JP6658958B2 - 流体制御装置および血圧計 - Google Patents

Description

本発明は、圧電ポンプを備える流体制御装置、および、この流体制御装置を備える血圧計に関する。

従来の流体制御装置として、例えば、特許文献１に記載のものがある。当該流体制御装置は、圧電素子を含む圧電ポンプと、圧電素子に駆動電圧を出力する電圧出力ドライバーとを備える。当該電圧出力ドライバーは、低電圧の信号電源を昇圧して高電圧の駆動電源を発生させる昇圧回路と、圧電素子の駆動波形を発生させるＤ／Ａコンバータと、駆動電源を電源として圧電素子の駆動波形を増幅する増幅回路とを含む。この構成により、圧電素子を駆動する駆動電圧が生成されて圧電素子に印加される。

特開２０１０−１４２７８３号公報

例えば、流体制御装置は新生児用血圧計に使用される。新生児用血圧計には容積が小さいカフが使用される。このため、圧電ポンプの加圧速度が速すぎると、カフがすぐに空気で満たされるので、圧電ポンプはカフに空気をゆっくり吐出することを要する。従って、圧電ポンプは吐出圧における低出力範囲で動作可能であることを要する。

特許文献１に記載の電圧出力ドライバーは、高電圧の駆動電源を電源として圧電素子の駆動波形を増幅することで、圧電素子を駆動する駆動電圧を生成する。このため、振幅が小さい駆動電圧を得ることができず、また、駆動電圧の振幅および周波数を高い精度で制御することが困難である。その結果、圧電ポンプを吐出圧における低出力範囲で動作させることが困難である。

本発明の目的は、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作可能である流体制御装置、および、それを備える血圧計を提供することにある。

本発明の流体制御装置は、圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を備える流体制御装置であって、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化する。この構成では、圧電素子の駆動周波数が自励振回路の発振周波数となる。そして、制御電圧に応じて自励振回路の発振周波数が圧電素子の共振周波数から変化する。
さらに、前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第１低出力領域および第１高出力領域を有し、前記第１高出力領域の上限値は前記第１低出力領域の上限値より高く、前記第１高出力領域の下限値は前記第１低出力領域の下限値より高く、前記制御回路は、前記駆動電源電圧を制御し、前記第１低出力領域において前記駆動電源電圧を一定に保ちつつ前記制御電圧を閾値まで変化させ、前記第１高出力領域において前記制御電圧を前記閾値で一定に保ちつつ前記駆動電源電圧を変化させる。
この構成では、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作する。また、圧電ポンプのダイナミックレンジが広くなる。また、圧電ポンプの吐出圧における出力範囲の全ての領域において、圧電ポンプの吐出圧における出力を連続的に変化させることができる。
または、前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第２低出力領域および第２高出力領域を有し、前記第２高出力領域の上限値は前記第２低出力領域の上限値より高く、前記第２高出力領域の下限値は前記第２低出力領域の下限値より高く、前記自励振回路は、前記第２低出力領域において前記圧電素子を不平衡信号で駆動し、前記第２高出力領域において前記圧電素子を平衡信号で駆動する。
この構成では、圧電素子が不平衡信号で駆動されることで、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作する。また、圧電ポンプの吐出圧における出力範囲に応じて、平衡信号による駆動と不平衡信号による駆動とが切替わることで、圧電ポンプのダイナミックレンジが広くなる。また、圧電ポンプの吐出圧における出力範囲の全ての領域において、圧電素子の共振周波数に略等しい周波数で圧電素子を駆動できるので、流体制御装置の効率を良くすることができる。延いては、流体制御装置の入力電源が電池で構成される場合、電池の寿命を長くすることができる。

前記制御電圧の変化より、前記圧電ポンプの駆動に係る入力信号と出力信号から生じる入出力の位相差が変化することが好ましい。これによって、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作する。

前記自励振回路はフィルタ回路を含み、前記フィルタ回路は、前記制御電圧によりインピーダンスが変化するインピーダンス可変部を含み、前記フィルタ回路は、前記インピーダンス可変部のインピーダンスの変化により通過特性が変化することが好ましい。この構成では、制御電圧に応じてフィルタ回路の通過特性が変化することで、自励振回路の発振周波数が変化する。

前記インピーダンス可変部は、前記制御電圧により変化する抵抗または容量を有することが好ましい。この構成では、制御電圧に応じて抵抗または容量が変化することで、フィルタ回路の通過特性が変化する。

前記インピーダンス可変部はＦＥＴを含み、前記制御電圧は前記ＦＥＴのゲートに印加されてもよい。この構成では、制御電圧によりＦＥＴのドレイン・ソース間の抵抗値が定められる。

前記インピーダンス可変部は可変容量素子を含み、前記制御電圧は前記可変容量素子に印加されてもよい。この構成では、制御電圧により可変容量素子の容量が定められる。

前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタおよびローパスフィルタの少なくとも一方を含むことが好ましい。この構成では、制御電圧によりバンドパスフィルタおよびローパスフィルタの少なくとも一方の通過特性が定められる。

