JP2000065872A - 電圧検出回路 - Google Patents
電圧検出回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電圧検出回路の検出電圧の温度特性を改善す
る。 【解決手段】この電圧検出回路をバイポーラトランジス
タ１１と補償抵抗１２とバイアス電流源１３とで構成
し、補償抵抗１２の両端電圧がバイポーラトランジスタ
１１のベース−エミッタ電圧（ＶBE）の温度変化に対し
て逆極性に変化するようにした、バイアス電流源１３の
電流（ＩBIAS）をバイポーラトランジスタ１１のコレク
タ電流とする。
る。 【解決手段】この電圧検出回路をバイポーラトランジス
タ１１と補償抵抗１２とバイアス電流源１３とで構成
し、補償抵抗１２の両端電圧がバイポーラトランジスタ
１１のベース−エミッタ電圧（ＶBE）の温度変化に対し
て逆極性に変化するようにした、バイアス電流源１３の
電流（ＩBIAS）をバイポーラトランジスタ１１のコレク
タ電流とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、回路電源などの
電圧が所定のレベルに達しているか否かを検知する電圧
検出回路に関する。
電圧が所定のレベルに達しているか否かを検知する電圧
検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、この種の電圧検出回路の従来例
を示す回路構成図であり、１はバイポーラトランジスタ
（以下、単にトランジスタ１と称する）、２はバイアス
電流源、３はこの電圧検出回路の回路電源を示してい
る。図６に示した電圧検出回路において、バイアス電流
源２の電流（ＩBIAS）をトランジスタ１のコレクタ電流
とした場合、周知の如く、トランジスタ１のベース端子
に架かる入力電圧（ＶI ）が閾値電圧（ＶTH）、すなわ
ちトランジスタ１のベース−エミッタ電圧（ＶBE1 ）よ
り低い場合にはトランジスタ１のコレクタ電圧である出
力電圧（ＶO ）は回路電源３の電圧（ＶCC）にほぼ近い
値（Ｈｉｇｈ）となり、また、前記入力電圧（ＶI ）が
前記閾値電圧（ＶTH）より高い場合には出力電圧
（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
を示す回路構成図であり、１はバイポーラトランジスタ
（以下、単にトランジスタ１と称する）、２はバイアス
電流源、３はこの電圧検出回路の回路電源を示してい
る。図６に示した電圧検出回路において、バイアス電流
源２の電流（ＩBIAS）をトランジスタ１のコレクタ電流
とした場合、周知の如く、トランジスタ１のベース端子
に架かる入力電圧（ＶI ）が閾値電圧（ＶTH）、すなわ
ちトランジスタ１のベース−エミッタ電圧（ＶBE1 ）よ
り低い場合にはトランジスタ１のコレクタ電圧である出
力電圧（ＶO ）は回路電源３の電圧（ＶCC）にほぼ近い
値（Ｈｉｇｈ）となり、また、前記入力電圧（ＶI ）が
前記閾値電圧（ＶTH）より高い場合には出力電圧
（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
【０００３】このとき前記閾値電圧（ＶTH）は式（１）
の関係にある。
の関係にある。
【０００４】
【数１】 ＶTH＝ＶBE1 ＝ＶT ・ｌｎ（ＩBIAS／ＩS ） …（１） ここで、ＶT は熱電圧を示し、ＩS はトランジスタ１の
暗電流を示し、この熱電圧（ＶT ）は式（２）の関係に
ある。
暗電流を示し、この熱電圧（ＶT ）は式（２）の関係に
ある。
【０００５】
【数２】 ＶT ＝ｋＴ／ｑ …（２） ここで、ｋはボルツマン係数、Ｔは温度〔°Ｋ〕、ｑは
電子の電荷量を示す。図７は、この種の電圧検出回路の
