JP6673505B2 - 流体制御装置および血圧計 - Google Patents

Description

本発明は、圧電ポンプを備える流体制御装置、およびこの流体制御装置を備える血圧計に関する。

従来、圧電ポンプが備える圧電素子を駆動することによって流体を制御する流体制御装置として、例えば特許文献１に記載のものがある。特許文献１に示される装置は、電池電圧を昇圧する昇圧レギュレータと、この昇圧レギュレータで昇圧された電圧を電源として、圧電素子を正負両極性で駆動するＨブリッジ回路と、を備える。

国際公開第２０１３／１５７３９４号

特許文献１に示されるようなＨブリッジ回路で圧電素子を駆動する流体制御装置によれば、昇圧レギュレータで電池電圧が昇圧され、Ｈブリッジ回路により、昇圧レギュレータの出力電圧の２倍のピーク・ツー・ピーク電圧で圧電素子が駆動される。そのため、電池電圧が低くても所定の高い電圧で圧電素子が駆動される。

一方、低い吐出圧となるように圧電ポンプを動作させるためには、圧電素子の駆動電圧を低くする必要がある。しかし、そのためにＨブリッジ回路の電源電圧をあまりに低くすると、Ｈブリッジ回路が動作しない。Ｈブリッジ回路は上アームと下アームにそれぞれトランジスタを有し、トランジスタがシャント方向に多段接続される構造であり、最低駆動電圧の制約があるからである。また、低い電圧で動作するオペアンプ等を用いた回路で圧電素子の駆動回路を構成する場合、低電圧でも動作するようにオペアンプのダイナミックレンジを広くすることは半導体のプロセス上困難である。このように、いずれにせよ圧電素子の駆動電圧を低下させるには限度があった。

例えば新生児用の血圧計であれば、カフの加圧速度を充分に緩慢にしないと、加圧開始後、カフの圧力がすぐに上昇してしまい、正確な血圧測定ができない。

本発明の目的は、低い吐出圧または遅い加圧速度が要求される場合にも圧電ポンプを作動させることのできる流体制御装置およびそれを備える血圧計を提供することにある。

（１）本発明の流体制御装置は、
圧電素子を備える圧電ポンプと、
駆動電源電圧の印加により自励発振して前記圧電素子を駆動する自励振回路と、
前記圧電素子の駆動のオンデューティ比を定める制御回路と、を備える。

上記構成により、自励振回路に対する駆動電源電圧の最低電圧の制約を満足しつつ圧電素子が駆動されるので自励発振が停止することなく、且つデューティ制御により自励振回路が動作するので、そのオンデューティ比によって、圧電ポンプの加圧速度が緩やかにできる。このことにより、これまで不可能であった低圧力でも安定動作する。また、自励振回路の能動素子は飽和領域で動作するので、高効率動作し、能動素子の発熱が抑制される。

（２）前記圧電素子に対する駆動電圧を断続するスイッチを備え、前記制御回路は、所定のオンデューティ比で前記スイッチの状態を切り替えることが好ましい。この構成により、圧電素子への駆動電圧のオン／オフが高速に切り替えられるので、圧電ポンプによる流体制御が高精度となる。

（３）前記スイッチはＦＥＴ、またはＦＥＴおよび当該ＦＥＴを駆動する回路、で構成されることが好ましい。これにより、低コスト、小型化が容易となる。

（４）前記駆動電源電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータを更に備え、前記制御回路は、必要圧力が所定値未満の範囲では、前記駆動電源電圧を、前記自励振回路が動作可能な下限電圧にした状態で前記オンデューティ比を制御し、必要圧力が所定値以上の範囲では、前記オンデューティ比を１００％の状態で前記駆動電源電圧を前記下限電圧より高い電圧範囲で制御する、ことが好ましい。このことにより、圧電ポンプの吐出圧が高い領域で自励振回路は連続動作することにより、加圧速度を高速化できる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧動作すれば、例えば電池等の直流入力電源の電圧がより低い領域にあっても、自励振回路を正常に動作させることができる。また、圧電ポンプの吐出圧が高い領域で自励振回路の駆動電圧が高まることにより、加圧速度を高速化できる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧動作すれば、例えば電池等の直流入力電源の電圧がより低い領域にあっても、自励振回路を正常に動作させることができる。