本発明の血圧計は、カフと、前記カフを加圧する流体制御装置と、を備え、前記流体制御装置は、圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を含み、前記流体制御装置は、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化する。
さらに、前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第１低出力領域および第１高出力領域を有し、前記第１高出力領域の上限値は前記第１低出力領域の上限値より高く、前記第１高出力領域の下限値は前記第１低出力領域の下限値より高く、前記制御回路は、前記駆動電源電圧を制御し、前記第１低出力領域において前記駆動電源電圧を一定に保ちつつ前記制御電圧を閾値まで変化させ、前記第１高出力領域において前記制御電圧を前記閾値で一定に保ちつつ前記駆動電源電圧を変化させる。
または、前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第２低出力領域および第２高出力領域を有し、前記第２高出力領域の上限値は前記第２低出力領域の上限値より高く、前記第２高出力領域の下限値は前記第２低出力領域の下限値より高く、前記自励振回路は、前記第２低出力領域において前記圧電素子を不平衡信号で駆動し、前記第２高出力領域において前記圧電素子を平衡信号で駆動する。
この構成では、上記のように、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作可能である。このため、本発明の血圧計が例えば新生児用として使用されても、正確な血圧測定が可能である。

本発明によれば、圧電ポンプが吐出圧における低出力範囲で動作可能な流体制御装置、および、それを備える血圧計を実現できる。

図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０の構成を示すブロック図である。 図２はＢＰＦ付き増幅回路２２の回路図である。 図３（Ａ）は、制御電圧Ｖｇの変化に対する発振周波数ｆｅの変化を示す図である。図３（Ｂ）は、発振周波数ｆｅの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。 図４（Ａ）は発振回路の一例を示すブロック図である。図４（Ｂ）は、周波数変化に対する圧電素子のインピーダンスの位相変化の一例を示す図である。 図５は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。 図６は、流体制御装置１０における、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃ、制御電圧Ｖｇそれぞれの変化を示す図である。 図７は、比較例の流体制御装置における、時間経過に伴う圧電ポンプの定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。 図８は、第２の実施形態に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。 図９はＢＰＦ付き増幅回路３２の回路図である。 図１０は、第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１はＬＰＦ付き差動増幅回路４１の回路図である。 図１２は、第３の実施形態に係る流体制御装置５０の構成を示すブロック図である。 図１３は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。 図１４は、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。 図１５は第４の実施形態に係る血圧計７０の構成を示すブロック図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０の構成を示すブロック図である。流体制御装置１０は、圧電ポンプ１１、自励振回路２０、制御回路１３およびＤＣ／ＤＣコンバータ１４を備える。流体制御装置１０および制御回路１３には、入力電源ＢＡＴから電力が供給される。

圧電ポンプ１１は圧電素子１２を含む。圧電ポンプ１１の吐出圧における出力は圧電素子１２の駆動周波数に応じて変化する。自励振回路２０は駆動電源電圧Ｖｃにより自励発振する。自励振回路２０は圧電素子１２を発振周波数ｆｅで駆動する。即ち、圧電素子１２の駆動周波数は自励振回路２０の発振周波数ｆｅに等しい。自励振回路２０の発振周波数ｆｅは制御電圧Ｖｇに応じて変化する。例えば、発振周波数ｆｅの変動範囲はｆｒ−１ｋＨｚ以上ｆｒ＋１ｋＨｚ以下に定められる。ここで、ｆｒは圧電素子１２の共振周波数である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、入力電源ＢＡＴの電圧を昇圧または降圧して自励振回路２０へ駆動電源電圧Ｖｃを供給する。制御回路１３は制御電圧Ｖｇを生成する。制御回路１３は駆動電源電圧Ｖｃを制御する。具体的には、制御回路１３はＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチング素子（図示せず）のオンデューティ比の制御等によって駆動電源電圧Ｖｃを定める。制御回路１３は、制御電圧Ｖｇおよび駆動電源電圧Ｖｃを所定の変動範囲で変化させる。制御回路１３はＭＣＵ（マイクロコントロールユニット）等で構成される。制御電圧Ｖｇには、ＭＣＵが生成するＰＷＭ信号、当該ＰＷＭ信号が平滑された信号等が使用される。

自励振回路２０は、バルクハウンゼンの発振条件を満たす正帰還回路として構成される。自励振回路２０は、出力電流検出抵抗Ｒ０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）付き差動増幅回路２１、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）付き増幅回路２２、コンパレータ２３および位相反転コンパレータ２４を含む。ＢＰＦ付き増幅回路２２は本発明の「フィルタ回路」および「バンドパスフィルタ」の一例である。ＬＰＦ付き差動増幅回路２１の２つの入力端子は、それぞれ、出力電流検出抵抗Ｒ０の両端に接続される。ＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力端子はＢＰＦ付き増幅回路２２の入力端子に接続される。ＢＰＦ付き増幅回路２２の出力端子はコンパレータ２３の入力端子に接続される。コンパレータ２３の出力端子は、出力電流検出抵抗Ｒ０を介して圧電素子１２の第１端に接続されるとともに、位相反転コンパレータ２４の入力端子に接続される。位相反転コンパレータ２４の出力端子は圧電素子１２の第２端に接続される。ＢＰＦ付き増幅回路２２はトランジスタ（nチャネルMOS-FET）Ｑ１を含む。トランジスタＱ１は本発明の「インピーダンス可変部」の一例である。制御回路１３はトランジスタＱ１のゲートに制御電圧Ｖｇを印加する。

