WO2018168379A1 - 流体制御装置および血圧計 - Google Patents

流体制御装置および血圧計 Download PDF

Info

Publication number
WO2018168379A1
WO2018168379A1 PCT/JP2018/006384 JP2018006384W WO2018168379A1 WO 2018168379 A1 WO2018168379 A1 WO 2018168379A1 JP 2018006384 W JP2018006384 W JP 2018006384W WO 2018168379 A1 WO2018168379 A1 WO 2018168379A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
control device
fluid control
voltage
self
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/006384
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
健二朗 岡口
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to CN201880008312.3A priority Critical patent/CN110213990B/zh
Priority to JP2019505815A priority patent/JP6658958B2/ja
Publication of WO2018168379A1 publication Critical patent/WO2018168379A1/ja
Priority to US16/569,923 priority patent/US20200000346A1/en

Links

Images

Classifications

    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F04—POSITIVE - DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS FOR LIQUIDS OR ELASTIC FLUIDS
    • F04B—POSITIVE-DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS
    • F04B45/00—Pumps or pumping installations having flexible working members and specially adapted for elastic fluids
    • F04B45/04—Pumps or pumping installations having flexible working members and specially adapted for elastic fluids having plate-like flexible members, e.g. diaphragms
    • F04B45/047—Pumps having electric drive
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/02—Detecting, measuring or recording pulse, heart rate, blood pressure or blood flow; Combined pulse/heart-rate/blood pressure determination; Evaluating a cardiovascular condition not otherwise provided for, e.g. using combinations of techniques provided for in this group with electrocardiography or electroauscultation; Heart catheters for measuring blood pressure
    • A61B5/021—Measuring pressure in heart or blood vessels
    • A61B5/022—Measuring pressure in heart or blood vessels by applying pressure to close blood vessels, e.g. against the skin; Ophthalmodynamometers
    • A61B5/0225—Measuring pressure in heart or blood vessels by applying pressure to close blood vessels, e.g. against the skin; Ophthalmodynamometers the pressure being controlled by electric signals, e.g. derived from Korotkoff sounds
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F04—POSITIVE - DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS FOR LIQUIDS OR ELASTIC FLUIDS
    • F04B—POSITIVE-DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS
    • F04B53/00—Component parts, details or accessories not provided for in, or of interest apart from, groups F04B1/00 - F04B23/00 or F04B39/00 - F04B47/00
    • F04B53/22—Arrangements for enabling ready assembly or disassembly
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
    • H10N30/80—Constructional details
    • H10N30/802—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F04—POSITIVE - DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS FOR LIQUIDS OR ELASTIC FLUIDS
    • F04B—POSITIVE-DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS
    • F04B2205/00—Fluid parameters
    • F04B2205/05—Pressure after the pump outlet
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F04—POSITIVE - DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS FOR LIQUIDS OR ELASTIC FLUIDS
    • F04B—POSITIVE-DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS
    • F04B49/00—Control, e.g. of pump delivery, or pump pressure of, or safety measures for, machines, pumps, or pumping installations, not otherwise provided for, or of interest apart from, groups F04B1/00 - F04B47/00
    • F04B49/02—Stopping, starting, unloading or idling control
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F04—POSITIVE - DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS FOR LIQUIDS OR ELASTIC FLUIDS
    • F04B—POSITIVE-DISPLACEMENT MACHINES FOR LIQUIDS; PUMPS
    • F04B49/00—Control, e.g. of pump delivery, or pump pressure of, or safety measures for, machines, pumps, or pumping installations, not otherwise provided for, or of interest apart from, groups F04B1/00 - F04B47/00
    • F04B49/10—Other safety measures
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/02—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing linear motion, e.g. actuators; Linear positioners ; Linear motors
    • H02N2/06—Drive circuits; Control arrangements or methods
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator

