JP5944727B2 - 血圧計およびポンプ駆動システム - Google Patents

Description

この発明は血圧計に関し、より詳しくは、血圧測定用カフへ流体を送るポンプと、ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路とを備えた血圧計に関する。

また、この発明は、ポンプと、ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路とを備えたポンプ駆動システムに関する。

最近、例えば特許文献１（特開２０００−１７１３２０号公報）に記載のように、血圧計の血圧測定用カフ（より正確には、カフに内包された空気袋を指す。以下同様。）へ流体を送るポンプとして圧電ポンプ（圧電素子を利用してダイアフラムを駆動するポンプ）を用いる提案がなされている。

圧電ポンプを駆動するための公知の駆動回路としては、例えば特許文献２（特開２０１０−１４２７８３号公報）に記載のように、低電圧の電源を昇圧して、圧電素子のための高電圧の駆動電源を発生し、その駆動電源を用いながら、低電圧の駆動波形をアンプで増幅して、上記圧電素子を駆動するための駆動信号を得る方式が知られている。また、特許文献３（特開２００９−５００５１号公報）に記載のように、トランスの一次側で電源電圧をスイッチング動作（圧電素子のための駆動周波数で）し、前記トランスの二次側に接続されている圧電素子に駆動電圧を印加する方式が知られている。

特開２０００−１７１３２０号公報 特開２０１０−１４２７８３号公報 特開２００９−５００５１号公報

ここで、例えば手首式血圧計の血圧測定用カフへ流体を送るポンプとして圧電ポンプを用いる場合、上記圧電ポンプ（の圧電素子）を駆動するための駆動信号として、例えば最大で５０Ｖｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク電圧）程度の振幅をもつのが望ましい。これとともに、等速加圧（例えば１０ｍｍＨｇ／ｓｅｃ）を行うため、また、圧電ポンプの特性ばらつきに適合するために、振幅を例えば０．１Ｖ単位で、また、駆動周波数を１００Ｈｚ単位でそれぞれ細かく制御するのが望ましい。

しかしながら、特許文献２（特開２０１０−１４２７８３号公報）に記載の方式では、アンプの電源（高電圧の駆動電源）として所定の高電圧を提供する大型の電源が要求されるし、また、アンプも高コストになる。また、振幅や駆動周波数の細かな制御が困難である。このため、小型化、低コスト化、高性能化を達成することができないという問題がある。

同様に、特許文献３（特開２００９−５００５１号公報）に記載の方式では、トランスが大型で高コストになる。また、振幅や駆動周波数の細かな制御が困難である。このため、小型化、低コスト化、高性能化を達成することができないという問題がある。

そこで、この発明の課題は、血圧測定用カフへ流体を送るポンプと、ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路とを備えた血圧計であって、小型化、低コスト化、高性能化を達成できるものを提供することにある。

また、この発明の課題は、ポンプと、ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路とを備えたポンプ駆動システムであって、小型化、低コスト化、高性能化を達成できるものを提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の血圧計は、
血圧測定用カフへ流体を送るポンプと、
上記ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路と、
血圧測定のために上記ポンプ駆動回路を制御する制御部とを少なくとも備え、
上記ポンプ駆動回路は、
電源からの第１のＤＣ電圧を昇圧して第２のＤＣ電圧として出力する昇圧部と、
上記第２のＤＣ電圧に対応する高電位とこの高電位よりも低い基準電位との間に、直列に接続された２個のスイッチング素子をそれぞれ含む第１、第２の直列回路を有するＨブリッジ部とを備え、
上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、それぞれオン、オフ制御され、
上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第１の接続点と、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第２の接続点との間に生じる電圧が、上記ポンプを駆動するための駆動電圧として用いられることを特徴とする。

この発明の血圧計では、昇圧部が、電源からの第１のＤＣ電圧を昇圧して第２のＤＣ電圧として出力する。Ｈブリッジ部が有する第１、第２の直列回路は、それぞれ上記第２のＤＣ電圧に相当する高電位とこの高電位よりも低い基準電位（例えば、接地電位）との間に接続されている。制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、それぞれオン、オフ制御される。上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第１の接続点と、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第２の接続点との間に生じる電圧が、上記ポンプを駆動するための駆動電圧として用いられる。

例えば、上記ポンプが圧電ポンプであり、上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御されるものとする。この場合、例えば５０Ｖｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク電圧）程度の振幅をもつ駆動電圧を得るためには、上記昇圧部は上記第２のＤＣ電圧として、上記駆動電圧として要求される振幅の半分の電圧、つまり最大で２５Vを出力すれば足りる。したがって、電源が、例えば３Ｖの乾電池（１．５Ｖ×２個）でも構成され得る。また、上記昇圧部が、小型で低コストに構成され得る。さらに、Ｈブリッジ部自体も、比較的部品点数が少ないことから、小型で低コストに構成され得る。

また、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子をそれぞれオン、オフ制御するために、上記制御部は、上記ブリッジ制御信号として４つのデジタル信号を出力すれば足り、負荷が小さい。したがって、上記制御部は、特段の新たな部品を設けることなく、例えば血圧計を構成する既存のＣＰＵ（Central Processing Unit；中央演算処理装置）によって構成され得る。また、上記ブリッジ制御信号としてそのようなＣＰＵが出力するデジタル信号、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号を用いれば、オン、オフの細かな制御が可能になり、例えば１００Ｈｚ単位で上記ポンプのための駆動周波数の細かな制御ができる。したがって、例えば圧電ポンプの特性ばらつき（特に、共振周波数のばらつき）に容易に適合することができる。

したがって、この血圧計によれば、小型化、低コスト化、高性能化を達成できる。

なお、この血圧計は、上記血圧測定用カフ内の流体圧を検出する圧力センサと、この圧力センサの出力に基づいて被験者の血圧測定値を得る制御部とを備えるのが望ましい。これにより、被験者の血圧測定値を出力することができる。

一実施形態の血圧計では、上記昇圧部は、上記制御部からの昇圧制御信号に応じて、上記第２のＤＣ電圧を可変して出力する昇圧レギュレータであることを特徴とする。

この一実施形態の血圧計では、上記昇圧部は、上記制御部からの昇圧制御信号に応じて、上記第２のＤＣ電圧を可変して出力する昇圧レギュレータである。このような昇圧レギュレータとしては、市販の小型で安価なものを採用することができる。したがって、この血圧計によれば、さらに小型化、低コスト化を達成できる。

一実施形態の血圧計では、
上記制御部からの昇圧制御信号はＰＷＭ信号であり、
上記昇圧部としての昇圧レギュレータは、上記ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて、上記第２のＤＣ電圧を可変して出力することを特徴とする。

