JPH08146059A - 容量−電圧変換回路 - Google Patents
容量−電圧変換回路Info
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- JPH08146059A JPH08146059A JP30996094A JP30996094A JPH08146059A JP H08146059 A JPH08146059 A JP H08146059A JP 30996094 A JP30996094 A JP 30996094A JP 30996094 A JP30996094 A JP 30996094A JP H08146059 A JPH08146059 A JP H08146059A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流ブリッジ回路やスイッチド・キャパシタ
回路よりずっと簡単に、更には、パルス幅変調回路より
も簡単で安価な容量−電圧変換回路を提供することにあ
る。 【構成】 オペアンプもしくはコンパレータからのフィ
ードバック出力が、一方はグランドに接続されたＣＲ積
分回路を介して反転入力端子に入力され、他方は基準電
圧に接続されたＣＲ微分回路を介して非反転入力端子に
入力されてなる無安定マルチバイブレータと、その出力
端子に積分平滑回路が接続されて構成されている。これ
により、１つのオペアンプもしくはコンパレータで直接
直流電圧に変換できる。
回路よりずっと簡単に、更には、パルス幅変調回路より
も簡単で安価な容量−電圧変換回路を提供することにあ
る。 【構成】 オペアンプもしくはコンパレータからのフィ
ードバック出力が、一方はグランドに接続されたＣＲ積
分回路を介して反転入力端子に入力され、他方は基準電
圧に接続されたＣＲ微分回路を介して非反転入力端子に
入力されてなる無安定マルチバイブレータと、その出力
端子に積分平滑回路が接続されて構成されている。これ
により、１つのオペアンプもしくはコンパレータで直接
直流電圧に変換できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無安定マルチバイブレ
ータを用いて、静電容量を直流電圧に変換する容量−電
圧変換回路に関するものである。
ータを用いて、静電容量を直流電圧に変換する容量−電
圧変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、湿度や圧力，音響等の分野におい
て、静電容量型の素子が多用されるようになってきた。
これは、静電容量型の素子を利用した電圧変化型の素子
は、ＣＭＯＳ型ＬＳＩへのインターフェースとして接続
が容易なうえ、ＬＳＩへの一体化も容易なためである。
このような状況の下、静電容量あるいは基準容量に対す
る差の検出は、古くは交流ブリッジ回路によって、また
新しくはスイッチドキャパシタ回路あるいはパルス幅変
調回路によって行なわれている。
て、静電容量型の素子が多用されるようになってきた。
これは、静電容量型の素子を利用した電圧変化型の素子
は、ＣＭＯＳ型ＬＳＩへのインターフェースとして接続
が容易なうえ、ＬＳＩへの一体化も容易なためである。
このような状況の下、静電容量あるいは基準容量に対す
る差の検出は、古くは交流ブリッジ回路によって、また
新しくはスイッチドキャパシタ回路あるいはパルス幅変
調回路によって行なわれている。
【０００３】交流ブリッジ回路は公知のように、容量を
交流電圧として検出した後直流化する。スイッチドキャ
パシタ回路は、基準容量に対する未知容量の充放電時間
の差を検出する一種のパルス幅変調回路であり、オート
ゼロ機能を持たせたうえで、直流化すれば容量を正確に
検出できる。また、パルス幅変調回路は、既知容量を接
続した無安定マルチバイブレータからのデューティ比が
一定の出力パルスで、未知容量が接続された単安定マル
チバイブレータの出力パルスが、繰り返し出力されるよ
うにすることで、未知容量に相当するパルス幅に変調さ
れた出力パルスが得られ、その後直流化することができ
る。
交流電圧として検出した後直流化する。スイッチドキャ
パシタ回路は、基準容量に対する未知容量の充放電時間