ＬＰＦ付き差動増幅回路２１は、出力電流検出抵抗Ｒ０の降下電圧の高調波成分を抑制しつつ、出力電流検出抵抗Ｒ０の降下電圧を差動増幅する。ＢＰＦ付き増幅回路２２は、ＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力電圧のうち発振周波数ｆｅを有する周波数成分を増幅するとともに、それ以外の不要な周波数成分を抑制する。１入力のコンパレータ２３はＢＰＦ付き増幅回路２２の出力電圧を二値電圧信号に変換する。位相反転コンパレータ２４はコンパレータ２３の出力電圧を位相反転（極性反転）する。コンパレータ２３の出力電圧は出力電流検出抵抗Ｒ０を介して圧電素子１２の第１端に入力され、位相反転コンパレータ２４の出力電圧は圧電素子１２の第２端に入力される。上記回路構成により、自励振回路２０の発振周波数ｆｅを有する交番電圧が圧電素子１２に印加される。

図２はＢＰＦ付き増幅回路２２の回路図である。ＢＰＦ付き増幅回路２２は、オペアンプＯＰ１、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、キャパシタＣ１，Ｃ２およびトランジスタＱ１を含む。オペアンプＯＰ１には、バイアス電圧として駆動電源電圧Ｖｃが印加される。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は接地される。オペアンプＯＰ１の反転入力端子はキャパシタＣ１を介して抵抗Ｒ１の第１端に接続される。抵抗Ｒ１の第２端はＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力端子に接続される。抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点は抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のドレインに接続される。トランジスタＱ１のソースは接地される。トランジスタＱ１のゲートは制御回路１３に接続される。オペアンプＯＰ１の出力端子は、コンパレータ２３の入力端子に接続され、抵抗Ｒ３を介してキャパシタＣ１とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との接続点に接続され、そして、キャパシタＣ２を介して抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点に接続される。なお、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間が短絡されない範囲でトランジスタＱ１が使用される場合、抵抗Ｒ２は必須ではない。

ＢＰＦ付き増幅回路２２は、増幅回路として機能するとともに、バンドパスフィルタとして機能する。ＢＰＦ付き増幅回路２２のバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃ１は式（１）のように表される。

ここで、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｃ１，Ｃ２は、それぞれ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびキャパシタＣ１，Ｃ２の素子値である。ＲｄｓはトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗値である。

図３（Ａ）は、制御電圧Ｖｇの変化に対する発振周波数ｆｅの変化を示す図である。ここで、駆動電源電圧Ｖｃは一定に固定されている。制御電圧ＶｇがトランジスタＱ１のゲートに印加されない状態から制御電圧Ｖｇが次第に高くなると、トランジスタＱ１のドレイン電流が大きくなるので、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗が小さくなる。即ち、制御電圧ＶｇによりトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗（インピーダンス）が変化する。このため、式（１）からわかるように、ＢＰＦ付き増幅回路２２の中心周波数ｆｃ１が高くなる。即ち、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗（インピーダンス）の変化により、ＢＰＦ付き増幅回路２２の通過特性が変化する。その結果、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが高くなる。制御電圧Ｖｇがさらに高くなると、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間が低抵抗となる。このため、式（１）からわかるように、ＢＰＦ付き増幅回路２２の中心周波数ｆｃ１が略一定となる。その結果、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが略一定となる。

このように、自励振回路２０の発振周波数ｆｅは制御電圧Ｖｇに応じて変化する。このことは次のように説明することもできる。制御電圧ＶｇによりトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の抵抗値が変化すると、ＢＰＦ付き増幅回路２２の位相特性が変化する。その結果、発振ループを１周した時の位相変化が360(deg)の整数倍となるバルクハウゼンの発振条件を満たすように、ＢＰＦ付き増幅回路２２の位相特性の変化を打ち消す方向に、圧電ポンプ１１の駆動に係る入力信号と出力信号から生じる入出力の位相差が変化する。これにより、圧電ポンプ１１の駆動周波数が変化するので、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが変化する。

より詳細に説明すると、まず、バルクハウゼンの発振条件は以下の２式から成立する。

ここで、Ｇは発振ループを１周した時のゲインを示し、式（２．１）はループゲインが0dB以上であることを示している。

また、式（２．２）は発振ループを１周した時の位相変化が360(deg)の整数倍であることを示しており、例えばｘ個のブロックからなる発振回路の構成要素の各ブロックにおける入出力の位相差θｉ（ｉ＝１，…，ｘ）の全ての和が360(deg)の整数倍であることを示している。ここでｎは整数である。図４（Ａ）には、例えば３個のブロックＸ１，Ｘ２，Ｘ３からなる発振回路が示されている。

図１に示す流体制御装置１０において、位相反転コンパレータ２４の入出力の位相差は180(deg)である必要がある。そのため、出力電流検出抵抗Ｒ０の入出力の位相差がθa(deg)の場合、圧電素子１２の入出力の位相差、即ち、圧電ポンプ１１の入出力の位相差は180-θa(deg)である。

また、式（２．２）より、ＬＰＦ付き差動増幅回路２１、ＢＰＦ付き増幅回路２２、コンパレータ２３および出力電流検出抵抗Ｒ０で形成されるループの入出力の位相差は、360(deg)の整数倍である。ＬＰＦ付き差動増幅回路２１およびコンパレータ２３の入出力の位相差がそれぞれ180(deg)の場合であって、ＢＰＦ付き増幅回路２２の入出力の位相差がθb(deg)の場合、出力電流検出抵抗Ｒ０の入出力の位相差は-θb＋360n(deg)となる。

