JP2012210138A - 電圧変換回路およびその電圧変換回路を備える電圧変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、電圧変換回路による出力電圧の安定性を向上させる。
【解決手段】本発明の電圧変換回路１０，１０ａは、直流電源に一方の端子が相互に並列に接続されているＮ個のリアクトル３５，３５ａ，３５ｂと、Ｎ個のリアクトル３５，３５ａ，３５ｂの他方の端子に接続されている少なくとも１つのスイッチング素子と、を有する第１回路と、負荷に一方の端子が接続されている少なくとも１つの整流素子を有し、少なくとも１つの整流素子に接続されている少なくとも１つのスイッチング素子を第１回路と共有する第２回路と、を備え、第１回路は、少なくとも１つのスイッチング素子の通電時においては、直流電源からＮ個のリアクトル３５，３５ａ，３５ｂに充電するように接続され、第２回路は、少なくとも１つのスイッチング素子の非通電時においては、Ｎ個のリアクトル３５，３５ａ，３５ｂから負荷に放電するように接続されている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電圧変換回路およびその電圧変換回路を備える電源システムに関し、特に電池から供給される直流電力の電圧を変換して電動車両の駆動に使用する技術に関する。

電動車両の電源装置として、電池のような直流電源の電圧をリアクトルとコンデンサとスイッチング素子とダイオードとを有する昇圧回路で昇圧して電動車両の駆動部に電池電圧以上の高電圧を供給する電源装置が広く使用されている。昇圧回路は、リアクトルとコンデンサとを有するので共振周波数を有している。一方、電動車両の駆動部は、昇圧された高電圧をインバータの直流電源とし、インバータで三相交流に変換して交流モータに
電力を供給している。交流モータは、たとえば計測系（電流センサや回転角センサ）の誤差に起因して周期的な電圧変動をインバータの直流電源電圧に生じさせることが知られている（特許文献１）。駆動部の周期的な電圧変動が昇圧回路の共振周波数と一致すると、昇圧回路のスイッチング素子に過大な電圧が印加されてスイッチング素子を破壊させるおそれがある。特許文献１の技術では、駆動部の電圧変動の周波数が昇圧回路の共振周波数に近づいたときに、電圧指令値を低下させてスイッチング素子の破壊を防ぐ方法を開示している。

特開２０１０−２６８６２６号公報

しかし、従来技術では、駆動部の電圧変動の周波数が昇圧回路の共振周波数に近づいたときにインバータ電源電圧を低下させるため、限定的ながらも車両駆動力の低下が避けられないという問題があった。

本発明は、上述の従来の課題を解決するために創作されたものであり、従来の構成では電圧変換回路と交流モータとが共振するような動作領域においてもインバータの直流電源電圧の安定性を向上させる技術を提供することを目的とする。

以下、上記課題を解決するのに有効な手段等につき、必要に応じて効果等を示しつつ説明する。

請求項１の電圧変換回路は、直流電源から供給される直流電力の電圧を変換して負荷に供給する回路である。本電圧変換回路は、前記直流電源に一方の端子が相互に並列に接続されているＮ個（Ｎは２以上の整数）のリアクトルと、前記Ｎ個のリアクトルの他方の端子に接続されている少なくとも１つのスイッチング素子と、を有する第１回路と、前記負荷に一方の端子が接続されている少なくとも１つの整流素子を有し、前記少なくとも１つの整流素子の他方の端子に接続されている前記少なくとも１つのスイッチング素子を前記第１回路と共有する第２回路と、を備え、前記第１回路は、前記少なくとも１つのスイッチング素子の通電時においては、前記直流電源から前記Ｎ個のリアクトルに充電するように接続され、前記第２回路は、前記少なくとも１つのスイッチング素子の非通電時においては、前記Ｎ個のリアクトルから前記負荷に放電するように接続されている。

上記発明によれば、出力電力を維持しつつリアクトルの合成インダクタンスを小さくすることができるので、共振周波数ｆＬＣを高くして負荷の電圧変動の周波数から電圧変換回路の共振周波数を外すとともに減衰比を大きくすることができる。これにより、負荷の電圧変動に起因する電圧変換回路の共振現象を抑制することができる。

なお、本電圧変換回路では、スイッチング素子の通電時においては直流電源からリアクトルに充電するように接続される充電回路（第１回路）と、スイッチング素子の非通電時においてはリアクトルから負荷に放電するように接続されている放電回路（第２回路）と、が構成される方向に各要素の極性同士が接続されていればよい。

請求項２の発明では、前記少なくとも１つのスイッチング素子は、Ｎ個のスイッチング素子を含み、前記少なくとも１つの整流素子は、Ｎ個の整流素子を含み、前記第１回路は、前記Ｎ個のスイッチング素子の各々の通電時においては、前記直流電源から前記Ｎ個のスイッチング素子の各々に接続されている各リアクトルに電力を供給するように接続され、前記第２回路は、前記Ｎ個のスイッチング素子の非通電時においては、前記Ｎ個のスイッチング素子の各々に接続されている各リアクトルから前記負荷に電力を供給するように接続されている。

上記発明によれば、各リアクトルを独立して駆動することができる。これにより、たとえばＮ個のリアクトルに相互に位相をシフトさせて電力を供給させることができるので、各電圧変換ユニットのピーク電流のタイミングをずらすことによって出力電力のリップルを小さくすることができる。これにより、平滑コンデンサのリップルに関する仕様の緩和やリアクトルや平滑コンデンサおよび直流電源から発せられる磁気騒音の低減を実現することができる。さらに、出力電力が小さいときには、一部のリアクトルの充放電を停止させて低出力時の効率低下を回避するといった運用もできる。