（５）前記制御回路はＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路を有するＭＣＵを備え、前記ＰＷＭ信号で前記オンデューティ比を定めることが好ましい。この構成により、上記オンデューティ比の制御のための回路およびその制御が簡素化される。

（６）本発明の血圧計は、
カフと、当該カフを加圧する流体制御装置と、前記カフ内の圧力を調整するバルブと、脈波またはコロトコフ音および前記カフの圧力に基づいて血圧を測定する測定部とを備え、
前記流体制御装置は、
圧電素子を備える圧電ポンプと、
駆動電源電圧の印加により自励発振して前記圧電素子を駆動する自励振回路と、
前記自励振回路に対する前記駆動電源電圧を断続するスイッチと、
所定のスイッチング周波数および所定のオンデューティ比で前記スイッチの状態を切り替えることにより、前記自励振回路のオンデューティ比を変化させる制御回路と、を備える。

上記構成により、これまで不可能であった低圧力でも高精度で安定動作する。また、高効率動作および低発熱動作する。

（７）前記スイッチング周波数は、前記測定部の測定周期の逆数の１０倍以上、且つ前記圧電素子の駆動周波数の１／１０以下の範囲内の周波数である、ことが好ましい。このように、スイッチング周波数が測定周期の逆数の１０倍以上であれば、デューティ比制御による測定精度の低下を実質的に無くせる。また、スイッチング周波数が圧電素子の駆動周波数の１／１０以下の範囲内の周波数であれば、自励振回路の断続による高調波成分が圧電素子の駆動周波数に実質的に影響を与えないので、圧電素子の駆動効率の低下が抑制される。

本発明によれば、低い吐出圧または遅い加圧速度で圧電ポンプを作動させることのできる流体制御装置およびそれを備える血圧計が構成される。

図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０１の構成を示すブロック図である。 図２はスイッチ４０の回路図である。 図３は自励振回路２０のデューティ動作を示す波形図である。 図４は流体制御装置１０１の起動からの経過時間に対する駆動電源電圧のオンデューティ比の変化、および経過時間に対する圧電ポンプ１０の吐出圧の変化を示す図である。 図５はオンデューティ比と吐出圧との関係を示す図である。 図６は圧電ポンプの起動後の圧力変化の例を示す図である。 図７は、入力電源である電池の寿命を充放電回数で表した図である。 図８は第１の実施形態に係る別の流体制御装置の構成を示すブロック図である。 図９は第１の実施形態に係る別の流体制御装置の自励振回路の回路図である。 図１０は第２の実施形態に係る流体制御装置１０２のブロック図である。 図１１は、図１０における制御回路３０の主要部の構成を示すブロック図である。 図１２は、自励振回路２０の駆動電源電圧、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電圧、に対する圧電ポンプ１０の吐出圧の関係を示す図である。 図１３は、時間経過に伴う、圧力、オンデューティ比、駆動電源電圧それぞれの変化を示す図である。 図１４は第３の実施形態に係る流体制御装置１０３の構成を示すブロック図である。 図１５は第４の実施形態に係る血圧計２０１のブロック図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせは可能である。各実施形態の説明において、共通の事柄についての重複する記述は省略し、特に異なる点について説明する。また、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る流体制御装置１０１の構成を示すブロック図である。流体制御装置１０１は、圧電素子１を備える圧電ポンプ１０と、駆動電源電圧の印加により自励発振して圧電素子１を駆動する自励振回路２０と、この自励振回路２０に対する駆動電源電圧を断続する（駆動電源電圧の印加と非印加を切り替える）スイッチ４０と、スイッチ４０の状態を切り替える制御回路３０とを備える。また、本実施形態ではＤＣ／ＤＣコンバータ５０を更に備える。

図１に示す入力電源ＢＡＴは電池であり、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は、この入力電源電圧を昇圧して自励振回路２０へ駆動電源電圧を供給する。この駆動電源電圧によって自励振回路２０は自励発振し、圧電素子１に対して交番電圧を印加する。

制御回路３０は、所定のスイッチング周波数および所定のオンデューティ比でスイッチ４０の状態を切り替えるとともに、流体制御装置１０１の起動からの経過時間に応じてオンデューティ比を徐々に大きくする。

図２は上記スイッチ４０の回路図である。このスイッチ４０は、ＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ Ｍ１、そのゲート・ソース間電圧を生成する、抵抗Ｒ４，Ｒ３、バイポーラトランジスタＱ１、およびトランジスタＱ１のベース電圧を印加する抵抗Ｒ１，Ｒ２を備える。