つまり、制御電圧Ｖｇを可変することによりＢＰＦ付き増幅回路２２の入出力の位相差が変化するため、それを補うように出力電流検出抵抗Ｒ０の入出力の位相差が変化し、結果として、圧電ポンプ１１の入出力の位相差が変化する。

また、図４（Ｂ）に示す圧電素子のインピーダンスの位相特性の一例からわかるように、圧電ポンプ１１の入出力の位相差は周波数により変化するため、式（２．２）が成立するように圧電ポンプ１１の駆動周波数が変化し、結果として発振周波数ｆｅが変化する。

図３（Ｂ）は、発振周波数ｆｅの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。ここで、駆動電源電圧Ｖｃは一定に固定されている。圧電ポンプ１１の定流量時の圧力は、圧電ポンプ１１の流量が一定に保たれるときの圧電ポンプ１１の圧力である。圧電ポンプ１１の圧力は、圧電ポンプ１１の吸入圧に対する圧電ポンプ１１の吐出圧の差分である。圧電ポンプ１１の流量は圧電ポンプ１１の吸入口から吐出口へ流れる流量である。発振周波数ｆｅの変化に対する圧電ポンプ１１の圧力変化は単峰性を有する。圧電ポンプ１１の圧力は、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるときに最大値をとる。

図３（Ａ）に示すように、自励振回路２０は、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。この際、ＢＰＦ付き増幅回路２２は、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、中心周波数ｆｃ１が圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。これにより、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、流体制御装置１０の効率が高くなる。ここで、流体制御装置１０の効率は、流体制御装置１０への入力電力に対する圧電ポンプ１１の吐出圧における出力である。

図３（Ａ）に示すように、制御電圧ＶｇがＶｇｉから高くなるにつれて、発振周波数ｆｅがｆｅｉから次第に高くなる。ここで、制御電圧Ｖｇｉは閾値Ｖｇｔｈより低い。図３（Ｂ）に示すように、発振周波数ｆｅがｆｅｉから高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の圧力がＰ１１から次第に高くなる。図３（Ａ）および図３（Ｂ）に示すように、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈに到達すると、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなり、そして、圧電ポンプ１１の圧力がＰ１２に到達する。圧力Ｐ１２は、駆動電源電圧Ｖｃを一定に固定して発振周波数ｆｅを変化させたときの圧電ポンプ１１の圧力の最大値である。なお、圧電ポンプ１１の圧力を次第に高くするために、制御電圧Ｖｇを、閾値Ｖｇｔｈより高い電圧値から次第に低くしてもよい。

図５は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。ここで、制御電圧Ｖｇは一定に固定されている。圧電ポンプとして用いられる通常の駆動電源電圧の範囲内において、駆動電源電圧Ｖｃと圧電ポンプ１１の圧力とは概略的に比例関係にある。

図６は、流体制御装置１０における、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃ、制御電圧Ｖｇそれぞれの変化を示す図である。起動から時刻ｔ１までは、駆動電源電圧Ｖｃを閾値Ｖｃｔｈに固定するとともに、制御電圧ＶｇをＶｇｉから閾値Ｖｇｔｈまで次第に高くする。閾値Ｖｃｔｈは、自励振回路２０が動作可能な駆動電源電圧Ｖｃの下限電圧である。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ１１からＰ１２まで次第に高くなる。時刻ｔ１以降は、制御電圧Ｖｇを閾値Ｖｇｔｈに固定するとともに、駆動電源電圧Ｖｃを閾値ＶｃｔｈからＶｃｓまで次第に高くする。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ１２からＰ１３まで次第に高くなる。結局、圧電ポンプ１１の圧力は広範囲に亘って緩慢に上昇する。

圧力Ｐ１１から圧力Ｐ１２までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ１は本発明の「第１低出力領域」の一例である。圧力Ｐ１２から圧力Ｐ１３までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ２は本発明の「第１高出力領域」の一例である。出力範囲Ｓ２の上限値（圧力Ｐ１３）は出力範囲Ｓ１の上限値（圧力Ｐ１２）より高く、出力範囲Ｓ２の下限値（圧力Ｐ１２）は出力範囲Ｓ１の下限値（圧力Ｐ１１）より高い。制御回路１３は、出力範囲Ｓ１において駆動電源電圧Ｖｃを一定に保ちつつ制御電圧Ｖｇを変化させ、出力範囲Ｓ２において制御電圧Ｖｇを一定に保ちつつ駆動電源電圧Ｖｃを変化させる。

図７は、比較例の流体制御装置における、時間経過に伴う圧電ポンプの定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。比較例の流体制御装置では、駆動電源電圧ＶｃをＶｃｔｈ’からＶｃｓ’まで次第に高くすると、圧電ポンプの圧力がＰ１２’からＰ１３’まで次第に高くなる。即ち、比較例の流体制御装置では、吐出圧における出力範囲の全ての領域において、駆動電源電圧Ｖｃを変化させることで、圧電ポンプ１１の圧力を変化させる。換言すると、比較例の流体制御装置は、上記出力範囲Ｓ２に対応する出力範囲のみを有する。