の差を検出する一種のパルス幅変調回路であり、オート
ゼロ機能を持たせたうえで、直流化すれば容量を正確に
検出できる。また、パルス幅変調回路は、既知容量を接
続した無安定マルチバイブレータからのデューティ比が
一定の出力パルスで、未知容量が接続された単安定マル
チバイブレータの出力パルスが、繰り返し出力されるよ
うにすることで、未知容量に相当するパルス幅に変調さ
れた出力パルスが得られ、その後直流化することができ
る。
【０００４】ここで、オペアンプを使ったパルス幅変調
回路の一例を図４（ａ）に示す。図中において、左側前
段が無安定マルチバイブレータであり、右側後段が単安
定マルチバイブレータである。符号ＯＰ３，ＯＰ４はオ
ペアンプＩＣ、Ｒ11〜Ｒ17は固定抵抗器、Ｄ11，Ｄ12は
ダイオード、ＣＪは微分コンデンサ、ＣＥは既知容量、
ＣＸは未知容量である。図中ＶI3とＶJ3の出力波形を図
４（ｂ）に示す。この波形から、一定周期ＴＯの中で未
知容量ＣＸに相当する周期ＴＸが可変となり、パルス幅
変調が動作していることがわかる。この回路は、簡単な
構成ながら比較的大きな変化幅をとれることが特徴であ
る。
回路の一例を図４（ａ）に示す。図中において、左側前
段が無安定マルチバイブレータであり、右側後段が単安
定マルチバイブレータである。符号ＯＰ３，ＯＰ４はオ
ペアンプＩＣ、Ｒ11〜Ｒ17は固定抵抗器、Ｄ11，Ｄ12は
ダイオード、ＣＪは微分コンデンサ、ＣＥは既知容量、
ＣＸは未知容量である。図中ＶI3とＶJ3の出力波形を図
４（ｂ）に示す。この波形から、一定周期ＴＯの中で未
知容量ＣＸに相当する周期ＴＸが可変となり、パルス幅
変調が動作していることがわかる。この回路は、簡単な
構成ながら比較的大きな変化幅をとれることが特徴であ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の構成によると次のような問題があった。交流ブリッ
ジ回路は、交流発振回路と容量差を検出する位相−電圧
変換回路が必要であり、また容量の変化が小さい場合
は、発振周波数を高くし、位相−電圧変換回路も高周波
特性の良いものを使わなければならないので、回路構成
が複雑で高価なものとなってしまう欠点がある。
来の構成によると次のような問題があった。交流ブリッ
ジ回路は、交流発振回路と容量差を検出する位相−電圧
変換回路が必要であり、また容量の変化が小さい場合
は、発振周波数を高くし、位相−電圧変換回路も高周波
特性の良いものを使わなければならないので、回路構成
が複雑で高価なものとなってしまう欠点がある。
【０００６】スイッチドキャパシタ回路は、通常重なり
のない二相のクロックパルスで駆動されるが、そのため
の発振回路が必要であり、また、クロック間隔のゆらぎ
による誤差を除去するため、通常別の二相クロックで駆
動されるオートゼロ回路が必要とされるうえ、重なりの
ないクロックパルスの生成等は回路構成が複雑で高価な
ものとなってしまう欠点がある。
のない二相のクロックパルスで駆動されるが、そのため
の発振回路が必要であり、また、クロック間隔のゆらぎ
による誤差を除去するため、通常別の二相クロックで駆
動されるオートゼロ回路が必要とされるうえ、重なりの
ないクロックパルスの生成等は回路構成が複雑で高価な
ものとなってしまう欠点がある。
【０００７】パルス幅変調回路は、図４（ａ）のように
オペアンプもしくはコンパレータ２個で構成できるの
で、上述の従来例の中では、最も簡単な回路であるが、
未知容量ＣＸが接地できないという欠点がある。
オペアンプもしくはコンパレータ２個で構成できるの
で、上述の従来例の中では、最も簡単な回路であるが、
未知容量ＣＸが接地できないという欠点がある。
【０００８】前記回路の出力として直流電圧を得るため
には、これらの回路の後段に直流化回路を接続しなけれ
ばならない。特に交流ブリッジ回路では検波平滑回路
を、スイッチド・キャパシタ回路やパルス幅変調回路で
は積分型平滑回路とピーク・ホールド回路を、接続しな
いと、リップルの少ないきれいな直流電圧は得られな
い。
には、これらの回路の後段に直流化回路を接続しなけれ
ばならない。特に交流ブリッジ回路では検波平滑回路
を、スイッチド・キャパシタ回路やパルス幅変調回路で
