JP2012010037A - 電源電圧監視回路 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な回路で正確な出力信号を出力する電源電圧モニター回路を提供すること。
【解決手段】クランプ回路１５で電圧がクランプされる前は第１の定電圧Ｖｒｅｆ１と電源電圧Ｖｃｃの電位差を比較することなく、ＬレベルのＲＳＴ信号を出力するが、クランプ回路１５で電圧がクランプされた後は第１の差動回路１３で第１の定電圧Ｖｒｅｆ１と電源電圧Ｖｃｃの電位差を比較し、Ｈレベル又はＬレベルのＲＳＴ信号を出力することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は電源電圧監視回路に関する。

従来より、ＩＣの内部回路が動作可能な電源電圧以下の時に、異常動作を行わないように低電圧誤動作防止（ＵＶＬＯ：Ｕｎｄｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｌｏｃｋ Ｏuｔ）機能を内蔵する電源電圧監視回路がある。具体的には、ＩＣの内部にある定電圧回路を監視し、電源電圧Ｖｃｃが定電圧回路の出力以下になると定電圧回路の動作をロックアウトし、定電圧回路の出力以上のときはＵＶＬＯを解除して正常動作を行う回路である。

図５は従来の電源電圧モニター回路の一例である。定電圧回路１から出力される定電圧Ｖｒｅｆは抵抗Ｒ１とＲ２で抵抗分割され、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点aにおいて電圧Ｖ１となる。一方、電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ３とＲ４で抵抗分割され、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点ｂにおいて電圧Ｖ２となる。コンパレータ２は、この電圧Ｖ１と電圧Ｖ２と比較することにより電源電圧Ｖｃｃの低下を検出する出力信号Ｖｏを出力し、デジタル信号であるＲＳＴ信号を出力する。

特開２００３−３１５３８１号公報 図４

上記のような従来の電源電圧モニター回路では次のような問題点がある。図６（ａ）は、電源電圧Ｖｃｃを０Ｖから上昇させた場合における電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の立ち上がり特性を、（ｂ）はＲＳＴのタイミングチャートを示している。図６（ａ）に示す通り、Ｖ２が電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴って略正比例で上昇する一方、Ｖ１は定電圧回路１が有するｎ個のトランジスタ電圧特性の影響を受け、電源電圧Ｖｃｃがベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅのｎ倍（ｎは整数）になった時に立ち上がる（Ａ点）。このため、電源電圧Ｖｃｃを０Ｖから上昇させた場合、電圧Ｖ１が安定する（Ｃ点）前に電圧Ｖ１が電圧Ｖ２を上回り（Ｂ点）、Ａ点からＢ点において、ＲＳＴに誤出力が生じる。この誤出力が生じると、電源電圧モニター回路がＵＶＬＯ機能を誤動作させてしまい、システム全体の動作が不安定となる。

そこで、電圧Ｖ１が安定するＣ点を検出し、コンパレータ２の出力信号を制御することが考えられるが、定電圧回路１は製造のばらつきにより製品ごとに異なるため、電圧Ｖ１が安定するＣ点を正確に捉えることは困難である。

そこで、Ｖ１の立ち上がりが遅れた場合であっても、定電圧回路にばらつきがあった場合であっても、簡易な回路で正確な出力を行う電源電圧モニター回路を提供する。

本発明の実施形態にかかる電源電圧回路は、電源電圧が入力され、第１の定電圧を出力する定電圧回路と、前記第１の定電圧が入力され、前記第１の定電圧をレベルシフトした第２の定電圧を出力するレベルシフト回路と、前記第１の定電圧が入力され、この第１の定電圧をクランプ電圧で固定することを可能とするクランプ回路と、電流源から供給される定電流を受けて前記第２の定電圧を抵抗分割した第１の入力電圧と前記電源電圧を抵抗分割した第２の入力電圧との電位差に応じて出力電圧を出力する差動部と、前記第１の差動回路の前記出力電圧に応じて矩形信号を出力する出力部とを有する第１の差動回路と、前記クランプ回路が前記第１の低電圧を固定しない場合、前記第１の定電圧と前記第１の入力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオフにし、前記出力部の出力を制御し、前記クランプ回路が前記第１の低電圧を固定する場合、前記クランプ電圧と前記第１の出力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオンにする第２の差動回路とを有することを特徴とする。