なお、比較例の流体制御装置は、昇圧式血圧計である。図７では当該血圧計による血圧測定時の圧力の加圧過程を示している。比較例における血圧計測定開始時間ｔ１’の圧力をＰ１２’とし、時間経過と共に圧力を等速加圧させ、上限圧力Ｐ１３’までの所定の圧力まで加圧する過程において、脈波を感知することで血圧を測定する事が出来る。一方、Ｐ１２’以下の圧力で血圧を測定することは出来ない。

第１の実施形態では、駆動電源電圧Ｖｃを下限電圧（閾値Ｖｃｔｈ）に固定し、かつ、自励振回路２０の発振周波数ｆｅを圧電素子１２の共振周波数ｆｒからずらすことで、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を変化させる。これにより、圧電ポンプ１１は吐出圧における低出力範囲で動作する。また、発振周波数ｆｅを変化させることで圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を変化させるだけでなく、共振周波数ｆｒに略等しい周波数に発振周波数ｆｅを固定し、かつ、駆動電源電圧Ｖｃを下限電圧以上の範囲で変化させることで、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を変化させる。これにより、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲、換言すると、圧電ポンプ１１のダイナミックレンジが広くなる。また、発振周波数ｆｅを変化させたときの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力の上限値と、駆動電源電圧Ｖｃを変化させたときの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力の下限値とが等しい。このため、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲の全ての領域において、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を連続的に変化させることができる。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、バリキャップに制御電圧が印加されることで、圧電ポンプの吐出圧における出力が変化する。図８は、第２の実施形態に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態の流体制御装置は、ＢＰＦ付き増幅回路３２を含む自励振回路３０を備える。

図９はＢＰＦ付き増幅回路３２の回路図である。ＢＰＦ付き増幅回路３２は、オペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、キャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５およびバリキャップＤ１を含む。バリキャップＤ１は本発明の「インピーダンス可変部」および「可変容量素子」の一例である。オペアンプＯＰ２には、バイアス電圧として駆動電源電圧Ｖｃが印加される。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子は接地される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣ４の第１端に接続される。キャパシタＣ４の第２端はバリキャップＤ１のカソードに接続される。バリキャップＤ１のアノードはキャパシタＣ３を介してＬＰＦ付き差動増幅回路２１の出力端子に接続される。キャパシタＣ３とバリキャップＤ１との接続点は抵抗Ｒ６を介して制御回路１３に接続される。制御回路１３はバリキャップＤ１のアノードに制御電圧Ｖｇを印加する。バリキャップＤ１とキャパシタＣ４との接続点は抵抗Ｒ７を介して接地される。抵抗Ｒ６，Ｒ７の素子値は他の素子のインピーダンスの絶対値より十分大きく定められる。オペアンプＯＰ２の出力端子は、コンパレータ２３の入力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ５とキャパシタＣ５とで構成される並列回路を介して、抵抗Ｒ４とオペアンプＯＰ２の反転入力端子との接続点に接続される。

上記回路構成により、ＢＰＦ付き増幅回路３２は、増幅回路として機能するとともに、バンドパスフィルタとして機能する。ＢＰＦ付き増幅回路３２のバンドパスフィルタの中心周波数ｆｃ２は式（３）のように表される。

ここで、Ｒ４，Ｒ５，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５は、それぞれ、抵抗Ｒ４，Ｒ５およびキャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５の素子値である。ＣｄはバリキャップＤ１の容量である。Ｃｍは、キャパシタＣ３，Ｃ４の容量およびバリキャップＤ１の容量の合成容量であり、Ｃｍ＝Ｃ３Ｃ４Ｃｄ／（Ｃ３Ｃ４＋Ｃ４Ｃｄ＋ＣｄＣ３）と表される。

制御電圧ＶｇがバリキャップＤ１に印加されない状態から制御電圧Ｖｇが負方向に次第に高くなると、バリキャップＤ１に印加される逆方向電圧が高くなるので、バリキャップＤ１の容量が小さくなる。即ち、制御電圧ＶｇによりバリキャップＤ１の容量が変化する。換言すると、制御電圧ＶｇによりバリキャップＤ１のインピーダンスが変化する。このため、式（３）からわかるように、ＢＰＦ付き増幅回路３２の中心周波数ｆｃ２が高くなる。その結果、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが高くなる。即ち、バリキャップＤ１のインピーダンスの変化により、ＢＰＦ付き増幅回路３２の通過特性が変化する。自励振回路３０は、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈになるとき、発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。このため、図３（Ｂ）からわかるように、制御電圧Ｖｇが閾値Ｖｇｔｈより低い電圧値から負方向に高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力が次第に高くなる。

第２の実施形態でも、自励振回路２０の発振周波数ｆｅを圧電素子１２の共振周波数ｆｒからずらすことで、圧電ポンプ１１を吐出圧における低出力範囲で動作させることができる。