この一実施形態の血圧計では、上記制御部からの昇圧制御信号はＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号であるから、オン、オフの細かな制御が可能になる。上記昇圧部としての昇圧レギュレータは、上記ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて、上記第２のＤＣ電圧を可変して出力する。例えば上記第２のＤＣ電圧を細かく、０．１Ｖ単位で上昇させることができる。したがって、例えば上記ポンプが圧電ポンプである場合、等速加圧（例えば１０ｍｍＨｇ／ｓｅｃ）を容易に行うことができる。したがって、この血圧計によれば、さらに高性能化を達成できる。

一実施形態の血圧計では、
上記ポンプは圧電ポンプであり、
上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御されることを特徴とする。

ここで、「圧電ポンプ」とは、圧電素子とこの圧電素子に連結されたダイアフラムとを備え、上記圧電素子に交流電圧が印加されることにより、上記圧電素子とともに上記ダイアフラムが振動し、このダイアフラムの振動によって流体を送り出すポンプである。

この一実施形態の血圧計では、上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御される。これにより、上記ポンプとしての圧電ポンプに、駆動電圧として交流電圧が印加される。したがって、上記圧電ポンプが動作して、血圧測定用カフへ流体を送ることができる。ここで、例えば５０Ｖｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク電圧）程度の振幅をもつ駆動電圧を得るためには、上記昇圧部は上記第２のＤＣ電圧として、上記駆動電圧として要求される振幅の半分の電圧、つまり最大で２５Vを出力すれば足りる。したがって、電源が、例えば３Ｖの乾電池（１．５Ｖ×２個）で構成され得る。また、上記昇圧部が、小型で低コストに構成され得る。さらに、Ｈブリッジ部自体も、比較的部品点数が少ないことから、小型で低コストに構成され得る。

また、上記第１、第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子をオン、オフ制御するために、上記制御部は、上記ブリッジ制御信号として４つのデジタル信号を出力すれば足り、負荷が小さい。したがって、上記制御部は、特段の新たな部品を設けることなく、例えば血圧計を構成する既存のＣＰＵによって構成され得る。また、上記ブリッジ制御信号としてそのようなＣＰＵが出力するデジタル信号、例えばＰＷＭ信号によれば、オン、オフの細かな制御が可能になり、上記ポンプのための駆動周波数の細かな制御ができる。したがって、例えば圧電ポンプの特性ばらつきに容易に適合することができる。

したがって、この血圧計によれば、さらに小型化、低コスト化、高性能化を達成できる。

一実施形態の血圧計では、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間を設定する制御を行うことを特徴とする。

この一実施形態の血圧計では、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間を設定する制御を行う。これにより、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形において、プラス電圧印加期間とマイナス電圧印加期間との間に、印加電圧ゼロの期間が生ずる。この結果、駆動電圧の反転時、つまりプラス電圧印加期間の開始時、マイナス電圧印加期間の開始時に、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する突入電流が制限される。したがって、駆動電圧の反転時における電力消費が抑制され、省エネルギが実現される。

一実施形態の血圧計では、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をかけて遷移させる制御を行うことを特徴とする。

この一実施形態の血圧計では、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限な遷移期間をかけて遷移させる制御を行う。これにより、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形において、プラス電圧印加期間の開始時および終了時、マイナス電圧印加期間の開始時および終了時に、それぞれ有限な遷移期間をかけて印加電圧が遷移する。この結果、駆動電圧の反転時、つまりプラス電圧印加期間の開始時、マイナス電圧印加期間の開始時に、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する突入電流が制限される。したがって、駆動電圧の反転時における電力消費が抑制され、省エネルギが実現される。

一実施形態の血圧計では、
上記ポンプはロータリポンプであり、
上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のうち上記高電位側のスイッチング素子はオン、オフ制御され、上記基準電位側のスイッチング素子はオフ状態に維持されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子のうち上記高電位側のスイッチング素子はオフ状態に維持され、上記基準電位側のスイッチング素子は上記第１の直列回路の上記高電位側のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相でオン、オフ制御されることを特徴とする。

この一実施形態の血圧計では、上記ポンプはロータリポンプである。上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のうち上記高電位側のスイッチング素子はオン、オフ制御され、上記基準電位側のスイッチング素子はオフ状態に維持されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子のうち上記高電位側のスイッチング素子はオフ状態に維持され、上記基準電位側のスイッチング素子は上記第１の直列回路の上記高電位側のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相でオン、オフ制御される。これにより、上記ポンプとしてのロータリポンプに、駆動電圧として周期的なプラス電圧が印加される。したがって、上記ロータリポンプが動作して、血圧測定用カフへ流体を送ることができる。

この発明のポンプ駆動システムは、
ポンプと、
上記ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路と、
上記ポンプ駆動回路を制御する制御部とを少なくとも備え、
上記ポンプ駆動回路は、
電源からの第１のＤＣ電圧を昇圧して第２のＤＣ電圧として出力する昇圧部と、
上記第２のＤＣ電圧に対応する高電位とこの高電位よりも低い基準電位との間に、直列に接続された２個のスイッチング素子をそれぞれ含む第１、第２の直列回路を有するＨブリッジ部とを備え、
上記制御部からの昇圧制御信号はＰＷＭ信号であり、上記昇圧部は、抵抗とＦＥＴとを有する上記ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて抵抗値を可変させる第１の抵抗部と、第２の抵抗部とを備え、上記第２のＤＣ電圧を、上記第１の抵抗部と上記第２の抵抗部とで分圧して帰還させることで、上記第２のＤＣ電圧の可変出力が可能な昇圧レギュレータであり、
上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１、第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子はオン、オフ制御され、
上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第１の接続点と、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第２の接続点との間に生じる電圧が、上記ポンプを駆動するための駆動電圧として用いられることを特徴とする。

この発明のポンプ駆動システムでは、昇圧部が、電源からの第１のＤＣ電圧を昇圧して第２のＤＣ電圧として出力する。Ｈブリッジ部が有する第１、第２の直列回路は、それぞれ上記第２のＤＣ電圧に相当する高電位とこの高電位よりも低い基準電位（例えば、接地電位）との間に接続されている。制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、それぞれオン、オフ制御される。上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第１の接続点と、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第２の接続点との間に生じる電圧が、上記ポンプを駆動するための駆動電圧として用いられる。

例えば、上記ポンプが圧電ポンプであり、上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御されるものとする。この場合、例えば５０Ｖｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク電圧）程度の振幅をもつ駆動電圧を得るためには、上記昇圧部は上記第２のＤＣ電圧として、上記駆動電圧として要求される振幅の半分の電圧、つまり最大で２５Vを出力すれば足りる。したがって、電源が、例えば３Ｖの乾電池（１．５Ｖ×２個）で構成され得る。また、上記昇圧部が、小型で低コストに構成され得る。さらに、Ｈブリッジ部自体も、比較的部品点数が少ないことから、小型で低コストに構成され得る。