第一の実施形態にかかる電源電圧モニター回路の構成を示す回路図。 第一の実施形態の電源電圧監視回路の動作を示す図であり、（ａ）は、第一の実施形態にかかる電源電圧Ｖｃｃを０Ｖから上昇させた場合の基準電圧Ｖ１と定電圧Ｖ２の立ち上がり特性を示す特性図を、（ｂ）は、第一の実施形態にかかるＲＳＴ信号のタイミングチャートを示す波形図。 第二の実施形態にかかる電源電圧モニター回路の構成を示す回路図。 第二の実施形態の電源電圧監視回路の動作を示す図であり、（ａ）は、第二の実施形態にかかる電源電圧Ｖｃｃを０Ｖから上昇させた場合の基準電圧Ｖ１と定電圧Ｖ２の立ち上がり特性を示す特性図を、（ｂ）は、第二の実施形態にかかるＲＳＴ信号のタイミングチャートを示す波形図。 従来の回路を備えた電源電圧モニター回路の一例を示す回路図。 従来の電源電圧監視回路の動作を示す図であり、（ａ）は、従来の回路における電源電圧Ｖｃｃを０Ｖから上昇させた場合のＶ１とＶ２の立ち上がり特性を示す特性図を、（ｂ）は従来の回路における出力ＲＳＴのタイミングチャートを示す波形図。

以下、図面を参照しながら発明の実施の形態を説明する。

（第一の実施形態）
図１は、第一の実施形態にかかる電源電圧モニター回路１００の構成を例示する回路図である。電源電圧監視回路１００は、定電圧Ｖｒｅｆ１を出力する定電圧回路1１、定電圧回路１１に接続されたレベルシフト回路１２、レベルシフト回路１２の出力定電圧Ｖｒｅｆ２を抵抗分割した電圧Ｖ１と電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した電圧Ｖ２が入力され、ＲＳＴ信号を出力する第1の差動回路１３、一方が定電圧回路１１に接続され、他方が接地された分圧回路１４、一方が分圧回路１４に接続され、他方が接地されたクランプ回路１５と、電圧Ｖ１と分圧回路１４で分圧された一部の電圧とが入力される第２の差動回路１６とを有する。

定電圧回路１１は、１以上のツェナーダイオードとコレクタ・ベースショートのトランジスタとを有する公知の定電圧回路であっても構わない。この定電圧回路１１は、入力される電源電圧Ｖｃｃに対して回路動作の安定化を施す定電圧Ｖｒｅｆ１を出力する。

レベルシフト回路１２は、１以上のトランジスタから構成され、定電圧回路１１から出力された定電圧Ｖｒｅｆ１を定電圧Ｖｒｅｆ２へレベルシフトさせる回路である。本実施形態では、説明の便宜上、１つのトランジスタＱ１を有する回路を示しているが、たとえば、２つのトランジスタをダーリントン接続させたものであってもよい。あるいは、コレクタ接地の構成をとる回路であっても構わない。本実施形態のように、レベルシフト回路１２が１つのトランジスタを有する場合、出力される定電圧Ｖｒｅｆ２は入力される定電圧Ｖｒｅｆ１よりも１×Ｖｂｅ分レベルシフトされる。これはトランジスタの電流電圧特性の影響によるものである。

第１の差動回路１３は、定電圧Ｖｒｅｆ２を抵抗分割した電圧Ｖ１と電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した電圧Ｖ２とが入力され、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の電位差を識別し、この電位差に応じた電圧Ｖｏを増幅し、デジタル変換した後、比較した結果に応じてＨレベル又はＬレベルのＲＳＴ信号を出力する。本実施形態では、第1の差動回路１３は、２つのＮＰＮ型トランジスタＱ２とＱ３および抵抗Ｒ５からなる差動部１３ａと、ＮＰＮ型トランジスタＱ４と定電流源Ｉ１からなる出力部１３ｂから構成される。具体的には、差動部１３ａは、コレクタ電極でレベルシフト回路１２の出力端子と接続され、ベース電極で抵抗Ｒ１とＲ２の接続点ａで共通に接続されたトランジスタＱ２と、エミッタ電極でＱ２と共通接続され、ベース電極で抵抗Ｒ３とＲ４の接続点ｂで共通に接続されたトランジスタＱ３と、一方がＱ３のコレクタ電極に接続され他方がレベルシフト回路１２の出力端子と接続された抵抗Ｒ５とを有する。出力部１３ｂは、ベース電極でトランジスタＱ３のコレクタ電極と接続され、コレクタ電極でレベルシフト回路１２の出力端子と接続されたトランジスタＱ４と、一方がトランジスタＱ４のエミッタ電極と接続され、他方が接地された定電流源Ｉ１を有する。本実施形態では、ＵＶＬＯ機能を有した電源電圧監視回路を想定しているため、Ｖ１＞Ｖ２時にＬレベル、Ｖ１＜Ｖ２時にＨレベルのＲＳＴ信号を出力するものとする。また、定電流源Ｉ１でテール電流が生じない場合もＬレベルのＲＳＴ信号を出力するものとする。