次に、第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置について説明する。第２の実施形態の変形例では、ＬＰＦ付き差動増幅回路がバリキャップを含む。図１０は、第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態の変形例に係る流体制御装置は、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１およびＢＰＦ付き増幅回路４２を含む自励振回路４０を備える。ＬＰＦ付き差動増幅回路４１は本発明の「フィルタ回路」および「ローパスフィルタ」の一例である。ＬＰＦ付き差動増幅回路４１はバリキャップＤ２およびキャパシタＣ６を含む。制御回路１３は、バリキャップＤ２のカソードに制御電圧Ｖｇを印加することで、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１の通過特性を変化させる。ＢＰＦ付き増幅回路４２は、例えば、ＢＰＦ付き増幅回路３２（図９参照）に類似の回路構成を有する。但し、ＢＰＦ付き増幅回路４２は制御回路１３に接続されず、ＢＰＦ付き増幅回路４２は抵抗Ｒ６を含まず、そして、バリキャップＤ１は、容量が変化しないキャパシタに置き換えられる。このため、ＢＰＦ付き増幅回路４２のバンドパスフィルタの中心周波数は一定に固定される。

図１１はＬＰＦ付き差動増幅回路４１の回路図である。ＬＰＦ付き差動増幅回路４１は、オペアンプＯＰ３、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０、キャパシタＣ６，Ｃ７およびバリキャップＤ２を含む。オペアンプＯＰ３には、バイアス電圧として駆動電源電圧Ｖｃが印加される。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子は出力電流検出抵抗Ｒ０の第１端（出力電流検出抵抗Ｒ０におけるコンパレータ２３の出力端子に接続される端子）に接続される。オペアンプＯＰ３の反転入力端子は抵抗Ｒ８を介して抵抗Ｒ９の第１端に接続される。抵抗Ｒ９の第２端は出力電流検出抵抗Ｒ０の第２端（出力電流検出抵抗Ｒ０における圧電素子１２に接続される端子）に接続される。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点はキャパシタＣ６を介してバリキャップＤ２のカソードに接続される。バリキャップＤ２のカソードは制御回路１３に接続される。制御回路１３はバリキャップＤ２のカソードに制御電圧Ｖｇを印加する。バリキャップＤ２のアノードは接地される。オペアンプＯＰ３の出力端子は、ＢＰＦ付き増幅回路４２の入力端子に接続され、キャパシタＣ７を介して抵抗Ｒ８とオペアンプＯＰ３の反転入力端子との接続点に接続され、そして、抵抗Ｒ１０を介して抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点に接続される。上記回路構成により、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１は、差動増幅回路として機能するとともに、ローパスフィルタとして機能する。

制御電圧Ｖｇが変化すると、バリキャップＤ２に印加される逆方向電圧が変化するので、バリキャップＤ２の容量が変化する。このため、ＬＰＦ付き差動増幅回路４１のローパスフィルタの通過特性が変化するので、自励振回路２０の発振周波数ｆｅが変化する。その結果、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力が変化する。

第２の実施形態の変形例でも、発振周波数ｆｅを圧電ポンプ１１の共振周波数ｆｒからずらすことで、圧電ポンプ１１を吐出圧における低出力範囲で動作させることができる。

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、圧電ポンプの吐出圧における低出力範囲において、自励振回路が圧電ポンプを不平衡信号で駆動する。図１２は、第３の実施形態に係る流体制御装置５０の構成を示すブロック図である。流体制御装置５０は、圧電ポンプ１１、自励振回路６０、制御回路５３、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４および入力電源ＢＡＴを備える。制御回路５３は、駆動電源電圧Ｖｃを制御するとともに、自励振回路６０のスイッチＳＷ１の切替えを制御する。

自励振回路６０は、出力電流検出抵抗Ｒ０、ＬＰＦ付き差動増幅回路２１、ＢＰＦ付き増幅回路４２、コンパレータ２３、位相反転コンパレータ２４およびスイッチＳＷ１を含む。コンパレータ２３の出力端子は、出力電流検出抵抗Ｒ０を介して圧電素子１２の第１端に接続されるとともに、位相反転コンパレータ２４の入力端子に接続される。位相反転コンパレータ２４の出力端子はスイッチＳＷ１を介して圧電素子１２の第２端に接続される。スイッチＳＷ１は端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３を有する。端子Ｔ１は圧電素子１２の第２端に接続される。端子Ｔ２は位相反転コンパレータ２４の出力端子に接続される。端子Ｔ３は接地される。スイッチＳＷ１は、制御回路５３の制御に応じて、端子Ｔ１と端子Ｔ２との接続と、端子Ｔ１と端子Ｔ３との接続とを切替える。スイッチＳＷ１はＦＥＴスイッチ等で構成される。

自励振回路６０は、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１と端子Ｔ２とが接続される場合、圧電素子１２を平衡信号で駆動する（平衡駆動する）。自励振回路６０は、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１と端子Ｔ３とが接続される場合、圧電素子１２を不平衡信号で駆動する（不平衡駆動する）。圧電素子１２に印加される平衡信号の振幅は、圧電素子１２に印加される不平衡信号の振幅の約２倍である。自励振回路６０は、その発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるように定められる。

図１３は、駆動電源電圧Ｖｃの変化に対する圧電ポンプ１１の定流量時の圧力変化を示す図である。圧電素子１２が不平衡駆動される場合、駆動電源電圧ＶｃがＶｃｉ１からＶｃｓｂまで高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２１からＰ２２まで次第に高くなる。圧電素子１２が平衡駆動される場合、駆動電源電圧ＶｃがＶｃｉ２からＶｃｓｂまで高くなるにつれて、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２２からＰ２３まで次第に高くなる。ここで、駆動電源電圧Ｖｃｉ２は駆動電源電圧Ｖｃｓｂの約１／２倍である。平衡駆動における駆動電源電圧Ｖｃに対する圧電ポンプ１１の圧力の変化率は、不平衡駆動における駆動電源電圧Ｖｃに対する圧電ポンプ１１の圧力の変化率の約２倍である。