Definitions

  • the present invention relates to a fluid control device including a piezoelectric pump, and a sphygmomanometer including the fluid control device.
  • the fluid control device includes a piezoelectric pump including a piezoelectric element and a voltage output driver that outputs a driving voltage to the piezoelectric element.
  • the voltage output driver includes a booster circuit that boosts a low-voltage signal power supply to generate a high-voltage drive power supply, a D / A converter that generates a drive waveform of the piezoelectric element, and a piezoelectric element drive using the drive power supply as a power supply. And an amplifier circuit for amplifying the waveform. With this configuration, a driving voltage for driving the piezoelectric element is generated and applied to the piezoelectric element.
  • fluid control devices are used in neonatal blood pressure monitors.
  • a cuff with a small volume is used for a neonatal blood pressure monitor.
  • the piezoelectric pump needs to slowly discharge air into the cuff. Therefore, the piezoelectric pump needs to be operable in a low output range at the discharge pressure.
  • the voltage output driver described in Patent Document 1 generates a drive voltage for driving a piezoelectric element by amplifying a drive waveform of the piezoelectric element using a high-voltage drive power supply as a power source. For this reason, a drive voltage with a small amplitude cannot be obtained, and it is difficult to control the amplitude and frequency of the drive voltage with high accuracy. As a result, it is difficult to operate the piezoelectric pump in a low output range at the discharge pressure.
  • An object of the present invention is to provide a fluid control device in which a piezoelectric pump can operate in a low output range at a discharge pressure, and a blood pressure monitor including the fluid control device.
  • the fluid control device of the present invention includes a piezoelectric element, and a piezoelectric pump whose output at the discharge pressure changes according to the driving frequency of the piezoelectric element;
  • a fluid control device including a self-excited circuit that is driven at a frequency, and further includes a control circuit that generates a control voltage, wherein the self-excited circuit changes the oscillation frequency according to the control voltage.
  • the driving frequency of the piezoelectric element becomes the oscillation frequency of the self-excited circuit.
  • the oscillation frequency of the self-excited circuit changes from the resonance frequency of the piezoelectric element according to the control voltage. For this reason, the piezoelectric pump operates in a low output range at the discharge pressure.
  • an input / output phase difference generated from an input signal and an output signal related to driving of the piezoelectric pump change due to a change in the control voltage.
  • the piezoelectric pump operates in a low output range at the discharge pressure.
  • the self-excited circuit includes a filter circuit, the filter circuit includes an impedance variable unit whose impedance changes according to the control voltage, and the filter circuit has a pass characteristic changed by a change in impedance of the impedance variable unit. It is preferable to do.
  • the oscillation frequency of the self-excited circuit changes as the pass characteristic of the filter circuit changes according to the control voltage.
  • the impedance variable unit has a resistance or a capacitance that varies depending on the control voltage.
  • the pass characteristic of the filter circuit changes as the resistance or capacitance changes according to the control voltage.
  • the impedance variable unit may include an FET, and the control voltage may be applied to a gate of the FET. In this configuration, the resistance value between the drain and the source of the FET is determined by the control voltage.
  • the impedance variable unit may include a variable capacitance element, and the control voltage may be applied to the variable capacitance element.
  • the capacitance of the variable capacitance element is determined by the control voltage.
  • the filter circuit preferably includes at least one of a bandpass filter and a lowpass filter.
  • the pass characteristic of at least one of the band pass filter and the low pass filter is determined by the control voltage.
  • the piezoelectric pump has a first low output region and a first high output region as predetermined output ranges in discharge pressure, and the upper limit value of the first high output region is higher than the upper limit value of the first low output region.
  • the lower limit value of the first high output region is higher than the lower limit value of the first low output region, and the control circuit controls the drive power supply voltage and keeps the drive power supply voltage constant in the first low output region. It is preferable to change the drive power supply voltage while keeping the control voltage constant in the first high output region while changing the control voltage while keeping the control voltage constant. With this configuration, the dynamic range of the piezoelectric pump is widened.
  • the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump can be continuously changed in all regions of the output range at the discharge pressure of the piezoelectric pump.
  • the piezoelectric pump has a second low output region and a second high output region as predetermined output ranges in discharge pressure, and the upper limit value of the second high output region is higher than the upper limit value of the second low output region.
  • the lower limit value of the second high output region is higher than the lower limit value of the second low output region, and the self-excited circuit drives the piezoelectric element with an unbalanced signal in the second low output region, and The piezoelectric element may be driven with a balanced signal in two high output regions.
  • the piezoelectric element is driven by an unbalanced signal, so that the piezoelectric pump operates in a low output range at the discharge pressure.
  • the dynamic range of the piezoelectric pump is widened by switching between driving by the balanced signal and driving by the unbalanced signal according to the output range of the discharge pressure of the piezoelectric pump.
  • the piezoelectric element can be driven at a frequency substantially equal to the resonance frequency of the piezoelectric element in the entire output range of the discharge pressure of the piezoelectric pump, the efficiency of the fluid control device can be improved. As a result, when the input power source of the fluid control device is constituted by a battery, the life of the battery can be extended.
  • the sphygmomanometer according to the present invention includes a cuff and a fluid control device that pressurizes the cuff, and the fluid control device includes a piezoelectric element, and outputs at a discharge pressure in accordance with a driving frequency of the piezoelectric element. And a self-excited circuit that drives the piezoelectric element at an oscillation frequency by self-oscillation by a drive power supply voltage, and the fluid control device further includes a control circuit that generates a control voltage, The self-excited circuit changes the oscillation frequency according to the control voltage.
  • the piezoelectric pump can operate in a low output range at the discharge pressure. For this reason, even if the sphygmomanometer of the present invention is used for, for example, a newborn baby, accurate blood pressure measurement is possible.
  • the piezoelectric pump can operate in a low output range at the discharge pressure, and a sphygmomanometer including the fluid control device.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a fluid control apparatus 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the amplifier circuit 22 with BPF.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating a change in the oscillation frequency fe with respect to a change in the control voltage Vg.
  • FIG. 3B is a diagram showing a pressure change at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with respect to a change in the oscillation frequency fe.
  • FIG. 4A is a block diagram illustrating an example of an oscillation circuit.
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an example of a phase change in impedance of the piezoelectric element with respect to a frequency change.
  • FIG. 5 is a diagram showing a pressure change at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with respect to a change in the drive power supply voltage Vc.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating changes in the pressure, the drive power supply voltage Vc, and the control voltage Vg at the constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with time in the fluid control apparatus 10.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating changes in the pressure and the drive power supply voltage Vc at a constant flow rate of the piezoelectric pump over time in the fluid control device of the comparative example.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the fluid control apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the amplifier circuit 32 with BPF.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a fluid control device according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the differential amplifier circuit 41 with LPF.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of a fluid control device 50 according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a pressure change at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with respect to a change in the drive power supply voltage Vc.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating changes in the pressure at the constant flow rate of the piezoelectric pump 11 and the drive power supply voltage Vc over time.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a sphygmomanometer 70 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a fluid control apparatus 10 according to the first embodiment.
  • the fluid control device 10 includes a piezoelectric pump 11, a self-excited vibration circuit 20, a control circuit 13, and a DC / DC converter 14. Electric power is supplied to the fluid control device 10 and the control circuit 13 from the input power source BAT.
  • the piezoelectric pump 11 includes a piezoelectric element 12.
  • the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 changes according to the driving frequency of the piezoelectric element 12.
  • the self-excited circuit 20 self-oscillates with the drive power supply voltage Vc.
  • the self-excited circuit 20 drives the piezoelectric element 12 at the oscillation frequency fe. That is, the drive frequency of the piezoelectric element 12 is equal to the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20.
  • the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 changes according to the control voltage Vg.
  • the fluctuation range of the oscillation frequency fe is set to fr ⁇ 1 kHz or more and fr + 1 kHz or less.
  • the DC / DC converter 14 increases or decreases the voltage of the input power supply BAT and supplies the drive power supply voltage Vc to the self-excited circuit 20.
  • the control circuit 13 generates a control voltage Vg.
  • the control circuit 13 controls the drive power supply voltage Vc.
  • the control circuit 13 determines the drive power supply voltage Vc by controlling the on-duty ratio of a switching element (not shown) of the DC / DC converter 14.
  • the control circuit 13 changes the control voltage Vg and the drive power supply voltage Vc within a predetermined fluctuation range.
  • the control circuit 13 is configured by an MCU (micro control unit) or the like.
  • As the control voltage Vg a PWM signal generated by the MCU, a signal obtained by smoothing the PWM signal, or the like is used.
  • the self-excited circuit 20 is configured as a positive feedback circuit that satisfies the Barkhausen oscillation condition.
  • the self-excited circuit 20 includes an output current detection resistor R0, a differential amplifier circuit 21 with an LPF (low pass filter), an amplifier circuit 22 with a BPF (band pass filter), a comparator 23, and a phase inversion comparator 24.
  • the amplification circuit 22 with BPF is an example of the “filter circuit” and “bandpass filter” of the present invention.
  • the two input terminals of the differential amplifier circuit with LPF 21 are respectively connected to both ends of the output current detection resistor R0.
  • the output terminal of the differential amplifier circuit 21 with LPF is connected to the input terminal of the amplifier circuit 22 with BPF.
  • the output terminal of the amplifier circuit 22 with BPF is connected to the input terminal of the comparator 23.
  • the output terminal of the comparator 23 is connected to the first end of the piezoelectric element 12 via the output current detection resistor R0 and to the input terminal of the phase inversion comparator 24.
  • the output terminal of the phase inversion comparator 24 is connected to the second end of the piezoelectric element 12.
  • the amplifier circuit 22 with BPF includes a transistor (n-channel MOS-FET) Q1.
  • the transistor Q1 is an example of the “impedance variable section” in the present invention.
  • the control circuit 13 applies a control voltage Vg to the gate of the transistor Q1.
  • the differential amplifier circuit with LPF 21 differentially amplifies the voltage drop of the output current detection resistor R0 while suppressing the harmonic component of the voltage drop of the output current detection resistor R0.
  • the amplifier circuit 22 with BPF amplifies the frequency component having the oscillation frequency fe in the output voltage of the differential amplifier circuit 21 with LPF, and suppresses other unnecessary frequency components.
  • the one-input comparator 23 converts the output voltage of the amplifier circuit 22 with BPF into a binary voltage signal.
  • the phase inversion comparator 24 inverts the phase of the output voltage of the comparator 23 (polarity inversion).
  • the output voltage of the comparator 23 is input to the first end of the piezoelectric element 12 via the output current detection resistor R0, and the output voltage of the phase inversion comparator 24 is input to the second end of the piezoelectric element 12.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the amplifier circuit 22 with BPF.