なお、図1では、説明の便宜上、抵抗Ｒ５をトランジスタＱ４のベース電極と接続させているが、簡易な回路構成で安定した出力を保つために、トランジスタＱ４とミラー回路を構成するトランジスタを抵抗Ｒ５の代わりに用いてもよい。また、図1では、ＲＳＴ信号を出力する出力回路として、トランジスタＱ４と定電流源Ｉ１とを有する簡易な回路を例示しているが、たとえば、レール・ツー・レール（Ｒａｉｌ−ｔｏ− Ｒａｉｌ）のアンプを接続させることで、微小な電圧Ｖｏを電源電圧近くまで取り出すようにしてもよい。さらに、定電流源Ｉ１は抵抗値の大きい抵抗であっても構わない。

分圧回路１４は、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８を有し、本実施形態ではＲ６とＲ７の接続点にクランプ回路１５が、Ｒ７とＲ８の接続点ｃに後述する第２の差動回路１６の一方の入力端子が接続される。この接続点ｃの電圧を以下、電圧Ｖ３とする。

クランプ回路１５は、定電圧回路１１から出力される電圧Ｖｒｅｆ１が所定の電圧以上になると、当該電圧（以下、クランプ電圧）で電圧を固定して保つ回路であり、たとえば、カップリング用のコンデンサ、クランプ用で回路の負荷になるダイオード、放電抵抗で構成されてもよいし、複数のダイオードを直列接続させたものでも構わない。前述のとおり、クランプ回路１５は抵抗Ｒ６とＲ７の接続点に共通に接続されおり、この抵抗Ｒ６とＲ７の接続点の電圧を以下、電圧Ｖｃｌとする。

第２の差動回路１６は、電圧Ｖ１と電圧Ｖｃｌを抵抗Ｒ７とＲ８で抵抗分割した電圧Ｖ３が入力され、電圧Ｖ１と電圧Ｖ３の電位差を識別し、この電位差に応じて、定電流源Ｉ２をオン又はオフに切り替えることで、第1の差動回路１３の出力をオン又はオフに切り替える。具体的には、第２の差動回路１６はｎ型のＭＯＳトランジスタである第1のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のＭＯＳトランジスタＭ２および定電流源Ｉ２から構成される。この第１のトランジスタＭ１および第２のトランジスタＭ２はいずれもＮＰＮ型のトランジスタであっても構わない。本実施形態では、第1のトランジスタＭ１のゲート電極は抵抗Ｒ１とＲ２の接続点ａに接続され、ドレイン電極はトランジスタＱ２とＱ３のエミッタ電極に共通に接続される。第２のトランジスタＭ２のゲート電極は分圧回路１４の抵抗Ｒ７とＲ８の接続点ｃに接続され、ドレイン電極はレベルシフト回路１２の出力端子に接続されている。