また、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子をそれぞれオン、オフ制御するために、上記制御部は、上記ブリッジ制御信号として４つのデジタル信号を出力すれば足り、負荷が小さい。したがって、上記制御部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit；中央演算処理装置）によって構成され得る。また、上記ブリッジ制御信号としてそのようなＣＰＵが出力するデジタル信号、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号を用いれば、オン、オフの細かな制御が可能になり、例えば１００Ｈｚ単位で上記ポンプのための駆動周波数の細かな制御ができる。したがって、例えば圧電ポンプの特性ばらつき（特に、共振周波数のばらつき）に容易に適合することができる。

さらに、上記昇圧部は、抵抗とＦＥＴとを有する上記ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて抵抗値を可変させる第１の抵抗部と、第２の抵抗部とを備え、上記第２のＤＣ電圧を、上記第１の抵抗部と上記第２の抵抗部とで分圧して帰還させる昇圧レギュレータである。これにより、分圧比に応じて、すなわち（上記第１の抵抗部の抵抗値）／（上記第１の抵抗部の抵抗値プラス上記第２の抵抗部の抵抗値）に応じて、上記第２のＤＣ電圧の可変出力が可能となる。

したがって、このポンプ駆動システムによれば、小型化、低コスト化、高性能化を達成できる。

一実施形態のポンプ駆動システムでは、
上記ポンプは圧電ポンプであり、
上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御されることを特徴とする。

この一実施形態のポンプ駆動システムでは、上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御される。これにより、上記ポンプとしての圧電ポンプに、駆動電圧として交流電圧が印加される。したがって、上記圧電ポンプが動作して、血圧測定用カフへ流体を送ることができる。ここで、例えば５０Ｖｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク電圧）程度の振幅をもつ駆動電圧を得るためには、上記昇圧部は上記第２のＤＣ電圧として、上記駆動電圧として要求される振幅の半分の電圧、つまり最大で２５Vを出力すれば足りる。したがって、電源が、例えば３Ｖの乾電池（１．５Ｖ×２個）で構成され得る。また、上記昇圧部が、小型で低コストに構成され得る。さらに、Ｈブリッジ部自体も、比較的部品点数が少ないことから、小型で低コストに構成され得る。

一実施形態のポンプ駆動システムでは、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間を設定する制御を行うことを特徴とする。

この一実施形態のポンプ駆動システムでは、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間を設定する制御を行う。これにより、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形において、プラス電圧印加期間とマイナス電圧印加期間との間に、印加電圧ゼロの期間が生ずる。この結果、駆動電圧の反転時、つまりプラス電圧印加期間の開始時、マイナス電圧印加期間の開始時に、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する突入電流が制限される。したがって、駆動電圧の反転時における電力消費が抑制され、省エネルギが実現される。

一実施形態のポンプ駆動システムでは、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をかけて遷移させる制御を行うことを特徴とする。

この一実施形態のポンプ駆動システムでは、上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限な遷移期間をかけて遷移させる制御を行う。これにより、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形において、プラス電圧印加期間の開始時および終了時、マイナス電圧印加期間の開始時および終了時に、それぞれ有限な遷移期間をかけて印加電圧が遷移する。この結果、駆動電圧の反転時、つまりプラス電圧印加期間の開始時、マイナス電圧印加期間の開始時に、上記ポンプとしての圧電ポンプに対する突入電流が制限される。したがって、駆動電圧の反転時における電力消費が抑制され、省エネルギが実現される。

以上より明らかなように、この発明の血圧計およびポンプ駆動システムによれば、小型化、低コスト化、高性能化を達成できる。

この発明の一実施形態の血圧計の概略ブロック構成を示す図である。 上記血圧計の制御部の動作を説明するためのフローチャートである。 上記血圧計の制御部による血圧測定動作を説明するためのフローチャートである。 上記血圧計の制御部による脈拍測定動作を説明するためのフローチャートである。 上記血圧計のポンプを駆動するポンプ駆動回路のブロック構成を示す図である。 上記ポンプ駆動回路に含まれた昇圧レギュレータのブロック構成を示す図である。 上記ポンプ駆動回路に含まれた昇圧レギュレータのブロック構成を一部詳細に示す図である。 上記ポンプ駆動回路に含まれたＨブリッジ回路のブロック構成を示す図である。 上記Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をもって遷移させるための回路の構成を示す図である。 上記Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子に対する制御信号および上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形の一例を示す図である。 上記Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子に対する制御信号および上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形の別の例を示す図である。を示す図である。 上記Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子に対する制御信号および上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形のさらに別の例を示す図である。を示す図である。 上記Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子に対する制御信号および上記ポンプとしての圧電ポンプに対する駆動電圧の波形のさらに別の例を示す図である。を示す図である。 上記Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子に対する制御信号および上記ポンプとしてのロータリポンプに対する駆動電圧の波形の一例を示す図である。

以下、この発明を図示の実施形態により、詳細に説明する。

図１は、この発明の一実施形態の血圧計（全体を符号１で示す。）の概略ブロック構成を示している。この血圧計１は、本体１０と、この本体１０に搭載された、制御部としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）１００、表示器５０、メモリ５１、操作部５２、電源部５３、ポンプ３２、弁３３、および圧力センサ３１を含む。また、本体１０は、この本体１０に搭載された、圧力センサ３１からの出力を周波数に変換する発振回路３１０、ポンプ３２を駆動するポンプ駆動回路３２０、弁３３を駆動する弁駆動回路３３０、および脈波センサ４１を制御して脈波を検出する脈波検出回路４１０を有する。

上記表示器５０は、ディスプレイおよびインジケータ等を含み、ＣＰＵ１００からの制御信号に従って所定の情報を表示する。

上記操作部５２は、電源部５３をＯＮまたはＯＦＦするための指示の入力を受付ける電源スイッチ５２Ａと、血圧の測定開始の指示を受け付けるための血圧測定スイッチ５２Ｂとを有する。上記電源スイッチ５２Ａおよび血圧測定スイッチ５２Ｂは、操作者による指示に応じた操作信号をＣＰＵ１００に入力する。

上記メモリ５１は、血圧計１を制御するためのプログラムのデータ、血圧計１を制御するために用いられるデータ、血圧計１の各種機能を設定するための設定データ、および血圧値や脈拍数の測定結果のデータなどを記憶する。また、メモリ５１は、プログラムが実行されるときのワークメモリなどとして用いられる。