  • the amplifier circuit 22 with BPF includes an operational amplifier OP1, resistors R1, R2, and R3, capacitors C1 and C2, and a transistor Q1.
  • a driving power supply voltage Vc is applied as a bias voltage to the operational amplifier OP1.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is grounded.
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the first end of the resistor R1 via the capacitor C1.
  • the second end of the resistor R1 is connected to the output terminal of the differential amplifier circuit with LPF 21.
  • a connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 is connected to the drain of the transistor Q1 through the resistor R2.
  • the source of the transistor Q1 is grounded.
  • the gate of the transistor Q1 is connected to the control circuit 13.
  • the output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the input terminal of the comparator 23, is connected to the connection point between the capacitor C1 and the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 through the resistor R3, and is connected to the resistor R1 and the capacitor C1 through the capacitor C2. Connected to the connection point.
  • the resistor R2 is not essential when the transistor Q1 is used as long as the drain and source of the transistor Q1 are not short-circuited.
  • the amplification circuit 22 with BPF functions as an amplification circuit and also functions as a bandpass filter.
  • the center frequency fc1 of the bandpass filter of the amplification circuit 22 with BPF is expressed as shown in Expression (1).
  • R1, R2, R3, C1, and C2 are element values of the resistors R1, R2, and R3 and the capacitors C1 and C2, respectively.
  • Rds is the resistance value between the drain and source of the transistor Q1.
  • FIG. 3A is a diagram showing a change in the oscillation frequency fe with respect to a change in the control voltage Vg.
  • the drive power supply voltage Vc is fixed.
  • the control voltage Vg is gradually increased from the state where the control voltage Vg is not applied to the gate of the transistor Q1
  • the drain current of the transistor Q1 increases, so that the resistance between the drain and source of the transistor Q1 decreases. That is, the resistance (impedance) between the drain and the source of the transistor Q1 is changed by the control voltage Vg.
  • the center frequency fc1 of the amplification circuit 22 with BPF is increased.
  • the pass characteristic of the amplifying circuit 22 with BPF changes due to a change in resistance (impedance) between the drain and source of the transistor Q1.
  • the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 is increased.
  • the control voltage Vg is further increased, the resistance between the drain and source of the transistor Q1 becomes low. Therefore, as can be seen from the equation (1), the center frequency fc1 of the amplifier circuit 22 with BPF is substantially constant. As a result, the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 becomes substantially constant.
  • the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 varies according to the control voltage Vg.
  • the control voltage Vg the resistance value between the drain and source of the transistor Q1 is changed by the control voltage Vg.
  • the phase characteristic of the amplifier circuit 22 with BPF is changed.
  • the piezoelectric pump is adapted to cancel out the change in the phase characteristics of the amplification circuit 22 with the BPF so that the Barkhausen oscillation condition in which the phase change when the oscillation loop makes one round is an integral multiple of 360 (deg) is satisfied.
  • the input / output phase difference generated from the input signal and the output signal related to the driving of 11 changes.
  • the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 changes.
  • Barkhausen's oscillation condition is established from the following two equations.
  • G indicates the gain when the oscillation loop makes one turn
  • Equation (2.1) indicates that the loop gain is 0 dB or more.
  • Equation (2.2) indicates that the phase change when the oscillation loop makes one round is an integral multiple of 360 (deg).
  • n is an integer.
  • FIG. 4A shows an oscillation circuit including, for example, three blocks X1, X2, and X3.
  • the input / output phase difference of the phase inversion comparator 24 needs to be 180 (deg). Therefore, when the input / output phase difference of the output current detection resistor R0 is ⁇ a (deg), the input / output phase difference of the piezoelectric element 12, that is, the input / output phase difference of the piezoelectric pump 11 is 180 ⁇ a (deg). is there.
  • the input / output phase difference of the loop formed by the differential amplifier circuit 21 with LPF, the amplifier circuit 22 with BPF, the comparator 23 and the output current detection resistor R0 is 360 (deg). It is an integer multiple.
  • the phase difference between the input and output of the differential amplifier circuit with LPF 21 and the comparator 23 is 180 (deg), respectively, and the phase difference between the input and output of the amplifier circuit 22 with BPF is ⁇ b (deg)
  • output current detection The phase difference between the input and output of the resistor R0 is ⁇ b + 360n (deg).
  • the input / output phase difference of the amplifier circuit 22 with BPF changes, so that the input / output phase difference of the output current detection resistor R0 changes to compensate for this, resulting in piezoelectricity.
  • the input / output phase difference of the pump 11 changes.
  • the input / output phase difference of the piezoelectric pump 11 varies depending on the frequency, so that the equation (2.2) is satisfied.
  • the drive frequency of the piezoelectric pump 11 changes, and as a result, the oscillation frequency fe changes.
  • FIG. 3B is a diagram showing a pressure change at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with respect to a change in the oscillation frequency fe.
  • the drive power supply voltage Vc is fixed.
  • the pressure at the constant flow rate of the piezoelectric pump 11 is the pressure of the piezoelectric pump 11 when the flow rate of the piezoelectric pump 11 is kept constant.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 is the difference between the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 and the suction pressure of the piezoelectric pump 11.
  • the flow rate of the piezoelectric pump 11 is a flow rate that flows from the suction port to the discharge port of the piezoelectric pump 11.
  • the pressure change of the piezoelectric pump 11 with respect to the change of the oscillation frequency fe is unimodal.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 takes a maximum value when the oscillation frequency fe is substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12.
  • the self-excited circuit 20 is determined so that the oscillation frequency fe is substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12 when the control voltage Vg becomes the threshold value Vgth.
  • the amplification circuit 22 with BPF is determined so that the center frequency fc1 is substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12 when the control voltage Vg becomes the threshold value Vgth.
  • the efficiency of the fluid control apparatus 10 is increased.
  • the efficiency of the fluid control device 10 is an output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 with respect to the input power to the fluid control device 10.
  • the oscillation frequency fe gradually increases from fei.
  • the control voltage Vgi is lower than the threshold value Vgth.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P11.
  • the control voltage Vg reaches the threshold value Vgth the oscillation frequency fe becomes substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12, and the pressure of the piezoelectric pump 11 is reduced. P12 is reached.
  • the pressure P12 is a maximum value of the pressure of the piezoelectric pump 11 when the driving power supply voltage Vc is fixed and the oscillation frequency fe is changed. Note that, in order to gradually increase the pressure of the piezoelectric pump 11, the control voltage Vg may be gradually decreased from a voltage value higher than the threshold value Vgth.
  • FIG. 5 is a diagram showing a pressure change at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with respect to a change in the drive power supply voltage Vc.
  • the control voltage Vg is fixed to be constant.
  • the drive power supply voltage Vc and the pressure of the piezoelectric pump 11 are roughly proportional.
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in the pressure, the drive power supply voltage Vc, and the control voltage Vg at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with time in the fluid control apparatus 10.
  • the drive power supply voltage Vc is fixed at the threshold value Vcth, and the control voltage Vg is gradually increased from Vgi to the threshold value Vgth.
  • the threshold value Vcth is a lower limit voltage of the drive power supply voltage Vc at which the self-excited circuit 20 can operate.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P11 to P12.
  • the control voltage Vg is fixed to the threshold value Vgth, and the drive power supply voltage Vc is gradually increased from the threshold value Vcth to Vcs.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P12 to P13.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 rises slowly over a wide range.
  • the output range S1 in the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 from the pressure P11 to the pressure P12 is an example of the “first low output region” in the present invention.
  • the output range S2 in the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 from the pressure P12 to the pressure P13 is an example of the “first high output region” in the present invention.
  • the upper limit value (pressure P13) of the output range S2 is higher than the upper limit value (pressure P12) of the output range S1
  • the lower limit value (pressure P12) of the output range S2 is higher than the lower limit value (pressure P11) of the output range S1.
  • the control circuit 13 changes the control voltage Vg while keeping the drive power supply voltage Vc constant in the output range S1, and changes the drive power supply voltage Vc while keeping the control voltage Vg constant in the output range S2.
  • FIG. 7 is a diagram showing changes in the pressure and the drive power supply voltage Vc at a constant flow rate of the piezoelectric pump over time in the fluid control device of the comparative example.
  • the pressure of the piezoelectric pump gradually increases from P12 ′ to P13 ′. That is, in the fluid control device of the comparative example, the pressure of the piezoelectric pump 11 is changed by changing the drive power supply voltage Vc in the entire output range of the discharge pressure.
  • the fluid control device of the comparative example has only an output range corresponding to the output range S2.
  • FIG. 7 shows the pressurization process of the pressure at the time of blood pressure measurement by the sphygmomanometer.
  • the driving power supply voltage Vc is fixed to the lower limit voltage (threshold value Vcth), and the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 is shifted from the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12, thereby discharging the piezoelectric pump 11. Change the output in pressure. Thereby, the piezoelectric pump 11 operates in a low output range at the discharge pressure.
  • the oscillation frequency fe is fixed at a frequency substantially equal to the resonance frequency fr, and the drive power supply voltage Vc is set to be equal to or higher than the lower limit voltage.
  • the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 is changed.
  • the output range in the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 in other words, the dynamic range of the piezoelectric pump 11 is widened.
  • the upper limit value of the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 when the oscillation frequency fe is changed is equal to the lower limit value of the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 when the drive power supply voltage Vc is changed. For this reason, the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 can be continuously changed in the entire output range of the discharge pressure of the piezoelectric pump 11.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the fluid control apparatus according to the second embodiment.
  • the fluid control device according to the second embodiment includes a self-excited circuit 30 including an amplifier circuit 32 with a BPF.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the amplifier circuit 32 with BPF.
  • the amplifier circuit 32 with BPF includes an operational amplifier OP2, resistors R4, R5, R6, and R7, capacitors C3, C4, and C5, and a varicap D1.
  • the varicap D1 is an example of the “impedance variable section” and “variable capacitance element” in the present invention.
  • a driving power supply voltage Vc is applied as a bias voltage to the operational amplifier OP2.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2 is grounded.
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the first end of the capacitor C4 via the resistor R4.
  • the second end of the capacitor C4 is connected to the cathode of the varicap D1.
  • the anode of the varicap D1 is connected to the output terminal of the differential amplifier circuit with LPF 21 via the capacitor C3.
  • a connection point between the capacitor C3 and the varicap D1 is connected to the control circuit 13 via the resistor R6.
  • the control circuit 13 applies a control voltage Vg to the anode of the varicap D1.
  • a connection point between the varicap D1 and the capacitor C4 is grounded through a resistor R7.
  • the element values of the resistors R6 and R7 are determined to be sufficiently larger than the absolute value of the impedance of other elements.
  • the output terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the input terminal of the comparator 23, and is connected to a connection point between the resistor R4 and the inverting input terminal of the operational amplifier OP2 through a parallel circuit composed of the resistor R5 and the capacitor C5.
  • the amplification circuit 32 with BPF functions as an amplification circuit and also functions as a bandpass filter.
  • the center frequency fc2 of the bandpass filter of the amplification circuit 32 with BPF is expressed as shown in Expression (3).
  • R4, R5, C3, C4, and C5 are the element values of the resistors R4 and R5 and the capacitors C3, C4, and C5, respectively.
