JP2011205813A

JP2011205813A - 電気量検出方式および電力変換装置の制御装置

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Publication number: JP2011205813A
Application number: JP2010071725A
Authority: JP
Inventors: Takashi Aihara; 孝志相原
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2010-03-26
Filing date: 2010-03-26
Publication date: 2011-10-13
Anticipated expiration: 2030-03-26
Also published as: JP5643531B2

Abstract

【課題】本発明においては、安定かつ高速に交流量の大きさを求めることのできる電気量検出方式、およびこの電気量検出方式を適用した電力変換装置の制御装置を提供する。
【解決手段】所定の周期で単相交流をサンプリングし、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、該複素ベクトルと、前記単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、単相または三相交流の電気量検出方式および電力変換装置の制御装置にかかり、特にその大きさを直流量として把握し制御することのできる電気量検出方式および電力変換装置の制御装置に関する。

電力系統においては、直流と交流の間の電力変換、周波数変換、電動機の制御、電気炉の制御などの目的のために、多様な場面で電力変換装置が使用されている。また、近年では自然エネルギー使用、スマートグリッドの拡大など適用範囲がますます広がっており、他方では、変換器のライドスルー運転の要求や逆相電流制御の要求が高まっており、今まで以上に電力品質の向上、変換精度の向上を図ることが重要になってきている。

これに対し、単相の電力変換装置においては、これまで交流量を直流量に変換する技術がなく、ベクトル制御を用いた高速かつ精確な制御が困難であった。

また、三相の電力変換装置においては、逆相量が含まれた三相交流を、通常の三相二相変換し、その後回転座標変換によって直流量に変換しようとすると、逆相量が基本周波数の２倍の周波数で変化する交流量となって、正相量が変換された直流量に重畳される形となるため、ベクトル制御を困難にしていた。

これら電力変換装置の制御の前提としては、交流量を正しく、高速に測定する必要があるが、この点に関して特許文献１には、三相交流における正弦波波形から、９０度位相が異なる信号を生成し、瞬時対称座標法により、正相分と逆相分を検出する方法について述べられている。

特許第３３２４２４９号

特許文献１では、オペアンプと抵抗とコンデンサＣで構成されるアナログの積分反転回路で実施することを提案しているが、積分なので過去一周期程度のデータが現在値を求めるのに必要となり応答遅れが出てしまう。

また、同様の回路で微分回路を形成することも提案しているが、計算安定上問題が生じる可能性がある。さらに、変圧器とコンデンサ、あるいは変圧器とリアクトルの回路で９０度波形を進める案もあるが、電圧に対しては使用できない。そのうえ、いずれの案においても、ハードウェアの構成および構成要素の値の調整の難易度が高い。

以上のことから本発明においては、安定かつ高速に交流量の大きさを求めることのできる電気量検出方式、およびこの電気量検出方式を適用した電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

本発明の電気量検出方式においては、所定の周期で単相交流をサンプリングし、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、複素ベクトルと、単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出する。

また、現在時点の値から、次回サンプリング時の値を予測演算し、予測値と次回サンプリング時の値が相違するときには、現在時点の値と予測値とから、９０度位相が相違する時点の値を算出し、予測値と次回サンプリング時の値が合致するときには、現在時点の値と、次回サンプリング時の値もしくは予測値から、９０度位相が相違する時点の値を算出するのがよい。

また、所定の周期で三相交流の各相量をサンプリングし、三相交流の各相量について現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、複素ベクトルと、単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出するのがよい。

また、三相交流を３相・２相変換して得た電気量に対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、複素ベクトルと、単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出するのがよい。

本発明の電気量検出方式においては、電力系統の三相の電流と電圧を所定の周期でサンプリングし、サンプリング値を用いて３相・２相変換を実行し、２相に変換した電気量に対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、複素ベクトルと、単相交流位相信号とから、回転座標変換により電流と電圧についての、Ｐ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出するのがよい。

また、電流と電圧についての、Ｐ軸成分とＱ軸成分の大きさとは、三相電力系統の正相電流のＰ軸成分とＱ軸成分、三相電力系統の逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分、三相電力系統の正相電圧のＰ軸成分とＱ軸成分、三相電力系統の逆相電圧のＰ軸成分とＱ軸成分とされるのがよい。

また、３相・２相変換の入力である電力系統の三相電圧は、相電圧とされるのがよい。

本発明の電力変換装置が単相交流変換装置である電力変換装置の制御装置においては、所定の周期で単相交流の電流、電圧をサンプリングする手段、手段の現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求める単相交流の電流と電圧についての複素ベクトル演算回路、複素ベクトル演算回路の複素ベクトルと、単相交流の位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出する単相交流の電流と電圧についての回転座標変換回路、電流についての回転座標変換回路からのＰ軸成分とＱ軸成分を帰還値とし、これらをＰ軸成分とＱ軸成分の目標値にそれぞれ制御する２組の電流制御回路と電流制御回路の出力を電圧についての回転座標変換回路からのＰ軸成分とＱ軸成分でそれぞれ補正する２組の補正回路とを含む制御部、制御部からの２組の制御信号と、単相交流の位相信号とから、実軸成分と虚軸成分からなる複素ベクトルを求める逆回転座標変換回路とを備え、逆回転座標変換回路の実軸成分または虚軸成分を基準信号とする単相交流変換装置の点弧制御装置とから構成される。