上記ＣＰＵ１００は、メモリ５１に記憶された血圧計１を制御するためのプログラムに従って、操作部５２からの操作信号に応じて、ポンプ３２や弁３３、脈波センサ４１を駆動する制御を行う。また、ＣＰＵ１００は、圧力センサ３１および脈波センサ４１からの信号に基づいて、血圧値や脈拍数を算出し、表示器５０およびメモリ５１を制御する。

上記電源部５３は、ＣＰＵ１００、圧力センサ３１、ポンプ３２、弁３３、脈波センサ４１、表示器５０、メモリ５１、発振回路３１０、ポンプ駆動回路３２０、弁駆動回路３３０および脈波検出回路４１０の各部に電力を供給する。この例では、電源部５３は、乾電池（１．５Ｖ）を２個直列に接続して構成され、第１のＤＣ電圧として３Ｖを供給する。

上記ポンプ３２は、この例では圧電ポンプからなり、流体袋２２内の圧力（カフ圧）を加圧するために、流体袋２２に空気を供給する。弁３３は、流体袋２２の空気を排出し、または封入してカフ圧を制御するために開閉される。ポンプ駆動回路３２０は、ポンプ３２をＣＰＵ１００から与えられる制御信号に基づいて駆動する。弁駆動回路３３０は、弁３３をＣＰＵ１００から与えられる制御信号に基づいて開閉する。

上記圧力センサ３１は、例えば、ピエゾ抵抗式圧力センサであり、カフ用エアチューブ３９を介して、ポンプ３２、弁３３およびカフ２０に内包されている流体袋２２に接続されている。この例では、発振回路３１０は、圧力センサ３１からのピエゾ抵抗効果による電気抵抗の変化に基づく電気信号値に基づき発振して、圧力センサ３１の電気信号値に応じた周波数を有する周波数信号をＣＰＵ１００に出力する。

上記脈波検出回路４１０は、脈波センサ４１とＣＰＵ１００とに接続されている。脈波検出回路４１０は、ＣＰＵ１００からの制御信号に基づいて脈波センサ４１の発光素子４１１を駆動させる発光素子駆動回路（図示しない）と、受光素子４１２からの出力信号に基づいて電圧信号を生成する受光量検出回路（図示しない）とを有する。

上記発光素子駆動回路は、ＣＰＵ１００からの制御信号に基づいて所定量の電流を発光素子４１１に印加することにより、発光素子４１１を発光させるものである。発光素子４１１に印加される電流としては、例えば、５０ｍＡ程度の直流電流が使用される。上記発光素子駆動回路としては、好適には、発光素子４１１に所定のデューティでパルス電流を供給することによって発光素子４１１を周期的にパルス発光させる回路が利用される。このように発光素子４１１をパルス発光させることとすれば、発光素子４１１への単位時間当たりの印加電力を抑制することが可能になり、発光素子４１１の温度上昇を防ぐことが可能になる。

上記受光量検出回路は、たとえばアナログフィルタ回路、整流回路、増幅回路、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換回路等の処理回路を含んでおり、アナログ値として受光素子４１２から入力された上記出力信号をデジタル値化した電圧信号としてＣＰＵ１００に向けて出力する。

血圧および脈拍数の測定は、血圧計１のＣＰＵ１００によって、図２のフローに従って行われる。

本実施形態での血圧の測定方法の説明に先立ち、一般的なオシロメトリック法による血圧測定の原理について説明する。

一般的なオシロメトリック法に従って血圧を測定する場合、次のような動作が行なわれる。すなわち、被験者の測定部位に予めカフを巻き付けておき、測定時には、ポンプ・弁を制御して、カフ圧を最高血圧より高く加圧し、その後徐々に減圧していく。この減圧する過程において、測定部位の動脈で発生する動脈容積の変動をカフを介して、圧力センサで脈波信号として検出する。その時のカフ圧と検出した動脈容積の変動の大きさ（脈波信号の振幅）を利用して最高血圧（収縮期血圧：Systolic Blood Pressure）と最低血圧（拡張期血圧：Diastolic Blood Pressure）とを算出することにより、血圧が測定される。

具体的には、まず、この例では被験者が血圧計１の電源スイッチ５２ＡをＯＮにして動作状態にさせる（ステップＳＴ１）。すると、ＣＰＵ１００は、処理用メモリ領域を初期化し、弁駆動回路３３０に制御信号を出力する。弁駆動回路３３０は、制御信号に基づいて、弁３３を開放してカフ２０の流体袋２２内の空気を排気する。続いて、圧力センサ３１の０ｍｍＨｇの調整を行う制御を行う（ステップＳＴ２）。

次に、被験者は、カフ２０を被験者の手首に巻き付けて装着する。カフ２０を巻き付けた後、被験者が血圧測定スイッチ５２Ｂを押した場合（ステップＳＴ３でＹＥＳ）、ＣＰＵ１００は、上記オシロメトリック法に従って血圧の測定を開始する制御を行う（ステップＳＴ４）。

図３に示すように、血圧測定において、まず、ＣＰＵ１００は、弁駆動回路３３０を介して弁３３を閉鎖し、その後、ポンプ駆動回路３２０を介してポンプ３２を駆動して、流体袋２２に空気を送る制御を行う。これにより、流体袋２２を膨張させるとともにカフ圧を徐々に加圧していく（ステップＳＴ１０１）。

カフ圧が加圧されて所定の圧力に達すると（ステップＳＴ１０２でＹＥＳ）、ＣＰＵ１００は、ポンプ駆動回路３２０を介してポンプ３２を停止し、その後、弁駆動回路３３０を介して弁３３を徐々に開放する制御を行う。これにより、流体袋２２を収縮させるとともにカフ圧を徐々に減圧していく（ステップＳＴ１０３）。

ここで、所定の圧力とは、収縮期血圧よりも十分高い圧力（例えば、収縮期血圧＋３０ｍｍＨｇ）であり、予めメモリ５１に記憶されているか、カフ圧の加圧中にＣＰＵ１００が収縮期血圧を所定の算出式により推定して決定する。

上記減圧過程において、圧力センサ３１が手首の動脈で発生する容積変化をカフ２０を介して圧脈波信号として検出する。ＣＰＵ１００は、この圧脈波信号に基づいて、オシロメトリック法による所定のアルゴリズムを適用して血圧値を算出する（ステップＳＴ１０４）。なお、血圧の算出は、減圧過程に限らず、加圧過程において行われてもよい。

血圧値を算出して決定すると（ステップＳＴ１０５でＹＥＳ）、ＣＰＵ１００は、算出した血圧値を表示器５０へ表示し（ステップＳＴ１０６）、血圧値をメモリ５１へ保存する制御を行う（ステップＳＴ１０７）。