請求項３の電圧変換回路は、直流電源から供給される直流電力の電圧を変換して負荷に供給する回路である。本電圧変換回路は、前記直流電源と前記負荷との間において、相互に並列に接続されているＮ個（Ｎは２以上の整数）の電圧変換ユニットを備え、前記電圧変換ユニットは、前記直流電源に一方の端子が接続されているリアクトルと、前記リアクトルの他方の端子に接続されているスイッチング素子と、を有する第１回路と、前記負荷に一方の端子が接続されている整流素子を有し、前記整流素子の他方の端子に接続されている前記スイッチング素子を前記第１回路と共有する第２回路と、を備え、前記第１回路は、前記スイッチング素子の通電時においては、前記直流電源から前記リアクトルに充電するように接続され、前記第２回路は、前記スイッチング素子の非通電時においては、前記リアクトルから前記負荷に放電するように接続されている。
上記発明によれば、たとえば予め準備されている最小限素子としての電圧変換ユニットを組み合わせることによって簡易に電圧変換回路を設計することができる。これにより、電流容量の変化、特に電流容量の増大に伴ってリアクトルの新規開発の必要性を抑制することができる。電流容量の増大は、リアクトルの新規開発において特に熱設計が問題となる。

リアクトルの熱設計では、熱発生の原因である銅損を小さくするためにコイルの線形を太くするという設計自由度と、放熱効果を高めるために表面積を大きくするという設計自由度とが一般的に利用される。しかしながら、リアクトルの設計においては、いずれの設計自由度を利用しても非線形に（急激に）体積が増大する領域が存在し、電源装置５０の出力の増大のネックとなることが本発明者によって見出された。このように、電圧変換回路の高出力かに伴うリアクトルの過大な体積増大を回避することができる。

請求項４の電圧変換回路は、直流電源に一方の端子が相互に並列に接続されているＮ個（Ｎは２以上の整数）のリアクトルと、前記Ｎ個のリアクトルの他方の端子に１つずつを接続されているスイッチング素子と、前記スイッチング素子の１つずつに並列に接続されている整流素子を有する第１回路と、前記負荷に一方の端子が接続されているＮ個の整流素子を有し、前記Ｎ個の整流素子の他方の端子の１つずつに接続されているスイッチング素子を前記第１回路と共有し、前記Ｎ個の整流素子の１つずつにスイッチング素子を有する第２回路と、を備え、前記第１回路のスイッチング素子と前記第２回路のスイッチング素子との間には同時通電を防止するためのデッドタイムが設定され、前記第１回路に備えた前記スイッチング素子の通電時においては、前記第２回路の前記スイッチング素子は非通電状態にあり、前記第１回路に備えた前記スイッチング素子の非通電時においては、前記第２回路の前記スイッチング素子は通電状態にあり、前記直流電源から前記負荷への電力供給と、前記負荷から前記直流電源への電力供給の双方を兼ね備えている。

上記発明によれば、負荷が電力を消費する際には、直流電源の電力を負荷へと供給し、負荷が電力を発生する際には、負荷の発電電力を直流電源へと供給する機能を備えるとともに、各リアクトルを独立して駆動することができる。これにより、たとえばＮ個のリアクトルに相互に位相をシフトさせて電力を供給させることができるので、各電圧変換ユニットのピーク電流のタイミングをずらすことによって出力電力のリップルを小さくすることができる。これにより、平滑コンデンサのリップルに関する仕様の緩和やリアクトルや平滑コンデンサおよび直流電源から発せられる磁気騒音の低減を実現することができる。さらに、出力電力が小さいときには、一部のリアクトルの充放電を停止させて低出力時の効率低下を回避するといった運用もできる。

請求項５の電圧変換回路は、直流電源と負荷との間において、相互に並列に接続されているＮ個（Ｎは２以上の整数）の電圧変換ユニットを備え、前記電圧変換ユニットは、前記直流電源に一方の端子が接続されているリアクトルと、前記リアクトルの他方の端子に接続されているスイッチング素子と、スイッチング素子と並列に接続されている整流素子と、を有する第１回路と、前記負荷に一方の端子が接続されている整流素子を有し、前記整流素子の他方の端子に接続されている前記スイッチング素子を前記第１回路と共有し、共有するスイッチング素子と並列に接続されている整流素子を佑する第２回路と、を備え、前記第１回路に備えるスイッチング素子と前記第２回路に備えるスイッチング素子にはデッドタイムが設けられ、前記第１回路に備えるスイッチング素子の通電時においては、前記第２回路に備える前記のスイッチング素子は非通電状態にあり、前記第１回路に備えるスイッチング素子の非通電時においては、前記第２回路に備える前記のスイッチング素子は通電状態にあり、前記直流電源から前記負荷への電力供給と、前記負荷から前記直流電源への電力供給の双方を兼ね備えた電圧変換回路である。
上記発明によれば、たとえば予め準備されている最小限素子としての電圧変換ユニットを組み合わせることによって簡易に電圧変換回路を設計することができる。また、電圧変換ユニットが直流電源から負荷への電力供給と負荷から直流電源への電力供給の双方向に対応している。これにより、電流容量の変化および電流方向の変化、特に電流容量の増大に伴ってリアクトルの新規開発の必要性を抑制することができる。電流容量の増大は、リアクトルの新規開発において特に熱設計が問題となる。

請求項６の電圧変換回路は、請求項２〜５のいずれか１項に記載の電圧変換回路と、前記電圧変換回路を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記Ｎ個のスイッチング素子を相互に相違する位相で駆動することを特徴とする電圧変換システムである。

上記発明によれば、Ｎ個のリアクトルに相互に位相をシフトさせて電力を供給させることができるので、各リアクトルに流れるピーク電流のタイミングをずらすことによって、直流電源や平滑コンデンサに流れる合成されたリップルを小さくすることができる。これにより、平滑コンデンサのリップルに関する仕様の緩和やリアクトルや平滑コンデンサおよび直流電源から発せられる磁気騒音の低減を実現することができる。

請求項７の電圧変換システムは、請求項６に記載の電圧変換回路の負荷が車載主機としての交流電動機と前記交流電動機を駆動するための直流交流変換回路を備える交流電動機システムであることを特徴とする。