図２において、制御回路３０が“Ｈ”電圧を出力すると、トランジスタＱ１がオンし、ＦＥＴ Ｍ１がオン（導通）する。逆に、制御回路３０が“Ｌ”電圧を出力すると、トランジスタＱ１がオフし、ＦＥＴ Ｍ１がオフ（遮断）する。

図１において、自励振回路２０は、出力電流検出抵抗Ｒ０、差動増幅回路２１、フィルタ２２、コンパレータ２３、および位相反転コンパレータ２４を備える。差動増幅回路２１は抵抗Ｒ０の降下電圧を差動増幅する。フィルタ２２は自励発振周波数を通過させ、それ以外の不要な周波成分を減衰させる。１入力のコンパレータ２３はフィルタ２２の出力電圧を二値電圧信号に変換する。位相反転コンパレータ２４はコンパレータ２３の出力電圧を位相反転（極性反転）する。コンパレータ２３の出力電圧は抵抗Ｒ０を介して圧電素子１の第１端に入力され、位相反転コンパレータ２４の出力電圧は圧電素子１の第２端に入力される。

上記回路構成より、圧電素子１に流れる電流と、圧電素子１に対する印加電圧とが正帰還の関係となって、自励発振する。これにより、圧電素子１に正負両極性の交番電圧が印加される。

図３は上記自励振回路２０のデューティ動作を示す波形図である。スイッチ４０のオン状態で自励振回路２０に対して駆動電源電圧が供給され、スイッチ４０のオフ状態で自励振回路２０に対する駆動電源電圧が遮断される。すなわち、スイッチ４０のターンオンで自励振回路２０に対する駆動電源電圧が立ち上がり、スイッチ４０のターンオフで自励振回路２０に対する駆動電源電圧が立ち下がる。

また、図１に示したフィルタ２２とコンパレータ２３の接続順は逆にしてもよい。

上記立ち上がり時間ｔｓが短い程、自励振回路２０の発振不発のリスクが低減されるので、立ち上がり時間ｔｓは短い方が好ましい。そのため、図２に示したＦＥＴ Ｍ１は、ゲート・ソース間の寄生容量およびゲート・ドレイン間の寄生容量が小さくて、そのことにより、高速動作するＦＥＴであることが好ましい。

図４は流体制御装置１０１の起動からの経過時間に対する駆動電源電圧のオンデューティ比の変化、および上記経過時間に対する圧電ポンプ１０の吐出圧の変化を示す図である。

図４に示すように、流体制御装置１０１の起動からの時間経過に伴い、駆動電源電圧のオンデューティ比（これは、スイッチ４０のオンデューティ比でもあり、自励振回路２０の断続動作のオンデューティ比でもある。）が上昇する。これに伴い、圧電ポンプ１０の吐出圧も上昇する。

図５は上記オンデューティ比と吐出圧との関係を示す図である。図５において特性ラインＣＬ１は、スイッチ４０のオンデューティ比と圧電ポンプの吐出圧との関係を示す図である。この例は、駆動電源電圧を８Ｖに固定した例であり、オンデューティ比１２．５％から、すなわち、実効電圧１Ｖ（８×０．１２５＝１）という低電圧領域から自励発振し、圧電ポンプは動作する。図５に表れているように、オンデューティ比と圧力とは概略的に比例関係にある。そのため、自励振回路２０の駆動電源電圧のオンデューティ比の制御によって、低圧力から吐出圧を高めていくことができる。すなわち、圧電ポンプの加圧速度が緩やかにできる。

これに対し、同一条件で駆動電源電圧を連続印加（オンデューティ比１００％）で０Ｖから次第に上昇させた場合、６Ｖ以上でなければ自励発振を開始しない。これを８Ｖ印加状態でのオンデューティ比に換算すると、図５中に特性ラインＣＬ０で示したとおりである。この例では、圧力９．５ｋＰａ以上となる条件で圧電ポンプが作動する。このように駆動電源電圧を制御する方法では、得られる圧力範囲が狭く、且つ高い圧力範囲でなければ制御できない。