図１４は、時間経過に伴う圧電ポンプ１１の定流量時の圧力、駆動電源電圧Ｖｃそれぞれの変化を示す図である。起動から時刻ｔ１までは、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１を接地して圧電素子１２を不平衡駆動するとともに、駆動電源電圧ＶｃをＶｃｉ１からＶｃｓｂまで次第に高くする。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２１からＰ２２まで次第に高くなる。時刻ｔ１以降は、スイッチＳＷ１の端子Ｔ１を位相反転コンパレータ２４に接続して圧電素子１２を平衡駆動するとともに、駆動電源電圧ＶｃをＶｃｉ２からＶｃｓｂまで次第に高くする。これにより、圧電ポンプ１１の圧力はＰ２２からＰ２３まで次第に高くなる。この際、平衡駆動における単位時間当りの駆動電源電圧Ｖｃの変化量を、不平衡駆動における単位時間当りの駆動電源電圧Ｖｃの変化量の約１／２に定める。これにより、圧電ポンプ１１の単位時間当りの圧力の変化量（加圧速度）が略一定になる。結局、圧電ポンプ１１の圧力は、圧力Ｐ２１から圧力Ｐ２３までの広範囲に亘って緩慢に上昇する。

圧力Ｐ２１から圧力Ｐ２２までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ３は本発明の「第２低出力領域」の一例である。圧力Ｐ２２から圧力Ｐ２３までの圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲Ｓ４は本発明の「第２高出力領域」の一例である。出力範囲Ｓ４の上限値（圧力Ｐ２３）は出力範囲Ｓ３の上限値（圧力Ｐ２２）より高く、出力範囲Ｓ４の下限値（圧力Ｐ２２）は出力範囲Ｓ３の下限値（圧力Ｐ２１）より高い。制御回路５３は、出力範囲Ｓ３において圧電素子１２を不平衡信号で駆動し、出力範囲Ｓ４において圧電素子１２を平衡信号で駆動する。

第３の実施形態では、圧電素子１２を不平衡駆動することで、圧電素子１２に印加される駆動電圧の振幅を小さくする。これにより、圧電ポンプ１１は吐出圧における低出力範囲で動作する。また、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲に応じて平衡駆動と非平衡駆動とを切替える。これにより、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲、換言すると、圧電ポンプ１１のダイナミックレンジが広くなる。また、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力範囲の全ての領域において、自励振回路６０の発振周波数ｆｅが圧電素子１２の共振周波数ｆｒに略等しくなるので、流体制御装置５０の効率が高い。延いては、入力電源ＢＡＴが電池で構成される場合、電池の寿命が長くなる。

なお、第３の実施形態に係る流体制御装置５０に第１の実施形態に係る流体制御装置１０が組み合わされてもよい。即ち、ＢＰＦ付き増幅回路４２（図１２参照）がＢＰＦ付き増幅回路２２（図１参照）に置きかえられ、そして、制御回路５３がＢＰＦ付き増幅回路２２のトランジスタＱ１のゲート電圧を制御するように、流体制御装置５０の構成が変更されてもよい。当該流体制御装置は、例えば、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力を次第に高くする場合、次のように動作する。第１段階において、圧電素子１２を不平衡駆動し、駆動電源電圧Ｖｃを閾値Ｖｃｔｈに固定し、そして、制御電圧Ｖｇを変化させる。第２段階において、圧電素子１２を不平衡駆動し、制御電圧Ｖｇを閾値Ｖｇｔｈに固定し、駆動電源電圧Ｖｃを変化させる。第３段階において、圧電素子１２を平衡駆動し、制御電圧Ｖｇを閾値Ｖｇｔｈに固定し、駆動電源電圧Ｖｃを変化させる。

《第４の実施形態》
第４の実施形態では血圧計について示す。図１５は第４の実施形態に係る血圧計７０の構成を示すブロック図である。血圧計７０は流体制御装置１０、その入力電源ＢＡＴ、バルブ７１、カフ７２、圧力センサ７３および測定部７４を備えている。

流体制御装置１０の構成は第１の実施形態で示したとおりである。この流体制御装置１０の圧電ポンプ１１の吐出口にバルブ７１を介してカフ７２が接続されている。圧力センサ７３はカフ７２の空気圧を検出する。バルブ７１は、圧電ポンプ１１が空気を吐出する状態ではそれをカフへ送り、カフの空気圧を減少させる場合には所定流量で大気へ開放する。測定部７４は、加圧過程で、圧力センサの検出値にもとづいて脈波を検知し、オシロメトリック法に基づいて最高血圧および最低血圧を求める。その後、圧力開放過程でバルブ７１から空気を抜く。このように、加圧過程で血圧を測定する方法は、測定後の圧力開放過程で急速に排気できるので、血圧測定に要するトータル時間が短くて済み、また、電池の消費は昇圧時間のみであるので消費電流が少なくて済む。但し、カフの加圧過程で所定圧力まで加圧し、その後の圧力開放過程で血圧を測定してもよい。

