JP2003315381A - 電源電圧監視回路 - Google Patents
電源電圧監視回路Info
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- JP2003315381A JP2003315381A JP2002117289A JP2002117289A JP2003315381A JP 2003315381 A JP2003315381 A JP 2003315381A JP 2002117289 A JP2002117289 A JP 2002117289A JP 2002117289 A JP2002117289 A JP 2002117289A JP 2003315381 A JP2003315381 A JP 2003315381A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低電圧まで監視出力のロジックが反転しない
電源電圧監視回路を提供する。 【解決手段】 第１の基準電圧源２と電源電圧レベルを
第１の抵抗分割で降圧させた電圧源とを入力とする第１
のコンパレータ３と、第２の基準電圧源１２と電源電圧
を第２の抵抗分割で降圧させた電圧源とを入力とし、第
１のコンパレータ３よりも低い電圧で出力が反転する第
２のコンパレータ１３を備え、前記第１及び第２のコン
パレータの加算出力を監視出力とするものである。
電源電圧監視回路を提供する。 【解決手段】 第１の基準電圧源２と電源電圧レベルを
第１の抵抗分割で降圧させた電圧源とを入力とする第１
のコンパレータ３と、第２の基準電圧源１２と電源電圧
を第２の抵抗分割で降圧させた電圧源とを入力とし、第
１のコンパレータ３よりも低い電圧で出力が反転する第
２のコンパレータ１３を備え、前記第１及び第２のコン
パレータの加算出力を監視出力とするものである。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、電池使用
機器における半導体集積回路等において利用される電源
電圧監視回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】以下、従来の電源電圧監視回路につい
て、図面を参照しながら説明する。図４は従来の電源電
圧監視回路の概要を示す回路図、図５は図４に示す回路
を具体化した回路図、図６は図５に示す回路の動作説明
図である。 【０００３】図４において、１は電源電圧Ｖｃｃの入力
端子、２は基準電圧源、Ｒ１，Ｒ２は電源電圧Ｖｃｃを
適切な電圧に降圧させるための抵抗、３は基準電圧源２
と抵抗分割の中点から得られる電圧源を入力とするコン
パレータ、Ｑ１はコンパレータ３の（＋）入力が高くな
るとＯＮするＮＰＮトランジスタ、４は出力端子であ
る。 【０００４】この図４に示す基準電圧源２をより具体的
な回路で示し、ＩＣ周辺回路を付加したものを図５に示
す。図中Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はＰＮＰトランジスタ、Ｑ
５，Ｑ６はＮＰＮトランジスタ、Ｒ３，Ｒ４は抵抗であ
り、ＮＰＮトランジスタＱ５をＱ６よりもサイズを大き
くし、抵抗Ｒ３，Ｒ４を適切な値に設定することによっ
て、温度特性の小さいバンドギャップ電圧を出力させて
いる。５は上記バンドギャップ回路を動作させるための
スタータ回路、６はコンパレータ３の出力が反転する電
源電圧を高精度化するためにバンドギャップ電圧を微調
整する電流源である。７は電池、８は電池７を外したと
きに電源電圧Ｖｃｃを保持させるためのコンデンサ、９
はマイコン、１０はプルアップ抵抗、１１はマイコン９
のリセット端子である。 【０００５】次に図６を参照しながら、電池７の減耗等
により電源電圧Ｖｃｃが下がってきたときの図５に示す
回路の動作を説明する。 【０００６】コンパレータ３の（−）入力電圧は次式
（数１）で表される。 【０００７】 【数１】Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｃｃ 上記電圧がバンドギャップ回路出力電圧１．２５Ｖ、即
ち、コンパレータ３の（＋）入力電圧より高い時はＮＰ
ＮトランジスタＱ１がＯＦＦしているので、出力端子４
に現れる監視出力はＨレベルであるが、電源電圧Ｖｃｃ
が下がるとある電圧ＶＴＨ１でＮＰＮトランジスタＱ１
がＯＮし始め、Ｌレベルに反転する。この時、マイコン
９のリセット端子１１の入力が変化するので、マイコン
９はバワーセーブモードになる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来のバンドギャップ電圧を基準とする高精度な
電源電圧監視回路においては、電源電圧Ｖｃｃが１．４
５Ｖ位になるとＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６が飽和し
始め、コンパレータ３の（＋）入力電圧が１．２５Ｖか
ら下がり、ある電圧ＶＴＨ２で同（−）入力電圧の方が
大きくなるため、出力端子４がＨレベルに反転するとい
う問題があり、マイコン９に間違ったリセットがかかっ