図６は圧電ポンプの起動後の圧力変化の例を示す図である。図６において、特性ラインＣＬ１〜ＣＬ４はいずれも起動後に駆動電源電圧のデューティ比を次第に上昇させた例であり、特性ラインＣＬ１は加圧速度を最も緩慢にした例、特性ラインＣＬ４は加圧速度を最も急峻にした例である。また、図６において、特性ラインＣＬ０は、上述の例のとおり、駆動電源電圧を連続印加（オンデューティ比１００％）で０Ｖから８Ｖまで次第に上昇させた場合の例である。このような従来方式であれば、起動後圧力は急激に上昇してしまうが、本実施形態では、駆動電源電圧のデューティ比の上昇に応じて圧力上昇（加圧速度）が制御される。

図７は、入力電源である電池の寿命を充放電回数で表した図である。横軸は加圧速度であり、縦軸は電池が所定の電圧である終止電圧に低下するまでの電池寿命である。図７において特性曲線中のマーク(1) (2) (3) (4) (0) は、図６に示した特性ラインＣＬ１，ＣＬ２，ＣＬ３，ＣＬ４，ＣＬ０に対応する起動を繰り返した場合の回数を示す。

図７の例では、図６の特性ラインＣＬ３に沿った加圧を行う場合に最も電池寿命が長くなることが分かる。このように、適切な加圧速度で加圧することで電池寿命が長くなるという効果も奏する。

図８は第１の実施形態に係る別の流体制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示した例とは異なり、スイッチ４０はＤＣ／ＤＣコンバータ５０と自励振回路２０との間に設けられている。この構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０から出力される電圧の断続電圧が自励振回路２０の電源電圧として直接印加されるので、自励振回路２０の電源電圧の立ち上がり時間が短い。そのため、自励振回路２０の自励発振が不発となるリスクは大幅に低減される。また、それに伴い（リプルや高調波成分を抑制しても自励振回路２０の自励発振の不発リスクを低く保てるので）、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の内部でシャント接続されるコンデンサの容量を大きくして、出力電圧のリプルや高調波成分をより抑制できる。

一方、図１に示した構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０も断続動作するので、図８に示した構成に比べて消費電力は低減される。

図９は第１の実施形態に係る別の流体制御装置の自励振回路の回路図である。図１に示した例とは異なり、フィルタ２２およびコンパレータ２３は無い。このような回路構成であっても自励発振は可能である。

なお、差動増幅回路２１に、発振周波数より高域を減衰させるローパスフィルタ特性を持たせてもよい。また、図１に示したフィルタ２２またはコンパレータ２３の一方を付加してもよい。

なお、以上に示した例では、流体制御装置１０１，１０２の起動からの経過時間に応じてオンデューティ比を徐々に大きくする例について説明した。この制御により、起動からの時間経過に伴って加圧速度は次第に大きくなる。但し、本発明はこれに限らず、流体制御装置の起動からの経過時間に応じてオンデューティ比を次第に小さくする制御も可能である。例えば、流体制御装置の起動直後は、「圧力」よりも「流量」を確保したい場合がある。このような場合に、流体制御装置の起動時にオンデューティ比を大きめに設定し、その後の時間経過に伴い、オンデューティ比を次第に小さくして、容器の加圧速度を緩慢にする、といった制御も可能である。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、自励振回路２０の駆動電源電圧のデューティ比だけでなく電圧も変化させる例を示す。

図１０は第２の実施形態に係る流体制御装置１０２のブロック図である。流体制御装置１０２は、圧電素子１を備える圧電ポンプ１０と、駆動電源電圧の印加により自励発振して圧電素子１を駆動する自励振回路２０と、この自励振回路２０に対する駆動電源電圧を断続する（駆動電源電圧の印加と非印加を切り替える）スイッチ４０と、自励振回路２０に対する駆動電源電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５０と、スイッチ４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ５０を制御する制御回路３０とを備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は入力電源ＢＡＴの電圧を昇圧または降圧して自励振回路２０へ駆動電源電圧を供給する。この駆動電源電圧によって自励振回路２０は自励発振し、圧電素子１に対して交番電圧を印加する。

制御回路３０のうち駆動電圧制御部はＤＣ／ＤＣコンバータ５０のスイッチング素子のオンデューティ比の制御等によって出力電圧を定める。また、デューティ比制御部はスイッチ４０のオンデューティ比を定める。