次に、ＣＰＵ１００は、弁駆動回路３３０を介して弁３３を開放し、カフ２０の流体袋２２内の空気を排気する制御を行う（ステップＳＴ１０８）。

次に、図２に示すように、ＣＰＵ１００は、上記電源スイッチ５２Ａが押されなければ（ステップＳＴ５でＮＯ）、ステップＳＴ３に戻り、上記電源スイッチ５２Ａが押されると、測定を終了する。

一方、被験者が血圧測定スイッチ５２Ｂを押さなかった場合（ステップＳＴ３でＮＯ）、ＣＰＵ１００は、脈拍測定を開始する制御を行う（ステップＳＴ６）。

図４に示すように、脈拍測定において、まず、ＣＰＵ１００は、脈波検出回路４１０の発光素子駆動回路を介して発光素子４１１を駆動させ、発光素子４１１を発光させる制御を行う（ステップＳＴ２０１）。なお、発光素子４１１の駆動周波数としては、検出すべき動脈の容積の変動に含まれる周波数成分（おおよそ３０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（たとえば３ｋＨｚ程度）とすることにより、より精緻に動脈の容積の変動を検出できる。

発光素子４１１から上記手首中に延在する動脈に照射された光は、動脈によって反射され、この反射光を受光素子４１２が受光し、受光した光の光量に応じた出力信号を出力する。上記受光量検出回路は、受光素子４１２からの出力信号に基づいて電圧信号を生成し、ＣＰＵ１００へ出力する。ＣＰＵ１００は、この電圧信号に基づいて、所定のアルゴリズムを適用して脈拍数を算出し（ステップＳＴ２０２）、算出した脈拍数をメモリ５１に記憶する制御を行う（ステップＳＴ２０３）。

次に、図２に示すように、ＣＰＵ１００は、脈拍数算出動作時間を測るタイマーカウントを増加させる制御を行う（ステップＳＴ７）。ＣＰＵ１００は、脈波が検出されて、脈拍があると判断すると（ステップＳＴ８でＹＥＳ）、タイマーカウントをリセットする制御を行う（ステップＳＴ９）。

次に、ＣＰＵ１００は、上記電源スイッチ５２Ａが押されなければ（ステップＳＴ５でＮＯ）、ステップＳＴ３に戻り、上記電源スイッチ５２Ａが押されると、測定を終了する。

一方、ＣＰＵ１００は、脈波が検出されなければ、脈拍がないと判断し（ステップＳＴ８でＮＯ）、さらに、２分以上継続して脈波が検出されない場合（ステップＳＴ１０でＮＯ）、表示器５０に異常を表示させる制御を行う（ステップＳＴ１１）。次に、ＣＰＵ１００は、メモリ５１に異常である旨を示すフラグを残す制御を行って（ステップＳＴ１２）、測定を終了する。

図５は、ポンプ駆動回路３２０のブロック構成を示している。このポンプ駆動回路３２０は、昇圧部としての昇圧レギュレータ６２と、Ｈブリッジ部としてのＨブリッジ回路６３とを有している。

昇圧レギュレータ６２は、概ね図６Ａに示すように、入力端子７１と出力端子７６との間に直列に接続されたリアクタンス７２およびダイオード７３と、リアクタンス７２とダイオード７３との接続点と接地電位との間に接続されたスイッチング素子（この例では、ＭＯＳＦＥＴ；Metal-Semiconductor-Oxide Field Effect Transistor；ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）７４と、昇圧制御部７５とを有している。

この昇圧レギュレータ６２は、入力端子７１に電源部（電池）５３からの第１のＤＣ電圧Ｖ１（この例では３Ｖ）を受ける。そして、昇圧制御部７５の制御信号ＣＧに応じてスイッチング素子７４がオン、オフ制御されることにより、第１のＤＣ電圧Ｖ１を昇圧して第２のＤＣ電圧Ｖ２として出力端子７６に出力する。第２のＤＣ電圧Ｖ２は、昇圧制御部７５へフィードバック信号ＦＢとして戻される。このフィードバック信号ＦＢに基づいて、第２のＤＣ電圧Ｖ２が目標値になるように、昇圧制御部７５の制御信号ＣＧによって、スイッチング素子７４のオン、オフが制御される。第２のＤＣ電圧Ｖ２のための目標値は、図５中に示すＣＰＵ１００からの昇圧制御信号ＣＴＬ１によって設定される。

具体的には、ＣＰＵ１００からの昇圧制御信号ＣＴＬ１はＰＷＭ信号であり、昇圧レギュレータ６２は、そのＰＷＭ信号のパルス幅に応じて、第２のＤＣ電圧Ｖ２を可変して目標値に制御して出力する。これにより、例えば第２のＤＣ電圧Ｖ２を細かく、０．１Ｖ単位で変化（上昇または下降）させることができる。

図６Ａにおける第２のＤＣ電圧Ｖ２から昇圧制御部（昇圧ＩＣ）７５のフィードバック信号ＦＢが入力される端子までの構成について図６Ｂを用いて詳述する。昇圧レギュレータ６２は、一端がフィードバック信号ＦＢに接続される固定抵抗１１と、昇圧制御信号ＣＴＬ１がゲートに入力され、固定抵抗１１の他端にドレインが直列に接続されるＦＥＴ１４と、一端がＦＥＴ１４のソースと直列に接続され、他端が接地されている抵抗１３と、昇圧制御信号ＣＴＬ１発生部とＦＥＴ１４のゲートとの間の経路に対して一端が並列に接続され、他端が接地されている抵抗１５及び抵抗１５と同様に接続されるコンデンサ１６と、昇圧制御信号ＣＴＬ１発生部とＦＥＴ１４のゲートとの間の経路に対して直列に接続される抵抗１７と、を有する。ここで、固定抵抗１１がクレームの「第２の抵抗部」、ＦＥＴ１４と抵抗１３とを含む可変抵抗部１２がクレームの「第１の抵抗部」に相当する。

昇圧制御信号ＣＴＬ１は例えばＣＰＵから出力されるＰＷＭ信号であり、通常デューティ比が５０％の矩形波である。昇圧制御信号ＣＴＬ１は、抵抗１５と、抵抗１７との分圧により出力レベルが調整され、抵抗１５及びコンデンサ１６により信号が平滑化される。

次に、平滑化された電圧（ＤＣ電圧）は、ＦＥＴ１４のゲートに入力される。ここで、昇圧制御信号ＣＴＬ１のデューティ比を増減させることで、平滑化された電圧（ＤＣ電圧）のレベルが増減するため、可変抵抗部１２の抵抗値（ＦＥＴ１４のインピーダンスから導きだされる等価的な抵抗値）を増減させることができる。