上記発明によれば、電圧変換回路が扱う電力が大きい電気自動車やハイブリッド自動車に対して、搭載性や構成部品の標準化等、好適に適用することができる。

請求項８の電圧変換システムは、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電圧変換回路および電圧変換システムを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数が、前記リアクトルの並列数を乗じた際に、可聴周波数帯域を超える周波数となることを特徴とする。

上記発明によれば、電圧変換回路の中で扱う電力が最も大きい直流電源に流れる電流のリップル周波数を可聴周波数帯域を超える周波数に高くできるので、直流電源から発せられる磁気騒音の発生を抑制することができる。

実施形態における電源装置５０の構成を示すシステム構成図。 モータジェネレータの動作領域を示す図。 電圧変換ユニット３０による昇圧機能を説明するための概念図。 電圧変換ユニット３０の作動内容を示すタイムチャート。 電圧変換回路１０の共振特性を表す計算式。 比較例における出力増大の仕様変更の例を示す説明図。 実施形態における出力増大の仕様変更の例を示す説明図。 電圧変換回路１０ａを制御対象とする制御ブロック図。 電圧変換回路１０ａの制御内容を示すタイムチャート。

以下、本発明にかかる車両の駆動装置に電力を供給する電源装置５０に適用した実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１は、実施形態における電源装置５０の構成を示すシステム構成図である。

電源装置５０は、車両の駆動装置（後述する３相交流モータシステム）である負荷ＬＭに直流電力を供給する装置である。電源装置５０は、直流電池ＶＢと電圧変換回路１０と制御部２０とを備えている。電圧変換回路１０は、直流電池ＶＢから供給される直流電力を昇圧して負荷ＬＭに供給する昇圧機能と、負荷ＬＭで生成された回生電力を直流電池ＶＢに降圧して充電する降圧機能と、を有している。直流電池ＶＢは、本実施形態では、内部抵抗ＲＢを有するリチウムイオン電池である。リチウムイオン電池は、たとえばニッケル水素２次電池と直流電源電圧を等しくした場合に、内部抵抗がニッケル水素２次電池の約「１／２」程度まで小さくなる特徴がある。なお、電圧変換回路１０及び制御部２０の組合せは、電圧変換システムとも呼ばれる。直流電池ＶＢは直流電源とも呼ばれる。

電圧変換回路１０は、直流電池ＶＢに接続されるための入力側端子Ｔ１，Ｔ２と、負荷ＬＭに接続されるための出力側端子Ｔ３，Ｔ４と、平滑コンデンサＣ１と、フィルタコンデンサＣ２と、同一の構成を有する２個の電圧変換ユニット３０，３０ａとを備えている。直流電池ＶＢは、その正極と負極とがそれぞれ入力側端子Ｔ１と入力側端子Ｔ２とに接続されている。負荷ＬＭは、その正極と負極とがそれぞれ出力側端子Ｔ３と出力側端子Ｔ４とに接続されている。２個の電圧変換ユニット３０，３０ａは、直流電池ＶＢと負荷ＬＭとに対して相互に並列に接続されている。

制御部２０は、司令部２３と、電圧変換ユニット３０を駆動する駆動回路２１と、電圧変換ユニット３０ａを駆動する駆動回路２２と、出力側端子Ｔ３，Ｔ４の電位差ＶＨを計測する電圧センサ３４とを備えている。司令部２３は、２個の駆動回路２１，２２にＰＷＭ信号を出力する。司令部２３は、電圧センサ３４による出力側端子Ｔ３，Ｔ４の電位差の計測値に応じてフィードバック制御を実行する。

フィルタコンデンサＣ２は、入力側端子Ｔ１と入力側端子Ｔ２との間に接続され、直流電池ＶＢに対して並列に接続されている。フィルタコンデンサＣ２は、電圧変換回路１０の入力電圧を平滑化する役割を果たす。一方、平滑コンデンサＣ１は、出力側端子Ｔ３と出力側端子Ｔ４との間に接続され、負荷ＬＭに対して並列に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、電圧変換ユニット３０の出力電圧のリップル電圧を平滑化する機能と、出力電力用バッファとしての機能とを有している。

電圧変換ユニット３０は、スイッチング機能を有する２個のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、整流機能を有する２個のダイオードＤ１，Ｄ２と、電気エネルギの蓄積機能と放出機能とを有するリアクトル３５とを備えている。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、本実施形態では、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用されているが、他の素子を使用するようにしても良い。リアクトル３５は、たとえば通電により磁束を発生する筒状のコイル（図示せず）と、そのコイルを覆う磁性粉末混合樹脂からなるコア（図示せず）と、を有する構成として利用可能である。２個のダイオードＤ１，Ｄ２は整流素子とも呼ばれる。

電圧変換ユニット３０の各素子は以下のように接続されている。リアクトル３５の一端は、スイッチング素子Ｓ１のエミッタと、スイッチング素子Ｓ２のコレクタと、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ２のカソードとに接続されている。スイッチング素子Ｓ１のコレクタには、ダイオードＤ１のカソードが接続されている。スイッチング素子Ｓ２のエミッタには、ダイオードＤ２のアノードが接続されている。電圧変換ユニット３０ａは、同様に接続されている２個のスイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ２ａと、２個のダイオードＤ１ａ，Ｄ２ａとを備えている。

電圧変換ユニット３０は、以下のように各入出力端子Ｔ１〜Ｔ４に接続されている。電圧変換ユニット３０は、リアクトル３５の他端で入力側端子Ｔ１に接続され、スイッチング素子Ｓ２のエミッタとダイオードＤ２のアノードとで入力側端子Ｔ２（出力側端子Ｔ４）に接続されている。一方、電圧変換ユニット３０は、スイッチング素子Ｓ１のコレクタとダイオードＤ１のカソードとで出力側端子Ｔ３に接続され、スイッチング素子Ｓ２のエミッタとダイオードＤ２のアノードとで出力側端子Ｔ４（入力側端子Ｔ２）に接続されている。入力側端子Ｔ２は出力側端子Ｔ４に接続されている。