図１１は、図１０における制御回路３０の主要部の構成を示すブロック図である。この制御回路３０はＭＣＵ（マイクロコントロールユニット）で構成され、そのＩ／Ｏポートがスイッチ４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ５０のスイッチング回路に接続される。制御回路３０は、レジスタ、タイマおよび比較器を備え、レジスタに設定した値に応じた周期の信号、すなわちＰＷＭ信号をＩ／Ｏポートを介してスイッチ４０に出力する。タイマのカウント周期は一定であるので、周期一定（スイッチング周波数一定）且つレジスタに設定された値に応じたオンデューティ比でスイッチ４０は断続される。起動後、制御回路３０はレジスタへの設定値を所定レートで順次インクリメントする。このことによって、オンデューティ比は次第に上昇する。

図１２は、自励振回路２０の駆動電源電圧、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電圧、に対する圧電ポンプ１０の吐出圧の関係を示す図である。この例ではオンデューティ比を１００％にしている。例えば、駆動電源電圧が８Ｖのとき、圧力は１５ｋＰａであり、駆動電源電圧が２０Ｖのとき、圧力は５５ｋＰａである。

このように、ポンプとして用いられる通常の駆動電源電圧の範囲内において、自励振回路２０の駆動電源電圧と圧電ポンプ１０の吐出圧とは概略的に比例関係にある。第２の実施形態の流体制御装置１０２は、自励振回路２０のオンデューティ比が１００％になった以降は駆動電源電圧を上昇させることで、圧電ポンプの吐出圧を更に上昇させる。

図１３は、時間経過に伴う、圧力、オンデューティ比、駆動電源電圧それぞれの変化を示す図である。起動からｔ１までは、駆動電源電圧をＶ１に定め、オンデューティ比を０から１００％まで次第に上昇させる。図１３において、圧力が０からＰ１までの範囲が、本発明における、「必要圧力が所定値未満の範囲」に相当する。また、駆動電源電圧Ｖ１が本発明における、「自励振回路が動作可能な下限電圧」に相当する。これにより、圧力は０からＰ１まで次第に上昇する。時刻ｔ１以降（ｔ２まで）は、オンデューティ比を１００％に固定し、駆動電源電圧をＶ１からＶ２まで次第に上昇させる。これにより、圧力はＰ１からＰ２まで次第に上昇する。結局、圧力は、起動後０からＰ２までの広範囲に亘って緩慢に上昇する。

本実施形態によれば、広範囲に亘って且つ連続的に圧力が制御されるので、高精度な所定の低圧力から中圧力、高圧力まで発生させることができる。

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、圧電素子に対する駆動電圧を断続することで自励振回路の自励発振のオンデューティ比を定める例を示す。

図１４は第３の実施形態に係る流体制御装置１０３の構成を示すブロック図である。流体制御装置１０３は、圧電素子１を備える圧電ポンプ１０と、駆動電源電圧の印加により自励発振して圧電素子１を駆動する自励振回路２０と、この自励振回路２０に対して駆動電源電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５０と、圧電素子１に対する駆動電圧を断続するスイッチ４０と、スイッチ４０の状態を切り替える制御回路３０とを備える。

第１の実施形態とは異なり、本実施形態では、自励振回路２０が自励発振を持続したまま、圧電素子１に対する駆動電圧が断続される。

図１４に示す入力電源ＢＡＴは電池であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は、この入力電源電圧を昇圧して自励振回路２０へ駆動電源電圧を供給する。この駆動電源電圧によって自励振回路２０は自励発振する。スイッチ４０が、位相反転コンパレータ２４の出力と圧電素子１に接続する状態（オン状態）で、自励振回路２０の出力電圧が圧電素子１に印加され、圧電素子１の片端を接地する状態（オフ状態）で、圧電素子１の駆動電圧は半分になる。つまり、第１の実施形態、第２の実施形態、第３の実施形態では、スイッチ４０がオン状態で圧電素子１が平衡駆動されるので、圧電素子１には自励振回路２０の出力電圧の２倍の電圧が印加される。一方、この第３の実施形態において、スイッチ４０がオフ状態では圧電素子１は不平衡駆動されるので、圧電素子１には自励振回路２０の出力電圧がそのまま印加される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５０および自励振回路２０の構成は第１の実施形態で示したとおりである。

本実施形態によれば、自励振回路２０に対する駆動電圧を断続する構成（図１）に比べて、圧電素子１への駆動電圧のオン／オフが高速に切り替えられるので、圧電ポンプ１０による流体制御が高精度となる。そのため、この流体制御装置１０３を例えば血圧計に適用した場合に、血圧の測定精度を高めることができる。