  • Cd is the capacity of the varicap D1.
  • the control voltage Vg gradually increases in the negative direction from the state in which the control voltage Vg is not applied to the varicap D1
  • the reverse voltage applied to the varicap D1 increases, and thus the capacity of the varicap D1 decreases. That is, the capacity of the varicap D1 varies with the control voltage Vg.
  • the impedance of the varicap D1 is changed by the control voltage Vg.
  • the center frequency fc2 of the amplifier circuit 32 with BPF increases.
  • the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 20 is increased. That is, the pass characteristic of the amplifier circuit 32 with BPF changes due to the change in impedance of the varicap D1.
  • the self-excited circuit 30 is determined so that the oscillation frequency fe is substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12 when the control voltage Vg becomes the threshold value Vgth. Therefore, as can be seen from FIG. 3B, the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases as the control voltage Vg increases in the negative direction from a voltage value lower than the threshold value Vgth.
  • the piezoelectric pump 11 can be operated in a low output range at the discharge pressure.
  • the differential amplifier circuit with LPF includes a varicap.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a fluid control device according to a modification of the second embodiment.
  • the fluid control device according to the modification of the second embodiment includes a self-excited circuit 40 including a differential amplifier circuit 41 with LPF and an amplifier circuit 42 with BPF.
  • the differential amplifier circuit 41 with LPF is an example of the “filter circuit” and “low-pass filter” of the present invention.
  • the differential amplifier circuit 41 with LPF includes a varicap D2 and a capacitor C6.
  • the control circuit 13 applies the control voltage Vg to the cathode of the varicap D2, thereby changing the pass characteristic of the differential amplifier circuit 41 with LPF.
  • the amplifier circuit with BPF 42 has, for example, a circuit configuration similar to the amplifier circuit 32 with BPF (see FIG. 9). However, the amplifier circuit with BPF 42 is not connected to the control circuit 13, the amplifier circuit 42 with BPF does not include the resistor R6, and the varicap D1 is replaced with a capacitor whose capacitance does not change. For this reason, the center frequency of the bandpass filter of the amplification circuit 42 with BPF is fixed.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the differential amplifier circuit 41 with LPF.
  • the differential amplifier circuit 41 with LPF includes an operational amplifier OP3, resistors R8, R9, and R10, capacitors C6 and C7, and a varicap D2.
  • a driving power supply voltage Vc is applied as a bias voltage to the operational amplifier OP3.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3 is connected to the first end of the output current detection resistor R0 (terminal connected to the output terminal of the comparator 23 in the output current detection resistor R0).
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP3 is connected to the first end of the resistor R9 via the resistor R8.
  • a second end of the resistor R9 is connected to a second end of the output current detection resistor R0 (a terminal connected to the piezoelectric element 12 in the output current detection resistor R0).
  • the connection point between the resistor R8 and the resistor R9 is connected to the cathode of the varicap D2 via the capacitor C6.
  • the cathode of the varicap D2 is connected to the control circuit 13.
  • the control circuit 13 applies a control voltage Vg to the cathode of the varicap D2.
  • the anode of the varicap D2 is grounded.
  • the output terminal of the operational amplifier OP3 is connected to the input terminal of the amplifying circuit 42 with BPF, is connected to a connection point between the resistor R8 and the inverting input terminal of the operational amplifier OP3 through the capacitor C7, and is connected to the resistor R8 through the resistor R10. And a resistor R9.
  • the differential amplifier circuit with LPF 41 functions as a differential amplifier circuit and also functions as a low-pass filter.
  • the piezoelectric pump 11 can be operated in a low output range at the discharge pressure by shifting the oscillation frequency fe from the resonance frequency fr of the piezoelectric pump 11.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of a fluid control device 50 according to the third embodiment.
  • the fluid control device 50 includes the piezoelectric pump 11, the self-excited vibration circuit 60, the control circuit 53, the DC / DC converter 14, and the input power source BAT.
  • the control circuit 53 controls the drive power supply voltage Vc and the switching of the switch SW1 of the self-excited circuit 60.
  • the self-excited circuit 60 includes an output current detection resistor R0, a differential amplifier circuit 21 with LPF, an amplifier circuit 42 with BPF, a comparator 23, a phase inversion comparator 24, and a switch SW1.
  • the output terminal of the comparator 23 is connected to the first end of the piezoelectric element 12 via the output current detection resistor R0 and to the input terminal of the phase inversion comparator 24.
  • the output terminal of the phase inversion comparator 24 is connected to the second end of the piezoelectric element 12 via the switch SW1.
  • the switch SW1 has terminals T1, T2, and T3.
  • the terminal T1 is connected to the second end of the piezoelectric element 12.
  • the terminal T2 is connected to the output terminal of the phase inversion comparator 24.
  • Terminal T3 is grounded.
  • the switch SW1 switches connection between the terminal T1 and the terminal T2 and connection between the terminal T1 and the terminal T3 in accordance with the control of the control circuit 53.
  • the switch SW1 is composed of an FET switch or
  • the self-excited circuit 60 drives the piezoelectric element 12 with a balanced signal (balanced drive) when the terminal T1 and the terminal T2 of the switch SW1 are connected.
  • the self-excited circuit 60 drives the piezoelectric element 12 with an unbalanced signal (unbalanced drive) when the terminals T1 and T3 of the switch SW1 are connected.
  • the amplitude of the balanced signal applied to the piezoelectric element 12 is about twice the amplitude of the unbalanced signal applied to the piezoelectric element 12.
  • the self-excited circuit 60 is determined so that the oscillation frequency fe is substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12.
  • FIG. 13 is a diagram showing a pressure change at a constant flow rate of the piezoelectric pump 11 with respect to a change in the drive power supply voltage Vc.
  • the piezoelectric element 12 When the piezoelectric element 12 is driven unbalanced, the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P21 to P22 as the drive power supply voltage Vc increases from Vci1 to Vcsb.
  • the piezoelectric element 12 is driven in a balanced manner, the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P22 to P23 as the drive power supply voltage Vc increases from Vci2 to Vcsb.
  • the drive power supply voltage Vci2 is about 1 ⁇ 2 times the drive power supply voltage Vcsb.
  • the rate of change of the pressure of the piezoelectric pump 11 with respect to the drive power supply voltage Vc in the balanced drive is about twice the rate of change of the pressure of the piezoelectric pump 11 with respect to the drive power supply voltage Vc in the unbalanced drive.
  • FIG. 14 is a diagram showing changes in the pressure at the constant flow rate of the piezoelectric pump 11 and the drive power supply voltage Vc over time.
  • the terminal T1 of the switch SW1 is grounded to drive the piezoelectric element 12 unbalanced, and the drive power supply voltage Vc is gradually increased from Vci1 to Vcsb.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P21 to P22.
  • the terminal T1 of the switch SW1 is connected to the phase inversion comparator 24 to drive the piezoelectric element 12 in a balanced manner, and the drive power supply voltage Vc is gradually increased from Vci2 to Vcsb.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 gradually increases from P22 to P23.
  • the change amount of the drive power supply voltage Vc per unit time in the balanced drive is set to about 1 ⁇ 2 of the change amount of the drive power supply voltage Vc per unit time in the unbalanced drive.
  • the amount of change in pressure (pressurization speed) per unit time of the piezoelectric pump 11 becomes substantially constant.
  • the pressure of the piezoelectric pump 11 rises slowly over a wide range from the pressure P21 to the pressure P23.
  • the output range S3 in the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 from the pressure P21 to the pressure P22 is an example of the “second low output region” in the present invention.
  • the output range S4 in the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 from the pressure P22 to the pressure P23 is an example of the “second high output region” in the present invention.
  • the upper limit value (pressure P23) of the output range S4 is higher than the upper limit value (pressure P22) of the output range S3, and the lower limit value (pressure P22) of the output range S4 is higher than the lower limit value (pressure P21) of the output range S3.
  • the control circuit 53 drives the piezoelectric element 12 with an unbalanced signal in the output range S3, and drives the piezoelectric element 12 with a balanced signal in the output range S4.
  • the amplitude of the drive voltage applied to the piezoelectric element 12 is reduced by driving the piezoelectric element 12 unbalanced.
  • the piezoelectric pump 11 operates in a low output range at the discharge pressure.
  • the balanced drive and the non-equilibrium drive are switched according to the output range of the discharge pressure of the piezoelectric pump 11.
  • the output range in the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 in other words, the dynamic range of the piezoelectric pump 11 is widened.
  • the oscillation frequency fe of the self-excited circuit 60 is substantially equal to the resonance frequency fr of the piezoelectric element 12 in all regions of the output range of the discharge pressure of the piezoelectric pump 11, the efficiency of the fluid control device 50 is high. As a result, when the input power source BAT is formed of a battery, the battery life is extended.
  • the fluid control device 50 according to the first embodiment may be combined with the fluid control device 50 according to the third embodiment. That is, the amplification circuit 42 with BPF (see FIG. 12) is replaced with the amplification circuit 22 with BPF (see FIG. 1), and the control circuit 53 controls the gate voltage of the transistor Q1 of the amplification circuit 22 with BPF.
  • the configuration of the fluid control device 50 may be changed. For example, when the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 is gradually increased, the fluid control device operates as follows. In the first stage, the piezoelectric element 12 is unbalanced, the drive power supply voltage Vc is fixed to the threshold value Vcth, and the control voltage Vg is changed.
  • the piezoelectric element 12 In the second stage, the piezoelectric element 12 is driven unbalanced, the control voltage Vg is fixed to the threshold value Vgth, and the drive power supply voltage Vc is changed. In the third stage, the piezoelectric element 12 is driven in a balanced manner, the control voltage Vg is fixed to the threshold value Vgth, and the drive power supply voltage Vc is changed.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a sphygmomanometer 70 according to the fourth embodiment.
  • the sphygmomanometer 70 includes the fluid control device 10, its input power supply BAT, a valve 71, a cuff 72, a pressure sensor 73, and a measurement unit 74.
  • a cuff 72 is connected to the discharge port of the piezoelectric pump 11 of the fluid control apparatus 10 via a valve 71.
  • the pressure sensor 73 detects the air pressure of the cuff 72.
  • the valve 71 sends the air to the cuff when the piezoelectric pump 11 discharges air, and opens it to the atmosphere at a predetermined flow rate when reducing the air pressure of the cuff.
  • the measuring unit 74 detects a pulse wave based on the detection value of the pressure sensor in the pressurizing process, and obtains the maximum blood pressure and the minimum blood pressure based on the oscillometric method. Thereafter, air is extracted from the valve 71 in the pressure release process.
  • the method of measuring blood pressure in the pressurization process can exhaust quickly in the process of releasing the pressure after the measurement, so that the total time required for blood pressure measurement is short, and the battery consumption is only the pressurization time. Therefore, current consumption can be reduced.
  • the pressure may be increased to a predetermined pressure in the cuff pressurization process, and the blood pressure may be measured in the subsequent pressure release process.
  • the piezoelectric pump 11 can operate in a low output range at the discharge pressure. For this reason, even if the sphygmomanometer 70 is used for a newborn, accurate blood pressure measurement is possible. Further, as described above, the dynamic range of the piezoelectric pump 11 is wide, and the output at the discharge pressure of the piezoelectric pump 11 can be continuously changed. For this reason, a wide range and accurate blood pressure measurement is possible.
  • BAT Input power supply
  • C1 to C7 Capacitors D1, D2: Varicap (impedance variable section, variable capacitance element) OP1 to OP3 ... operational amplifier Q1 ... transistor (impedance variable section, FET) R0 ... Output current detection resistors R1 to R10 ... Resistor SW1 ... Switches T1 to T3 ... Terminals 10 and 50 ... Fluid control device 11 ... Piezoelectric pump 12 ... Piezoelectric elements 13 and 53 ... Control circuit 14 ... DC / DC converters 20 and 30 40, 60 ... Self-excited circuit 21 ... Differential amplifier circuit with LPF 22, 32 ... Amplifier circuit with BPF (filter circuit, band-pass filter) 23: Comparator 24 ...
  • Phase inversion comparator 41 Differential amplifier circuit with LPF (filter circuit, low-pass filter) 42 ... Amplifying circuit with BPF 70 ... Blood pressure monitor 71 ... Valve 72 ... Cuff 73 ... Pressure sensor 74 ... Measuring unit

