JP2011211875A - 系統連系インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力する交流電流の高調波歪みの抑制をより高度に行うことができる系統連系インバータ装置を提供する。
【解決手段】高調波の各次数毎に設けられるデータ処理部２２において、電力系統に出力する三相交流電流ｉ２の高調波の抽出と、その高調波の抑制指令を含む指令値の生成とを行う各種の処理部（三相／二相変換部３１（正相及び逆相で共通）、ｄｑ変換部３２、…、レベル監視部４４）が、交流電流ｉ２の正相側及び逆相側とで独立して行うべく正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂのそれぞれに備えられて構成される。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源と電力系統との間に設けられ、直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して電力系統に供給する系統連系インバータ装置に関するものである。

従来より、例えば太陽電池等の直流電源にて生成された直流電力を例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの系統周波数の交流電力に変換し、変換した交流電力を電力系統に供給する系統連系インバータ装置が知られている。

この種の系統連系インバータ装置としては、例えば特許文献１にて示されているようなものがあるが、該インバータ装置では、太陽電池にて生成された直流電力を系統周波数の交流電力に変換して出力するのに加え、その交流電力（交流電流）の高調波歪みを抑制するようなフィードバック制御（高調波歪み抑制制御）が行われている。高調波歪み抑制制御は、ＤＣ−ＡＣ変換部（インバータ部）からＬＣフィルタ部を介して出力された交流電流を検出し、検出した交流電流から所定次数の歪み成分の抽出を行って、各次数毎にその歪み成分がそれぞれゼロとなるようなＤＣ−ＡＣ変換部の指令値を生成している。そして、この指令値が反映されたＤＣ−ＡＣ変換部の動作に基づいて出力される交流電流には、高調波歪みが抑制されるようになっている。

特開２００８−２４５３４９号公報

ところで、電力系統には様々な負荷が接続されるため、接続される負荷に応じて高調波歪みの態様も様々である。上記した特許文献１のインバータ装置においても、電力系統に向けて出力する交流電流の高調波歪み抑制を行う構成であるが、この高調波歪みの抑制をより高度に行うことが望まれている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、出力する交流電流の高調波歪みの抑制をより高度に行うことができる系統連系インバータ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の三相交流電力に変換して前記電力系統に供給するものであり、スイッチング素子のオンオフ動作に基づいて前記直流電力を前記三相交流電力に変換する直流−交流変換手段と、前記電力系統に出力する三相交流電流に含まれる所定次数の高調波を抽出する高調波抽出手段と、前記高調波抽出手段により抽出した前記所定次数の高調波に基づいてそれを抑制する指令を含む指令値を生成する高調波抑制指令生成手段と、前記高調波抑制指令生成手段からの指令値に基づいて所定次数の高調波を抑制するように前記直流−交流変換手段のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御手段とを備えてなる系統連系インバータ装置であって、前記高調波抽出手段及び前記高調波抑制指令生成手段は、前記交流電流の正相側及び逆相側の高調波の抽出及び抑制指令を独立して行うべく正相及び逆相成分調整手段のそれぞれに備えられて構成されたことをその要旨とする。

この発明では、電力系統に出力する三相交流電流の高調波の抽出を行う高調波抽出手段と、その高調波の抑制指令を含む指令値の生成を行う高調波抑制指令生成手段とが、交流電流の正相側及び逆相側とで独立して行うべく正相及び逆相成分調整手段のそれぞれに備えられて構成される。これにより、電力系統の負荷の接続状態やその動作状態により、交流電流の高調波歪みの態様が正相側と逆相側とで異なる場合があるが、このような場合であっても正相及び逆相成分調整手段が独立して高調波の抑制を図るべく動作するため、正相及び逆相それぞれにおいての交流電流の高調波歪みが効果的に抑制される。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の系統連系インバータ装置において、前記抽出した正相側及び逆相側の少なくとも一方側の高調波の抑制が不要となった場合に、その抑制制御の不要な前記正相及び逆相成分調整手段の処理動作を停止する処理停止手段を備えたことをその要旨とする。