は積分型平滑回路とピーク・ホールド回路を、接続しな
いと、リップルの少ないきれいな直流電圧は得られな
い。
【０００９】従って上述のように簡単に見えたパルス幅
変調回路であっても、オペアンプ４個が必要となり、そ
れほど簡単な構成ではなくなってしまう。この原因は２
つ考えられる。まず第一に、図５（ａ），（ｂ）に示す
ような一般的な無安定マルチバイブレータでは、公知の
ように容量Ｃ21の変化に伴い、パルス出力の１周期は変
化するが、デューティ比は変えられない。従ってこのま
ま積分平滑しても平均値に変化はなく、出力としての意
味がない。そこで、どうしても図４（ａ），（ｂ）に示
すようなパルス幅変調が必要となり、この理由によりオ
ペアンプが２個必要となってしまうことである。
変調回路であっても、オペアンプ４個が必要となり、そ
れほど簡単な構成ではなくなってしまう。この原因は２
つ考えられる。まず第一に、図５（ａ），（ｂ）に示す
ような一般的な無安定マルチバイブレータでは、公知の
ように容量Ｃ21の変化に伴い、パルス出力の１周期は変
化するが、デューティ比は変えられない。従ってこのま
ま積分平滑しても平均値に変化はなく、出力としての意
味がない。そこで、どうしても図４（ａ），（ｂ）に示
すようなパルス幅変調が必要となり、この理由によりオ
ペアンプが２個必要となってしまうことである。
【００１０】第二に、単安定マルチバイブレータでは、
無安定マルチバイブレータからのパルス入力はグランド
と電源電圧間をフルスイングするので、その変化は非常
に大きく電荷量で見たときの感度は高いが直流に変換す
るときは、逆にこの特性が欠点となり、積分平滑回路で
はリップルの除去が困難であり、ピーク・ホールド回路
等が必要となり、直流化のためにオペアンプ２個が必要
となってしまうことである。
無安定マルチバイブレータからのパルス入力はグランド
と電源電圧間をフルスイングするので、その変化は非常
に大きく電荷量で見たときの感度は高いが直流に変換す
るときは、逆にこの特性が欠点となり、積分平滑回路で
はリップルの除去が困難であり、ピーク・ホールド回路
等が必要となり、直流化のためにオペアンプ２個が必要
となってしまうことである。
【００１１】本発明はこのような従来の欠点を解決する
ためになされたものであり、その目的とするところは、
交流ブリッジ回路やスイッチド・キャパシタ回路よりず
っと簡単に、更には、パルス幅変調回路よりも簡単で安
価な容量−電圧変換回路を提供することにある。
ためになされたものであり、その目的とするところは、
交流ブリッジ回路やスイッチド・キャパシタ回路よりず
っと簡単に、更には、パルス幅変調回路よりも簡単で安
価な容量−電圧変換回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するべく
本発明による容量−電圧変換回路は、オペアンプもしく
はコンパレータを用いた無安定マルチバイブレータの出
力端子に積分平滑回路が接続された容量−電圧変換回路
であって、前記無安定マルチバイブレータは、オペアン
プもしくはコンパレータからのフィードバック出力が、
一方はグランドに接続されたＣＲ積分回路を介して反転
入力端子に入力され、他方は基準電圧に接続されたＣＲ
微分回路を介して非反転入力端子に入力されていること
を特徴とするものである。
本発明による容量−電圧変換回路は、オペアンプもしく
はコンパレータを用いた無安定マルチバイブレータの出
力端子に積分平滑回路が接続された容量−電圧変換回路
であって、前記無安定マルチバイブレータは、オペアン
プもしくはコンパレータからのフィードバック出力が、
一方はグランドに接続されたＣＲ積分回路を介して反転
入力端子に入力され、他方は基準電圧に接続されたＣＲ
微分回路を介して非反転入力端子に入力されていること
を特徴とするものである。
【００１３】
【作用】上記構成による本発明の容量−電圧変換回路
は、無安定マルチバイブレータ（以下ＡＭＶと略す）の
出力の一方が、基準電圧に接続されたＣＲ微分回路を介
してオペアンプもしくはコンパレータの非反転入力端子
に入力され、ヒステリシス基準電圧が非反転入力端子に
与えられる。通常のＡＭＶのオペアンプの非反転入力端