昇圧ＩＣ７５に印加されるフィードバック信号ＦＢの電圧は、第２のＤＣ電圧Ｖ２を固定抵抗１１と可変抵抗部１２との分圧比（固定抵抗１１の抵抗値／（固定抵抗１１の抵抗値＋可変抵抗部１２の抵抗値））によって分圧させた電圧として決定される。この電圧を昇圧ＩＣ７５に帰還させることで、該分圧比に応じた第２のＤＣ電圧の可変出力が可能となる。

このようにしているので、ポンプの駆動電圧の調整を容易に行うことができる。また、ポンプ最適な圧力を吐出するよう、安定して動作させることができる。

Ｈブリッジ回路６３は、図７に示すように、昇圧レギュレータ６２が出力した第２のＤＣ電圧Ｖ２に対応する高電位（電位Ｖ２）とこの高電位よりも低い基準電位としての接地電位（電位ゼロ）との間に、直列に接続された２個のスイッチング素子（この例ではＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）８１，８２を含む第１の直列回路６３Ａを有している。また、同様に、第２のＤＣ電圧Ｖ２に対応する高電位Ｖ２と接地電位（電位ゼロ）との間に、直列に接続された２個のスイッチング素子（この例ではＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）８３，８４を含む第２の直列回路６３Ｂを有している。各スイッチング素子８１，８２，８３，８４は、ブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４がＨ（高）レベルになるとオンし、ブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４がＬ（低）レベルになるとオフする。

ＣＰＵ１００からのブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４（図５では、これらを包括的に「ＣＴＬ２」として示す。）によって、第１の直列回路６３Ａの２個のスイッチング素子８１，８２、第２の直列回路６３Ｂの２個のスイッチング素子８３，８４は、それぞれ後に詳述するようにオン、オフ制御される。この結果、第１の直列回路６３Ａの２個のスイッチング素子８１，８２の間の第１の接続点Ｏ１と、第２の直列回路６３Ｂの２個のスイッチング素子８３，８４の間の第２の接続点Ｏ２との間に生じる電圧（Ｖｏｕｔ）が、上記ポンプ３２を駆動するための駆動電圧として用いられる。

また、ＣＰＵ１００が出力するブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４によれば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号としてオン、オフの細かな制御が可能になり、例えば１００Ｈｚ単位でポンプのための駆動周波数の細かな制御ができる。

上記から分かるように、上記ポンプ３２と、ポンプ駆動回路３２０と、制御部としてのＣＰＵ１００とが、ポンプ駆動システムを構成している。

なお、図５の上部には、理解の容易のために、電源部（電池）５３からの第１のＤＣ電圧Ｖ１、昇圧レギュレータ６２が出力する第２のＤＣ電圧Ｖ２、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形を模式的に表している。

図９は、ＣＰＵ１００からの各スイッチング素子８１，８２，８３，８４に対するブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４およびポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形の一例として、最も基本的な動作波形を具体的に示している。図９において、（ａ）〜（ｄ）は、時間ｔの経過に伴って、ブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４のレベルがそれぞれＨレベルとＬレベルとの間で遷移することを示し、（ｅ）は、それらのブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４のレベルの変化に伴って、Ｏ１−Ｏ２端子間電圧Ｖｏｕｔが変化することを表している（図１０、図１１、図１２、図１３において同様。）。なお、この例では、Ｏ１端子がＯ２端子よりも高電位となる期間を「プラス電圧印加期間」と呼び、Ｏ１端子がＯ２端子よりも低電位となる期間を「マイナス電圧印加期間」と呼ぶ。

この図９の動作波形では、第１の直列回路６３Ａの２個のスイッチング素子８１，８２は相補的に、つまり交互に矩形波によってオン、オフ制御されている（図９（ａ），（ｂ））。これとともに、第２の直列回路６３Ｂの２個のスイッチング素子８３，８４は、第１の直列回路６３Ａの２個のスイッチング素子８１，８２のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的に矩形波によってオン、オフ制御されている（図９（ｃ），（ｄ））。したがって、スイッチング素子８１，８４が互いに同じタイミングでオン状態、オフ状態になり、それとは逆の位相で、スイッチング素子８２，８３が互いに同じタイミングでオン状態、オフ状態になっている。

この結果、図９（ｅ）に示すように、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形は、昇圧レギュレータ６２が出力する第２のＤＣ電圧をＶ２（＞０）としたとき、＋Ｖ２が印加されたプラス電圧印加期間Ｔ１と−Ｖ２が印加されたマイナス電圧印加期間Ｔ２とを周期的に交互に繰り返す波形となる。プラス電圧印加期間Ｔ１とマイナス電圧印加期間Ｔ２との繰り返し周期は、ポンプ３２としての圧電ポンプ（より正確には、圧電素子）の共振周期Ｔと一致されている。なお、この例では、圧電ポンプの共振周波数は約１００ｋＨｚであり、したがって、共振周期Ｔは約１０μ秒である。

これにより、ポンプ３２としての圧電ポンプに、駆動電圧Ｖｏｕｔとして周波数が共振周期Ｔと一致した交流電圧が印加される。したがって、圧電ポンプが動作して、カフ２０の流体袋２２に空気を送ることができる。

このようにした場合、圧電ポンプを駆動するために、例えば５０Ｖｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク電圧）程度の振幅をもつ駆動電圧を得るためには、昇圧レギュレータ６２は第２のＤＣ電圧Ｖ２として、駆動電圧として要求される振幅の半分の電圧、つまり最大で２５Vを出力すれば足りる。したがって、電源が、例えば３Ｖの乾電池（１．５Ｖ×２個）で構成され得る。また、昇圧レギュレータ６２が、小型で低コストに構成され得る。さらに、Ｈブリッジ回路６３自体も、比較的部品点数が少ないことから、小型で低コストに構成され得る。

また、第１の直列回路６３Ａの２個のスイッチング素子８１，８２、第２の直列回路６３Ｂの２個のスイッチング素子８３，８４をそれぞれオン、オフ制御するために、ＣＰＵ１００は、ブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４として４つのデジタル信号を出力すれば足り、負荷が小さい。したがって、ＣＰＵ１００は、特段の新たな部品を設けることなく、例えば血圧計１を構成する既存のＣＰＵ（Central Processing Unit；中央演算処理装置）によって構成され得る。また、ＣＰＵ１００が出力するブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４によれば、既述のようにオン、オフの細かな制御が可能になり、例えば１００Ｈｚ単位でポンプ３２のための駆動周波数の細かな制御ができる。したがって、例えば圧電ポンプの特性ばらつき（特に、共振周波数のばらつき）に容易に適合することができる。