この発明では、処理停止手段にて、抽出した正相側及び逆相側の少なくとも一方側の高調波の抑制が不要となった場合に、その抑制制御の不要な正相及び逆相成分調整手段の処理動作が停止される。つまり、正相及び逆相成分調整手段として正相用と逆相用とで独立して設けられることから処理負荷の増加が懸念されるものではあるが、抑制制御の不要時に正相及び逆相成分調整手段の処理を適宜停止させることで、処理負荷の軽減に貢献できる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記高調波抽出手段は、前記三相交流電流をαβ軸の静止座標系の二相信号に変換する静止座標変換手段と、その二相信号をｄｑ軸の回転座標系の二相信号に変換する回転座標変換手段と、そのｄｑ軸の二相信号の直流分をそれぞれ抽出する直流抽出手段とで構成されるものであり、前記正相及び逆相成分調整手段は、前記静止座標変換手段を共通化して１つとし、それより後段の前記回転座標変換手段との間で正相用と逆相用とに分岐させたことをその要旨とする。

この発明では、正相及び逆相成分調整手段は、静止座標変換手段を共通化して１つとし、それより後段の回転座標変換手段との間で正相用と逆相用とに分岐するように構成される。これにより、静止座標変換手段を正相用と逆相用とで共通化した分、処理負荷の軽減に貢献できる。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置において、前記高調波抑制指令生成手段は、前記高調波のレベルがその抑制を要する閾値を越える時間が所定時間以上継続すると、抑制要として抑制指令を含む前記指令値を生成することをその要旨とする。

この発明では、高調波抑制指令生成手段にて、高調波のレベルがその抑制を要する閾値を越える時間が所定時間以上継続すると、抑制要として抑制指令を含む指令値の生成が行われる。これにより、誤検出や外乱ノイズ等により高調波のレベルが一時的に変化する場合での誤動作を防止でき、制御の安定性が向上する。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置において、前記高調波抑制指令生成手段は、先ず抑制指令の調整幅を第１調整幅毎に変化させて前記高調波の抑制を図るべく前記指令値に反映し、その反映後において更なる高調波の抑制が要の時にはその第１調整幅よりも小さい第２調整幅毎に変化させて前記高調波の抑制を図るべく前記指令値に反映することをその要旨とする。

この発明では、高調波抑制指令生成手段にて、先ず抑制指令の調整幅が第１調整幅毎に設定されて高調波の抑制を図るべく指令値に反映され、その反映後において更なる高調波の抑制が要の時にはその第１調整幅よりも小さい第２調整幅毎に設定されて高調波の抑制を図るべく指令値に反映される。つまり、高調波抑制指令生成手段では、先に処理負荷の軽い第１調整幅毎で抑制指令の設定（算出）が行われ、それでも更なる抑制が必要なときには処理負荷が増加するものの、より適切な抑制指令の設定（算出）が行われる。これにより、処理負荷を考慮しつつ高調波抑制が好適に行われる。

請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置において、前記所定次数の高調波として少なくとも３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波が抽出及び抑制の対象に設定されたことをその要旨とする。

この発明では、所定次数の高調波として少なくとも３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波が抽出及び抑制対象に設定されるため、３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波の抑制が効果的に行われる。

本発明によれば、出力する交流電流の高調波歪みの抑制をより高度に行うことができる系統連系インバータ装置を提供することができる。

本実施形態の系統連系インバータ装置を含む系統連系インバータシステム全体の構成図である。 系統連系インバータ装置に用いる高調波抽出制御部の内部構成を示すブロック図である。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態の系統連系インバータ装置を含む系統連系インバータシステムを示す。本実施形態の系統連系インバータシステムは、太陽電池１、系統連系インバータ装置２及び電力系統３によって構成されている。太陽電池１は、光エネルギーを電気エネルギーに変換して直流電力を生成する直流電源であり、系統連系インバータ装置２にその生成した直流電力を供給する。電力系統３は、商用電力（日本国では系統周波数である５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流電力）を一般家庭等に供給するものである。尚、電力系統３には、該電力系統３に接続されるモータ等の負荷に含まれるインダクタンスＬ２であり、その時々でインダクタンス値が変化するものである。

系統連系インバータ装置２は、太陽電池１と電力系統３との間に設けられ、太陽電池１の直流電力をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電力に変換する装置として構成されている。インバータ装置２は、ＤＣ−ＡＣ変換部４、フィルタ部５、トランス部６、解列コンタクタ７、制御部８、第１電流センサ１１及び第２電流センサ１２によって構成されている。ＤＣ−ＡＣ変換部４、フィルタ部５、トランス部６及び解列コンタクタ７は、太陽電池１側から電力系統３側に向かってこの順で直列に接続されるとともに、ＤＣ−ＡＣ変換部４には制御ライン９を介して制御部８が接続されている。