図６に示した回路例とは別の従来例を示す回路構成図で
あり、３はこの電圧検出回路の回路電源、４はコンパレ
ータ素子、５は基準電源を示している。
電子の電荷量を示す。図７は、この種の電圧検出回路の
図６に示した回路例とは別の従来例を示す回路構成図で
あり、３はこの電圧検出回路の回路電源、４はコンパレ
ータ素子、５は基準電源を示している。
【０００６】図７に示した電圧検出回路において、入力
電圧（ＶI ）と基準電源５の電圧（ＶREF ）とを図示の
極性でコンパレータ素子４に入力することにより、入力
電圧（ＶI ）が前記電圧（ＶREF ）より低い場合にはコ
ンパレータ素子４の出力電圧（ＶO ）は回路電源３の電
圧（ＶCC）にほぼ近い値（Ｈｉｇｈ）となり、前記入力
電圧（ＶI ）が前記電圧（ＶREF ）より高い場合には前
記出力電圧（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
電圧（ＶI ）と基準電源５の電圧（ＶREF ）とを図示の
極性でコンパレータ素子４に入力することにより、入力
電圧（ＶI ）が前記電圧（ＶREF ）より低い場合にはコ
ンパレータ素子４の出力電圧（ＶO ）は回路電源３の電
圧（ＶCC）にほぼ近い値（Ｈｉｇｈ）となり、前記入力
電圧（ＶI ）が前記電圧（ＶREF ）より高い場合には前
記出力電圧（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図６に示した電圧検出
回路においては、周知の如く、閾値電圧（ＶTH）、すな
わちトランジスタ１のベース−エミッタ電圧（ＶBE1 ）
は−２ｍＶ／°Ｃの温度特性を持つことから、回路構成
は簡単であるが入力電圧（ＶI ）の検出値が温度に依存
するという問題があった。
回路においては、周知の如く、閾値電圧（ＶTH）、すな
わちトランジスタ１のベース−エミッタ電圧（ＶBE1 ）
は−２ｍＶ／°Ｃの温度特性を持つことから、回路構成
は簡単であるが入力電圧（ＶI ）の検出値が温度に依存
するという問題があった。
【０００８】また、図７に示した電圧検出回路において
は、基準電源５の温度特性をほぼ０とすることにより、
入力電圧（ＶI ）の検出値が温度に依存することが無く
なるが、基準電源５とコンパレータ素子４とを必要とす
るので回路構成が複雑で、回路電源３からの消費電流が
大きいという難点がある。この発明の目的は上記問題点
を解決する電圧検出回路を提供することにある。
は、基準電源５の温度特性をほぼ０とすることにより、
入力電圧（ＶI ）の検出値が温度に依存することが無く
なるが、基準電源５とコンパレータ素子４とを必要とす
るので回路構成が複雑で、回路電源３からの消費電流が
大きいという難点がある。この発明の目的は上記問題点
を解決する電圧検出回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この第１の発明は、バイ
ポーラトランジスタのエミッタ端子と、回路電源の一端
との間に補償抵抗を接続し、前記補償抵抗の両端電圧が
前記バイポーラトランジスタの温度変化によるベース−
エミッタ電圧（ＶBE）の変化に対して逆極性に変化する
ようなバイアス電流を出力するバイアス電流源の電流
（ＩBIAS）を該トランジスタのコレクタ電流とし、前記
バイポーラトランジスタのベース端子に入力される電圧
値を、該トランジスタのコレクタ電圧により検知するよ
うにした電圧検出回路とする。 また第２の発明は前記
第１の発明の電圧検出回路において、前記バイアス電流
源はバンドギャップを利用した電流源回路と、カレント
ミラー回路とからなることを特徴とする。
ポーラトランジスタのエミッタ端子と、回路電源の一端
との間に補償抵抗を接続し、前記補償抵抗の両端電圧が
前記バイポーラトランジスタの温度変化によるベース−