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Vascular Medicine (AREA)
  • Cardiology (AREA)
  • Biomedical Technology (AREA)
  • Surgery (AREA)
  • Physiology (AREA)
  • Biophysics (AREA)
  • Pathology (AREA)
  • Ophthalmology & Optometry (AREA)
  • Heart & Thoracic Surgery (AREA)
  • Medical Informatics (AREA)
  • Molecular Biology (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Animal Behavior & Ethology (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Public Health (AREA)
  • Veterinary Medicine (AREA)
  • Reciprocating Pumps (AREA)
  • Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
  • Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)
  • General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)

Abstract

流体制御装置（１０）は、圧電素子（１２）を含み、圧電素子（１２）の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプ（１１）と、駆動電源電圧（Ｖｃ）により自励発振して圧電素子（１２）を発振周波数で駆動する自励振回路（２０）と、制御電圧（Ｖｇ）を生成する制御回路（１３）と、を備える。自励振回路（２０）は、制御電圧（Ｖｇ）に応じて発振周波数が変化する。

Description

流体制御装置および血圧計
　本発明は、圧電ポンプを備える流体制御装置、および、この流体制御装置を備える血圧計に関する。
　従来の流体制御装置として、例えば、特許文献１に記載のものがある。当該流体制御装置は、圧電素子を含む圧電ポンプと、圧電素子に駆動電圧を出力する電圧出力ドライバーとを備える。当該電圧出力ドライバーは、低電圧の信号電源を昇圧して高電圧の駆動電源を発生させる昇圧回路と、圧電素子の駆動波形を発生させるＤ／Ａコンバータと、駆動電源を電源として圧電素子の駆動波形を増幅する増幅回路とを含む。この構成により、圧電素子を駆動する駆動電圧が生成されて圧電素子に印加される。
特開２０１０－１４２７８３号公報
　例えば、流体制御装置は新生児用血圧計に使用される。新生児用血圧計には容積が小さいカフが使用される。このため、圧電ポンプの加圧速度が速すぎると、カフがすぐに空気で満たされるので、圧電ポンプはカフに空気をゆっくり吐出することを要する。従って、圧電ポンプは吐出圧における低出力範囲で動作可能であることを要する。
　特許文献１に記載の電圧出力ドライバーは、高電圧の駆動電源を電源として圧電素子の駆動波形を増幅することで、圧電素子を駆動する駆動電圧を生成する。このため、振幅が小さい駆動電圧を得ることができず、また、駆動電圧の振幅および周波数を高い精度で制御することが困難である。その結果、圧電ポンプを吐出圧における低出力範囲で動作させることが困難である。
　本発明の目的は、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作可能である流体制御装置、および、それを備える血圧計を提供することにある。
（１）本発明の流体制御装置は、圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を備える流体制御装置であって、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化する。この構成では、圧電素子の駆動周波数が自励振回路の発振周波数となる。そして、制御電圧に応じて自励振回路の発振周波数が圧電素子の共振周波数から変化する。このため、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作する。
（２）前記制御電圧の変化より、前記圧電ポンプの駆動に係る入力信号と出力信号から生じる入出力の位相差が変化することが好ましい。これによって、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作する。
（３）前記自励振回路はフィルタ回路を含み、前記フィルタ回路は、前記制御電圧によりインピーダンスが変化するインピーダンス可変部を含み、前記フィルタ回路は、前記インピーダンス可変部のインピーダンスの変化により通過特性が変化することが好ましい。この構成では、制御電圧に応じてフィルタ回路の通過特性が変化することで、自励振回路の発振周波数が変化する。
（４）前記インピーダンス可変部は、前記制御電圧により変化する抵抗または容量を有することが好ましい。この構成では、制御電圧に応じて抵抗または容量が変化することで、フィルタ回路の通過特性が変化する。
（５）前記インピーダンス可変部はＦＥＴを含み、前記制御電圧は前記ＦＥＴのゲートに印加されてもよい。この構成では、制御電圧によりＦＥＴのドレイン・ソース間の抵抗値が定められる。
（６）前記インピーダンス可変部は可変容量素子を含み、前記制御電圧は前記可変容量素子に印加されてもよい。この構成では、制御電圧により可変容量素子の容量が定められる。
（７）前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタおよびローパスフィルタの少なくとも一方を含むことが好ましい。この構成では、制御電圧によりバンドパスフィルタおよびローパスフィルタの少なくとも一方の通過特性が定められる。
（８）　前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第１低出力領域および第１高出力領域を有し、前記第１高出力領域の上限値は前記第１低出力領域の上限値より高く、前記第１高出力領域の下限値は前記第１低出力領域の下限値より高く、前記制御回路は、前記駆動電源電圧を制御し、前記第１低出力領域において前記駆動電源電圧を一定に保ちつつ前記制御電圧を変化させ、前記第１高出力領域において前記制御電圧を一定に保ちつつ前記駆動電源電圧を変化させることが好ましい。この構成では、圧電ポンプのダイナミックレンジが広くなる。また、圧電ポンプの吐出圧における出力範囲の全ての領域において、圧電ポンプの吐出圧における出力を連続的に変化させることができる。
（９）　前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第２低出力領域および第２高出力領域を有し、前記第２高出力領域の上限値は前記第２低出力領域の上限値より高く、前記第２高出力領域の下限値は前記第２低出力領域の下限値より高く、前記自励振回路は、前記第２低出力領域において前記圧電素子を不平衡信号で駆動し、前記第２高出力領域において前記圧電素子を平衡信号で駆動してもよい。
　この構成では、圧電素子が不平衡信号で駆動されることで、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作する。また、圧電ポンプの吐出圧における出力範囲に応じて、平衡信号による駆動と不平衡信号による駆動とが切替わることで、圧電ポンプのダイナミックレンジが広くなる。また、圧電ポンプの吐出圧における出力範囲の全ての領域において、圧電素子の共振周波数に略等しい周波数で圧電素子を駆動できるので、流体制御装置の効率を良くすることができる。延いては、流体制御装置の入力電源が電池で構成される場合、電池の寿命を長くすることができる。
（１０）本発明の血圧計は、カフと、前記カフを加圧する流体制御装置と、を備え、前記流体制御装置は、圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を含み、前記流体制御装置は、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化する。この構成では、上記のように、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作可能である。このため、本発明の血圧計が例えば新生児用として使用されても、正確な血圧測定が可能である。
　本発明によれば、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作可能な流体制御装置、および、それを備える血圧計を実現できる。
図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０の構成を示すブロック図である。 図２はＢＰＦ付き増幅回路２２の回路図である。 図３（Ａ）は、制御電圧Ｖｇの変化に対する発振周波数ｆｅの変化を示す図である。図３（Ｂ）は、発振周波数ｆｅの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。 図４（Ａ）は発振回路の一例を示すブロック図である。図４（Ｂ）は、周波数変化に対する圧電素子のインピーダンスの位相変化の一例を示す図である。 図５は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。 図６は、流体制御装置１０における、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃ、制御電圧Ｖｇそれぞれの変化を示す図である。 図７は、比較例の流体制御装置における、時間経過に伴う圧電ポンプの定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。 図８は、第２の実施形態に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。 図９はＢＰＦ付き増幅回路３２の回路図である。 図１０は、第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１はＬＰＦ付き差動増幅回路４１の回路図である。 図１２は、第３の実施形態に係る流体制御装置５０の構成を示すブロック図である。 図１３は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。 図１４は、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。 図１５は第４の実施形態に係る血圧計７０の構成を示すブロック図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０の構成を示すブロック図である。流体制御装置１０は、圧電ポンプ１１、自励振回路２０、制御回路１３およびＤＣ／ＤＣコンバータ１４を備える。流体制御装置１０および制御回路１３には、入力電源ＢＡＴから電力が供給される。
　圧電ポンプ１１は圧電素子１２を含む。圧電ポンプ１１の吐出圧における出力は圧電素子１２の駆動周波数に応じて変化する。自励振回路２０は駆動電源電圧Ｖｃにより自励発振する。自励振回路２０は圧電素子１２を発振周波数ｆｅで駆動する。即ち、圧電素子１２の駆動周波数は自励振回路２０の発振周波数ｆｅに等しい。自励振回路２０の発振周波数ｆｅは制御電圧Ｖｇに応じて変化する。例えば、発振周波数ｆｅの変動範囲はｆｒ－１ｋＨｚ以上ｆｒ＋１ｋＨｚ以下に定められる。ここで、ｆｒは圧電素子１２の共振周波数である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、入力電源ＢＡＴの電圧を昇圧または降圧して自励振回路２０へ駆動電源電圧Ｖｃを供給する。制御回路１３は制御電圧Ｖｇを生成する。制御回路１３は駆動電源電圧Ｖｃを制御する。具体的には、制御回路１３はＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチング素子（図示せず）のオンデューティ比の制御等によって駆動電源電圧Ｖｃを定める。制御回路１３は、制御電圧Ｖｇおよび駆動電源電圧Ｖｃを所定の変動範囲で変化させる。制御回路１３はＭＣＵ（マイクロコントロールユニット）等で構成される。制御電圧Ｖｇには、ＭＣＵが生成するＰＷＭ信号、当該ＰＷＭ信号が平滑された信号等が使用される。
　自励振回路２０は、バルクハウンゼンの発振条件を満たす正帰還回路として構成される。自励振回路２０は、出力電流検出抵抗Ｒ０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）付き差動増幅回路２１、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）付き増幅回路２２、コンパレータ２３および位相反転コンパレータ２４を含む。ＢＰＦ付き増幅回路２２は本発明の「フィルタ回路」および「バンドパスフィルタ」の一例である。ＬＰＦ付き差動増幅回路２１の２つの入力端子は、それぞれ、出力電流検出抵抗Ｒ０の両端に接続される。ＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力端子はＢＰＦ付き増幅回路２２の入力端子に接続される。ＢＰＦ付き増幅回路２２の出力端子はコンパレータ２３の入力端子に接続される。コンパレータ２３の出力端子は、出力電流検出抵抗Ｒ０を介して圧電素子１２の第１端に接続されるとともに、位相反転コンパレータ２４の入力端子に接続される。位相反転コンパレータ２４の出力端子は圧電素子１２の第２端に接続される。ＢＰＦ付き増幅回路２２はトランジスタ（nチャネルMOS-FET）Ｑ１を含む。トランジスタＱ１は本発明の「インピーダンス可変部」の一例である。制御回路１３はトランジスタＱ１のゲートに制御電圧Ｖｇを印加する。
　ＬＰＦ付き差動増幅回路２１は、出力電流検出抵抗Ｒ０の降下電圧の高調波成分を抑制しつつ、出力電流検出抵抗Ｒ０の降下電圧を差動増幅する。ＢＰＦ付き増幅回路２２は、ＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力電圧のうち発振周波数ｆｅを有する周波数成分を増幅するとともに、それ以外の不要な周波数成分を抑制する。１入力のコンパレータ２３はＢＰＦ付き増幅回路２２の出力電圧を二値電圧信号に変換する。位相反転コンパレータ２４はコンパレータ２３の出力電圧を位相反転（極性反転）する。コンパレータ２３の出力電圧は出力電流検出抵抗Ｒ０を介して圧電素子１２の第１端に入力され、位相反転コンパレータ２４の出力電圧は圧電素子１２の第２端に入力される。上記回路構成により、自励振回路２０の発振周波数ｆｅを有する交番電圧が圧電素子１２に印加される。
　図２はＢＰＦ付き増幅回路２２の回路図である。ＢＰＦ付き増幅回路２２は、オペアンプＯＰ１、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、キャパシタＣ１，Ｃ２およびトランジスタＱ１を含む。オペアンプＯＰ１には、バイアス電圧として駆動電源電圧Ｖｃが印加される。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は接地される。オペアンプＯＰ１の反転入力端子はキャパシタＣ１を介して抵抗Ｒ１の第１端に接続される。抵抗Ｒ１の第２端はＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力端子に接続される。抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点は抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のドレインに接続される。トランジスタＱ１のソースは接地される。トランジスタＱ１のゲートは制御回路１３に接続される。オペアンプＯＰ１の出力端子は、コンパレータ２３の入力端子に接続され、抵抗Ｒ３を介してキャパシタＣ１とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との接続点に接続され、そして、キャパシタＣ２を介して抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点に接続される。なお、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間が短絡されない範囲でトランジスタＱ１が使用される場合、抵抗Ｒ２は必須ではない。
