりと、駆動信号ＲＩＮの「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの立ち上がりのタイミングがほぼ同時であった。これにより駆動信号ＦＩＮの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの立下りに起因する突入電流と、駆動信号ＲＩＮの「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの立ち上がりに起因する突入電流とが流れるタイミングが同時になり、全体として突入電流が大きくなるという問題があった。当該突入電流により過大な電圧降下が生じるという問題があった。

図７（Ｂ）を参照して、ここでは、本例におけるＨブリッジ回路に入力される駆動信号の波形が示されている。

当該図に示されるように、駆動信号ＦＩＮおよびＲＩＮの立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングが重ならないように、デューティ比を調整した場合が示されている。これにより、時刻ｔ２０における駆動信号ＦＩＮの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの立ち下がりと、時刻ｔ２１における駆動信号ＲＩＮの「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの立ち上がりのタイミングとがずれるため、駆動信号ＦＩＮの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの立下りに起因する突入電流と、駆動信号ＲＩＮの「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの立ち上がりに起因する突入電流とが流れるタイミングがずれることになり、全体として突入電流を抑制することが可能となる。これにより、突入電流の大きさを抑制して過大な電圧降下が生じることを抑制する。

同様に、時刻ｔ２２における駆動信号ＲＩＮの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの立ち下がりと、時刻ｔ２３における駆動信号ＦＩＮの「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの立ち上がりのタイミングとがずれるため、駆動信号ＲＩＮの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルの立下りに起因する突入電流と、駆動信号ＦＩＮの「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルの立ち上がりに起因する突入電流とが流れるタイミングがずれることになり、全体として突入電流を抑制することが可能となる。

これにより、電池電圧の降下を抑制して、血圧測定の精度を高めた状態を維持することができるとともに、血圧計の電池寿命を延ばすことが可能となる。

本例においては、信号調整回路６３において、ＣＰＵ１００から出力される制御信号（パルス信号）および反転パルス信号のデューティ比をそれぞれ調整して駆動信号ＦＩＮおよびＲＩＮを出力する方式について説明したが、いずれか一方のデューティ比を調整する方式とすることも可能である。

また、本例においては、ＮＡＮＤ回路を用いて信号を整形する場合について説明したが、特にＮＡＮＤ回路に限られず、他の論理回路例えば、ＡＮＤ回路、ＮＯＲ回路等を用いて信号を整形するようにしても良いし、あるいは、シュミットトリガを用いた構成とすることも可能である。

図８は、本発明の実施の形態の変形例に従うポンプ駆動回路５３＃の構成を説明する図である。

図８を参照して、図３のポンプ駆動回路５３の構成と比較して、信号調整回路６２を信号調整回路６３に置換した点が異なる。その他の部分の構成については同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。

図９は、本発明の実施の形態の変形例に従う反転回路６０および信号調整回路６３の具体的構成について説明する図である。

図９を参照して、信号調整回路６３は、信号調整回路６２と比較して、抵抗素子Ｒ０，Ｒ１を抵抗素子Ｒ０＃，Ｒ１＃に置換した点が異なる。その他の部分の構成については同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。

抵抗素子Ｒ０＃，Ｒ１＃は、可変抵抗素子であり、ＣＰＵ１００からの位相遅延制御信号に従ってその抵抗値が変化する。なお、本例においては、抵抗素子Ｒ０＃，Ｒ１＃のいずれも位相遅延制御信号に従って抵抗値が変化する構成が示されているが、一方のみを調整する場合であってもよく、それぞれ独立に調整可能であるものとする。可変抵抗または可変容量の選択は腕周、手首周、電池残量、ゆる巻き等により変化させる。

当該抵抗値を調整することにより上述したローパスフィルタを通過した信号の「Ｈ」レベルへの立ち上がりおよび「Ｌ」レベルへの立ち下がりを調整することが可能となる。すなわち、信号調整回路６３から出力される駆動信号ＦＩＮＤＩＮのデューティ比の微調整が可能となり、圧電ポンプの特性に合わせた駆動信号をＨブリッジ回路６４に入力することが可能である。

なお、本例においては、抵抗素子Ｒ０＃，Ｒ１＃を可変抵抗素子とする場合について説明したが、抵抗素子に限られず、容量素子Ｃ０，Ｃ１を可変容量素子として容量成分を変化させた構成としてローパスフィルタを通過した信号の「Ｈ」レベルへの立ち上がりおよび「Ｌ」レベルへの立ち下がりの微調整をすることも可能である。また、両者を組み合わせた構成とすることも当然に可能である。

また、駆動信号ＦＩＮＤＩＮについて、ＣＰＵからのパルス信号をずらして出力する方式も考えられるが、圧電ポンプの駆動周波数から１μ秒以下の時間を制御する必要があり、そのためには高クロックのＣＰＵが必要となり、消費電力が大きく、電池寿命が短くなるが、本方式を採用することにより簡易な方式でパルス信号をずらすことが可能であるためコスト的にもまた、消費電力の面でも有利である。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電子血圧計、１０ 本体部、１１ 表面カバー、２０ カフ、２１ 空気袋、３１ カフ用エアチューブ、４０ 表示部、４１ 操作部、４１Ａ 測定／停止スイッチ、４１Ｂ タイマセットスイッチ、４１Ｃ メモリスイッチ、４１Ｄ，４１Ｅ 矢印スイッチ、４２，４３ メモリ、４４ 電池、４５ タイマ、５１ 圧電ポンプ、５２ 弁、５３ ポンプ駆動回路、５４ 弁駆動回路、１００ ＣＰＵ（Central Processing Unit）、３２１ 圧力センサ、３３１ 発振回路、３３５ 調整回路、１１２２ センサ異常検出部。

Claims (6)

1. 測定部位に装着するカフと、
   前記カフに加える圧力を調整する圧電ポンプと、
   前記圧電ポンプを駆動する駆動回路と、
   前記圧電ポンプの駆動タイミングを規定するパルス信号を前記駆動回路に出力するコントローラとを備え、
   前記駆動回路は、
   第１および第２駆動信号にそれぞれ応答して前記圧電ポンプの両端にそれぞれ印加する電圧の接続関係を切り替えるためのスイッチング回路と、
   前記コントローラから出力されたパルス信号に基づいて前記第１および第２駆動信号を出力する信号生成回路とを含み、
   前記信号生成回路は、前記第１および第２駆動信号の位相が重ならないようにタイミングを調整する信号調整回路を有する、電子血圧計。
2. 前記信号生成回路は、前記パルス信号を反転させた反転パルス信号を出力する反転回路をさらに含み、
   前記信号調整回路は、前記パルス信号および前記反転パルス信号の少なくとも一方のデューティ比を調整する、請求項１記載の電子血圧計。
3. 前記信号調整回路は、信号の位相を遅延させる遅延回路と、波形整形回路とを有する、請求項２記載の電子血圧計。
4. 前記遅延回路は、抵抗素子と、容量素子とで構成される、請求項３記載の電子血圧計。
5. 前記抵抗素子は、外部からの指示に従って抵抗値が変化する可変抵抗素子である、請求項４記載の電子血圧計。
6. 前記容量素子は、外部からの指示に従って容量成分が変化する可変容量素子である、請求項４記載の電子血圧計。

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