エミッタ電圧（ＶBE）の変化に対して逆極性に変化する
ようなバイアス電流を出力するバイアス電流源の電流
（ＩBIAS）を該トランジスタのコレクタ電流とし、前記
バイポーラトランジスタのベース端子に入力される電圧
値を、該トランジスタのコレクタ電圧により検知するよ
うにした電圧検出回路とする。 また第２の発明は前記
第１の発明の電圧検出回路において、前記バイアス電流
源はバンドギャップを利用した電流源回路と、カレント
ミラー回路とからなることを特徴とする。
【００１０】さらに第３の発明は前記第１又は第２のい
ずれかに記載の電圧検出回路において、前記回路電源の
両端に、第１電圧検出抵抗と第２電圧検出抵抗との直列
回路を接続し、前記第１電圧検出抵抗と第２電圧検出抵
抗との接続点と、前記バイポーラトランジスタのベース
端子とを接続したことを特徴とする。この発明によれ
ば、前記補償抵抗の両端電圧が前記バイポーラトランジ
スタのベース−エミッタ電圧（ＶBE）の温度変化に対し
て逆極性に変化するようにした、バイアス電流源の電流
（ＩBIAS）を該トランジスタのコレクタ電流とすること
により、前記閾値電圧（ＶTH）は前記ＶBEと前記補償抵
抗×ＩBIASとの加算値となるが、前記ＶBEの温度特性が
相殺される。
ずれかに記載の電圧検出回路において、前記回路電源の
両端に、第１電圧検出抵抗と第２電圧検出抵抗との直列
回路を接続し、前記第１電圧検出抵抗と第２電圧検出抵
抗との接続点と、前記バイポーラトランジスタのベース
端子とを接続したことを特徴とする。この発明によれ
ば、前記補償抵抗の両端電圧が前記バイポーラトランジ
スタのベース−エミッタ電圧（ＶBE）の温度変化に対し
て逆極性に変化するようにした、バイアス電流源の電流
（ＩBIAS）を該トランジスタのコレクタ電流とすること
により、前記閾値電圧（ＶTH）は前記ＶBEと前記補償抵
抗×ＩBIASとの加算値となるが、前記ＶBEの温度特性が
相殺される。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の電圧検出回路
の第１の実施例を示す回路構成図であり、１１はバイポ
ーラトランジスタ（以下、単にトランジスタ１１と称す
る）、１２は補償抵抗（以下、単に抵抗１２と称す
る）、１３はバイアス電流源、１４はこの電圧検出回路
の回路電源を示す。
の第１の実施例を示す回路構成図であり、１１はバイポ
ーラトランジスタ（以下、単にトランジスタ１１と称す
る）、１２は補償抵抗（以下、単に抵抗１２と称す
る）、１３はバイアス電流源、１４はこの電圧検出回路
の回路電源を示す。
【００１２】図１に示した電圧検出回路において、バイ
アス電流源１３の電流（ＩBIAS）をトランジスタ１１の
コレクタ電流とした場合、トランジスタ１１のベース端
子に架かる入力電圧（ＶI ）の閾値電圧（ＶTH）は、式
（３）で表される。
アス電流源１３の電流（ＩBIAS）をトランジスタ１１の
コレクタ電流とした場合、トランジスタ１１のベース端
子に架かる入力電圧（ＶI ）の閾値電圧（ＶTH）は、式
（３）で表される。
【００１３】
【数３】 ＶTH＝ＶBE11＋Ｒ12・ＩBIAS …（３） ここで、ＶBE11はトランジスタ１１のベース−エミッタ
電圧、Ｒ12は抵抗１２の抵抗値を示す。すなわち、前記
入力電圧（ＶI ）が上記式（３）で示した閾値電圧（Ｖ
TH）より低い場合にはトランジスタ１１のコレクタ電圧
である出力電圧（ＶO ）は回路電源１４の電圧（ＶCC）
にほぼ近い値（Ｈｉｇｈ）となり、また、前記入力電圧
（ＶI ）が前記閾値電圧（ＶTH）より高い場合には出力
電圧（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
電圧、Ｒ12は抵抗１２の抵抗値を示す。すなわち、前記