一方、電圧変換ユニット３０ａは、各入出力端子Ｔ１〜Ｔ４に電圧変換ユニット３０に対して並列に接続されている。これにより、２個の電圧変換ユニット３０，３０ａは、相互に独立して駆動することができる。すなわち、電圧変換ユニット３０，３０ａは、相互に相違する位相で駆動することも可能であり、低出力時に一方を停止するような制御も可能である。

電圧変換ユニット３０は、負荷ＬＭへの電力供給機能（昇圧型コンバータ）を実現するためのスイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ１と、直流電池ＶＢへの回生機能（降圧型コンバータ）を実現するためのスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２と、を備えている。

上記負荷ＬＭは、車載主機としての交流電動機（モータジェネレータＭＧ）と、直流電池ＶＢを電圧変換ユニット３０によって昇圧された出力側端子Ｔ４とＴ３間（平滑コンデンサＣ１）の直流電圧を直流交流変換してモータジェネレータＭＧを駆動するための直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）から構成される周知の３相交流モータシステムである。なお、モータジェネレータＭＧには同期機を、インバータＩＮＶには６個のスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）により構成される回路を例示し、前記３相交流モータシステムを制御する制御装置については省略している（図示せず）。

図２は、モータジェネレータＭＧおよびインバータＩＮＶの駆動について説明するための概念図である。図示したように、モータジェネレータＭＧは、トルクおよび回転数によって定まる運転領域内をインバータＩＮＶにより駆動される。前記運転領域は、比較的低回転の領域では、車両の駆動力仕様によって定まるトルクを上限に一定値として備えることが特徴である。また、図２には、上記比較的低回転の領域におけるインバータＩＮＶのスイッチング周波数ｆｉｎを模式的に示している。この領域において、高トルク領域のスイッチング周波数ｆｉｎの値ｆｉｎ１は、低トルク領域のスイッチング周波数ｆｉｎの値ｆｉｎ２よりも低く設定されている。これは、高トルク領域における単位時間当たりのスイッチング損失を低減するための設定である。

なお、スイッチング周波数は、図示しない制御装置により定められており、たとえば、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号は、モータジェネレータＭＧに流れる２相または３相のモータ電流を検出し、モータジェネレータＭＧの磁極位置を検出し、ｄｑ制御理論に基づいて、電流指令と前記モータ電流を追従させるというような、周知の電流フィードバック制御により演算された３相交流指令電圧を三角波比較ＰＷＭ処理することで、キャリア周波数に応じて定まるものとすればよい。

図３は、電圧変換ユニット３０による昇圧機能を説明するための概念図である。本図では、負荷ＬＭへの電力供給機能を実現するためのスイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ１が図示され、回生機能に使用されるスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２と駆動回路２２とが省略されている。本実施形態では、電力供給機能についてのみ説明する。電力供給機能と同様に本実施形態の効果が得られる回生機能については説明を省略する。なお、実際には、電力供給機能と回生機能とのいずれが発揮されるかは、制御部２０によって選択されるものではない。制御部２０では、先の図１に示すように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を交互にオン操作する相補駆動をするに過ぎず、これにより、スイッチング素子Ｓ２のオン期間にスイッチング素子Ｓ２に電流が流れる状況において電力供給機能が発揮される。これに対し、スイッチング素子Ｓ１のオン期間にスイッチング素子Ｓ１に電流が流れる状況においては回生機能が発揮される。なお、スイッチング素子Ｓ１のオン期間とスイッチング素子Ｓ２のオン期間との間には、双方がオン状態となることを回避するための周知のデッドタイム期間ＤＴが設けられている。

図４は、電圧変換ユニット３０の作動内容を示すタイムチャートである。Ｖｐｗｍは、入力側端子Ｔ２と出力側端子Ｔ４を基準電位（０ボルト電位）としたときのノードＮ（図３参照）の電位Ｖｐｗｍの値を示している。Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ２のオンオフ状態を示している。ＣＴＬは、スイッチング素子Ｓ２をオンオフ駆動するための指令を駆動回路２１に出力する司令部２３の作動内容を示している。

ノードＮの電位Ｖｐｗｍは、スイッチング素子Ｓ２がオンの状態では、ノードＮが出力側端子Ｔ４（入力側端子Ｔ２）に側に短絡されるので０ボルト電位となる。この状態では、直流電池ＶＢの電圧がリアクトル３５に印加され、リアクトル３５への充電が開始されることになる。この状態において、スイッチング素子Ｓ２がオフにされると、リアクトル３５は、リアクトル３５に充電されたエネルギによって電圧を発生し、直流電池ＶＢの電圧との加算によって高電位ＶＨを発生させることになる。これにより、電流がダイオードＤ１を通過することができるので、負荷ＬＭに電力が供給されるとともに、平滑コンデンサＣ１に充電されることになる。

司令部２３は、スイッチング素子Ｓ２を駆動する駆動回路２１へのＰＷＭ信号（オンオフ指令）を出力する。オンオフ指令は、キャリア信号Ｓｃとデューティ指令値Ｃｄとによって生成される。キャリア信号Ｓｃは、一定の周期Ｐｃで出力される三角波である。デューティ指令値Ｃｄは、スイッチング素子Ｓ２が各周期Ｐｃにおけるスイッチング素子Ｓ２がオフの状態の期間Ｐｄの割合を決定するための信号電位である。

上記周期Ｐｃは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング周波数ｆｃの逆数となる
。ここで、本実施形態では、インバータＩＮＶのスイッチング周波数ｆｉｎよりもスイッチング周波数ｆｃを高周波とする。特にモータジェネレータＭＧの生成トルクが最大となり得る低回転領域におけるスイッチング周波数ｆｉｎの値ｆｉｎ１と比較して、スイッチング周波数ｆｃは、１０倍以上の高周波となっている。また、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング周波数ｆｃに、電圧変換ユニットの数を乗じた値が、可聴周波数帯域（２０Ｈｚ〜１６ｋＨｚ）を超えるように設定している。