ＤＣ−ＡＣ変換部４は、太陽電池１から供給された直流電力を三相交流電力（交流電圧ｖ、交流電流ｉ１）に変換して出力する。ＤＣ−ＡＣ変換部４は、６個の半導体スイッチング素子ＴＲをブリッジ接続してなるインバータ回路にて構成され、制御部８から出力されるＰＷＭ制御信号にてオンオフ動作が制御されている。制御部８は、ＰＷＭ制御信号のパルス幅を制御することにより、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される交流電力を電力系統３上の交流電力に適合するように制御する。

フィルタ部５は、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される三相交流電力に含まれる系統周波数以外の高周波成分を除去する。フィルタ部５は、系統周波数帯域の交流電力を通過させるべくインダクタＬ１とキャパシタＣ１を用いた例えばＬＣローパスフィルタにて構成されており、ＤＣ−ＡＣ変換部４の後段においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対して設けられている。

トランス部６は、フィルタ部５から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧又は降圧する。解列コンタクタ７は、異常発生時に系統連系インバータ装置２を電力系統３から切り離すためのものである。

第１電流センサ１１は、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される交流電流ｉ１を検出する。第２電流センサ１２は、トランス部６から出力される交流電流ｉ２を検出する。因みに、第１電流センサ１１にて検出される交流電流ｉ１には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流電流が含まれ、第２電流センサ１２にて検出される交流電流ｉ２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流電流が含まれる。第１電流センサ１１及び第２電流センサ１２は制御部８に接続され、これらの電流センサ１１，１２で検出された交流電流ｉ１，ｉ２は制御部８に入力される。

制御部８は、第１及び第２電流センサ１１，１２を用いたフィードバック制御系を構成し、ＤＣ−ＡＣ変換部４のＤＣ−ＡＣ変換動作を制御する。具体的には、制御部８は、ＤＣ−ＡＣ変換部４に対して、電力系統３のガイドラインを満足する交流電圧及び交流電流（高調波歪みが所定の許容範囲内に抑制された系統周波数の交流電圧及び交流電流）を出力させるようにＰＷＭ制御信号の生成を制御する。制御部８は、マイクロコンピュータからなり、ディジタル演算処理により周期的にＰＷＭ制御信号の生成を行う。そして、本実施形態の制御部８は、この太陽電池１を用いる系統連系インバータ装置２において一般に行われている最大電力追従制御を行うとともに、高調波歪み抑制制御も行っている。尚、以下には、高調波歪み抑制制御に関する構成を中心に説明する。

制御部８は、その高調波歪み抑制制御を行うものとして、高調波抽出制御部１３、基本波成分生成部１４、第１演算部１５、第２演算部１６、電流制御部１７及びＰＷＭ信号生成部１８によって構成されている。

高調波抽出制御部１３は、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ２に含まれる所定次数、本実施形態では３次、５次、７次、１１次、１３次の高調波のレベルを抽出しこの高調波に対して予め設定された所定の位相とから高調波を生成する。そして、高調波抽出制御部１３は、この高調波を用いてフィルタ部５から出力される交流電流ｉ２に含まれる該次数の高調波を抑制するための出力信号補償指令としての電流補償指令値を作成し、それを第１演算部１５に出力する。また、高調波抽出制御部１３は、フィードバック制御系が発散傾向にある場合に、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ２に対して位相探索制御を行い、フィードバック制御系の発散を抑制する機能を有する。因みに、位相探索制御とは、フィードバック制御系が発散傾向にある場合は、高調波抽出制御部１３に高調波毎の設定値（位相）が不適切とし、適切な値を探索する制御である（詳細は後述）。

基本波成分生成部１４は、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力させるべき交流電力（交流電圧ｖ及び交流電流ｉ１）の基本周波数、即ち系統周波数の指令値を生成する。基本波成分生成部１４から出力された基本波周波数の指令値は、第１演算部１５に入力される。

第１演算部１５は、高調波抽出制御部１３から出力される電流補償指令値を、基本波成分生成部１４から出力される基本波周波数の指令値に加算する。第１演算部１５による加算結果は、第２演算部１６に入力される。基本周波数の指令値に電流補償指令値を加算することにより、第２演算部１６に入力される指令値は、基本波成分と抑制すべき高調波成分とを混合した指令値となっている。