入力電圧（ＶI ）が上記式（３）で示した閾値電圧（Ｖ
TH）より低い場合にはトランジスタ１１のコレクタ電圧
である出力電圧（ＶO ）は回路電源１４の電圧（ＶCC）
にほぼ近い値（Ｈｉｇｈ）となり、また、前記入力電圧
（ＶI ）が前記閾値電圧（ＶTH）より高い場合には出力
電圧（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
【００１４】ここで、前記式（３）で示した閾値電圧
（ＶTH）の温度特性を０にするには、前記式（３）から
導出される下記式（４）に示す偏微分方程式が成り立つ
ように、バイアス電流源１３の電流（ＩBIAS）と抵抗１
２の抵抗値（Ｒ12）とを設定すればよい。
（ＶTH）の温度特性を０にするには、前記式（３）から
導出される下記式（４）に示す偏微分方程式が成り立つ
ように、バイアス電流源１３の電流（ＩBIAS）と抵抗１
２の抵抗値（Ｒ12）とを設定すればよい。
【００１５】
【数４】 すなわち、トランジスタ１１の前記∂ＶBE11／∂Ｔは−
２ｍＶ／°Ｃであることから、この電圧検出回路の簡便
な設計方法として、抵抗１２の温度特性がほぼ０のもの
を選定することにより、前記Ｒ12・∂ＩBIAS／∂Ｔを＋
２ｍＶ／°Ｃに設定すればよい。
２ｍＶ／°Ｃであることから、この電圧検出回路の簡便
な設計方法として、抵抗１２の温度特性がほぼ０のもの
を選定することにより、前記Ｒ12・∂ＩBIAS／∂Ｔを＋
２ｍＶ／°Ｃに設定すればよい。
【００１６】図２は、この発明の電圧検出回路の第２の
実施例を示す回路構成図であり、図１に示した実施例回
路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図２に示した電圧検出回路においては、図１に
示したバイアス電流源１３を、抵抗２１とバイポーラト
ランジスタ２２〜２６（以下、単にトランジスタ２２〜
２６と称する）とにより構成している。ここで、抵抗２
１とトランジスタ２２〜２３とでバンドギャップを利用
した周知の電流源回路を形成し、トランジスタ２４〜２
６は周知のカレントミラー回路を形成している。また、
トランジスタ２３は図示の如くｎ（ｎ＝１、２、３・・
・）個のバイポーラトランジスタを並列接続したものか
らなっている。
実施例を示す回路構成図であり、図１に示した実施例回
路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
すなわち図２に示した電圧検出回路においては、図１に
示したバイアス電流源１３を、抵抗２１とバイポーラト
ランジスタ２２〜２６（以下、単にトランジスタ２２〜
２６と称する）とにより構成している。ここで、抵抗２
１とトランジスタ２２〜２３とでバンドギャップを利用
した周知の電流源回路を形成し、トランジスタ２４〜２
６は周知のカレントミラー回路を形成している。また、
トランジスタ２３は図示の如くｎ（ｎ＝１、２、３・・
・）個のバイポーラトランジスタを並列接続したものか
らなっている。
【００１７】この電圧検出回路において、図示の電流
（ＩBIAS）は式（５）で表される。
（ＩBIAS）は式（５）で表される。
【００１８】
【数５】 ＩBIAS＝（ＶT ／Ｒ21）ｌｎ（ｎ） …（５） ここで、ＶT は熱電圧を示し、Ｒ21は抵抗２１の抵抗
値、ｎはトランジスタ２２とトランジスタ２３の比、図
２の回路例ではトランジスタ２３の並列接続数である。
値、ｎはトランジスタ２２とトランジスタ２３の比、図
２の回路例ではトランジスタ２３の並列接続数である。
【００１９】上記式（５）を前記式（３）に代入して、
下記式（６）が得られる。
下記式（６）が得られる。
【００２０】
【数６】 上記式（６）で示した閾値電圧（ＶTH）の温度特性は、