子の波形は、図５（ｂ）に示すような、出力波形を分圧
したパルス波形であるが、本発明によるＡＭＶのオペア
ンプもしくはコンパレータの非反転入力端子には、ＡＭ
Ｖの出力の微分波形が与えられるので、その波形は通常
のＡＭＶの波形と違って時間軸上の対称性が大きく崩れ
たものとなる。また、該出力の他方は、グランドに接続
されたＣＲ積分回路を介して前記反転入力端子に入力さ
れているので、反転入力端子の波形はＡＭＶの出力の積
分波形となるが、通常のＡＭＶのパルス出力とは異なっ
たものとなる。前記２つの入力波形は、オペアンプもし
くはコンパレータで比較されるが、基準の非反転入力波
形は時間対称性が失われているため、オペアンプもしく
はコンパレータの出力は非対称で三角波のように崩れた
ものが得られる。
は、無安定マルチバイブレータ（以下ＡＭＶと略す）の
出力の一方が、基準電圧に接続されたＣＲ微分回路を介
してオペアンプもしくはコンパレータの非反転入力端子
に入力され、ヒステリシス基準電圧が非反転入力端子に
与えられる。通常のＡＭＶのオペアンプの非反転入力端
子の波形は、図５（ｂ）に示すような、出力波形を分圧
したパルス波形であるが、本発明によるＡＭＶのオペア
ンプもしくはコンパレータの非反転入力端子には、ＡＭ
Ｖの出力の微分波形が与えられるので、その波形は通常
のＡＭＶの波形と違って時間軸上の対称性が大きく崩れ
たものとなる。また、該出力の他方は、グランドに接続
されたＣＲ積分回路を介して前記反転入力端子に入力さ
れているので、反転入力端子の波形はＡＭＶの出力の積
分波形となるが、通常のＡＭＶのパルス出力とは異なっ
たものとなる。前記２つの入力波形は、オペアンプもし
くはコンパレータで比較されるが、基準の非反転入力波
形は時間対称性が失われているため、オペアンプもしく
はコンパレータの出力は非対称で三角波のように崩れた
ものが得られる。
【００１４】ここで、ＣＲ積分回路の容量を変化させた
とき、出力の周期も変わるが振幅もある程度変化する。
但し、波形は相似状を呈している。即ち、通常のＡＭＶ
の出力変化は、デューティ比は変わらずパルス周期しか
変化しないが、本発明によるＡＭＶは振幅も変化する。
この非対称三角波出力は、グランドと電源電圧間をフル
スイングするパルスではないので、容量変化に対する直
流出力の変化は小さいが、ＡＭＶの後段に別の積分平滑
回路を接続することができる。このように本発明による
容量−電圧変換回路によれば、出力は小さいながらも、
１つのオペアンプもしくはコンパレータで静電容量を直
流電圧に変換することができる。
とき、出力の周期も変わるが振幅もある程度変化する。
但し、波形は相似状を呈している。即ち、通常のＡＭＶ
の出力変化は、デューティ比は変わらずパルス周期しか
変化しないが、本発明によるＡＭＶは振幅も変化する。
この非対称三角波出力は、グランドと電源電圧間をフル
スイングするパルスではないので、容量変化に対する直
流出力の変化は小さいが、ＡＭＶの後段に別の積分平滑
回路を接続することができる。このように本発明による
容量−電圧変換回路によれば、出力は小さいながらも、
１つのオペアンプもしくはコンパレータで静電容量を直
流電圧に変換することができる。
【００１５】
【実施例】以下、図１を参照して本発明を更に詳しく説
明する。図１は、本発明による容量−電圧変換回路の回
路図であり、符号ＯＰ１はオペアンプ（μＰＣ３５８
Ｃ：ＮＥＣ製）であり、片電源動作とする。オペアンプ
ＯＰ１の出力からは非反転入力端子を介してコンデンサ
Ｃｄと抵抗Ｒｄによる微分回路が接続される。また、同
じ出力からは、反転入力を介してコンデンサＣｉと抵抗
Ｒｉによる積分回路がグランドに接続される。本実施例
は、直流電圧が抵抗Ｒｂを介してオペアンプＯＰ１の非
反転入力に印加される片電源動作であり、オペアンプＯ
Ｐ１の出力には、コンデンサＣｏと抵抗Ｒｏによる積分
平滑回路が接続され、変換器出力Ｖioが得られる。尚、
回路定数は次のとおりである。Ｃｄ＝４７０ｐＦ，Ｃｏ
＝０．１μＦ，Ｒｄ＝２０ｋΩ，Ｒｉ＝１０ｋΩ，Ｒｂ
＝２００ｋΩ，Ｒｏ＝１０ｋΩとし、電源はＤＣ５Ｖと
した。
明する。図１は、本発明による容量−電圧変換回路の回
路図であり、符号ＯＰ１はオペアンプ（μＰＣ３５８