以下、第２の差動回路１６の第１のＭＯＳトランジスタＭ１と第２のトランジスタＭ２がオン又はオフにするための所定の条件について説明をする。

まず、第1のトランジスタＭ１をオフ、第２のトランジスタＭ２をオンにし、定電流源Ｉ２の定電流が第２のトランジスタＭ２の側を流れるようにするためには、Ｖ１＜Ｖ３になるように各抵抗値を設定する必要がある。まず、定電圧回路１１から出力される電圧Ｖｒｅｆ１は、定電圧Ｖｒｅｆ１はレベルシフト回路１２により定電圧Ｖｒｅｆ２へレベルシフトされる。具体的には、トランジスタＱ１の電流電圧特性の影響で定電圧Ｖｒｅｆ２はＶｒｅｆ１より１×Ｖｂｅ小さくなる。したがって、Ｖｒｅｆ１とＶｒｅｆ２の関係は理論上、
Ｖｒｅｆ１ ＝ Ｖｒｅｆ２ ＋ Ｖｂｅ
となり、すなわち、
Ｖｒｅｆ１ ＞ Ｖｒｅｆ２
となる。
第１のトランジスタＭ１のゲート電極に印加される電圧Ｖ１は、
Ｖ１＝Ｖｒｅｆ２×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝
第２のトランジスタＭ２のゲート電極へ入力される電圧Ｖ３は、
Ｖ３＝Ｖｃｌ×｛ Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８）｝
＝Ｖｒｅｆ１×｛Ｒ８／（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）｝
＝（Ｖｒｅｆ２＋Ｖｂｅ）×｛Ｒ８／（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）｝
であり、Ｖ１＜Ｖ３になるために予め抵抗Ｒ１からＲ８の値を設定する。

また、電圧Ｖｃｌは、
Ｖｃｌ ＝ Ｖｒｅｆ１×｛（Ｒ７＋Ｒ８）／（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）｝
となり、電圧Ｖｃｌは定電圧Ｖｒｅｆ１に対して略比例の関係になる。したがって、Ｖ１＜Ｖ３の間は、電圧Ｖｃｌはクランプ回路１５によって固定されていないことが条件となる。このようにすることで、第２のトランジスタＭ２がオンとなり、定電流源Ｉ２の定電流は第２のトランジスタＭ２の側を流れる。このため、結果として、トランジスタＱ３およびＱ４に入力されるコレクタ電流はわずかなため、ＲＳＴ信号はＬレベルを出力することとなる。

次に、第1のトランジスタＭ１をオン、第２のトランジスタＭ２をオフにし、定電流源Ｉ２の定電流が第１のトランジスタＭ１の側を流れるようにするためには、Ｖ１＞Ｖ３になるように各抵抗値の条件を設定する必要がある。しかしながら、
Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２の関係は常に維持されるので、クランプ回路１５を働かせることで、電圧Ｖｃｌの値を定電圧Ｖｒｅｆ１に依存しないクランプ電圧の値にする。すなわち、Ｖ１＞Ｖ３になるために、
Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２
Ｖｒｅｆ２×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝＞Ｖｒｅｆ１×｛Ｒ８／（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）｝
Ｖｒｅｆ２×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝ ＞ Ｖｃｌ×｛ Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８）｝
のいずれもが同時に成立する関係でクランプ電圧で電圧Ｖｃｌを固定し、各抵抗を設定する。このようにすることで、第２のトランジスタＭ２はオフ状態となり、第1のトランジスタＭ１が定電流源Ｉ２をオン状態にする。ここで、第１の差動回路１３のトランジスタＱ２へ入力されるＶ１とトランジスタＱ３へ入力されるＶ２は、
Ｖ１ ＝ Ｖｒｅｆ２×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝
Ｖ２ ＝ Ｖｃｃ×｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝
である。第1の差動回路１３は、このＶ２とＶ１を比較し、ＲＳＴ信号を出力する。具体的には、Ｖ１＞Ｖ２の場合、トランジスタＱ４がオフになり、ＬレベルのＲＳＴ信号が出力される。一方、Ｖ１＜Ｖ２の場合、トランジスタＱ４がオンになり、ＨレベルのＲＳＴ信号が出力される。

図２は本発明の一実施形態にかかる電源電圧モニター回路１００の出力特性を示す波形図であり、（ａ）は、電源電圧Ｖｃｃを０Ｖから上昇させた場合における電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の立ち上がり特性を、（ｂ）はＲＳＴ信号を示すタイミングチャートである。

図１および図２を参照しながら、図１の構成を持つ電源電圧モニター回路１００の動作を説明する。電源電圧Ｖｃｃが０Ｖより上昇し始めた直後、電圧Ｖ２は電源電圧Ｖｃｃに伴って略正比例で上昇する。一方、定電圧Ｖｒｅｆ２を抵抗分割した電圧Ｖ１は直ぐには立ち上がらず、電源電圧Ｖｃｃがベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅのｎ倍（ｎは整数）になった時に立ち上がる（Ａ点）。これは、Ｖ１が電源電圧Ｖｃｃを分圧したものであるのに対し、Ｖ２は、定電圧回路１１やレベルシフト回路１２等が有するトランジスタの電流電圧特性の影響を受けた電圧電位だからである。記述の通り、定電圧回路１１は、外気温度、抵抗等の素子特性のばらつきに対し定電圧Ｖｒｅｆ１を一定電圧にするために、トランジスタを複数備える複雑な構造となっているが、電圧Ｖ２がＶｂｅのｎ倍で立ち上がることは変わらない。