また、既述のように、昇圧レギュレータ６２は、ＣＰＵ１００が出力する昇圧制御信号ＣＴＬ１に応じて、第２のＤＣ電圧Ｖ２を細かく、例えば０．１Ｖ単位で上昇させることができる。したがって、例えばポンプ３２としての圧電ポンプによって、等速加圧（例えば１０ｍｍＨｇ／ｓｅｃ）を容易に行うことができる。

したがって、この血圧計１によれば、小型化、低コスト化、高性能化を達成できる。

図１０は、ＣＰＵ１００からの各スイッチング素子８１，８２，８３，８４に対するブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４およびポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形の別の例を示している。

この図１０の動作波形では、図９の動作波形に対して、或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間ｔｄｄが設けられている点が異なっている。

具体的には、図１０（ａ）〜（ｄ）に示すように、図９の動作波形に対して、ブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ４がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミングがｔｄｄだけ早くなり、したがって、スイッチング素子８１，８４がオン状態からオフ状態へ遷移するタイミングがｔｄｄだけ早くなっている。同様に、ブリッジ制御信号ＧＳＷ２，ＧＳＷ３がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミングがｔｄｄだけ早くなり、したがって、スイッチング素子８２，８３がオン状態からオフ状態へ遷移するタイミングがｔｄｄだけ早くなっている。

これにより、図１０（ｅ）に示すように、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形において、プラス電圧印加期間Ｔ１とマイナス電圧印加期間Ｔ２との間に、印加電圧ゼロの期間（ｔｄｄ）が生じている。

この結果、駆動電圧Ｖｏｕｔの反転時、つまりプラス電圧印加期間Ｔ１の開始時、マイナス電圧印加期間Ｔ２の開始時に、ポンプ３２としての圧電ポンプに対する突入電流が制限される。したがって、駆動電圧Ｖｏｕｔの反転時における電力消費が抑制され、省エネルギが実現される。

図１１は、ＣＰＵ１００からの各スイッチング素子８１，８２，８３，８４に対するブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４およびポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形のさらに別の例を示している。

この図１１の動作波形では、図９の動作波形に対して、各スイッチング素子８１，８２，８３，８４を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をもって遷移させる点が異なっている。

具体的には、ＣＰＵ１００とＨブリッジ回路６３との間に、図８に示すようなフィルタ回路９０を設ける。このフィルタ回路９０は、ＣＰＵ１００側の入力端子９１とＨブリッジ回路６３側の出力端子９５との間に設けられた抵抗９２と、出力端子９５と接地電位との間に、直列に接続されたアナログスイッチ９３とコンデンサ９４を有している。アナログスイッチ９３は、ＣＰＵ１００からの遷移制御信号ＣＴＬ３によってオン、オフ制御され、オン状態で有限なオン抵抗を示す。

ＣＰＵ１００からのブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４がなす矩形波９８が、端子９１に入力されると、アナログスイッチ９３の有限なオン抵抗を通してコンデンサ９４が充電される。この結果、出力端子９５から、台形状の波形９９が出力される。この波形９９は、有限の遷移期間（ｔ０〜ｔ０′）をかけてＬレベルからＨレベルへ遷移し、有限の遷移期間（ｔ１′〜ｔ１）をかけてＨレベルからＬレベルへ遷移する。

図１１（ａ）〜（ｄ）に示すように、ＣＰＵ１００からのブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４は、いずれも上述のような台形状の波形９９になっている。

これにより、図１１（ｅ）に示すように、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形も、プラス電圧印加期間Ｔ１、マイナス電圧印加期間Ｔ２でそれぞれ台形状の波形になっている。すなわち、駆動電圧Ｖｏｕｔは、プラス電圧印加期間Ｔ１の開始時に、有限の遷移期間（ｔ０〜ｔ０′）をかけてゼロから＋Ｖ２へ遷移し、プラス電圧印加期間Ｔ１の終了時に、有限の遷移期間（ｔ１′〜ｔ１）をかけて＋Ｖ２からゼロへ遷移する。同様に、駆動電圧Ｖｏｕｔは、マイナス電圧印加期間Ｔ２の開始時に、有限の遷移期間ｔ０〜ｔ０′をかけてゼロから−Ｖ２へ遷移し、マイナス電圧印加期間Ｔ２の終了時に、有限の遷移期間ｔ１′〜ｔ１をかけて−Ｖ２からゼロへ遷移する。

この結果、駆動電圧Ｖｏｕｔの反転時、つまりプラス電圧印加期間Ｔ１の開始時、マイナス電圧印加期間Ｔ２の開始時に、ポンプ３２としての圧電ポンプに対する突入電流が制限される。したがって、駆動電圧Ｖｏｕｔの反転時における電力消費が抑制され、省エネルギが実現される。

図１２は、ＣＰＵ１００からの各スイッチング素子８１，８２，８３，８４に対するブリッジ制御信号ＧＳＷ１，ＧＳＷ２，ＧＳＷ３，ＧＳＷ４およびポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形のさらに別の例を示している。

この図１２の動作波形は、図１０の動作波形と図１１の動作波形とを組み合わせたものである。すなわち、図１２（ａ）〜（ｄ）に示すように、図１０の動作波形と同様に、或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間ｔｄｄが設けられている。しかも、図１１の動作波形と同様に、各スイッチング素子８１，８２，８３，８４を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をもって遷移させている。

これにより、図１２（ｅ）に示すように、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔでは、プラス電圧印加期間Ｔ１とマイナス電圧印加期間Ｔ２との間に、電圧ゼロの期間（ｔｄｄ）が生じている。しかも、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形は、プラス電圧印加期間Ｔ１、マイナス電圧印加期間Ｔ２でそれぞれ台形状の波形になっている。

この結果、駆動電圧Ｖｏｕｔの反転時、つまりプラス電圧印加期間Ｔ１の開始時、マイナス電圧印加期間Ｔ２の開始時に、ポンプ３２としての圧電ポンプに対する突入電流がさらに制限される。したがって、駆動電圧Ｖｏｕｔの反転時における電力消費がさらに抑制され、省エネルギが実現される。