下記式（７）に示す偏微分方程式で表される。
下記式（７）に示す偏微分方程式で表される。
【００２１】
【数７】 ∂ＶTH／∂Ｔ＝∂ＶBE11／∂Ｔ ＋（Ｒ12／Ｒ21）ｌｎ（ｎ）・（∂ＶT ／∂Ｔ） …（７） 上記式（７）で示した閾値電圧（ＶTH）の温度特性を０
にするには、抵抗１２の抵抗値（Ｒ12）と抵抗２１の抵
抗値（Ｒ21）とを、下記式（８）の関係に設定すればよ
い。
にするには、抵抗１２の抵抗値（Ｒ12）と抵抗２１の抵
抗値（Ｒ21）とを、下記式（８）の関係に設定すればよ
い。
【００２２】
【数８】 Ｒ12／Ｒ21＝−（∂ＶBE11／∂Ｔ）／｛ｌｎ（ｎ）・（∂ＶT ／∂Ｔ）｝ …（８） 図３は、この発明の電圧検出回路の第３の実施例を示す
回路構成図であり、図２に示した実施例回路と同一機能
を有するものには同一符号を付している。
回路構成図であり、図２に示した実施例回路と同一機能
を有するものには同一符号を付している。
【００２３】すなわち図３に示した電圧検出回路におい
ては、図２に示したトランジスタ２６に代わるバイポー
ラトランジスタ２７（以下、単にトランジスタ２７と称
する）として、図示の如くｍ（ｍ＝１、２、３・・・）
個のバイポーラトランジスタを並列接続したものからな
っている。この電圧検出回路において、トランジスタ１
１のベース端子に架かる入力電圧（ＶI ）の閾値電圧
（ＶTH）は、式（９）で表される。
ては、図２に示したトランジスタ２６に代わるバイポー
ラトランジスタ２７（以下、単にトランジスタ２７と称
する）として、図示の如くｍ（ｍ＝１、２、３・・・）
個のバイポーラトランジスタを並列接続したものからな
っている。この電圧検出回路において、トランジスタ１
１のベース端子に架かる入力電圧（ＶI ）の閾値電圧
（ＶTH）は、式（９）で表される。
【００２４】
【数９】 ＶTH＝ＶBE11＋ｍ（ＶT ・Ｒ12／Ｒ21）ｌｎ（ｎ） …（９） ここで、ｍはトランジスタ２４，２５とトランジスタ２
７の比、図３の回路例ではトランジスタ２７の並列接続
数である。上記式（９）で示した閾値電圧（ＶTH）の温
度特性を０にするには、抵抗１２の抵抗値（Ｒ12）と抵
抗２１の抵抗値（Ｒ21）とを、下記式（１０）の関係に
設定すればよい。
７の比、図３の回路例ではトランジスタ２７の並列接続
数である。上記式（９）で示した閾値電圧（ＶTH）の温
度特性を０にするには、抵抗１２の抵抗値（Ｒ12）と抵
抗２１の抵抗値（Ｒ21）とを、下記式（１０）の関係に
設定すればよい。
【００２５】
【数１０】 Ｒ12／Ｒ21＝−（∂ＶBE11／∂Ｔ）／｛ｍ・ｌｎ（ｎ）・（∂ＶT ／∂Ｔ）｝ …（１０） 図４は、この発明の電圧検出回路の第４の実施例を示す
回路構成図であり、図２に示した実施例回路と同一機能
を有するものには同一符号を付している。
回路構成図であり、図２に示した実施例回路と同一機能
を有するものには同一符号を付している。
【００２６】すなわち図４に示した電圧検出回路は、図
２に示したカレントミラー回路のトランジスタ２４〜２
６に代えて、ＰＭＯＳトランジスタ３１〜３３を使用し
た回路構成を示し、その動作は図２に示した実施例回路
と同様である。図５は、この発明の電圧検出回路の第５
の実施例を示す回路構成図であり、図４に示した実施例
回路と同一機能を有するものには同一符号を付してい
る。
２に示したカレントミラー回路のトランジスタ２４〜２
６に代えて、ＰＭＯＳトランジスタ３１〜３３を使用し
た回路構成を示し、その動作は図２に示した実施例回路
と同様である。図５は、この発明の電圧検出回路の第５
の実施例を示す回路構成図であり、図４に示した実施例
回路と同一機能を有するものには同一符号を付してい
る。
【００２７】すなわち図５に示した電圧検出回路におい
ては、図４に示した実施例回路に対して、第１電圧検出