第４の実施形態では、上記のように、圧電ポンプ１１が吐出圧における低出力範囲で動作可能である。このため、血圧計７０が新生児用として使用されても、正確な血圧測定が可能である。また、上記のように、圧電ポンプ１１のダイナミックレンジが広く、かつ、圧電ポンプ１１の吐出圧における出力は連続的に変化可能である。このため、広範囲で正確な血圧測定が可能である。

最後に、上記の実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上記の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

ＢＡＴ…入力電源
Ｃ１〜Ｃ７…キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２…バリキャップ（インピーダンス可変部、可変容量素子）
ＯＰ１〜ＯＰ３…オペアンプ
Ｑ１…トランジスタ（インピーダンス可変部、ＦＥＴ）
Ｒ０…出力電流検出抵抗
Ｒ１〜Ｒ１０…抵抗
ＳＷ１…スイッチ
Ｔ１〜Ｔ３…端子
１０，５０…流体制御装置
１１…圧電ポンプ
１２…圧電素子
１３，５３…制御回路
１４…ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０，３０，４０，６０…自励振回路
２１…ＬＰＦ付き差動増幅回路
２２，３２…ＢＰＦ付き増幅回路（フィルタ回路、バンドパスフィルタ）
２３…コンパレータ
２４…位相反転コンパレータ
４１…ＬＰＦ付き差動増幅回路（フィルタ回路、ローパスフィルタ）
４２…ＢＰＦ付き増幅回路
７０…血圧計
７１…バルブ
７２…カフ
７３…圧力センサ
７４…測定部

Claims (10)

1. 圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、
   駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を備える流体制御装置であって、
   制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、
   前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化し、
   前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第１低出力領域および第１高出力領域を有し、
   前記第１高出力領域の上限値は前記第１低出力領域の上限値より高く、前記第１高出力領域の下限値は前記第１低出力領域の下限値より高く、
   前記制御回路は、前記駆動電源電圧を制御し、前記第１低出力領域において前記駆動電源電圧を一定に保ちつつ前記制御電圧を閾値まで変化させ、前記第１高出力領域において前記制御電圧を前記閾値で一定に保ちつつ前記駆動電源電圧を変化させる、流体制御装置。
2. 圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、
   駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を備える流体制御装置であって、
   制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、
   前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化し、
   前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第２低出力領域および第２高出力領域を有し、
   前記第２高出力領域の上限値は前記第２低出力領域の上限値より高く、前記第２高出力領域の下限値は前記第２低出力領域の下限値より高く、
   前記自励振回路は、前記第２低出力領域において前記圧電素子を不平衡信号で駆動し、前記第２高出力領域において前記圧電素子を平衡信号で駆動する、流体制御装置。
3. 前記制御電圧の変化により、前記圧電ポンプの駆動に係る入力信号と出力信号から生じる入出力の位相差が変化する、請求項１または２に記載の流体制御装置。
4. 前記自励振回路はフィルタ回路を含み、
   前記フィルタ回路は、前記制御電圧によりインピーダンスが変化するインピーダンス可変部を含み、
   前記フィルタ回路は、前記インピーダンス可変部のインピーダンスの変化により通過特性が変化する、請求項３に記載の流体制御装置。
5. 前記インピーダンス可変部は、前記制御電圧により変化する抵抗または容量を有する、請求項４に記載の流体制御装置。
6. 前記インピーダンス可変部はＦＥＴを含み、
   前記制御電圧は前記ＦＥＴのゲートに印加される、請求項５に記載の流体制御装置。
7. 前記インピーダンス可変部は可変容量素子を含み、
   前記制御電圧は前記可変容量素子に印加される、請求項５に記載の流体制御装置。
8. 前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタおよびローパスフィルタの少なくとも一方を含む、請求項４から７の何れかに記載の流体制御装置。
9. カフと、前記カフを加圧する流体制御装置と、を備え、
   前記流体制御装置は、
   圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、
   駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を含み、
   前記流体制御装置は、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、
   前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化し、
   前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第１低出力領域および第１高出力領域を有し、
   前記第１高出力領域の上限値は前記第１低出力領域の上限値より高く、前記第１高出力領域の下限値は前記第１低出力領域の下限値より高く、
   前記制御回路は、前記駆動電源電圧を制御し、前記第１低出力領域において前記駆動電源電圧を一定に保ちつつ前記制御電圧を閾値まで変化させ、前記第１高出力領域において前記制御電圧を前記閾値で一定に保ちつつ前記駆動電源電圧を変化させる、血圧計。
10. カフと、前記カフを加圧する流体制御装置と、を備え、
    前記流体制御装置は、
    圧電素子を含み、前記圧電素子の駆動周波数に応じて吐出圧における出力が変化する圧電ポンプと、
    駆動電源電圧により自励発振して前記圧電素子を発振周波数で駆動する自励振回路と、を含み、
    前記流体制御装置は、制御電圧を生成する制御回路をさらに備え、
    前記自励振回路は、前記制御電圧に応じて前記発振周波数が変化し、
    前記圧電ポンプは吐出圧における所定の出力範囲として第２低出力領域および第２高出力領域を有し、
    前記第２高出力領域の上限値は前記第２低出力領域の上限値より高く、前記第２高出力領域の下限値は前記第２低出力領域の下限値より高く、
    前記自励振回路は、前記第２低出力領域において前記圧電素子を不平衡信号で駆動し、前記第２高出力領域において前記圧電素子を平衡信号で駆動する、血圧計。

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