第２演算部１６は、第１演算部１５からの加算結果から第１電流センサ１１によって検出された交流電流ｉ１を減算処理する。この減算処理は、第１演算部１５による演算結果（制御目標の交流電流）に対する実際の交流電流の偏差を求めている。第２演算部１６により演算された偏差は、電流制御部１７に入力される。

電流制御部１７は、第２演算部１６から入力される偏差に基づいて、ＤＣ−ＡＣ変換部４にＰＷＭ制御を施すことによりその偏差がゼロになるような電圧補正指令値を生成する。この電圧補正指令値は、ＰＷＭ信号生成部１８に入力される。

ＰＷＭ信号生成部１８は、ＤＣ−ＡＣ変換部４を構成する複数の半導体スイッチング素子ＴＲをオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部１８は、電流制御部１７から入力される電圧補正指令値に基づいて交流電圧信号を生成し、この交流電圧信号と所定の三角波形とを比較してＰＷＭ制御信号を生成する。

図２は、前記高調波抽出制御部１３の詳細な内部構成を示す。高調波抽出制御部１３は、ＡＤ変換部２１、複数のデータ処理部２２及び加算部２３を有している。
ＡＤ変換部２１は、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ２（ｉ２ｕ，ｉ２ｖ，ｉ２ｗ）としてのアナログ信号をディジタル信号に変換する。ＡＤ変換部２１によって変換された交流電流ｉ２に対応するディジタル信号は、複数のデータ処理部２２にそれぞれ入力される。

データ処理部２２は、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ２に含まれるｎ（ｎ：３以上の奇数）次高調波成分を抽出し、そのｎ次高調波成分を抑制するための電流補償指令値をそれぞれ出力する。本実施形態では、３次、５次、７次、１１次、１３次の高調波成分を抽出して処理すべく、データ処理部２２がその次数個分用意されている。各次数に対応するデータ処理部２２の基本構成は同一である。

加算部２３は、各データ処理部２２から入力されるｎ次高調波の電流補償指令値をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎に加算する。加算部２３から出力される三相の電流補償指令値は、第１演算部１５に入力される。

前記データ処理部２２は、更に、三相／二相変換部３１、ｄｑ変換部３２、ＬＰＦ部３３、ゲイン処理部３４、積分処理部３５、逆ｄｑ変換部３６、二相／三相変換部３７、リセット部３８、発散判定部４１、リセット制御部４２、位相調整部４３、レベル監視部４４、処理停止制御部４５によって構成されている。本実施形態では、データ処理部２２内に、ｎ次高調波の正相成分の位相調整を行う正相成分位相調整部２２ａと、ｎ次高調波の逆相成分の位相調整を行う逆相成分位相調整部２２ｂとが構成され、各調整部２２ａ，２２ｂは、それぞれｄｑ変換部３２、ＬＰＦ部３３、…、レベル監視部４４までの各処理部を備えている。これは、電力系統３の負荷（インダクタンスＬ２等）の接続状態やその動作状態により、電力系統３上の交流電流の高調波歪みの態様が正相側（例えばＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順で変化する側）、逆相側（例えばＵ相→Ｗ相→Ｖ相の順で変化する側）とで異なる場合があるのに対応するための構成である。

三相／二相変換部３１は、第２電流センサ１２によって検出された三相の交流電流ｉ２を静止座標系（α軸、β軸）における二相信号（ｉα，ｉβ）に変換する。交流電流ｉ２に対応する二相信号（ｉα，ｉβ）は、ｄｑ変換部３２に入力される。

ｄｑ変換部３２は、交流電流ｉ２に対応する二相信号（ｉα，ｉβ）を、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の二相信号（ｉｄ，ｉｑ）に変換する。例えば、正相成分位相調整部２２ａにおけるｄｑ変換部３２は、３次高調波であれば、３ωｔ（但し、ωｔは基本波（系統周波数）正相分の回転角）で回転する回転座標系に変換する。これが５次、７次、１１次、１３次の高調波についても同様に行われる。また、逆相成分位相調整部２２ｂにおけるｄｑ変換部３２は、同じく３次高調波であれば、−３ωｔ（逆相分の回転角）で回転する回転座標系に変換する。これが５次、７次、１１次、１３次の高調波についても同様に行われる。この回転座標変換により、交流電流ｉ２は、ｄ軸の出力値ｉｄ及びｑ軸の出力値ｉｑの直流量で表すことができる。これら各出力値ｉｄ，ｉｑは、ＬＰＦ部３３に入力される。