具体的には、低回転領域におけるスイッチング周波数ｆｉｎの値ｆｉｎ１を１ｋＨｚに設定し、スイッチング周波数ｆｃを１０ｋＨｚに設定する。この場合、本実施形態では、２個の電圧変換ユニット３０，３０ａを備えているので、スイッチング周波数ｆｃに２を乗じた周波数は２０ｋＨｚとなって可聴周波数帯域を超え、平滑コンデンサや直流電池ＶＢには２０ｋＨｚのリップル電流が流れることになる。これは、各スイッチング素子の単位時間当たりの発熱量を低減しつつも、人に感知される磁気騒音を抑制するための設定である。ちなみに、本実施形態では、スイッチング素子が高圧大電流を扱うため、可聴周波数帯域を超えるスイッチング周波数ｆｃに設定することは、スイッチング素子のチップ面積の拡大やスイッチング素子を冷却する冷却器の大型化に起因するため、車両への適用は現実的ではない。

司令部２３は、図示しないコンパレータ（比較器）を有し、三角波の電位がデューティ指令値Ｃｄより大きいとき（たとえば時刻ｔ１〜ｔ２、時刻ｔ３〜ｔ４）にスイッチング素子Ｓ２をオフとし、三角波の電位がデューティ指令値Ｃｄより小さいとき（たとえば時刻ｔ２〜ｔ３）にスイッチング素子Ｓ２をオンとするオンオフ指令を出力する。司令部２３は、電位としてのデューティ指令値Ｃｄを上下させることによってデューティ比Ｄを操作することができる。デューティ比Ｄは、各周期Ｐｃに対する負荷ＬＭに電力が供給される期間Ｐｄ（スイッチング素子Ｓ２オフ）の割合を意味し、昇圧比の逆数となる。

図５は、電圧変換回路１０の共振特性を表す計算式を示している。二つの計算式Ｆ１，Ｆ２は、スイッチング素子Ｓ２をオンとしたときの回路方程式と、スイッチング素子Ｓ２をオフとしたときの回路方程式との一対の方程式を、それら一対の状態の継続時間（Ｐｃ−Ｐｄ），Ｐｄによって加重平均処理することで生成された状態方程式に基づいて導出された計算式である。計算式Ｆ１は、電圧変換回路１０の共振周波数ｆＬＣを算出するための計算式である。計算式Ｆ２は、電圧変換回路１０の減衰比ζを算出するための計算式である。

電圧変換回路１０の共振周波数ｆＬＣと減衰比ζは、負荷ＬＭの電圧の周期的な変動によって励起される共振現象の発生と密接な関係を有している。すなわち、共振周波数ｆＬＣは、負荷ＬＭの電圧の周期的な変動（一次変動）の周波数から十分に離れていることが望まれる。一方、減衰比ζは、十分に大きいことが望まれる。

しかしながら、電源装置５０の性能向上のためには直流電池ＶＢの内部抵抗ＲＢを小さくすることが望まれているので、一般的に内部抵抗ＲＢの低下に伴って減衰比ζも小さくなる傾向にある。一方、リアクトル３５は、電源装置５０の出力増大の観点から充放電の機能を高めるために大きくすることが望まれているので、インダクタンスの増大によって共振周波数ｆＬＣと減衰比ζとを伴に低下させる傾向にあった。

図６(ａ)(ｂ)は、比較例における出力増大の仕様変更の例を示す説明図である。比較例は、実施形態の特徴を分かり易く説明するための例である。図６(ａ)(ｂ)は、比較例の２個の電圧変換回路１１，１１ａを示している。これら電圧変換回路１１又は１１ａによって、ＶＢ（Ｔ１-Ｔ２間）の３００Ｖの電圧をＴ３−Ｔ４間において６００Ｖに電圧変換する例を示す。

はじめに、電圧変換回路１１は、リアクトル３５の２倍のインダクタンスＬを有するリアクトル４１と、４個のダイオードＤ１，Ｄ１ａ，Ｄ２，Ｄ２ａと、４個のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ１ａ，Ｓ２，Ｓ２ａと、を備えている。

電圧変換回路１１の入力側端子Ｔ１には、リアクトル４１の一端が接続されている。リアクトル４１の他端には、２個のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ１ａのエミッタと、２個のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ２ａのコレクタと、２個のダイオードＤ１，Ｄ１ａのアノードと、２個のダイオードＤ２，Ｄ２ａのカソードとに接続されている。２個のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ１ａ、２個のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ２ａ、２個のダイオードＤ１，Ｄ１ａ、および２個のダイオードＤ２，Ｄ２ａは、いずれも定格電流容量（図６（ａ）では、ＩＢ＝１００Ａとしている）を満たすために並列接続されたものであり、それぞれ同時に駆動される。

リアクトル４１には、２個のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ２ａがオンの状態において、ＶＢ（Ｔ１−Ｔ２間）として、３００Ｖが印加され、電流値ＩＢ（１００Ａ）を中央に跨ぐ経過時間に対して右上がりのノコギリ波状の電流が流れることになる。また、２個のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ２ａは、図示しない司令部のキャリア信号とデューティ指令値Ｄ（本比較例では、Ｄ＝５０％）とによってオンオフ指令が生成される。このオンオフ指令に基づいて、２個のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ２ａがオンからオフに同時に切り替わると、リアクトル４１は、電流値ＩＢ（１００Ａ）を中央に跨ぐ経過時間に対して右下がりのノコギリ波状の電流が流れ、充電されたエネルギを放出して昇圧する。２個のダイオードＤ１，Ｄ１ａには、分配されて平均して（２５）Ａずつ流れる。これによって、Ｔ３-Ｔ４間の電圧として６００Ｖを得ることができる。

次に、図６（ｂ）の比較例を説明する。図６（ｂ）においても、図６（ａ）と同様に、電圧変換回路１１ａによって、ＶＢ（Ｔ１-Ｔ２間）の３００Ｖの電圧をＴ３−Ｔ４間において６００Ｖに電圧変換する例を示す。