電圧Ｖ１＜電圧Ｖ２の間、すなわち図２（ａ）に示すＡ点からＢ点までの間について説明する。ここで、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８の分圧回路１４は、定電圧回路１１に直接接続されているため、トランジスタＱ１から出力される定電圧Ｖｒｅｆ２よりも１×Ｖｂｅだけ高い電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。したがって、電圧Ｖ２が上昇を開始した時点（Ａ点）において、ｃ点の電圧Ｖ３はすでに上昇を開始しているため、電圧Ｖ１＜電圧Ｖ３となり、第２のＭＯＳトランジスタＭ２がオンとなり、定電流源Ｉ２の定電流は第２のトランジスタＭ２の側を流れる。よって、第１の差動回路１３のトランジスタＱ３およびＱ４がオンになるものの、入力されるコレクタ電流がわずかなため、ＲＳＴ信号はＬレベルとなる。

次に、電圧Ｖ１＞電圧Ｖ２の間、すなわち図２（ａ）に示すＢ点からＤ点までの間について説明する。電源電圧Ｖｃｃが上昇すると、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の電位がＢ点で交差し、電圧Ｖ１＞電圧Ｖ２となる。一方、電圧Ｖ１と電圧Ｖ３との関係をみると、電圧Ｖ１＜電圧Ｖ３、すなわちＢ点からＥ点の間であれば、第２のトランジスタＭ２がオン、第１のトランジスタＭ１がオフで維持されるのでＲＳＴ信号はＬレベルのまま変化がない。しかしながら、さらに電源電圧Ｖｃｃが上昇すると、クランプ回路１５によって電圧Ｖ３の電位がクランプ電圧Ｖｃｌを抵抗分割した値に固定される（Ｆ点）。このため、電圧Ｖ１と電圧Ｖ３の電位差が切り替わり（Ｅ点）、電圧Ｖ１＞電圧Ｖ３となり、第２のトランジスタＭ２がオフ、第１のトランジスタＭ１がオンになる。よって、第１の差動回路１３が動作し、ＲＳＴ信号が出力される。

ここで、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係を見ると、電圧Ｖ１＞電圧Ｖ２であるから、トランジスタＱ３およびＱ４がオフとなりＲＳＴ信号はＬレベルのまま維持される。また、電圧Ｖ１と電圧Ｖ３の交差点であるＥ点は、常に電圧Ｖ１のＢ点とＣ点の間に存在するため、電圧Ｖ１が安定するＣ点を検出し易くなる。

電圧Ｖ１＜電圧Ｖ２、すなわちＤ点以降は、電圧Ｖ２＞電圧Ｖ１＞電圧Ｖ３の関係が維持される。したがって、定電流源Ｉ２の定電流は第１のＭＯＳトランジスタＭ１を流れ、Ｍ１がオンとなり、第１の差動回路１３へ電圧が供給される。ここで電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の関係を見ると、電圧Ｖ１＜電圧Ｖ２であるから、トランジスタＱ３およびＱ４がオンとなり、ＲＳＴ信号はＨレベルとなる。

以上より、本実施形態によると、クランプ回路１５で電圧がクランプされる前は第１の定電圧Ｖｒｅｆ１と第２の定電圧Ｖｒｅｆ２の二系統の電位差で第１の差動回路１３を強制的にオフにし、ＬレベルのＲＳＴ信号を出力するが、クランプ回路１５で電圧がクランプされた後は第１の差動回路１３で第１の定電圧Ｖｒｅｆ１と電源電圧Ｖｃｃの電位差を比較し、Ｈレベル又はＬレベルのＲＳＴ信号を出力することが可能となる。これにより、簡易な回路で第１の差動回路１３の誤出力を防ぐことができる。また、クランプ回路１５によるクランプ電圧を抵抗分割した電圧Ｖ３をモニターすることにより、Ｖ１が安定する地点を容易に検知することが可能となる。このため本実施形態にかかる電源電圧モニター回路は電源回路の波形の傾きの不安定な変化に依存せず、またその際の電源電圧Ｖｃｃへの依存も少なくできる。さらには設計の自由度が高く、信頼性の高い電源電圧モニター回路を得ることが可能となる。