ＬＰＦ部３３は、ディジタルローパスフィルタで構成されており、抽出対象のｎ次高調波のレベルのみを抽出する。つまり、３次高調波用のデータ処理部２２では３次高調波のレベルの抽出、５次高調波用のデータ処理部２２では５次高調波のレベルの抽出というように、各次数のデータ処理部２２毎でその次数の高調波のレベルの抽出がそれぞれ行われる。因みに、抽出対象以外の高調波のレベルはｄｑ変換部３２にて交流量で表され、このＬＰＦ部３３にて抽出対象以外の高調波のレベルが除去される。

ゲイン処理部３４は、ＬＰＦ部３３からの各出力値ｉｄ，ｉｑと閾値との差をそれぞれ算出する。即ち、ゲイン処理部３４では、その閾値として例えばゼロ等の所定値が設定され、ゲイン処理部３４は、ＬＰＦ部３３からの各出力値ｉｄ，ｉｑとゼロとの偏差を算出し、算出した偏差を積分処理部３５に出力する。

積分処理部３５は、ゲイン処理部３４からの偏差を積分する。積分された偏差は、逆ｄｑ変換部３６に入力される。
逆ｄｑ変換部３６は、回転座標系で表される積分偏差（直流量）と予め設定された所定の位相とを用いて静止座標系（α軸、β軸）における二相信号（ｉα，ｉβ）を生成する。この二相信号（ｉα，ｉβ）は、二相／三相変換部３７に入力される。

二相／三相変換部３７は、逆ｄｑ変換部３６から入力される二相信号（ｉα，ｉβ）を、三相の交流電流に逆変換し、ｎ次高調波に対応した電流補償指令値としてリセット部３８を介して加算部２３に出力する。

リセット部３８は、二相／三相変換部３７から出力される電流補償指令値を、後述するリセット制御部４２からのリセット制御信号に基づいて所定のタイミングでリセットする。因みに、この所定のタイミングとは、後述するようにフィードバック制御系における高調波歪み抑制制御が停止され、位相探索制御が開始されるときである。

発散判定部４１は、比較部４１ａと判定部４１ｂとによって構成され、フィードバック制御系が発散傾向にあるか否かを判定する。比較部４１ａは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑ（直流量）を第１閾値と比較し、その比較結果は判定部４１ｂに入力される。判定部４１ｂは、比較部４１ａでの比較結果に基づいてフィードバック制御系が発散傾向にあるか否かを判定する。この場合、判定部４１ｂは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑがその第１閾値を越える時間が所定時間以上継続するか否かによってその判定を行っている。フィードバック制御系が発散傾向にあるということは、ｎ次高調波の位相が逆位相になりかけているのを意味し、高調波のレベルの上昇傾向を示すものである。そして、発散判定部４１は、フィードバック制御系が発散傾向にあると判定した場合、リセット制御部４２及び位相調整部４３に対してフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果を出力する。

リセット制御部４２は、発散判定部４１からフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果を入力した場合、積分処理部３５における積分値及び高調波抽出制御部１３の出力である電流補償指令値をリセットさせる。これにより、積分処理部３５では、ゲイン処理部３４の偏差の積算値のリセットが行われる。また、リセット部３８では、電流補償指令値のリセット（電流補償指令値の第１演算部１５への入力をゼロにする）が行われる。これは、高調波歪み抑制制御を停止して位相探索制御に移行するためである。

この高調波抽出制御部１３では、発散判定部４１によってフィードバック制御系が発散傾向にあることが判定された場合、位相探索制御に移行する。位相探索制御とは、フィードバック制御系での発散傾向を回避させるために、即ち高調波歪み抑制制御における高調波の最適な位相を探索する処理である。換言すれば、逆ｄｑ変換部３６における回転座標変換時における回転角を、適切な位相の値に調整するための処理である。

位相調整部４３は、発散判定部４１によってフィードバック制御系が発散傾向にあることが判定された場合、逆ｄｑ変換部３６において用いられる予め設定された高調波の所定の位相を調整する。位相調整部４３は、位相可変部４３ａと位相幅変更部４３ｂとによって構成される。

位相可変部４３ａは、発散判定部４１からフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果を入力した場合、逆ｄｑ変換部３６で用いられる高調波の現状の位相と変位角度の異なる複数の位相をｄｑ逆変換時の回転角指令値として逆ｄｑ変換部３６に出力する。因みに、本実施形態では、位相可変部４３ａは、位相を変化させる動作を２回転（０°〜７２０°）にわたる角度範囲で行うようにしている。