この電圧変換回路１１ａは、電圧変換回路１１の出力電力を１．５倍にするために構成が変更された回路である。電圧変換回路１１ａでは、１．５倍となった定格電流容量（図６（ｂ）では、ＩＢ＝１５０Ａとしている）を満たすためにスイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂとダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂとがさらに並列接続されている。このスイッチング素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂとダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂを追加することにより、デューティ指令値Ｄ（本比較例では、Ｄ＝５０％）の場合には、各ダイオードには、分配されて平均して電圧変換回路１１と同等の２５Ａを流すことができる。しかしながら、リアクトル４１ａは、リアクトル４１と同一のインダクタンスＬを有し、リアクトル４１の１．５倍の電流容量を満たすための熱設計が必要となる。これにより、リアクトル４１ａは、後述するようにリアクトル４１の１．５倍よりも大型化することになる。

リアクトル４１ａには、巻き線抵抗ＲＬ（図示せず）が存在するので、銅損（ＲＬ×ＩＢ２）は電流が１．５倍になると１．５の２乗（＝２．２５）倍に増大する。これにより、リアクトル４１ａの熱設計としては、リアクトル４１に対して２．２５倍の放熱性能、または、放熱性能に相当する代替機能（具体的には、冷却器の追加等）を備える。

図７(ａ)(ｂ)は、実施形態における出力増大の仕様変更の例を示す説明図である。図７(ａ)(ｂ)は、実施形態の２個の電圧変換回路１０，１０ａを示している。電圧変換回路１０は、図１に示されている回路と同一である。電圧変換回路１０ａは、電圧変換回路１０の出力電力を１．５倍にするために構成が変更された回路である。具体的には、これら電圧変換回路１０又は１０ａによって、ＶＢ（Ｔ１-Ｔ２間）の３００Ｖの電圧をＴ３−Ｔ４間において６００Ｖに電圧変換する例を示す。

電圧変換回路１０は、以下の２点で比較例の電圧変換回路１１と相違する。第１の相違点は、リアクトル３５，３５ａのインダクタンスを並列に備えているという点である。リアクトル３５，３５ａは、流れる電流（ＩＢ＝１００Ａ）をリアクトル４１の半分（５０Ａ）となり、銅損を０．５の２乗（＝０．２５）倍に低減することができるので熱設計に余裕が生ずる。これにより、リアクトル３５，３５ａの２個でも、リアクトル４１に対して小型化できる。第２の相違点は、リアクトル３５にのみスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が接続され、リアクトル３５ａにのみスイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ２ａが接続されているという点である。これにより、電圧変換回路１０は、リアクトル３５，３５ａを相互に独立して、たとえばリアクトルの充電と放電を相違するタイミング（位相）で駆動することができる。

リアクトル３５には、１個のスイッチング素子Ｓ２がオンの状態において、ＶＢ（Ｔ１−Ｔ２間）が印加され、電流値ＩＢ（５０Ａ）を中央に跨ぐ経過時間に対して右上がりのノコギリ波状の電流が流れることになる。

リアクトル３５は、１個のスイッチング素子Ｓ２がオンからオフに切り替わると、電流値ＩＢ（５０Ａ）を中央に跨ぐ経過時間に対して右下がりのノコギリ波状の電流が流れ、充電されたエネルギを放出して昇圧する。デューティ指令値Ｄ（本比較例では、Ｄ＝５０％）の場合には、ダイオードＤ１には、電流値（２５Ａ）が流れることになる。

図７（ａ）に示されるように、電圧変換ユニット３０の電力は、直流電池の電力と等しくなるように、リアクトル３５とスイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ１とにそれぞれ電流が流れる。また、電圧変換ユニット３０ａについても、電圧変換ユニット３０と同様である。

また、電圧変換回路１０としては、電圧変換ユニット３０に対して独立して駆動することができる電圧変換ユニット３０ａが並列に接続されているので、２個の電圧変換ユニット３０，３０ａの双方の駆動によって比較例の電圧変換回路１１と同一の電力を出力することができる。

そして実施例の電圧変換回路１０では、要求出力の増大に伴って同一のインダクタンスのリアクトルを増加させることで、それらリアクトルの合成インダクタンスを十分低減することができる。すなわち、たとえば２個のリアクトル３５，３５ａの合成インダクタンスを単一のリアクトル４１のインダクタンスの半分（Ｌ／２）とすることができる。これにより、電圧変換回路１０は、比較例の電圧変換回路１１よりも２の「１／２」乗倍高い共振周波数ｆＬＣと減衰比ζとを実現している（図５の計算式Ｆ１，Ｆ２参照）。

次に、図７（ｂ）に示される実施例の電圧変換回路１０の仕様変更について説明する。図７（ｂ）においても、図７（ａ）と同様に、電圧変換回路１０ａによって、ＶＢ（Ｔ１-Ｔ２間）の３００Ｖの電圧をＴ３−Ｔ４間において６００Ｖに電圧変換する場合を示し、かつ図７（ｂ）においても、デューティ指令値Ｄを５０％とした場合を示す。さらに、実施例の電圧変換回路１０ａは、電圧変換回路１０の出力電力を１．５倍するために構成が変更され、ＩＢ＝１５０Ａとした回路である。電圧変換回路１０ａでは、１．５倍となった出力を実現するためにリアクトル３５ｂを含む電圧変換ユニット３０ｂが電圧変換ユニット３０，３０ａに並列に接続されている。３個の電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂは、相互に相違する位相で駆動することができる。

このように、実施形態の電圧変換回路１０の仕様変更では、リアクトル３５ｂを含む電圧変換ユニット３０ｂを追加するだけで可能となっている。これに対して、比較例の電圧変換回路１１の仕様変更では、１．５倍の電流容量を満たすためにリアクトル４１の電流許容値と熱設計の観点からリアクトルの再設計が必要となっている。