Ｃ：ＮＥＣ製）であり、片電源動作とする。オペアンプ
ＯＰ１の出力からは非反転入力端子を介してコンデンサ
Ｃｄと抵抗Ｒｄによる微分回路が接続される。また、同
じ出力からは、反転入力を介してコンデンサＣｉと抵抗
Ｒｉによる積分回路がグランドに接続される。本実施例
は、直流電圧が抵抗Ｒｂを介してオペアンプＯＰ１の非
反転入力に印加される片電源動作であり、オペアンプＯ
Ｐ１の出力には、コンデンサＣｏと抵抗Ｒｏによる積分
平滑回路が接続され、変換器出力Ｖioが得られる。尚、
回路定数は次のとおりである。Ｃｄ＝４７０ｐＦ，Ｃｏ
＝０．１μＦ，Ｒｄ＝２０ｋΩ，Ｒｉ＝１０ｋΩ，Ｒｂ
＝２００ｋΩ，Ｒｏ＝１０ｋΩとし、電源はＤＣ５Ｖと
した。
【００１６】ここでコンデンサＣｉを未知容量と考え、
市販されている静電容量型相対湿度センサ（ＫＨ−５１
００型：クラベ製）を接続し、その特性を調べると、相
対湿度０％ＲＨのときＣｉ＝２９０ｐＦ，１００％ＲＨ
のときＣｉ＝３７０ｐＦであった。Ｃｉ＝２９０ｐＦの
ときの各部の波形を図３（ａ）に、Ｃｉ＝３７０ｐＦの
ときの各部の波形を図３（ｂ）にそれぞれ示す。
市販されている静電容量型相対湿度センサ（ＫＨ−５１
００型：クラベ製）を接続し、その特性を調べると、相
対湿度０％ＲＨのときＣｉ＝２９０ｐＦ，１００％ＲＨ
のときＣｉ＝３７０ｐＦであった。Ｃｉ＝２９０ｐＦの
ときの各部の波形を図３（ａ）に、Ｃｉ＝３７０ｐＦの
ときの各部の波形を図３（ｂ）にそれぞれ示す。
【００１７】これを見ると、入力Ｖi2では出力Ｖｆの微
分となり、その波形は時間軸上非対称となっている。入
力Ｖi1では出力Ｖｆの積分となっているが、やはり時間
軸上非対称となっている。このような２つの入力を比較
したものは、前記２入力が差分的に合成されたものであ
り、単純なパルス波形ではなく、同図出力波形Ｖｆのよ
うに時間軸上非対称な三角波状のものが得られる。ここ
で、図３（ａ），（ｂ）の出力波形Ｖｆを比較しその特
徴を述べると、 （１）グランドから垂直に立ち上がる鋭い波形ではな
く、大きなリップル状を呈している。 （２）時間軸上も非対称であるが、振幅軸上も非対称で
ある。 （３）Ｃｉを変化させたとき、波形全体は相似状の変化
をする。即ち、時間軸上も変化するが、振幅軸上も変化
する。 このような特徴を有する波形は平滑しやすく、ＣＲ受動
素子による簡単な積分平滑回路で直流にできる。ちなみ
に、Ｃｉ＝２９０ｐＦのときの出力Ｖioは０．６５８
Ｖ，Ｃｉ＝３７０ｐＦのときの出力Ｖioは０．７１２Ｖ
であり、リップルは各々２ｍＶ以下であった。
分となり、その波形は時間軸上非対称となっている。入
力Ｖi1では出力Ｖｆの積分となっているが、やはり時間
軸上非対称となっている。このような２つの入力を比較
したものは、前記２入力が差分的に合成されたものであ
り、単純なパルス波形ではなく、同図出力波形Ｖｆのよ
うに時間軸上非対称な三角波状のものが得られる。ここ
で、図３（ａ），（ｂ）の出力波形Ｖｆを比較しその特
徴を述べると、 （１）グランドから垂直に立ち上がる鋭い波形ではな
く、大きなリップル状を呈している。 （２）時間軸上も非対称であるが、振幅軸上も非対称で
ある。 （３）Ｃｉを変化させたとき、波形全体は相似状の変化
をする。即ち、時間軸上も変化するが、振幅軸上も変化
する。 このような特徴を有する波形は平滑しやすく、ＣＲ受動
素子による簡単な積分平滑回路で直流にできる。ちなみ
に、Ｃｉ＝２９０ｐＦのときの出力Ｖioは０．６５８
Ｖ，Ｃｉ＝３７０ｐＦのときの出力Ｖioは０．７１２Ｖ
であり、リップルは各々２ｍＶ以下であった。
【００１８】次に図１の出力Ｖioを増幅する差動増幅回
路を図２に示す。通常の線形アンプ（μＰＣ３５８Ｃ）
ＯＰ２に接続しＣｉ＝２９０ｐＦのときＶｏ＝０Ｖ，Ｃ
ｉ＝３７０ｐＦのときＶｏ＝１．０Ｖとなるように抵抗
Ｒ１〜Ｒ８を調整し、コンデンサＣｉとして前記静電容
量型相対湿度センサ（ＫＨ−５１００）を接続し、相対
湿度に対する出力Ｖｏの検出を行なったところ、全湿度
域にわたってセンサの基準特性に対し変換器出力Ｖｏの
誤差は±２．０％以内であった。このように図１のＡＭ
Ｖの出力Ｖioは、増幅しても歪みの比較的少ない出力で
あることがわかる。図１の回路に図２のような増幅回路