ここで、レベル監視部４４は、位相探索制御において位相可変部４３ａが位相を変位させながら０°〜７２０°の角度範囲で出力している間、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルを監視し、変位角度が２回転する間において高調波のレベルが最小値になったときのタイミングを位相可変部４３ａに出力する。

位相可変部４３ａは、逆ｄｑ変換部３６に出力した複数の位相のうち、レベル監視部４４での検出に基づく高調波のレベルが最小値になったときのタイミングで出力していた位相の変位角度を選択する。そして、位相可変部４３ａは、選択した変位角度を最適値とし、改めて高調波の現状の位相に対して最適値の変位角度で位相をずらし、変位させた位相を逆ｄｑ変換部３６に対してｄｑ逆変換時の回転角指令値として出力する。この最適値で選択された位相が逆ｄｑ変換部３６に出力されると、フィードバック制御系は再度、位相探索制御から通常の高調波歪み抑制制御に移行する。これにより、このときのデータ処理部２２における高調波歪み抑制制御では、高調波のレベル（歪み成分）が最も小さくなるときの位相を用いて電流補償指令値が生成されることになる。

このように、位相可変部４３ａにおいて位相を変位角度ずつずらして逆ｄｑ変換部３６に出力し、レベル監視部４４において最も高調波のレベルが最小となったときの変位位相を選択することにより、例えば電力系統３のインダクタンスＬ２によって高調波歪みが生じようとしても、逆ｄｑ変換部３６に設定された位相が適正な位相に置き換えられて高調波歪み抑制制御が行われるので、フィードバック制御系が発散する可能性をより少なくすることが可能となる。

位相幅変更部４３ｂは、位相可変部４３ａの位相探索制御において探索した変位位相によってフィードバック制御系の発散傾向が抑制され、フィードバック制御系における高調波歪み抑制制御の正常動作を確保したとしても高調波がガイドライン（例えば３％以下の歪率）を満足するほど十分に抑制されてない場合があるので、位相幅をさらに細かく可変させて、再度、位相探索制御を行い、高調波がガイドラインを十分に満足する最適な位相を求めている。

この場合、レベル監視部４４は、最初の位相探索制御において位相可変部４３ａによって選択された変位位相に基づいて高調波歪み抑制制御が再度開始されたとき、検出する高調波のレベルがフィードバック制御系の発散傾向の判定を行う先の第１閾値より小さい第２閾値を下回らない場合には、位相幅変更部４３ｂに高調波歪み抑制が不十分である旨の信号を出力する。

位相幅変更部４３ｂは、レベル監視部４４からのその高調波歪み抑制が不十分である旨の信号に基づいて、上記の変位角度を更に細分化した変位角度分、位相をずらした新たな複数の位相を回転角指令値として逆ｄｑ変換部３６に出力する。

レベル監視部４４は、再度の位相探索制御において位相幅変更部４３ｂが位相を変位させながら出力している間、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルを監視し、高調波のレベルが最小値になったときのタイミングを位相幅変更部４３ｂに出力する。位相幅変更部４３ｂは、そのタイミングで出力していた位相の変位角度を選択し、選択された変位角度を最適値とし、改めて高調波の現状の位相に対して最適値の変位角度で位相をずらし、変位させた新たな位相を逆ｄｑ変換部３６に対して出力する。これにより、可変される位相幅がより細分化されて位相探索制御が行われるので、より最適な高調波の位相を探索することが可能となる。

処理停止制御部４５は、例えば前記ゲイン処理部３４で用いる閾値と同じ閾値を有し、ＬＰＦ部３３からの各出力値ｉｄ，ｉｑとその閾値との差がゼロとなる場合（所定値以下の偏差でも可）、即ち高調波のレベルが極めて小さい場合、後段での処理が不要となることから、正相側の高調波のレベルが極めて小さい場合では、正相成分位相調整部２２ａの処理を停止し、逆相側の高調波のレベルが極めて小さい場合では、逆相成分位相調整部２２ｂの処理を停止し、更にその両者のレベルが極めて小さい場合では正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂの処理を停止する。次にＬＰＦ部３３からの各出力値ｉｄ，ｉｑと閾値との偏差がゼロより大となった場合（所定値より大となった場合）には、その処理を再開する。これにより、制御処理の負荷が軽減される。特に本実施形態のように、次数毎に設けられるデータ処理部２２内にそれぞれ正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂを有する構成としている場合には有効である。