なお、本実施形態では、レベルシフト回路１２が１つのトランジスタＱ１を有することとしたため、定電圧Ｖｒｅｆ１と定電圧Ｖｒｅｆ２との電位差は１×Ｖｂｅとなるが、たとえば、レベルシフト１２が２つのトランジスタを有する場合、定電圧Ｖｒｅｆ１と定電圧Ｖｒｅｆ２との電位差は２×Ｖｂｅとなる。このトランジスタ数量および各種抵抗値、クランプダイオードの数量は、電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴う電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の傾きとの相互関係で適宜調整されることとなる。

（第二の実施形態）
図３は、本発明の第二の実施形態にかかる電源電圧モニター回路１００の構成を例示する回路図である。本実施形態では、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点Ｓに第２のトランジスタＭ２のゲート電極を接続させ、抵抗Ｒ７とＲ８の接続点にダイオードＤ１を接続させた。以下、この抵抗Ｒ６とＲ７の接続点ｄの電圧を電圧Ｖ４、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の接続点の電圧をＶｄとする。

ダイオードＤ１に一定の電圧が供給されるまで、すなわち定電圧Ｖｒｅｆ１＞定電圧Ｖｒｅｆ２の関係が維持される間、Ｖ４の電圧電位は、
Ｖ４ ＝ Ｖｒｅｆ１×｛（Ｒ７＋Ｒ８）／（Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）｝
で保たれる。

しかしながら、ダイオードＤ１の電圧電流特性の影響で、定電圧Ｖｒｅｆ１が所定の値になるとＶ４の電圧電位は、
Ｖ４ ＝ （Ｖｒｅｆ１−Ｖｄ）×｛Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）｝
となる。

図３および図４を参照しながら、図３の構成を持つ電源電圧モニター回路１００の動作を説明する。電源電圧Ｖｃｃが０Ｖより上昇し始めた直後、電圧Ｖ２はＶｃｃに伴って略正比例で上昇する。一方、電圧Ｖ１は直ぐには立ち上がらず、電源電圧Ｖｃｃがベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅのn倍（nは整数）になった時に立ち上がる（Ａ点）。

Ｖ１＜Ｖ２の間、すなわちＡ点からＢ点までの間について説明する。ここで、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７を有する分圧回路１４は、定電圧回路１１に直列接続されているため、分圧回路１４には内部定電圧Ｖｒeｆ２よりも１×Ｖｂｅだけ高い電圧電位が印加される。したがって、Ｖ２が上昇を開始したＡ点において電圧Ｖ４はすでに上昇を開始しているため、定電圧Ｖ２＜Ｖ４となり、第２のトランジスタＭ２がオンとなる。よって、第１の差動回路１３のトランジスタＱ３およびＱ４に入力されるコレクタ電流はわずかであり、ＲＳＴ信号はＬレベルとなる。

ここで、本実施形態における電圧Ｖ４は抵抗Ｒ６とＲ７の接続点ｄに位置するため、Ｒ７とＲ８の接続点に接続されたダイオードＤ１の電圧Ｖｄの影響を受ける。したがって、ダイオードＤ１はＦ点で安定し、オンとなるが、さらに電源電圧Ｖｃｃが上昇し続けると、ダイオードＤ１の電圧特性により、電圧Ｖ４の傾きは緩やかになり、電圧Ｖ２との交差点Ｅ点を形成する。電圧Ｖ２がＣ点で一定になるのと同様に電圧Ｖ４もまた一定になる。その後の電圧Ｖ１とＶ２の立ち上がり特性は、実施例１と同様である。

本実施形態では、実施例の優れた点はＥ点とＣ点の電位差がＶｂｅ×１のみの温度変化に依存していてかつＥ点とＣ点を近接させることが可能となる。このため、部品点数の少ない簡易な回路でＶ１が安定する地点をより正確に検知することが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１００ 電源電圧監視回路、１１ 定電圧回路、１２ レベルシフト回路、１３ 第１の差動回路、１４ 分圧回路、１５ クランプ回路、１６ 第２の差動回路

Claims (6)