　ＢＰＦ付き増幅回路２２は、増幅回路として機能するとともに、バンドパスフィルタとして機能する。ＢＰＦ付き増幅回路２２のバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃ１は式（１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｃ１，Ｃ２は、それぞれ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびキャパシタＣ１，Ｃ２の素子値である。ＲｄｓはトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗値である。
　図３（Ａ）は、制御電圧Ｖｇの変化に対する発振周波数ｆｅの変化を示す図である。ここで、駆動電源電圧Ｖｃは一定に固定されている。制御電圧ＶｇがトランジスタＱ１のゲートに印加されない状態から制御電圧Ｖｇが次第に高くなると、トランジスタＱ１のドレイン電流が大きくなるので、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗が小さくなる。即ち、制御電圧ＶｇによりトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗（インピーダンス）が変化する。このため、式（１）からわかるように、ＢＰＦ付き増幅回路２２の中心周波数ｆｃ１が高くなる。即ち、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗（インピーダンス）の変化により、ＢＰＦ付き増幅回路２２の通過特性が変化する。その結果、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが高くなる。制御電圧Ｖｇがさらに高くなると、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間が低抵抗となる。このため、式（１）からわかるように、ＢＰＦ付き増幅回路２２の中心周波数ｆｃ１が略一定となる。その結果、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが略一定となる。
　このように、自励振回路２０の発振周波数ｆｅは制御電圧Ｖｇに応じて変化する。このことは次のように説明することもできる。制御電圧ＶｇによりトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗値が変化すると、ＢＰＦ付き増幅回路２２の位相特性が変化する。その結果、発振ループを１周した時の位相変化が360(deg)の整数倍となるバルクハウゼンの発振条件を満たすように、ＢＰＦ付き増幅回路２２の位相特性の変化を打ち消す方向に、圧電ポンプ１１の駆動に係る入力信号と出力信号から生じる入出力の位相差が変化する。これにより、圧電ポンプ１１の駆動周波数が変化するので、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが変化する。
　より詳細に説明すると、まず、バルクハウゼンの発振条件は以下の２式から成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｇは発振ループを１周した時のゲインを示し、式（２．１）はループゲインが0dB以上であることを示している。
　また、式（２．２）は発振ループを１周した時の位相変化が360(deg)の整数倍であることを示しており、例えばｘ個のブロックからなる発振回路の構成要素の各ブロックにおける入出力の位相差θｉ（ｉ＝１，…，ｘ）の全ての和が360(deg)の整数倍であることを示している。ここでｎは整数である。図４（Ａ）には、例えば３個のブロックＸ１，Ｘ２，Ｘ３からなる発振回路が示されている。
　図１に示す流体制御装置１０において、位相反転コンパレータ２４の入出力の位相差は180(deg)である必要がある。そのため、出力電流検出抵抗Ｒ０の入出力の位相差がθa(deg)の場合、圧電素子１２の入出力の位相差、即ち、圧電ポンプ１１の入出力の位相差は180-θa(deg)である。
　また、式（２．２）より、ＬＰＦ付き差動増幅回路２１、ＢＰＦ付き増幅回路２２、コンパレータ２３および出力電流検出抵抗Ｒ０で形成されるループの入出力の位相差は、360(deg)の整数倍である。ＬＰＦ付き差動増幅回路２１およびコンパレータ２３の入出力の位相差がそれぞれ180(deg)の場合であって、ＢＰＦ付き増幅回路２２の入出力の位相差がθb(deg)の場合、出力電流検出抵抗Ｒ０の入出力の位相差は-θb＋360n(deg)となる。
　つまり、制御電圧Ｖｇを可変することによりＢＰＦ付き増幅回路２２の入出力の位相差が変化するため、それを補うように出力電流検出抵抗Ｒ０の入出力の位相差が変化し、結果として、圧電ポンプ１１の入出力の位相差が変化する。
　また、図４（Ｂ）に示す圧電素子のインピーダンスの位相特性の一例からわかるように、圧電ポンプ１１の入出力の位相差は周波数により変化するため、式（２．２）が成立するように圧電ポンプ１１の駆動周波数が変化し、結果として発振周波数ｆｅが変化する。
　図３（Ｂ）は、発振周波数ｆｅの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。ここで、駆動電源電圧Ｖｃは一定に固定されている。圧電ポンプ１１の定流量時の圧力は、圧電ポンプ１１の流量が一定に保たれるときの圧電ポンプ１１の圧力である。圧電ポンプ１１の圧力は、圧電ポンプ１１の吸入圧に対する圧電ポンプ１１の吐出圧の差分である。圧電ポンプ１１の流量は圧電ポンプ１１の吸入口から吐出口へ流れる流量である。発振周波数ｆｅの変化に対する圧電ポンプ１１の圧力変化は単峰性を有する。圧電ポンプ１１の圧力は、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるときに最大値をとる。
　図３（Ａ）に示すように、自励振回路２０は、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。この際、ＢＰＦ付き増幅回路２２は、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、中心周波数ｆｃ１が圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。これにより、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、流体制御装置１０の効率が高くなる。ここで、流体制御装置１０の効率は、流体制御装置１０への入力電力に対する圧電ポンプ１１の吐出圧における出力である。
　図３（Ａ）に示すように、制御電圧ＶｇがＶｇｉから高くなるにつれて、発振周波数ｆｅがｆｅｉから次第に高くなる。ここで、制御電圧Ｖｇｉは閾値Ｖｇｔｈより低い。図３（Ｂ）に示すように、発振周波数ｆｅがｆｅｉから高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の圧力がＰ１１から次第に高くなる。図３（Ａ）および図３（Ｂ）に示すように、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈに到達すると、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなり、そして、圧電ポンプ１１の圧力がＰ１２に到達する。圧力Ｐ１２は、駆動電源電圧Ｖｃを一定に固定して発振周波数ｆｅを変化させたときの圧電ポンプ１１の圧力の最大値である。なお、圧電ポンプ１１の圧力を次第に高くするために、制御電圧Ｖｇを、閾値Ｖｇｔｈより高い電圧値から次第に低くしてもよい。
　図５は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。ここで、制御電圧Ｖｇは一定に固定されている。圧電ポンプとして用いられる通常の駆動電源電圧の範囲内において、駆動電源電圧Ｖｃと圧電ポンプ１１の圧力とは概略的に比例関係にある。
　図６は、流体制御装置１０における、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃ、制御電圧Ｖｇそれぞれの変化を示す図である。起動から時刻ｔ１までは、駆動電源電圧Ｖｃを閾値Ｖｃｔｈに固定するとともに、制御電圧ＶｇをＶｇｉから閾値Ｖｇｔｈまで次第に高くする。閾値Ｖｃｔｈは、自励振回路２０が動作可能な駆動電源電圧Ｖｃの下限電圧である。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ１１からＰ１２まで次第に高くなる。時刻ｔ１以降は、制御電圧Ｖｇを閾値Ｖｇｔｈに固定するとともに、駆動電源電圧Ｖｃを閾値ＶｃｔｈからＶｃｓまで次第に高くする。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ１２からＰ１３まで次第に高くなる。結局、圧電ポンプ１１の圧力は広範囲に亘って緩慢に上昇する。
　圧力Ｐ１１から圧力Ｐ１２までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ１は本発明の「第１低出力領域」の一例である。圧力Ｐ１２から圧力Ｐ１３までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ２は本発明の「第１高出力領域」の一例である。出力範囲Ｓ２の上限値（圧力Ｐ１３）は出力範囲Ｓ１の上限値（圧力Ｐ１２）より高く、出力範囲Ｓ２の下限値（圧力Ｐ１２）は出力範囲Ｓ１の下限値（圧力Ｐ１１）より高い。制御回路１３は、出力範囲Ｓ１において駆動電源電圧Ｖｃを一定に保ちつつ制御電圧Ｖｇを変化させ、出力範囲Ｓ２において制御電圧Ｖｇを一定に保ちつつ駆動電源電圧Ｖｃを変化させる。
　図７は、比較例の流体制御装置における、時間経過に伴う圧電ポンプの定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。比較例の流体制御装置では、駆動電源電圧ＶｃをＶｃｔｈ’からＶｃｓ’まで次第に高くすると、圧電ポンプの圧力がＰ１２’からＰ１３’まで次第に高くなる。即ち、比較例の流体制御装置では、吐出圧における出力範囲の全ての領域において、駆動電源電圧Ｖｃを変化させることで、圧電ポンプ１１の圧力を変化させる。換言すると、比較例の流体制御装置は、上記出力範囲Ｓ２に対応する出力範囲のみを有する。
　なお、比較例の流体制御装置は、昇圧式血圧計である。図７では当該血圧計による血圧測定時の圧力の加圧過程を示している。比較例における血圧計測定開始時間ｔ１’の圧力をＰ１２’とし、時間経過と共に圧力を等速加圧させ、上限圧力Ｐ１３’までの所定の圧力まで加圧する過程において、脈波を感知することで血圧を測定する事が出来る。一方、Ｐ１２’以下の圧力で血圧を測定することは出来ない。
　第１の実施形態では、駆動電源電圧Ｖｃを下限電圧（閾値Ｖｃｔｈ）に固定し、かつ、自励振回路２０の発振周波数ｆｅを圧電素子１２の共振周波数ｆｒからずらすことで、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を変化させる。これにより、圧電ポンプ１１は吐出圧における低出力範囲で動作する。また、発振周波数ｆｅを変化させることで圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を変化させるだけでなく、共振周波数ｆｒに略等しい周波数に発振周波数ｆｅを固定し、かつ、駆動電源電圧Ｖｃを下限電圧以上の範囲で変化させることで、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を変化させる。これにより、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲、換言すると、圧電ポンプ１１のダイナミックレンジが広くなる。また、発振周波数ｆｅを変化させたときの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力の上限値と、駆動電源電圧Ｖｃを変化させたときの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力の下限値とが等しい。このため、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲の全ての領域において、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を連続的に変化させることができる。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、バリキャップに制御電圧が印加されることで、圧電ポンプの吐出圧における出力が変化する。図８は、第２の実施形態に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態の流体制御装置は、ＢＰＦ付き増幅回路３２を含む自励振回路３０を備える。
　図９はＢＰＦ付き増幅回路３２の回路図である。ＢＰＦ付き増幅回路３２は、オペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、キャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５およびバリキャップＤ１を含む。バリキャップＤ１は本発明の「インピーダンス可変部」および「可変容量素子」の一例である。オペアンプＯＰ２には、バイアス電圧として駆動電源電圧Ｖｃが印加される。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子は接地される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣ４の第１端に接続される。キャパシタＣ４の第２端はバリキャップＤ１のカソードに接続される。バリキャップＤ１のアノードはキャパシタＣ３を介してＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力端子に接続される。キャパシタＣ３とバリキャップＤ１との接続点は抵抗Ｒ６を介して制御回路１３に接続される。制御回路１３はバリキャップＤ１のアノードに制御電圧Ｖｇを印加する。バリキャップＤ１とキャパシタＣ４との接続点は抵抗Ｒ７を介して接地される。抵抗Ｒ６，Ｒ７の素子値は他の素子のインピーダンスの絶対値より十分大きく定められる。オペアンプＯＰ２の出力端子は、コンパレータ２３の入力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ５とキャパシタＣ５とで構成される並列回路を介して、抵抗Ｒ４とオペアンプＯＰ２の反転入力端子との接続点に接続される。
　上記回路構成により、ＢＰＦ付き増幅回路３２は、増幅回路として機能するとともに、バンドパスフィルタとして機能する。ＢＰＦ付き増幅回路３２のバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃ２は式（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、Ｒ４，Ｒ５，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５は、それぞれ、抵抗Ｒ４，Ｒ５およびキャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５の素子値である。ＣｄはバリキャップＤ１の容量である。Ｃｍは、キャパシタＣ３，Ｃ４の容量およびバリキャップＤ１の容量の合成容量であり、Ｃｍ＝Ｃ３Ｃ４Ｃｄ／（Ｃ３Ｃ４＋Ｃ４Ｃｄ＋ＣｄＣ３）と表される。