そして、本実施形態の高調波抽出制御部１３における各次数毎のデータ処理部２２では、対象次数の３次、５次、７次、１１次、１３次の高調波のレベルが最小になるように動作し、ＤＣ−ＡＣ変換部４へのフィードバック制御にて高調波歪みが極めて小さく抑制される。また、各データ処理部２２内に正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂが備えられていることで、高調波歪みが正相側及び逆相側のそれぞれの状況に応じて調整されるようになっている。即ち、上記したように、電力系統３の負荷（インダクタンスＬ２等）の接続状態やその動作状態により、交流電流の高調波歪みの態様が正相側と逆相側とで異なる場合があるため、正相及び逆相それぞれにおいての高調波歪みを効果的に抑制できるようになっている。

次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）本実施形態では、各次数毎に設けられるデータ処理部２２において、電力系統３に出力する三相交流電流ｉ２の高調波の抽出と、その高調波の抑制指令を含む指令値の生成とを行う各種の処理部（三相／二相変換部３１（正相及び逆相で共通）、ｄｑ変換部３２、…、レベル監視部４４）が、交流電流ｉ２の正相側及び逆相側とで独立して行うべく正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂのそれぞれに備えられて構成されている。これにより、電力系統３の負荷の接続状態やその動作状態により、交流電流ｉ２の高調波歪みの態様が正相側と逆相側とで異なる場合があるが、このような場合であっても正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂが独立して高調波の抑制を図るべく動作するため、正相及び逆相それぞれにおいての交流電流ｉ２の高調波歪みを効果的に抑制することができる。

（２）本実施形態では、抽出した正相側及び逆相側の少なくとも一方側の高調波の抑制が不要となった場合に、その抑制制御の不要な正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂの処理動作を停止する処理停止制御部４５が備えられている。つまり、正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂとして正相用と逆相用とで独立して設けられることから処理負荷の増加が懸念されるものではあるが、抑制制御の不要時に正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂの処理を適宜停止させることで、データ処理部２２（制御部８）での処理負荷の軽減に貢献することができる。

（３）本実施形態では、正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂは、静止座標変換を行う三相／二相変換部３１を共通化して１つとし、それより後段で回転座標変換を行うｄｑ変換部３２との間で正相用と逆相用とに分岐するように構成されている。これにより、静止座標変換を行う三相／二相変換部３１を正相用と逆相用とで共通化した分、制御部８での処理負荷の軽減に貢献することができる。

（４）本実施形態では、発散判定部４１において、高調波のレベルがその抑制を要する閾値（第１閾値）を越える時間が所定時間以上継続したとの判定に基づいて、抑制要として抑制指令を含む指令値の生成が行われる。これにより、誤検出や外乱ノイズ等により高調波のレベルが一時的に変化する場合での誤動作を防止でき、制御の安定性を向上することができる。

（５）本実施形態では、レベル監視部４４及び位相調整部４３において、先ず抑制指令の位相（角度）調整幅が第１調整幅毎に設定されて（位相可変部４３ａに基づく設定）高調波の抑制を図るべく指令値に反映され、その反映後において更なる高調波の抑制が要の時（第２閾値を下回らない時）にはその第１調整幅よりも小さい第２調整幅毎に設定されて（位相幅変更部４３ｂに基づく設定）高調波の抑制を図るべく指令値に反映される。つまり、データ処理部２２では、先に処理負荷の軽い第１調整幅毎で抑制指令の設定（算出）が行われ、それでも更なる抑制が必要なときには処理負荷が増加するものの、より適切な抑制指令の設定（算出）が行われる。これにより、データ処理部２２（制御部８）での処理負荷を考慮しつつ高調波抑制を好適に行うことができる。

（６）本実施形態では、３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波が抽出及び抑制対象に設定されており、これら各次数の高調波を効果的に抑制することができる。
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。

・上記実施形態では、抑制制御の不要な高調波に対応する正相及び逆相成分位相調整部２２ａ，２２ｂの処理動作を停止する処理停止制御部４５を各次数のデータ処理部２２にそれぞれ備えたが、その一部の次数のデータ処理部２２に備えるようにしてもよい。また、処理停止制御部４５を省略した構成としてもよい。このようにすれば、処理停止制御部４５にかかるデータ処理部２２の構成を簡素化できる。