リアクトルの熱設計では、熱発生の原因である銅損を小さくするためにコイルの線形を太くするという設計自由度と、放熱効果を高めるために表面積を大きくするという設計自由度とが一般的に利用される。しかしながら、リアクトルの設計においては、いずれの設計自由度を利用しても非線形に（急激に）体積が増大する領域が存在し、電源装置５０の出力の増大のネックとなるという問題がある。

このように、実施形態の電圧変換回路１０は、比較例の電圧変換回路１１と比較して高い共振周波数ｆＬＣと減衰比ζとを実現するとともに、仕様変更に対しても簡易かつ柔軟に対応できるように構成されている。さらに、リアクトルの過度の大型化を回避することができるとともに、リアクトル３５，３５ａ，３５ｂの分散配置をも可能とし、車両の熱設計や実装設計を容易にすることができる。

図８は、電圧変換回路１０ａを制御対象とする制御ブロック図である。制御部２０（図１参照）は、司令部２３に電圧指令部７１とＰＩ制御器７２とを有し、電圧センサ２４（図１参照）によって計測された電圧値を使用してフィードバック制御を行っている。

電圧指令部７１は、モータジェネレータＭＧの運転状態に適した電圧を昇圧電圧指令として演算する。上述したＶＢ（Ｔ１-Ｔ２間）の３００Ｖの電圧をＴ３−Ｔ４間において６００Ｖに電圧変換する例は、昇圧電圧指令が６００Ｖの時に電圧変換が安定した状態を説明したものである。

図９は、電圧変換回路１０ａの制御内容を示すタイムチャートである。司令部２３は、３個の電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂを相互に位相をずらして制御している。具体的には、３個の電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂは、それぞれ相互に位相がシフトされている３つのキャリア信号Ｍｃ，Ｓｃ１，Ｓｃ２を使用して駆動されている。キャリア信号Ｍｃは、基準となるマスターキャリア信号である。２つのキャリア信号Ｓｃ１，Ｓｃ２は、マスターキャリア信号Ｍｃと同一の波形（三角波）を有し、位相だけがシフトされている信号である。

詳しくは、司令部２３は、マスターキャリア信号Ｍｃの三角波の半波（たとえば時刻ｔ０〜ｔ１）毎にデューティ指令値Ｃｄを算出し、デューティ指令値Ｃｄの出力値を更新する。具体的には、司令部２３は、マスターキャリア信号Ｍｃの三角波のピーク時刻ｔ０において、電圧センサ２４を取得（サンプリング）してデューティ指令値Ｃｄの算出を開始し、三角波のボトム時刻ｔ１までにデューティ指令値Ｃｄの算出を完了して算出値ａを得る。司令部２３は、三角波のボトム時刻ｔ１において、デューティ指令値Ｃｄの出力値を算出値ａに変更（更新）するとともに、デューティ指令値Ｃｄの算出を再度開始する。

司令部２３は、他の２つのキャリア信号Ｓｃ１，Ｓｃ２に対してもデューティ指令値Ｃｄを使用することによって、簡易な構成で３個の電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂを制御することができる。これにより、３個の電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂは、均等の電力を出力することができる。

加えて、特に直流電池ＶＢから発せられる磁気騒音の悪化も抑制できる。電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂが均等の電力を出力できるので、リップルを含めた電流も均等に流すことができる。よって、平滑コンデンサや直流電池ＶＢには、マスターキャリア信号Ｍｃの３倍の周波数で、かつ、等しいリップル電流が流れることになる。電動車両の中でも、たとえば、直流電池ＶＢの電力だけで長距離を走行することが必要とされる電気自動車やプラグインハイブリッド自動車では、高出力化に伴いＩＢを増加させるので、磁気騒音が悪化する。その音圧は、リップルが等しくても直流電池ＶＢのリップルとＩＢを加算した充放電電流の絶対値が大きいほど大きくなる。電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂのスイッチング周波数は、３を乗じた際に可聴周波数帯域を超えることになるのであって、そのスイッチング周波数は可聴周波数帯域内に設定されているから、電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂの電力が均等でなければ、搭乗者に不快な音として聴こえるおそれがある。

このように、司令部２３は、単一の電圧変換ユニット３０を制御するための構成に対して、位相をシフトさせた２つのキャリア信号Ｓｃ１，Ｓｃ２を発生させるだけで３個の電圧変換ユニット３０，３０ａ，３０ｂを制御することができる。

（他の実施形態）
本発明は上記実施形態に限らず、例えば次のように実施されてもよい。

（１）上記実施形態では、昇圧回路と回生回路とを含む電圧変換回路として説明されているが、昇圧回路のみを含む電圧変換回路であってよい。

（２）上記実施形態では、リアクトルとスイッチング素子とダイオードとを含む電圧変換ユニットの並列接続による電圧変換回路の例が示されているが、たとえばＮ個のリアクトルだけを並列接続するようにしてもよい。

（３）さらに、実施例の電圧変換回路が有する複数の電圧変換ユニットの各々が有するリアクトルを複数のリアクトルの並列接続として構成するようにしてもよい。

（４）上述の実施例では、複数の電圧変換ユニットは全て同一の構成を有しているが、たとえば相互に相違する容量の電圧変換ユニットを含むようにしてもよい。こうすれば、相互に容量が相違する電圧変換ユニットを使用してきめ細かな設計を実現することができる。具体的には、たとえば５０ｋｗの電圧変換ユニットと２５ｋｗの電圧変換ユニットが利用可能であれば、２５ｋｗ刻みの設計を電圧変換ユニットの組合せで実現することができる。この場合は、常用的には５０ｋＷの電圧変換ユニットを駆動し、共振を抑制したい動作領域において２５ｋＷの電圧変換ユニットも追加駆動することもできる。

（５）上述の実施例では、複数の電圧変換ユニットは全て駆動されているが、たとえば出力電力が小さいときには、その一部を停止するように構成しても良い。こうすれば、出力電力が過度に小さいときの電圧変換回路の効率低下を回避することができる。