　制御電圧ＶｇがバリキャップＤ１に印加されない状態から制御電圧Ｖｇが負方向に次第に高くなると、バリキャップＤ１に印加される逆方向電圧が高くなるので、バリキャップＤ１の容量が小さくなる。即ち、制御電圧ＶｇによりバリキャップＤ１の容量が変化する。換言すると、制御電圧ＶｇによりバリキャップＤ１のインピーダンスが変化する。このため、式（３）からわかるように、ＢＰＦ付き増幅回路３２の中心周波数ｆｃ２が高くなる。その結果、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが高くなる。即ち、バリキャップＤ１のインピーダンスの変化により、ＢＰＦ付き増幅回路３２の通過特性が変化する。自励振回路３０は、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。このため、図３（Ｂ）からわかるように、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈより低い電圧値から負方向に高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力が次第に高くなる。
　第２の実施形態でも、自励振回路２０の発振周波数ｆｅを圧電素子１２の共振周波数ｆｒからずらすことで、圧電ポンプ１１を吐出圧における低出力範囲で動作させることができる。
　次に、第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置について説明する。第２の実施形態の変形例では、ＬＰＦ付き差動増幅回路がバリキャップを含む。図１０は、第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置は、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１およびＢＰＦ付き増幅回路４２を含む自励振回路４０を備える。ＬＰＦ付き差動増幅回路４１は本発明の「フィルタ回路」および「ローパスフィルタ」の一例である。ＬＰＦ付き差動増幅回路４１はバリキャップＤ２およびキャパシタＣ６を含む。制御回路１３は、バリキャップＤ２のカソードに制御電圧Ｖｇを印加することで、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１の通過特性を変化させる。ＢＰＦ付き増幅回路４２は、例えば、ＢＰＦ付き増幅回路３２（図９参照）に類似の回路構成を有する。但し、ＢＰＦ付き増幅回路４２は制御回路１３に接続されず、ＢＰＦ付き増幅回路４２は抵抗Ｒ６を含まず、そして、バリキャップＤ１は、容量が変化しないキャパシタに置き換えられる。このため、ＢＰＦ付き増幅回路４２のバンドパスフィルタの中心周波数は一定に固定される。
　図１１はＬＰＦ付き差動増幅回路４１の回路図である。ＬＰＦ付き差動増幅回路４１は、オペアンプＯＰ３、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０、キャパシタＣ６，Ｃ７およびバリキャップＤ２を含む。オペアンプＯＰ３には、バイアス電圧として駆動電源電圧Ｖｃが印加される。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子は出力電流検出抵抗Ｒ０の第１端（出力電流検出抵抗Ｒ０におけるコンパレータ２３の出力端子に接続される端子）に接続される。オペアンプＯＰ３の反転入力端子は抵抗Ｒ８を介して抵抗Ｒ９の第１端に接続される。抵抗Ｒ９の第２端は出力電流検出抵抗Ｒ０の第２端（出力電流検出抵抗Ｒ０における圧電素子１２に接続される端子）に接続される。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点はキャパシタＣ６を介してバリキャップＤ２のカソードに接続される。バリキャップＤ２のカソードは制御回路１３に接続される。制御回路１３はバリキャップＤ２のカソードに制御電圧Ｖｇを印加する。バリキャップＤ２のアノードは接地される。オペアンプＯＰ３の出力端子は、ＢＰＦ付き増幅回路４２の入力端子に接続され、キャパシタＣ７を介して抵抗Ｒ８とオペアンプＯＰ３の反転入力端子との接続点に接続され、そして、抵抗Ｒ１０を介して抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点に接続される。上記回路構成により、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１は、差動増幅回路として機能するとともに、ローパスフィルタとして機能する。
　制御電圧Ｖｇが変化すると、バリキャップＤ２に印加される逆方向電圧が変化するので、バリキャップＤ２の容量が変化する。このため、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１のローパスフィルタの通過特性が変化するので、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが変化する。その結果、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力が変化する。
　第２の実施形態の変形例でも、発振周波数ｆｅを圧電ポンプ１１の共振周波数ｆｒからずらすことで、圧電ポンプ１１を吐出圧における低出力範囲で動作させることができる。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、圧電ポンプの吐出圧における低出力範囲において、自励振回路が圧電ポンプを不平衡信号で駆動する。図１２は、第３の実施形態に係る流体制御装置５０の構成を示すブロック図である。流体制御装置５０は、圧電ポンプ１１、自励振回路６０、制御回路５３、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４および入力電源ＢＡＴを備える。制御回路５３は、駆動電源電圧Ｖｃを制御するとともに、自励振回路６０のスイッチＳＷ１の切替えを制御する。
　自励振回路６０は、出力電流検出抵抗Ｒ０、ＬＰＦ付き差動増幅回路２１、ＢＰＦ付き増幅回路４２、コンパレータ２３、位相反転コンパレータ２４およびスイッチＳＷ１を含む。コンパレータ２３の出力端子は、出力電流検出抵抗Ｒ０を介して圧電素子１２の第１端に接続されるとともに、位相反転コンパレータ２４の入力端子に接続される。位相反転コンパレータ２４の出力端子はスイッチＳＷ１を介して圧電素子１２の第２端に接続される。スイッチＳＷ１は端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３を有する。端子Ｔ１は圧電素子１２の第２端に接続される。端子Ｔ２は位相反転コンパレータ２４の出力端子に接続される。端子Ｔ３は接地される。スイッチＳＷ１は、制御回路５３の制御に応じて、端子Ｔ１と端子Ｔ２との接続と、端子Ｔ１と端子Ｔ３との接続とを切替える。スイッチＳＷ１はＦＥＴスイッチ等で構成される。
　自励振回路６０は、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１と端子Ｔ２とが接続される場合、圧電素子１２を平衡信号で駆動する（平衡駆動する）。自励振回路６０は、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１と端子Ｔ３とが接続される場合、圧電素子１２を不平衡信号で駆動する（不平衡駆動する）。圧電素子１２に印加される平衡信号の振幅は、圧電素子１２に印加される不平衡信号の振幅の約２倍である。自励振回路６０は、その発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。
　図１３は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。圧電素子１２が不平衡駆動される場合、駆動電源電圧ＶｃがＶｃｉ１からＶｃｓｂまで高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２１からＰ２２まで次第に高くなる。圧電素子１２が平衡駆動される場合、駆動電源電圧ＶｃがＶｃｉ２からＶｃｓｂまで高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２２からＰ２３まで次第に高くなる。ここで、駆動電源電圧Ｖｃｉ２は駆動電源電圧Ｖｃｓｂの約１／２倍である。平衡駆動における駆動電源電圧Ｖｃに対する圧電ポンプ１１の圧力の変化率は、不平衡駆動における駆動電源電圧Ｖｃに対する圧電ポンプ１１の圧力の変化率の約２倍である。
　図１４は、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。起動から時刻ｔ１までは、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１を接地して圧電素子１２を不平衡駆動するとともに、駆動電源電圧ＶｃをＶｃｉ１からＶｃｓｂまで次第に高くする。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２１からＰ２２まで次第に高くなる。時刻ｔ１以降は、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１を位相反転コンパレータ２４に接続して圧電素子１２を平衡駆動するとともに、駆動電源電圧ＶｃをＶｃｉ２からＶｃｓｂまで次第に高くする。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２２からＰ２３まで次第に高くなる。この際、平衡駆動における単位時間当りの駆動電源電圧Ｖｃの変化量を、不平衡駆動における単位時間当りの駆動電源電圧Ｖｃの変化量の約１／２に定める。これにより、圧電ポンプ１１の単位時間当りの圧力の変化量（加圧速度）が略一定になる。結局、圧電ポンプ１１の圧力は、圧力Ｐ２１から圧力Ｐ２３までの広範囲に亘って緩慢に上昇する。
　圧力Ｐ２１から圧力Ｐ２２までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ３は本発明の「第２低出力領域」の一例である。圧力Ｐ２２から圧力Ｐ２３までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ４は本発明の「第２高出力領域」の一例である。出力範囲Ｓ４の上限値（圧力Ｐ２３）は出力範囲Ｓ３の上限値（圧力Ｐ２２）より高く、出力範囲Ｓ４の下限値（圧力Ｐ２２）は出力範囲Ｓ３の下限値（圧力Ｐ２１）より高い。制御回路５３は、出力範囲Ｓ３において圧電素子１２を不平衡信号で駆動し、出力範囲Ｓ４において圧電素子１２を平衡信号で駆動する。
　第３の実施形態では、圧電素子１２を不平衡駆動することで、圧電素子１２に印加される駆動電圧の振幅を小さくする。これにより、圧電ポンプ１１は吐出圧における低出力範囲で動作する。また、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲に応じて平衡駆動と非平衡駆動とを切替える。これにより、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲、換言すると、圧電ポンプ１１のダイナミックレンジが広くなる。また、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲の全ての領域において、自励振回路６０の発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるので、流体制御装置５０の効率が高い。延いては、入力電源ＢＡＴが電池で構成される場合、電池の寿命が長くなる。
　なお、第３の実施形態に係る流体制御装置５０に第１の実施形態に係る流体制御装置１０が組み合わされてもよい。即ち、ＢＰＦ付き増幅回路４２（図１２参照）がＢＰＦ付き増幅回路２２（図１参照）に置きかえられ、そして、制御回路５３がＢＰＦ付き増幅回路２２のトランジスタＱ１のゲート電圧を制御するように、流体制御装置５０の構成が変更されてもよい。当該流体制御装置は、例えば、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を次第に高くする場合、次のように動作する。第１段階において、圧電素子１２を不平衡駆動し、駆動電源電圧Ｖｃを閾値Ｖｃｔｈに固定し、そして、制御電圧Ｖｇを変化させる。第２段階において、圧電素子１２を不平衡駆動し、制御電圧Ｖｇを閾値Ｖｇｔｈに固定し、駆動電源電圧Ｖｃを変化させる。第３段階において、圧電素子１２を平衡駆動し、制御電圧Ｖｇを閾値Ｖｇｔｈに固定し、駆動電源電圧Ｖｃを変化させる。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では血圧計について示す。図１５は第４の実施形態に係る血圧計７０の構成を示すブロック図である。血圧計７０は流体制御装置１０、その入力電源ＢＡＴ、バルブ７１、カフ７２、圧力センサ７３および測定部７４を備えている。
　流体制御装置１０の構成は第１の実施形態で示したとおりである。この流体制御装置１０の圧電ポンプ１１の吐出口にバルブ７１を介してカフ７２が接続されている。圧力センサ７３はカフ７２の空気圧を検出する。バルブ７１は、圧電ポンプ１１が空気を吐出する状態ではそれをカフへ送り、カフの空気圧を減少させる場合には所定流量で大気へ開放する。測定部７４は、加圧過程で、圧力センサの検出値にもとづいて脈波を検知し、オシロメトリック法に基づいて最高血圧および最低血圧を求める。その後、圧力開放過程でバルブ７１から空気を抜く。このように、加圧過程で血圧を測定する方法は、測定後の圧力開放過程で急速に排気できるので、血圧測定に要するトータル時間が短くて済み、また、電池の消費は昇圧時間のみであるので消費電流が少なくて済む。但し、カフの加圧過程で所定圧力まで加圧し、その後の圧力開放過程で血圧を測定してもよい。
　第４の実施形態では、上記のように、圧電ポンプ１１が吐出圧における低出力範囲で動作可能である。このため、血圧計７０が新生児用として使用されても、正確な血圧測定が可能である。また、上記のように、圧電ポンプ１１のダイナミックレンジが広く、かつ、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力は連続的に変化可能である。このため、広範囲で正確な血圧測定が可能である。
　最後に、上記の実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上記の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
ＢＡＴ…入力電源
Ｃ１～Ｃ７…キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２…バリキャップ（インピーダンス可変部、可変容量素子）
ＯＰ１～ＯＰ３…オペアンプ
Ｑ１…トランジスタ（インピーダンス可変部、ＦＥＴ）
Ｒ０…出力電流検出抵抗
Ｒ１～Ｒ１０…抵抗
ＳＷ１…スイッチ
Ｔ１～Ｔ３…端子
１０，５０…流体制御装置
１１…圧電ポンプ
１２…圧電素子
１３，５３…制御回路
１４…ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０，３０，４０，６０…自励振回路
２１…ＬＰＦ付き差動増幅回路
２２，３２…ＢＰＦ付き増幅回路（フィルタ回路、バンドパスフィルタ）
２３…コンパレータ
２４…位相反転コンパレータ
４１…ＬＰＦ付き差動増幅回路（フィルタ回路、ローパスフィルタ）
４２…ＢＰＦ付き増幅回路
７０…血圧計
７１…バルブ
７２…カフ
７３…圧力センサ
７４…測定部