・上記実施形態では、ｄｑ変換部３２から正相と逆相とで分岐し、その前段の三相／二相変換部３１を共通化したが、三相／二相変換部３１も含めて正相用と逆相用とを構成してもよい。

・上記実施形態では、３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波を抽出及び抑制対象に設定したが、これら以外の次数の高調波を抽出及び抑制対象に設定してもよい。
・上記実施形態では、太陽電池１を直流電源としたシステムに適用したが、例えば二次電池等のその他の直流電源を用いたシステムに適用してもよい。

１…太陽電池（直流電源）
２…系統連系インバータ装置
３…電力系統
４…ＤＣ−ＡＣ変換部（直流−交流変換手段）
１７…電流制御部（他処理部を含め制御手段を構成）
１８…ＰＷＭ信号生成部（他処理部を含め制御手段を構成）
２２…データ処理部（一部が高調波抽出手段の一部を構成、高調波抑制指令生成手段の一部を構成）
２２ａ，２２ｂ…正相及び逆相成分位相調整部（正相及び逆相成分調整手段）
３１…三相／二相変換部（他処理部を含め高調波抽出手段を構成、静止座標変換手段）
３２…ｄｑ変換部（他処理部を含め高調波抽出手段を構成、回転座標変換手段）
３３…ＬＰＦ部（他処理部を含め高調波抽出手段を構成、直流抽出手段）
４１…発散判定部（他処理部を含め高調波抑制指令生成手段を構成）
４３…位相調整部（他処理部を含め高調波抑制指令生成手段を構成）
４４…レベル監視部（他処理部を含め高調波抑制指令生成手段を構成）
４５…処理停止制御部（処理停止手段）
ＴＲ…半導体スイッチング素子（スイッチング素子）
ｉ２（ｉ２ｕ，ｉ２ｖ，ｉ２ｗ）…交流電流

Claims (6)

1. 直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の三相交流電力に変換して前記電力系統に供給するものであり、
   スイッチング素子のオンオフ動作に基づいて前記直流電力を前記三相交流電力に変換する直流−交流変換手段と、
   前記電力系統に出力する三相交流電流に含まれる所定次数の高調波を抽出する高調波抽出手段と、
   前記高調波抽出手段により抽出した前記所定次数の高調波に基づいてそれを抑制する指令を含む指令値を生成する高調波抑制指令生成手段と、
   前記高調波抑制指令生成手段からの指令値に基づいて所定次数の高調波を抑制するように前記直流−交流変換手段のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御手段と
   を備えてなる系統連系インバータ装置であって、
   前記高調波抽出手段及び前記高調波抑制指令生成手段は、前記交流電流の正相側及び逆相側の高調波の抽出及び抑制指令を独立して行うべく正相及び逆相成分調整手段のそれぞれに備えられて構成されたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
2. 請求項１に記載の系統連系インバータ装置において、
   前記抽出した正相側及び逆相側の少なくとも一方側の高調波の抑制が不要となった場合に、その抑制制御の不要な前記正相及び逆相成分調整手段の処理動作を停止する処理停止手段を備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
3. 請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、
   前記高調波抽出手段は、前記三相交流電流をαβ軸の静止座標系の二相信号に変換する静止座標変換手段と、その二相信号をｄｑ軸の回転座標系の二相信号に変換する回転座標変換手段と、そのｄｑ軸の二相信号の直流分をそれぞれ抽出する直流抽出手段とで構成されるものであり、
   前記正相及び逆相成分調整手段は、前記静止座標変換手段を共通化して１つとし、それより後段の前記回転座標変換手段との間で正相用と逆相用とに分岐させたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置において、
   前記高調波抑制指令生成手段は、前記高調波のレベルがその抑制を要する閾値を越える時間が所定時間以上継続すると、抑制要として抑制指令を含む前記指令値を生成することを特徴とする系統連系インバータ装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置において、
   前記高調波抑制指令生成手段は、先ず抑制指令の調整幅を第１調整幅毎に変化させて前記高調波の抑制を図るべく前記指令値に反映し、その反映後において更なる高調波の抑制が要の時にはその第１調整幅よりも小さい第２調整幅毎に変化させて前記高調波の抑制を図るべく前記指令値に反映することを特徴とする系統連系インバータ装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置において、
   前記所定次数の高調波として少なくとも３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波が抽出及び抑制の対象に設定されたことを特徴とする系統連系インバータ装置。

Images