てしまう結果となる。 【０００９】このことは、電池７を外してからコンデン
サ８の電圧がＶＴＨ２になるまでの時間に電池交換をす
る必要があることを意味し、この電圧ＶＴＨ２を低くす
れば交換時間を長くとれることになるが、上記のような
構成ではＶＴＨ２をより低くするには限界があり、例え
ば、ＶＴＨ１を１．５６ＶとなるようにＲ１，Ｒ２を設
定した場合、ＶＴＨ２が１Ｖ程度で出力端子４のロジッ
クは反転してしまう。 【００１０】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
のであり、低電圧まで監視出力のロジックが反転しない
電源電圧監視回路を提供することを目的とする。 【００１１】 【課題を解決するための手段】本発明の電源電圧監視回
路は、第１の基準電圧源と電源電圧レベルを第１の抵抗
分割で降圧させた電圧源とを入力とする第１のコンパレ
ータと、第２の基準電圧源と前記電源電圧を第２の抵抗
分割で降圧させた電圧源とを入力とし、第１のコンパレ
ータよりも低い電圧で出力が反転する第２のコンパレー
タを備え、前記第１及び第２のコンパレータの加算出力
を監視出力とするものである。 【００１２】この発明によれば、低電圧まで監視出力の
ロジックが反転しないので、マイコンのリセット入力回
路に用いれば、低電圧までリセット入力が逆転すること
はない。 【００１３】 【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態につ
いて図面を参照しながら説明する。なお、前記従来のも
のと同一の部分については同一の符号を用いるものとす
る。 【００１４】図１は本発明の電源電圧監視回路の一実施
の形態における回路構成の概要を示す回路図、図２は図
１に示す回路を具体化した回路図、図３は図２に示す回
路の動作説明図である。 【００１５】図１において、１は電源電圧Ｖｃｃの入力
端子、２は第１の基準電圧源、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５は電源
電圧Ｖｃｃを適切な電圧に降圧させるための抵抗、３は
基準電圧源２と抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点（第１の抵抗分
割）から得られる電圧源を入力とする第１のコンパレー
タ、１３は第２の基準電圧源１２と抵抗Ｒ２，Ｒ５の接
続点（第２の抵抗分割）から得られる電圧源を入力とす
る第２のコンパレータ、Ｑ１，Ｑ７は各コンパレータ
３，１３の（＋）入力が高くなるとＯＮするＮＰＮトラ
ンジスタで、その各出力は加算されて出力端子４に導か
れる。 【００１６】この図１に示す第１，第２の基準電圧源
２，１２をより具体的な回路で示し、ＩＣ周辺回路を付
加したものを図２に示す。第１の基準電圧源２の具体回
路は従来例と同一であるので説明を省略する。第２の基
準電圧源１２の具体回路の構成を説明すると、１４は電
流源、Ｄ１はダイオードであり、電流源１４とダイオー
ドＤ１で電源電圧Ｖｃｃがかなり低電圧になっても、低
い電圧を安定して生成させている。７は電池、８は電池
７を外したときに電源電圧Ｖｃｃを保持させるためのコ
ンデンサ、９はマイコン、１０はプルアップ抵抗、１１
はマイコン９のリセット端子である。 【００１７】次に図３を参照しながら、電源電圧ＶＣＣ
が下がってきたときの図２に示す回路の動作を説明す
る。 【００１８】第１のコンパレータ３の（−）入力は次式
（数２）で表される。 【００１９】 【数２】 （Ｒ２＋Ｒ５）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ５）×Ｖｃｃ 上記電圧がバンドギャップ回路出力電圧１．２５Ｖ、即
ち、第１のコンパレータ３の（＋）入力電圧より高い時
はＮＰＮトランジスタＱ１がＯＦＦしているので、出力
端子４はＨレベルであるが、電源電圧Ｖｃｃが下がると
ある電圧ＶＴＨ１でＮＰＮトランジスタＱ１がＯＮし始
め、Ｌレベルに反転する。この時、マイコン９のリセッ
ト端子１１の入力が変化するので、マイコン９はバワー
セーブモードになる。ここで、電源電圧Ｖｃｃがさらに
低下し、第１のコンパレータ３の出力ＮＰＮトランジス
タＱ１がＯＦＦする電圧ＶＴＨ２と電圧ＶＴＨ１の間
で、基準電圧源１２のばらつきを考慮してコンパレータ
１３が反転するように抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５を設定する
と、第２の基準電圧源１２が低下して反転する電圧ＶＴ
Ｈ４まで出力端子４に現れる監視出力は反転しない。 【００２０】例えば、ＶＴＨ１を１．５６Ｖとなるよう
に設定した場合、ＶＴＨ２は１Ｖ程度となるが、ＶＴＨ
３を常温で１．２５ＶとなるようにするとダイオードＤ
１の温度特性を考慮してもＶＴＨ３は１．０７Ｖ〜１．
４３Ｖとなり、ＶＴＨ１とＶＴＨ２の間に入っているの
で、電源電圧Ｖｃｃが１．５６Ｖから０．８Ｖ程度まで
安定して出力端子４の監視出力をＬレベルにすることが
できる。 【００２１】以上のように、本実施の形態によれば、第