抵抗としての抵抗４１と、第２電圧検出抵抗としての抵
抗４２とが付加されている。この電圧検出回路では、回
路電源１４の電圧（ＶCC）を抵抗４１と抵抗４２とで分
圧した値がトランジスタ１１のベース端子に架かるよう
にしている。すなわち、回路電源１４の電圧の該電圧検
出回路における検出値をＶCC（ｍｉｎ）とすると、下記
式（１１）に示す関係がある。
ては、図４に示した実施例回路に対して、第１電圧検出
抵抗としての抵抗４１と、第２電圧検出抵抗としての抵
抗４２とが付加されている。この電圧検出回路では、回
路電源１４の電圧（ＶCC）を抵抗４１と抵抗４２とで分
圧した値がトランジスタ１１のベース端子に架かるよう
にしている。すなわち、回路電源１４の電圧の該電圧検
出回路における検出値をＶCC（ｍｉｎ）とすると、下記
式（１１）に示す関係がある。
【００２８】
【数１１】 ＶCC（ｍｉｎ）＝ＶTH・（Ｒ41＋Ｒ42）／Ｒ42 …（１１） ここで、ＶTHは前記式（６）の値、Ｒ41は抵抗４１の抵
抗値、Ｒ42は抵抗４２の抵抗値を示す。すなわち、回路
電源１４の電圧（ＶCC）が前記ＶCC（ｍｉｎ）より低い
場合にはトランジスタ１１のコレクタ電圧である出力電
圧（ＶO ）は回路電源１４の電圧（ＶCC）にほぼ近い値
（Ｈｉｇｈ）となり、また、回路電源１４の電圧
（ＶCC）が前記ＶCC（ｍｉｎ）より高い場合には出力電
圧（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
抗値、Ｒ42は抵抗４２の抵抗値を示す。すなわち、回路
電源１４の電圧（ＶCC）が前記ＶCC（ｍｉｎ）より低い
場合にはトランジスタ１１のコレクタ電圧である出力電
圧（ＶO ）は回路電源１４の電圧（ＶCC）にほぼ近い値
（Ｈｉｇｈ）となり、また、回路電源１４の電圧
（ＶCC）が前記ＶCC（ｍｉｎ）より高い場合には出力電
圧（ＶO ）はほぼ０Ｖ（Ｌｏｗ）となる。
【００２９】
【発明の効果】この発明によれば、前記バイアス電流源
とバイポーラトランジスタと補償抵抗とからなる簡単な
回路構成で、該バイポーラトランジスタのベース−エミ
ッタ電圧（ＶBE）の温度特性を補正した電圧検出回路を
提供することができる。特に第２〜第４の実施例回路で
は、前記回路電源からの消費電流は３×ＩBIASとなり、
低消費電流の電圧検出回路を提供することができる。
とバイポーラトランジスタと補償抵抗とからなる簡単な
回路構成で、該バイポーラトランジスタのベース−エミ
ッタ電圧（ＶBE）の温度特性を補正した電圧検出回路を
提供することができる。特に第２〜第４の実施例回路で
は、前記回路電源からの消費電流は３×ＩBIASとなり、
低消費電流の電圧検出回路を提供することができる。
【００３０】さらにこの発明の電圧検出回路は半導体集
積回路で具現するのに好適である。
積回路で具現するのに好適である。
【図１】この発明の電圧検出回路の第１の実施例を示す
回路構成図
回路構成図
【図２】この発明の電圧検出回路の第２の実施例を示す
回路構成図
回路構成図
【図３】この発明の電圧検出回路の第３の実施例を示す
回路構成図
回路構成図
【図４】この発明の電圧検出回路の第４の実施例を示す
回路構成図
回路構成図
【図５】この発明の電圧検出回路の第５の実施例を示す
回路構成図
回路構成図
【図６】従来例を示す電圧検出回路の回路構成図
【図７】図６とは別の従来例を示す電圧検出回路の回路
構成図
構成図
１…バイポーラトランジスタ、２…バイアス電流源、３
…回路電源、４…コンパレータ素子、５…基準電源、１
１…バイポーラトランジスタ、１２…補償抵抗、１３…
バイアス電流源、１４…回路電源、２１…抵抗、２２〜
２７…バイポーラトランジスタ、３１〜３３…ＰＭＯＳ
トランジスタ、４１，４２…抵抗。