（６）上述の実施例では、直流電池の正極側にリアクトルが接続されているが、たとえば直流電池の負極側にリアクトルを接続し、ダイオードとスイッチング素子の極性をいずれも逆として接続するようにしてもよい。本発明では、スイッチング素子の通電時においては直流電源からリアクトルに充電するように接続される充電回路（第１回路）と、スイッチング素子の非通電時においてはリアクトルから負荷に放電するように接続されている放電回路（第２回路）と、が構成される方向に各要素の極性同士が接続されていればよい。

（７）上述の実施例では、負荷は、車両の駆動装置（交流モータ及びインバータ）であるが、これに限られず他の種類の負荷にも適用可能である。

１０，１０ａ…電圧変換回路、１１，１１ａ…比較例の電圧変換回路、２０…制御部、２１，２２…駆動回路、２３…司令部、２４…電圧センサ、３０，３０ａ，３０ｂ…電圧変換ユニット、３４…電圧センサ、３５，３５ａ，３５ｂ，４１，４１ａ…リアクトル、５０…電源装置。

Claims (8)

1. 直流電源から供給される直流電力の電圧を変換して負荷に供給する電圧変換回路であって、
   前記直流電源に一方の端子が相互に並列に接続されているＮ個（Ｎは２以上の整数）のリアクトルと、前記Ｎ個のリアクトルの他方の端子に接続されている少なくとも１つのスイッチング素子と、を有する第１回路と、
   前記負荷に一方の端子が接続されている少なくとも１つの整流素子を有し、前記少なくとも１つの整流素子の他方の端子に接続されている前記少なくとも１つのスイッチング素子を前記第１回路と共有する第２回路と、
   を備え、
   前記第１回路は、前記少なくとも１つのスイッチング素子の通電時においては、前記直流電源から前記Ｎ個のリアクトルに充電するように接続され、
   前記第２回路は、前記少なくとも１つのスイッチング素子の非通電時においては、前記Ｎ個のリアクトルから前記負荷に放電するように接続されている電圧変換回路。
2. 請求項１記載の電圧変換回路であって、
   前記少なくとも１つのスイッチング素子は、Ｎ個のスイッチング素子を含み、
   前記少なくとも１つの整流素子は、Ｎ個の整流素子を含み、
   前記第１回路は、前記Ｎ個のスイッチング素子の各々の通電時においては、前記直流電源から前記Ｎ個のスイッチング素子の各々に接続されている各リアクトルに電力を供給するように接続され、
   前記第２回路は、前記Ｎ個のスイッチング素子の非通電時においては、前記Ｎ個のスイッチング素子の各々に接続されている各リアクトルから前記負荷に電力を供給するように接続されている電圧変換回路。
3. 直流電源から供給される直流電力の電圧を変換して負荷に供給する電圧変換回路であって、
   前記直流電源と前記負荷との間において、相互に並列に接続されているＮ個（Ｎは２以上の整数）の電圧変換ユニットを備え、
   前記電圧変換ユニットは、
   前記直流電源に一方の端子が接続されているリアクトルと、前記リアクトルの他方の端子に接続されているスイッチング素子と、を有する第１回路と、
   前記負荷に一方の端子が接続されている整流素子を有し、前記整流素子の他方の端子に接続されている前記スイッチング素子を前記第１回路と共有する第２回路と、
   を備え、
   前記第１回路は、前記スイッチング素子の通電時においては、前記直流電源から前記リアクトルに充電するように接続され、
   前記第２回路は、前記スイッチング素子の非通電時においては、前記リアクトルから前記負荷に放電するように接続されている電圧変換回路。
4. 請求項２に記載の電圧変換回路であって、
   前記第１回路には、前記Ｎ個のスイッチング素子と並列にＮ個の整流素子が備えられ、
   前記第２回路には、前記Ｎ個の整流素子と並列にＮ個のスイッチング素子が備えられ、
   前記第１回路に備える前記Ｎ個のスイッチング素子と前記第２回路に備える前記Ｎ個のスイッチング素子にはデッドタイムが設けられ、
   前記第１回路に備える前記Ｎ個のスイッチング素子の通電時においては、前記第２回路に備える前記Ｎ個のスイッチング素子は非通電状態にあり、
   前記第１回路に備える前記Ｎ個のスイッチング素子の非通電時においては、前記第２回路に備える前記Ｎ個のスイッチング素子は通電状態にあり、
   前記直流電源から前記負荷への電力供給と、前記負荷から前記直流電源への電力供給の双方を兼ね備えた電圧変換回路。
5. 請求項３記載の電圧変換回路であって、
   前記電圧変換ユニットの第１回路に備えるスイッチング素子と並列に整流素子を備え、
   第２回路に備える整流素子と並列にスイッチング素子を備え、
   前記第１回路に備えるスイッチング素子と前記第２回路に備えるスイッチング素子にはデッドタイムが設けられ、
   前記第１回路に備えるスイッチング素子の通電時においては、前記第２回路に備える前記のスイッチング素子は非通電状態にあり、
   前記第１回路に備えるスイッチング素子の非通電時においては、前記第２回路に備える前記のスイッチング素子は通電状態にあり、
   前記直流電源から前記負荷への電力供給と、前記負荷から前記直流電源への電力供給の双方を兼ね備えた電圧変換回路。
6. 請求項２〜５のいずれか１項に記載の電圧変換回路であって、
   前記電圧変換回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記Ｎ個のスイッチング素子を相互に相違する位相で駆動することを特徴とする電圧変換システム。
7. 請求項６に記載の電圧変換システムであって、
   前記負荷が車載主機としての交流電動機と前記交流電動機を駆動するための直流交流変換回路を備える交流電動機システムであることを特徴とする電圧変換システム。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の電圧変換システムであって、
   前記電圧変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数が、前記リアクトルの並列数を乗じた際に、可聴周波数帯域を超える周波数となることを特徴とする電圧変換システム。

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