1. 電源電圧が入力され、第１の定電圧を出力する定電圧回路と、
   前記第１の定電圧が入力され、前記第１の定電圧をレベルシフトした第２の定電圧を出力するレベルシフト回路と、
   前記第１の定電圧が入力され、この第１の定電圧をクランプ電圧で固定することを可能とするクランプ回路と、
   電流源から供給される定電流を受けて前記第２の定電圧を抵抗分割した第１の入力電圧と前記電源電圧を抵抗分割した第２の入力電圧との電位差に応じて出力電圧を出力する差動部と、前記第１の差動回路の前記出力電圧に応じて矩形信号を出力する出力部とを有する第１の差動回路と、
   前記クランプ回路が前記第１の低電圧を固定しない場合、前記第１の定電圧と前記第１の入力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオフにし、前記出力部の出力を制御し、前記クランプ回路が前記第１の低電圧を固定する場合、前記クランプ電圧と前記第１の出力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオンにする第２の差動回路とを有することを特徴とする電源電圧監視回路。
2. 前記クランプ回路が前記第１の低電圧を固定していない場合、前記第２の差動回路は、前記第１の定電圧と前記第１の入力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオフにし、前記出力部から出力される前記矩形信号をＬレベルにすることを特徴とする請求項１記載の電源電圧監視回路。
3. 前記クランプ回路が前記第１の低電圧を固定している場合であって、かつ、第１の入力電圧が第２の入力電圧より小さい場合、前記第２の差動回路は前記クランプ電圧と前記第１の出力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオンにし、前記第１の差動回路は前記出力部から出力される前記矩形信号をＨレベルにすることを特徴とする請求項１記載の電源電圧監視回路。
4. 前記クランプ回路が前記第1の低電圧を固定している場合あって、かつ、第１の入力電圧が第２の入力電圧より大きい場合、前記第２の差動回路は前記クランプ電圧と前記第１の出力電圧との電位差から前記差動部の前記電流源をオンにし、前記第１の差動回路は前記出力部から出力される前記矩形信号をＬレベルにすることを特徴とする請求項１記載の電源電圧監視回路。
5. 電源電圧が入力され、第１の定電圧を出力する定電圧回路と、
   入力端子で前記定電圧回路から前記第１の定電圧が入力され、レベルシフトした第２の定電圧を出力端子から出力するレベルシフト回路と、
   コレクタ電極が前記レベルシフト回路の前記出力端子と接続され、ベース電極が抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点で共通に接続された第１のトランジスタと、エミッタ電極が第１のトランジスタのエミッタ電極と共通に接続され、ベース電極が抵抗Ｒ３とＲ４の接続点で共通に接続された第２のトランジスタと、一方が第２のトランジスタのコレクタ電極に接続され他方がレベルシフト回路１２の前記出力端子と接続された抵抗Ｒ５とを有する前記差動部と、ベース電極が第２のトランジスタのコレクタ電極と接続され、コレクタ電極が前記レベルシフト回路１２の前記出力端子と接続された第３のトランジスタと、一方が第３のトランジスタのエミッタ電極と接続され他方が接地している第１の定電流源を有する出力部とを有する第１の差動回路と、
   一方が前記レベルシフト回路の前記入力端子に接続され他方が抵抗Ｒ７と接続された抵抗Ｒ６と、一方が抵抗Ｒ６と接続され他方が抵抗Ｒ８と接続された抵抗Ｒ７と、一方が抵抗Ｒ７と接続され、一方が接地されたＲ８とを有する分圧回路と、
   前記抵抗Ｒ６と前記抵抗Ｒ７の接続点に共通に接続されたクランプ回路と、
   ゲート電極が前記第１のトランジスタのゲート電極に接続されドレイン電極が第１のトランジスタと第２のトランジスタのエミッタ電極に共通に接続された第１のＭＯＳトランジスタと、ゲート電極が前記抵抗Ｒ７と前記抵抗Ｒ８との接続点に共通に接続され、ドレイン電極が前記レベルシフト回路の前記出力端子に接続された第２のＭＯＳトランジスタと、この第１のＭＯＳトランジスタとこの第２のＭＯＳトランジスタのソース電極に共通に接続された第２の定電流源とを有する第２の差動回路とを有することを特徴とする電源電圧監視回路。
6. 前記クランプ回路が、前記抵抗Ｒ７と前記抵抗Ｒ８の接続点に共通に接続された少なくとも１つのダイオードからなり、
   前記第２のＭＯＳトランジスタの前記ゲート電極が、前記抵抗Ｒ６と前記抵抗Ｒ７の接続点に共通に接続されていることを特徴とする請求項５記載の電源電圧監視回路。

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