…回路電源、４…コンパレータ素子、５…基準電源、１
１…バイポーラトランジスタ、１２…補償抵抗、１３…
バイアス電流源、１４…回路電源、２１…抵抗、２２〜
２７…バイポーラトランジスタ、３１〜３３…ＰＭＯＳ
トランジスタ、４１，４２…抵抗。
Claims (3)
- 【請求項１】バイポーラトランジスタのエミッタ端子
と、回路電源の一端との間に補償抵抗を接続し、 前記補償抵抗の両端電圧が前記バイポーラトランジスタ
の温度変化によるベース−エミッタ電圧（ＶBE）の変化
に対して逆極性に変化するようなバイアス電流を出力す
るバイアス電流源の電流（ＩBIAS）を該トランジスタの
コレクタ電流とし、 前記バイポーラトランジスタのベース端子に入力される
電圧値を、該トランジスタのコレクタ電圧により検知す
ることを特徴とする電圧検出回路。 - 【請求項２】請求項１に記載の電圧検出回路において、 前記バイアス電流源はバンドギャップを利用した電流源
回路と、カレントミラー回路とからなることを特徴とす
る電圧検出回路。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２のいずれかに記載の
電圧検出回路において、 前記回路電源の両端に、第１電圧検出抵抗と第２電圧検
出抵抗との直列回路を接続し、 前記第１電圧検出抵抗と第２電圧検出抵抗との接続点
と、前記バイポーラトランジスタのベース端子とを接続
したことを特徴とする電圧検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10233959A JP2000065872A (ja) | 1998-08-20 | 1998-08-20 | 電圧検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10233959A JP2000065872A (ja) | 1998-08-20 | 1998-08-20 | 電圧検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000065872A true JP2000065872A (ja) | 2000-03-03 |
Family
ID=16963318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10233959A Pending JP2000065872A (ja) | 1998-08-20 | 1998-08-20 | 電圧検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000065872A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100421045C (zh) * | 2004-12-30 | 2008-09-24 | 台湾积体电路制造股份有限公司 | 自我补偿的电压调节器、升压电路及其电压调节方法 |
| JP2020046703A (ja) * | 2018-09-14 | 2020-03-26 | 株式会社東芝 | 電源回路 |
| CN111751693A (zh) * | 2020-03-02 | 2020-10-09 | 上海料聚微电子有限公司 | 一种检测双极型晶体管电流放大倍数的方法和电路 |
| JP2020180932A (ja) * | 2019-04-26 | 2020-11-05 | 新日本無線株式会社 | 電圧検出回路 |
-
1998
- 1998-08-20 JP JP10233959A patent/JP2000065872A/ja active Pending
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