を接続させれば、従来例で述べたパルス幅変換回路と同
等の回路となり、オペアンプの数は半減される。また、
ＡＭＶ出力Ｖioの後段に簡単な増幅器を接続することに
よって容易にゼロとフルスケールを合わせ正規化するこ
ともできる。
路を図２に示す。通常の線形アンプ（μＰＣ３５８Ｃ）
ＯＰ２に接続しＣｉ＝２９０ｐＦのときＶｏ＝０Ｖ，Ｃ
ｉ＝３７０ｐＦのときＶｏ＝１．０Ｖとなるように抵抗
Ｒ１〜Ｒ８を調整し、コンデンサＣｉとして前記静電容
量型相対湿度センサ（ＫＨ−５１００）を接続し、相対
湿度に対する出力Ｖｏの検出を行なったところ、全湿度
域にわたってセンサの基準特性に対し変換器出力Ｖｏの
誤差は±２．０％以内であった。このように図１のＡＭ
Ｖの出力Ｖioは、増幅しても歪みの比較的少ない出力で
あることがわかる。図１の回路に図２のような増幅回路
を接続させれば、従来例で述べたパルス幅変換回路と同
等の回路となり、オペアンプの数は半減される。また、
ＡＭＶ出力Ｖioの後段に簡単な増幅器を接続することに
よって容易にゼロとフルスケールを合わせ正規化するこ
ともできる。
【００１９】尚、本実施例では片電源動作の場合を説明
したが、両電源動作の場合には、Ｒｂを削除すれば全く
同様に動作することは自明である。また、図１において
使用する部品によっては、雰囲気の温度変動によって出
力Ｖｆあるいは出力Ｖioが変動する場合がある。このよ
うな場合、抵抗Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｉ等の部品とサーミスタ
等の温度センサや半導体ダイオード等の温度係数とを組
み合わせて温度補償を行なうことも可能である。更に本
実施例では、オペアンプを使用した例について述べた
が、コンパレータを使う場合は動作が早いので、オープ
ン・ループ・ゲインが低下し始める直前付近の周波数帯
で使用すれば同様な動作が得られることはいうまでもな
い。
したが、両電源動作の場合には、Ｒｂを削除すれば全く
同様に動作することは自明である。また、図１において
使用する部品によっては、雰囲気の温度変動によって出
力Ｖｆあるいは出力Ｖioが変動する場合がある。このよ
うな場合、抵抗Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｉ等の部品とサーミスタ
等の温度センサや半導体ダイオード等の温度係数とを組
み合わせて温度補償を行なうことも可能である。更に本
実施例では、オペアンプを使用した例について述べた
が、コンパレータを使う場合は動作が早いので、オープ
ン・ループ・ゲインが低下し始める直前付近の周波数帯
で使用すれば同様な動作が得られることはいうまでもな
い。
【００２０】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、通
常のＡＭＶからのフィードバックを微分型にすることに
より、周期だけの変化であったものを振幅の変化を伴う
変化に拡張することができるので、複雑な回路や部品な
くして、オペアンプ１個で容量を直流電圧に変換するこ
とができる。更に本発明の回路では、片電源動作が可能
であるし、未知容量を接地して使うことができるので、
ノイズに対しての耐量を確保することができる。このよ
うに、従来最も簡単であると言われていたパルス幅変調
回路に比べ、安定性を保ったままオペアンプの数を半減
できるので、その経済的効果は大きいといえる。
常のＡＭＶからのフィードバックを微分型にすることに
より、周期だけの変化であったものを振幅の変化を伴う
変化に拡張することができるので、複雑な回路や部品な
くして、オペアンプ１個で容量を直流電圧に変換するこ
とができる。更に本発明の回路では、片電源動作が可能
であるし、未知容量を接地して使うことができるので、
ノイズに対しての耐量を確保することができる。このよ
うに、従来最も簡単であると言われていたパルス幅変調
回路に比べ、安定性を保ったままオペアンプの数を半減
できるので、その経済的効果は大きいといえる。
【図１】本発明の一実施例による容量−電圧変換回路の
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の一実施例の説明に用いられる差動増幅