図１３は、上記ポンプ３２として、圧電ポンプに代えて、ＤＣモータ駆動式ロータリポンプを用いる場合の動作波形を示している。

この図１３の動作波形では、第１の直列回路６３Ａの２個のスイッチング素子８１，８２のうち高電位側のスイッチング素子８１は矩形波によってオン、オフ制御され、接地電位側のスイッチング素子８２はオフ状態に維持されている（図１３（ａ），（ｂ））。これとともに、第２の直列回路６３Ｂの２個のスイッチング素子８３，８４のうち高電位側のスイッチング素子８３はオフ状態に維持され、接地電位側のスイッチング素子８４は第１の直列回路６３Ａの高電位側のスイッチング素子８１のオン、オフ制御とは逆の位相で矩形波によってオン、オフ制御されている（図１３（ｃ），（ｄ））。

この結果、図１３（ｅ）に示すように、ポンプ３２に印加される駆動電圧（Ｏ１−Ｏ２端子間電圧）Ｖｏｕｔの波形は、昇圧レギュレータ６２が出力する第２のＤＣ電圧をＶ２（＞０）としたとき、＋Ｖ２が印加されたプラス電圧印加期間Δｔ１とゼロ電圧が印加された期間Δｔ２とを周期的に交互に繰り返す波形となる。

これにより、ポンプ３２としてのＤＣモータ駆動式ロータリポンプに、駆動電圧Ｖｏｕｔとして周期的なプラス電圧が印加される。したがって、モータ駆動式ロータリポンプが動作して、カフ２０の流体袋２２に空気を送ることができる。

ＤＣモータ駆動式ロータリポンプからなるポンプ３２の駆動は、第２のＤＣ電圧Ｖ２を固定し、デューティ比Δｔ１／（Δｔ１＋Δｔ２）を可変することによって、制御される。

上述のように、この実施形態の血圧計およびポンプ駆動システムによれば、小型化、低コスト化、高性能化を達成できる。特に、電源を例えば３Ｖの乾電池（１．５Ｖ×２個）で構成できる点、また、ポンプ３２の駆動電圧Ｖｏｕｔの大きさＶ２と周波数をＣＰＵ１００によって容易に制御できる点が注目される。さらに、ポンプ３２として圧電ポンプとロータリポンプとのいずれを採用しても駆動できる点が注目される。

なお、上述の実施形態は例示に過ぎず、この発明の範囲から逸脱することなく種々の変形が可能である。

１ 血圧計
２０ 血圧測定用カフ
６２ 昇圧レギュレータ
６３ Ｈブリッジ回路
１００ ＣＰＵ
３２０ ポンプ駆動回路

Claims (11)

1. 血圧測定用カフへ流体を送るポンプと、
   上記ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路と、
   血圧測定のために上記ポンプ駆動回路を制御する制御部とを少なくとも備え、
   上記ポンプ駆動回路は、
   電源からの第１のＤＣ電圧を昇圧して第２のＤＣ電圧として出力する昇圧部と、
   上記第２のＤＣ電圧に対応する高電位とこの高電位よりも低い基準電位との間に、直列に接続された２個のスイッチング素子をそれぞれ含む第１、第２の直列回路を有するＨブリッジ部とを備え、
   上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、それぞれオン、オフ制御され、
   上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第１の接続点と、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第２の接続点との間に生じる電圧が、上記ポンプを駆動するための駆動電圧として用いられることを特徴とする血圧計。
2. 請求項１に記載の血圧計において、
   上記昇圧部は、上記制御部からの昇圧制御信号に応じて、上記第２のＤＣ電圧を可変して出力する昇圧レギュレータであることを特徴とする血圧計。
3. 請求項２に記載の血圧計において、
   上記制御部からの昇圧制御信号はＰＷＭ信号であり、
   上記昇圧部としての昇圧レギュレータは、上記ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて、上記第２のＤＣ電圧を可変して出力することを特徴とする血圧計。
4. 請求項１から３までのいずれか一つに記載の血圧計において、
   上記ポンプは圧電ポンプであり、
   上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御されることを特徴とする血圧計。
5. 請求項４に記載の血圧計において、
   上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間を設定する制御を行うことを特徴とする血圧計。
6. 請求項４または５に記載の血圧計において、
   上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をかけて遷移させる制御を行うことを特徴とする血圧計。
7. 請求項１に記載の血圧計において、
   上記ポンプはロータリポンプであり、
   上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のうち上記高電位側のスイッチング素子はオン、オフ制御され、上記基準電位側のスイッチング素子はオフ状態に維持されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子のうち上記高電位側のスイッチング素子はオフ状態に維持され、上記基準電位側のスイッチング素子は上記第１の直列回路の上記高電位側のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相でオン、オフ制御されることを特徴とする血圧計。
8. ポンプと、
   上記ポンプを駆動するためのポンプ駆動回路と、
   上記ポンプ駆動回路を制御する制御部とを少なくとも備え、
   上記ポンプ駆動回路は、
   電源からの第１のＤＣ電圧を昇圧して第２のＤＣ電圧として出力する昇圧部と、
   上記第２のＤＣ電圧に対応する高電位とこの高電位よりも低い基準電位との間に、直列に接続された２個のスイッチング素子をそれぞれ含む第１、第２の直列回路を有するＨブリッジ部とを備え、
   上記制御部からの昇圧制御信号はＰＷＭ信号であり、上記昇圧部は、抵抗とＦＥＴとを有する上記ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて抵抗値を可変させる第１の抵抗部と、第２の抵抗部とを備え、上記第２のＤＣ電圧を、上記第１の抵抗部と上記第２の抵抗部とで分圧して帰還させることで、上記第２のＤＣ電圧の可変出力が可能な昇圧レギュレータであり、
   上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１、第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子はオン、オフ制御され、
   上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第１の接続点と、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子の間の第２の接続点との間に生じる電圧が、上記ポンプを駆動するための駆動電圧として用いられることを特徴とするポンプ駆動システム。
9. 請求項８に記載のポンプ駆動システムにおいて、
   上記ポンプは圧電ポンプであり、
   上記制御部からのブリッジ制御信号によって、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子は相補的にオン、オフ制御されるとともに、上記第２の直列回路の上記２個のスイッチング素子は、上記第１の直列回路の上記２個のスイッチング素子のオン、オフ制御とは逆の位相で相補的にオン、オフ制御されることを特徴とするポンプ駆動システム。
10. 請求項９に記載のポンプ駆動システムにおいて、
    上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の或るスイッチング素子のオン期間とこのオン期間に続く別のスイッチング素子のオン期間との間に、いずれのスイッチング素子もオフしている休止期間を設定する制御を行うことを特徴とするポンプ駆動システム。
11. 請求項９または１０に記載のポンプ駆動システムにおいて、
    上記制御部は、上記第１、第２の直列回路の各スイッチング素子を、オフ状態からオン状態へ、またオン状態からオフ状態へ、それぞれ有限の遷移期間をかけて遷移させる制御を行うことを特徴とするポンプ駆動システム。

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