Claims (10)

  1. 　圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、
    　駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を備える流体制御装置であって、
    　制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、
    　前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化する、流体制御装置。
  2. 　前記制御電圧の変化により、前記圧電ポンプの駆動に係る入力信号と出力信号から生じる入出力の位相差が変化する、請求項１に記載の流体制御装置。
  3. 　前記自励振回路はフィルタ回路を含み、
    　前記フィルタ回路は、前記制御電圧によりインピーダンスが変化するインピーダンス可変部を含み、
    　前記フィルタ回路は、前記インピーダンス可変部のインピーダンスの変化により通過特性が変化する、請求項２に記載の流体制御装置。
  4. 　前記インピーダンス可変部は、前記制御電圧により変化する抵抗または容量を有する、請求項３に記載の流体制御装置。
  5. 　前記インピーダンス可変部はＦＥＴを含み、
    　前記制御電圧は前記ＦＥＴのゲートに印加される、請求項４に記載の流体制御装置。
  6. 　前記インピーダンス可変部は可変容量素子を含み、
    　前記制御電圧は前記可変容量素子に印加される、請求項４に記載の流体制御装置。
  7. 　前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタおよびローパスフィルタの少なくとも一方を含む、請求項３から６の何れかに記載の流体制御装置。
  8. 　前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第１低出力領域および第１高出力領域を有し、
    　前記第１高出力領域の上限値は前記第１低出力領域の上限値より高く、前記第１高出力領域の下限値は前記第１低出力領域の下限値より高く、
    　前記制御回路は、前記駆動電源電圧を制御し、前記第１低出力領域において前記駆動電源電圧を一定に保ちつつ前記制御電圧を変化させ、前記第１高出力領域において前記制御電圧を一定に保ちつつ前記駆動電源電圧を変化させる、請求項１から７の何れかに記載の流体制御装置。
  9. 　前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第２低出力領域および第２高出力領域を有し、
    　前記第２高出力領域の上限値は前記第２低出力領域の上限値より高く、前記第２高出力領域の下限値は前記第２低出力領域の下限値より高く、
    　前記自励振回路は、前記第２低出力領域において前記圧電素子を不平衡信号で駆動し、前記第２高出力領域において前記圧電素子を平衡信号で駆動する、請求項１から７の何れかに記載の流体制御装置。
  10. 　カフと、前記カフを加圧する流体制御装置と、を備え、
    　前記流体制御装置は、
    　圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、
    　駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を含み、
    　前記流体制御装置は、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、
    　前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化する、血圧計。
PCT/JP2018/006384 2017-03-16 2018-02-22 流体制御装置および血圧計 WO2018168379A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201880008312.3A CN110213990B (zh) 2017-03-16 2018-02-22 流体控制装置以及血压计
JP2019505815A JP6658958B2 (ja) 2017-03-16 2018-02-22 流体制御装置および血圧計
US16/569,923 US20200000346A1 (en) 2017-03-16 2019-09-13 Fluid control device and sphygmomanometer

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-051215 2017-03-16
JP2017051215 2017-03-16

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/569,923 Continuation US20200000346A1 (en) 2017-03-16 2019-09-13 Fluid control device and sphygmomanometer

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018168379A1 true WO2018168379A1 (ja) 2018-09-20

Family

ID=63522178

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/006384 WO2018168379A1 (ja) 2017-03-16 2018-02-22 流体制御装置および血圧計

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20200000346A1 (ja)
JP (1) JP6658958B2 (ja)
CN (1) CN110213990B (ja)
WO (1) WO2018168379A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10663218B2 (en) 2017-11-17 2020-05-26 Omnicell, Inc. Dispensing system with temperature controlled drawers

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02119984U (ja) * 1989-03-15 1990-09-27
JP2011087455A (ja) * 2009-09-18 2011-04-28 Murata Mfg Co Ltd 圧電アクチュエーター駆動回路
WO2013084579A1 (ja) * 2011-12-09 2013-06-13 オムロンヘルスケア株式会社 電子血圧計
JP2013220288A (ja) * 2012-04-19 2013-10-28 Omron Healthcare Co Ltd 血圧計およびポンプ駆動システム
WO2016009869A1 (ja) * 2014-07-14 2016-01-21 株式会社村田製作所 圧電素子用駆動回路および吸引装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4268807A (en) * 1978-07-13 1981-05-19 Spence Lewis C Band-pass filter and gain stage
US5047731A (en) * 1990-09-05 1991-09-10 Hewlett-Packard Company Variable gain wideband bipolar monolithic amplifier
JP4092897B2 (ja) * 2001-09-25 2008-05-28 松下電工株式会社 圧電素子駆動装置及びダイヤフラムポンプ
US6930562B2 (en) * 2002-07-16 2005-08-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Oscillation with multiple series circuits in parallel
JP2006217544A (ja) * 2005-02-07 2006-08-17 Sanyo Electric Co Ltd 発振器
JP5151310B2 (ja) * 2007-08-15 2013-02-27 ソニー株式会社 圧電素子の駆動回路およびポンプ装置
JP5205957B2 (ja) * 2007-12-27 2013-06-05 ソニー株式会社 圧電ポンプ、冷却装置及び電子機器
CN102025338B (zh) * 2009-09-18 2015-01-07 株式会社村田制作所 压电致动器驱动电路
JP2011101735A (ja) * 2009-11-11 2011-05-26 Omron Healthcare Co Ltd 電子血圧計
JP5375538B2 (ja) * 2009-11-13 2013-12-25 オムロンヘルスケア株式会社 電子血圧計
JP2012217682A (ja) * 2011-04-11 2012-11-12 Omron Healthcare Co Ltd 流量制御弁およびこれを備えた血圧情報測定装置
JP5811766B2 (ja) * 2011-10-26 2015-11-11 オムロンヘルスケア株式会社 電子血圧計
JP5884496B2 (ja) * 2012-01-16 2016-03-15 オムロンヘルスケア株式会社 血圧測定装置、および、血圧測定装置の制御方法
JP5998486B2 (ja) * 2012-01-16 2016-09-28 オムロンヘルスケア株式会社 血圧測定装置、および、血圧測定装置の制御方法
JP6609457B2 (ja) * 2015-10-22 2019-11-20 新日本無線株式会社 圧電アクチュエータ駆動回路
TWI604821B (zh) * 2016-11-11 2017-11-11 Microlife Corp 具有壓電幫浦的血壓測量裝置及具有壓電幫浦的血壓測量裝置的控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02119984U (ja) * 1989-03-15 1990-09-27
JP2011087455A (ja) * 2009-09-18 2011-04-28 Murata Mfg Co Ltd 圧電アクチュエーター駆動回路
WO2013084579A1 (ja) * 2011-12-09 2013-06-13 オムロンヘルスケア株式会社 電子血圧計
JP2013220288A (ja) * 2012-04-19 2013-10-28 Omron Healthcare Co Ltd 血圧計およびポンプ駆動システム
WO2016009869A1 (ja) * 2014-07-14 2016-01-21 株式会社村田製作所 圧電素子用駆動回路および吸引装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN110213990A (zh) 2019-09-06
JPWO2018168379A1 (ja) 2019-11-07
JP6658958B2 (ja) 2020-03-04
US20200000346A1 (en) 2020-01-02
CN110213990B (zh) 2022-04-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8314531B2 (en) Piezoelectric actuator driver circuit
EP1578011B1 (en) Power amplifying apparatus
US5329200A (en) Piezoelectric transformer converter for power use
US20170365768A1 (en) Piezoelectric element driving circuit and fluid control apparatus
KR960029673A (ko) 정전형 변환수단의 용량성분 저감회로 및 정전형 변환수단의 구동장치 및 검출장치
GB2621480A (en) Circuitry for estimating displacement of a piezoelectric transducer
Mortimer et al. High power resonant tracking amplifier using admittance locking
JPH11281368A (ja) 角速度センサ駆動回路
WO2018168379A1 (ja) 流体制御装置および血圧計
JP2007057340A (ja) 発振回路及び角速度センサ
JP6332454B2 (ja) 圧電素子用駆動回路および吸引装置
US11773835B2 (en) Fluid control device and sphygmomanometer
JP3286606B2 (ja) 超音波振動子の駆動装置
JP2006319388A (ja) 自動利得制御回路及びそれを用いた正弦波発振回路
US20190222182A1 (en) Class D Amplifier
WO2019151172A1 (ja) 駆動装置、および、流体制御装置
US20200318631A1 (en) Pump device
JPH0234008A (ja) 超音波振動子の駆動装置
JP2004180294A (ja) 電力増幅装置
JPS5830178Y2 (ja) 容量式変位変換器
WO2020040131A1 (ja) ポンプ装置
JPH0412464Y2 (ja)
JPH09199289A (ja) 電源装置
JPH06303783A (ja) 超音波モータの駆動制御回路
JP2002148296A (ja) 水晶振動子のｃｉ測定方法および水晶発振回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18767562

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019505815

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18767562

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1