１の基準電圧と電源電圧レベルを比較する第１のコンパ
レータと、第２の基準電圧と電源電圧レベルを比較する
第２のコンパレータの各出力トランジスタ出力を加算し
て出力することにより、高精度な電圧でマイコンのリセ
ット入力を反転させ、低電圧までリセット入力が逆転せ
ず、電池交換時間を長くとることが可能となる。 【００２２】 【発明の効果】以上のように本発明によれば、低電圧ま
で監視出力のロジックが反転しないので、電池使用機器
の電源電圧監視回路として用いれば、高精度な電圧でマ
イコンのリセット入力を反転させ、低電圧までリセット
入力が逆転せず、電池交換時間を長くとることができる
という有利な効果が得られる。
機器における半導体集積回路等において利用される電源
電圧監視回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】以下、従来の電源電圧監視回路につい
て、図面を参照しながら説明する。図４は従来の電源電
圧監視回路の概要を示す回路図、図５は図４に示す回路
を具体化した回路図、図６は図５に示す回路の動作説明
図である。 【０００３】図４において、１は電源電圧Ｖｃｃの入力
端子、２は基準電圧源、Ｒ１，Ｒ２は電源電圧Ｖｃｃを
適切な電圧に降圧させるための抵抗、３は基準電圧源２
と抵抗分割の中点から得られる電圧源を入力とするコン
パレータ、Ｑ１はコンパレータ３の（＋）入力が高くな
るとＯＮするＮＰＮトランジスタ、４は出力端子であ
る。 【０００４】この図４に示す基準電圧源２をより具体的
な回路で示し、ＩＣ周辺回路を付加したものを図５に示
す。図中Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はＰＮＰトランジスタ、Ｑ
５，Ｑ６はＮＰＮトランジスタ、Ｒ３，Ｒ４は抵抗であ
り、ＮＰＮトランジスタＱ５をＱ６よりもサイズを大き
くし、抵抗Ｒ３，Ｒ４を適切な値に設定することによっ
て、温度特性の小さいバンドギャップ電圧を出力させて
いる。５は上記バンドギャップ回路を動作させるための
スタータ回路、６はコンパレータ３の出力が反転する電
源電圧を高精度化するためにバンドギャップ電圧を微調
整する電流源である。７は電池、８は電池７を外したと
きに電源電圧Ｖｃｃを保持させるためのコンデンサ、９
はマイコン、１０はプルアップ抵抗、１１はマイコン９
のリセット端子である。 【０００５】次に図６を参照しながら、電池７の減耗等
により電源電圧Ｖｃｃが下がってきたときの図５に示す
回路の動作を説明する。 【０００６】コンパレータ３の（−）入力電圧は次式
（数１）で表される。 【０００７】 【数１】Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｃｃ 上記電圧がバンドギャップ回路出力電圧１．２５Ｖ、即
ち、コンパレータ３の（＋）入力電圧より高い時はＮＰ
ＮトランジスタＱ１がＯＦＦしているので、出力端子４
に現れる監視出力はＨレベルであるが、電源電圧Ｖｃｃ
が下がるとある電圧ＶＴＨ１でＮＰＮトランジスタＱ１
がＯＮし始め、Ｌレベルに反転する。この時、マイコン
９のリセット端子１１の入力が変化するので、マイコン
９はバワーセーブモードになる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来のバンドギャップ電圧を基準とする高精度な
電源電圧監視回路においては、電源電圧Ｖｃｃが１．４
５Ｖ位になるとＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６が飽和し
始め、コンパレータ３の（＋）入力電圧が１．２５Ｖか
ら下がり、ある電圧ＶＴＨ２で同（−）入力電圧の方が
大きくなるため、出力端子４がＨレベルに反転するとい
う問題があり、マイコン９に間違ったリセットがかかっ
てしまう結果となる。 【０００９】このことは、電池７を外してからコンデン
サ８の電圧がＶＴＨ２になるまでの時間に電池交換をす
る必要があることを意味し、この電圧ＶＴＨ２を低くす
れば交換時間を長くとれることになるが、上記のような
構成ではＶＴＨ２をより低くするには限界があり、例え
ば、ＶＴＨ１を１．５６ＶとなるようにＲ１，Ｒ２を設
定した場合、ＶＴＨ２が１Ｖ程度で出力端子４のロジッ
クは反転してしまう。 【００１０】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
のであり、低電圧まで監視出力のロジックが反転しない
電源電圧監視回路を提供することを目的とする。 【００１１】 【課題を解決するための手段】本発明の電源電圧監視回
路は、第１の基準電圧源と電源電圧レベルを第１の抵抗
分割で降圧させた電圧源とを入力とする第１のコンパレ
ータと、第２の基準電圧源と前記電源電圧を第２の抵抗
分割で降圧させた電圧源とを入力とし、第１のコンパレ
ータよりも低い電圧で出力が反転する第２のコンパレー
タを備え、前記第１及び第２のコンパレータの加算出力
を監視出力とするものである。 【００１２】この発明によれば、低電圧まで監視出力の
ロジックが反転しないので、マイコンのリセット入力回