《第４の実施形態》
第４の実施形態では血圧計について示す。図１５は第４の実施形態に係る血圧計２０１のブロック図である。血圧計２０１は流体制御装置１０１、その電源ＢＡＴ、バルブ６０、カフ７０、圧力センサ８０、および測定部９０を備えている。

流体制御装置１０１の構成は第１の実施形態で示したとおりである。この流体制御装置１０１の圧電ポンプ１０の吐出部にバルブ６０を介してカフ７０が接続されている。圧力センサ８０はカフ７０の空気圧を検出する。バルブ６０は、圧電ポンプ１０が空気を吐出する状態ではそれをカフへ送り、カフの空気圧を減少させる場合には所定流量で大気へ開放する。測定部９０は、加圧過程で、圧力センサの検出値にもとづいて脈波を検知し、オシロメトリック法に基づいて最高血圧および最低血圧を求める。その後、圧力開放過程でバルブ６０から空気を抜く。このように、加圧過程で血圧を測定する方法は、測定後の圧力開放過程で急速に排気できるので、血圧測定に要するトータル時間が短くて済み、また、電池の消費は昇圧時間のみであるので消費電流が少なくて済む。但し、カフの加圧過程で所定圧力まで加圧し、その後の圧力開放過程で血圧を測定してもよい。

最後に、上述の実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

ＢＡＴ…入力電源
Ｒ０…出力電流検出抵抗
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗
１…圧電素子
１０…圧電ポンプ
２０…自励振回路
２１…差動増幅回路
２２…フィルタ
２３…コンパレータ
２４…位相反転コンパレータ
３０…制御回路
４０…スイッチ
５０…ＤＣ／ＤＣコンバータ
６０…バルブ
７０…カフ
８０…圧力センサ
９０…測定部
１０１，１０２，１０３…流体制御装置
２０１…血圧計

Claims (6)

1. 圧電素子を備える圧電ポンプと、
   駆動電源電圧の印加により自励発振して前記圧電素子を駆動する自励振回路と、
   前記圧電素子の駆動のオンデューティ比を定める制御回路と、
   直流入力電源電圧を変換して前記駆動電源電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、
   前記制御回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することで前記駆動電源電圧を制御し、必要圧力が所定値未満の範囲では、前記駆動電源電圧を前記自励振回路が動作可能な下限電圧にした状態で前記オンデューティ比を制御し、必要圧力が所定値以上の範囲では、前記オンデューティ比を１００％の状態で前記駆動電源電圧を前記下限電圧より高い電圧範囲で制御する、
   流体制御装置。
2. 前記圧電素子に対する駆動電圧を断続するスイッチを備え、
   前記制御回路は、所定のオンデューティ比で前記スイッチの状態を切り替える、請求項１に記載の流体制御装置。
3. 前記スイッチはＦＥＴ、またはＦＥＴおよび当該ＦＥＴを駆動する回路、で構成される、請求項２に記載の流体制御装置。
4. 前記制御回路はＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路を有するＭＣＵを備え、前記ＰＷＭ信号で前記オンデューティ比を定める、請求項１から３のいずれかに記載の流体制御装置。
5. カフと、当該カフを加圧する流体制御装置と、前記カフ内の圧力を調整するバルブと、脈波またはコロトコフ音および前記カフの圧力に基づいて血圧を測定する測定部とを備え、
   前記流体制御装置は、
   圧電素子を備える圧電ポンプと、
   駆動電源電圧の印加により自励発振して前記圧電素子を駆動する自励振回路と、
   前記自励振回路に対する前記駆動電源電圧を断続するスイッチと、
   所定のスイッチング周波数および所定のオンデューティ比で前記スイッチの状態を切り替えることにより、前記自励振回路のオンデューティ比を変化させる制御回路と、
   直流入力電源電圧を変換して前記駆動電源電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、
   前記制御回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することで前記駆動電源電圧を制御し、必要圧力が所定値未満の範囲では、前記駆動電源電圧を前記自励振回路が動作可能な下限電圧にした状態で前記オンデューティ比を制御し、必要圧力が所定値以上の範囲では、前記オンデューティ比を１００％の状態で前記駆動電源電圧を前記下限電圧より高い電圧範囲で制御する、
   血圧計。
6. 前記スイッチング周波数は、前記測定部の測定周期の逆数の１０倍以上、且つ前記圧電素子の駆動周波数の１／１０以下の範囲内の周波数である、請求項５に記載の血圧計。

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