回路図である。
回路図である。
【図３】本発明の一実施例における容量−電圧変換回路
の電圧波形であり、（ａ）は相対湿度センサ０％ＲＨの
ときの各点の波形、（ｂ）は相対湿度センサ１００％Ｒ
Ｈのときの各点の波形である。
の電圧波形であり、（ａ）は相対湿度センサ０％ＲＨの
ときの各点の波形、（ｂ）は相対湿度センサ１００％Ｒ
Ｈのときの各点の波形である。
【図４】従来例であるパルス幅変調回路の構成図および
回路図である。
回路図である。
【図５】（ａ）は従来の無安定マルチバイブレータの回
路図、（ｂ）はその出力波形である。
路図、（ｂ）はその出力波形である。
ＯＰ１…オペアンプ Ｃｄ，Ｃｉ，Ｃｏ…コンデンサ Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｉ，Ｒｏ…抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 オペアンプもしくはコンパレータを用い
た無安定マルチバイブレータの出力端子に積分平滑回路
が接続された容量−電圧変換回路であって、前記無安定
マルチバイブレータは、オペアンプもしくはコンパレー
タからのフィードバック出力が、一方はグランドに接続
されたＣＲ積分回路を介して反転入力端子に入力され、
他方は基準電圧に接続されたＣＲ微分回路を介して非反
転入力端子に入力されていることを特徴とする容量−電
圧変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30996094A JPH08146059A (ja) | 1994-11-18 | 1994-11-18 | 容量−電圧変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30996094A JPH08146059A (ja) | 1994-11-18 | 1994-11-18 | 容量−電圧変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08146059A true JPH08146059A (ja) | 1996-06-07 |
Family
ID=17999439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30996094A Pending JPH08146059A (ja) | 1994-11-18 | 1994-11-18 | 容量−電圧変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08146059A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002340836A (ja) * | 2001-05-14 | 2002-11-27 | Kurabe Ind Co Ltd | 静電容量型湿度変換器 |
| KR100453971B1 (ko) * | 2002-03-25 | 2004-10-20 | 전자부품연구원 | 적분형 용량-전압 변환장치 |
| CN103743420A (zh) * | 2013-11-21 | 2014-04-23 | 成都市宏山科技有限公司 | 用于电容传感器的测量电路 |
-
1994
- 1994-11-18 JP JP30996094A patent/JPH08146059A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002340836A (ja) * | 2001-05-14 | 2002-11-27 | Kurabe Ind Co Ltd | 静電容量型湿度変換器 |
| KR100453971B1 (ko) * | 2002-03-25 | 2004-10-20 | 전자부품연구원 | 적분형 용량-전압 변환장치 |
| CN103743420A (zh) * | 2013-11-21 | 2014-04-23 | 成都市宏山科技有限公司 | 用于电容传感器的测量电路 |
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