路に用いれば、低電圧までリセット入力が逆転すること
はない。 【００１３】 【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態につ
いて図面を参照しながら説明する。なお、前記従来のも
のと同一の部分については同一の符号を用いるものとす
る。 【００１４】図１は本発明の電源電圧監視回路の一実施
の形態における回路構成の概要を示す回路図、図２は図
１に示す回路を具体化した回路図、図３は図２に示す回
路の動作説明図である。 【００１５】図１において、１は電源電圧Ｖｃｃの入力
端子、２は第１の基準電圧源、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５は電源
電圧Ｖｃｃを適切な電圧に降圧させるための抵抗、３は
基準電圧源２と抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点（第１の抵抗分
割）から得られる電圧源を入力とする第１のコンパレー
タ、１３は第２の基準電圧源１２と抵抗Ｒ２，Ｒ５の接
続点（第２の抵抗分割）から得られる電圧源を入力とす
る第２のコンパレータ、Ｑ１，Ｑ７は各コンパレータ
３，１３の（＋）入力が高くなるとＯＮするＮＰＮトラ
ンジスタで、その各出力は加算されて出力端子４に導か
れる。 【００１６】この図１に示す第１，第２の基準電圧源
２，１２をより具体的な回路で示し、ＩＣ周辺回路を付
加したものを図２に示す。第１の基準電圧源２の具体回
路は従来例と同一であるので説明を省略する。第２の基
準電圧源１２の具体回路の構成を説明すると、１４は電
流源、Ｄ１はダイオードであり、電流源１４とダイオー
ドＤ１で電源電圧Ｖｃｃがかなり低電圧になっても、低
い電圧を安定して生成させている。７は電池、８は電池
７を外したときに電源電圧Ｖｃｃを保持させるためのコ
ンデンサ、９はマイコン、１０はプルアップ抵抗、１１
はマイコン９のリセット端子である。 【００１７】次に図３を参照しながら、電源電圧ＶＣＣ
が下がってきたときの図２に示す回路の動作を説明す
る。 【００１８】第１のコンパレータ３の（−）入力は次式
（数２）で表される。 【００１９】 【数２】 （Ｒ２＋Ｒ５）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ５）×Ｖｃｃ 上記電圧がバンドギャップ回路出力電圧１．２５Ｖ、即
ち、第１のコンパレータ３の（＋）入力電圧より高い時
はＮＰＮトランジスタＱ１がＯＦＦしているので、出力
端子４はＨレベルであるが、電源電圧Ｖｃｃが下がると
ある電圧ＶＴＨ１でＮＰＮトランジスタＱ１がＯＮし始
め、Ｌレベルに反転する。この時、マイコン９のリセッ
ト端子１１の入力が変化するので、マイコン９はバワー
セーブモードになる。ここで、電源電圧Ｖｃｃがさらに
低下し、第１のコンパレータ３の出力ＮＰＮトランジス
タＱ１がＯＦＦする電圧ＶＴＨ２と電圧ＶＴＨ１の間
で、基準電圧源１２のばらつきを考慮してコンパレータ
１３が反転するように抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５を設定する
と、第２の基準電圧源１２が低下して反転する電圧ＶＴ
Ｈ４まで出力端子４に現れる監視出力は反転しない。 【００２０】例えば、ＶＴＨ１を１．５６Ｖとなるよう
に設定した場合、ＶＴＨ２は１Ｖ程度となるが、ＶＴＨ
３を常温で１．２５ＶとなるようにするとダイオードＤ
１の温度特性を考慮してもＶＴＨ３は１．０７Ｖ〜１．
４３Ｖとなり、ＶＴＨ１とＶＴＨ２の間に入っているの
で、電源電圧Ｖｃｃが１．５６Ｖから０．８Ｖ程度まで
安定して出力端子４の監視出力をＬレベルにすることが
できる。 【００２１】以上のように、本実施の形態によれば、第
１の基準電圧と電源電圧レベルを比較する第１のコンパ
レータと、第２の基準電圧と電源電圧レベルを比較する
第２のコンパレータの各出力トランジスタ出力を加算し
て出力することにより、高精度な電圧でマイコンのリセ
ット入力を反転させ、低電圧までリセット入力が逆転せ
ず、電池交換時間を長くとることが可能となる。 【００２２】 【発明の効果】以上のように本発明によれば、低電圧ま
で監視出力のロジックが反転しないので、電池使用機器
の電源電圧監視回路として用いれば、高精度な電圧でマ
イコンのリセット入力を反転させ、低電圧までリセット
入力が逆転せず、電池交換時間を長くとることができる
という有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源電圧監視回路の一実施の形態にお
ける回路構成の概要を示す回路図 【図２】図１に示す回路を具体化した回路図 【図３】図２に示す回路の動作説明図 【図４】従来の電源電圧監視回路の概要を示す回路図 【図５】図４に示す回路を具体化した回路図 【図６】図５に示す回路の動作説明図 【符号の説明】 １ 入力端子 ２ 第１の基準電圧源 ３ 第１のコンパレータ ４ 出力端子 ５ スタータ回路 ６ 電流源 ７ 電池 ８ コンデンサ ９ マイコン １０ 抵抗 １１ リセット端子 １２ 第２の基準電圧源 １３ 第２のコンパレータ １４ 電流源 Ｑ１ ＮＰＮトランジスタ Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＰＮＰトランジスタ Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７ ＮＰＮトランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗
ける回路構成の概要を示す回路図 【図２】図１に示す回路を具体化した回路図 【図３】図２に示す回路の動作説明図 【図４】従来の電源電圧監視回路の概要を示す回路図 【図５】図４に示す回路を具体化した回路図 【図６】図５に示す回路の動作説明図 【符号の説明】 １ 入力端子 ２ 第１の基準電圧源 ３ 第１のコンパレータ ４ 出力端子 ５ スタータ回路 ６ 電流源 ７ 電池 ８ コンデンサ ９ マイコン １０ 抵抗 １１ リセット端子 １２ 第２の基準電圧源 １３ 第２のコンパレータ １４ 電流源 Ｑ１ ＮＰＮトランジスタ Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＰＮＰトランジスタ Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７ ＮＰＮトランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 第１の基準電圧源と電源電圧レベルを第
１の抵抗分割で降圧させた電圧源とを入力とする第１の
コンパレータと、第２の基準電圧源と前記電源電圧を第
２の抵抗分割で降圧させた電圧源とを入力とし、第１の
コンパレータよりも低い電圧で出力が反転する第２のコ
ンパレータを備え、前記第１及び第２のコンパレータの
加算出力を監視出力とすることを特徴とする電源電圧監
視回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002117289A JP2003315381A (ja) | 2002-04-19 | 2002-04-19 | 電源電圧監視回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002117289A JP2003315381A (ja) | 2002-04-19 | 2002-04-19 | 電源電圧監視回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003315381A true JP2003315381A (ja) | 2003-11-06 |
Family
ID=29534545
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002117289A Pending JP2003315381A (ja) | 2002-04-19 | 2002-04-19 | 電源電圧監視回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003315381A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012010037A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Toshiba Corp | 電源電圧監視回路 |
| JP2015064231A (ja) * | 2013-09-24 | 2015-04-09 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 低電圧判定回路 |
| JP2020113813A (ja) * | 2019-01-08 | 2020-07-27 | 富士電機株式会社 | リセット回路 |
-
2002
- 2002-04-19 JP JP2002117289A patent/JP2003315381A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012010037A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Toshiba Corp | 電源電圧監視回路 |
| US8405429B2 (en) | 2010-06-23 | 2013-03-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply voltage monitor circuit |
| JP2015064231A (ja) * | 2013-09-24 | 2015-04-09 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 低電圧判定回路 |
| JP2020113813A (ja) * | 2019-01-08 | 2020-07-27 | 富士電機株式会社 | リセット回路 |
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