本発明を三相回路に適用するには、三相交流の電流、電圧のサンプリング手段、サンプリング手段の電流、電圧の出力を２相に変換する３相・２相変換手段、３相・２相変換手段の出力から電流と電圧のそれぞれについて、正相と逆相の、有効分と無効分を求める変換器、変換器出力のうち、電流についての正相と逆相の、有効分と無効分を帰還値とし、これらそれぞれの目標値に制御する電流制御回路、電流制御回路の出力を変換器の電圧についての正相と逆相の、有効分と無効分で修正する補正回路、補正回路出力のうち、正相の有効分と逆相の有効分を合成し、補正回路出力のうち、正相の無効分と逆相の無効分を合成する合成回路、合成回路からの２相の出力を３相信号に変換する２相・３相変換手段を備え、２相・３相変換回路からの信号を基準信号として三相交流変換装置の点弧制御を行う。

本発明を、電力変換装置が三相交流変換装置である電力変換装置の制御装置に適用するときには、所定の周期で単相交流の電流をサンプリングする第１のサンプリング手段、所定の周期で単相交流の電圧をサンプリングする第２のサンプリング手段、第１のサンプリング手段の出力を３相・２相変換する第１の３相・２相変換回路、第２のサンプリング手段の出力を３相・２相変換する第２の３相・２相変換回路、第１の３相・２相変換手段からの２相の出力のそれぞれに対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求める第１の２組の複素ベクトル演算回路、第２の３相・２相変換手段からの２相の出力のそれぞれに対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求める第２の２組の複素ベクトル演算回路、第１の２組の複素ベクトル演算回路の複素ベクトルを正相と逆相の複素ベクトルに変換する第１の正相・逆相演算回路、第２の２組の複素ベクトル演算回路の複素ベクトルを正相と逆相の複素ベクトルに変換する第２の正相・逆相演算回路、第１の正相・逆相演算回路の出力と、交流の位相信号とから、回転座標変換により正相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさと、逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさとを導出する第１の回転座標変換回路、第２の正相・逆相演算回路の出力と、交流の位相信号とから、回転座標変換により逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさと、逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさとを導出する第２の回転座標変換回路、第１の回転座標変換回路からの正相電流のＰ軸成分とＱ軸成分を帰還値とし、これらを目標値にそれぞれ制御する第１の２組の電流制御回路と、第１の２組の電流制御回路の出力を第１の回転座標変換回路からの正相電圧についてのＰ軸成分とＱ軸成分でそれぞれ補正する２組の補正回路とを含む第１の制御部、第２の回転座標変換回路からの逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分を帰還値とし、これらを目標値にそれぞれ制御する第２の２組の電流制御回路と、第２の２組の電流制御回路の出力を第２の回転座標変換回路からの逆相電圧についてのＰ軸成分とＱ軸成分でそれぞれ補正する２組の補正回路とを含む第２の制御部、第１の制御部の２組の補正回路出力と、交流の位相信号とから、正相の実軸成分と虚軸成分からなる複素ベクトルを求める第１の逆回転座標変換回路、第２の制御部の２組の補正回路出力と、交流の位相信号とから、逆相の実軸成分と虚軸成分からなる複素ベクトルを求める第２の逆回転座標変換回路、第１と第２の逆回転座標変換回路からの正相と逆相の実軸成分を合成する第１の合成回路、第１と第２の逆回転座標変換回路からの正相と逆相の虚軸成分を合成する第２の合成回路、第１と第２の合成回路の出力を３相信号に変換する２相・３相変換回路とを備え、２相・３相変換回路からの信号を基準信号として前記三相交流変換装置の点弧制御を行う。

本発明によれば、単相電力変換装置をベクトル制御することができる。三相電力変換装置において、逆相分が含まれている場合でも、精確なベクトル制御が可能になる。また、三相交流の正相分、逆相分を高速かつ精確にモニターすることが可能になる。

単相交流から複素ベクトルを演算する装置を示す図。過渡現象発生時の計算誤差拡大を防ぐためのフローチャート図。複素ベクトルを直流量に変換、演算する装置を示す図。ベクトル制御可能な単相電力変換装置の制御装置を示す図。正相分，逆相分の直流量を独立に得ることができる装置を示す図。正相電流と逆相電流を独立に制御できる三相電力変換装置の制御装置

以下本発明について、図を用いて説明する。

最初に、本発明の電気量検出方式、およびこの方式を利用する電力変換装置の制御装置の基本的な考え方について説明する。また、これらには単相交流を扱う場合と、三相交流を扱う場合があるので、単相交流の場合を先に説明する。

まず、単相交流の場合の本発明の電気量検出方式の考え方について説明する。ここでは、（１）式の単相交流ｖ_reに対して、９０度位相の相違する（２）式の交流ｖ_imを得て、これらから（３）式の複素ベクトルを求めることを考える。なお、ωは基本波角周波数、ψは位相差、ｔは時間を意味する。

（３）式を実行するに当り、現在の多くの制御装置の制御としては、ディジタル制御系が殆どを占めている。このことから、（３）式をディジタル的に実現する必要がある。

ディジタル的制御装置では、時間についても離散化されており、ある時点の信号演算において、１演算時間過去のデータを使用することが可能である。この１演算時間は、現時点ではだいだい１００〜２００μｓ程度である。そこで、この１演算時間をτとし、基本波角周波数ωに対するτの電気角をδとすると、電気角δは１演算時間τと、基本波角周波数ωから、（４）式で求められる。

また、（１）式の交流量ｖ_reについて、その１演算時間前の値をｖ_repoとすると、これは（５）式で表すことができる。

ここでの目的は、（１）式のｖ_reと、（５）式のｖ_repoと、（４）式のδから、（２）式のｖ_imを演算することである。これは次のようにして計算することができる。

またこの結果、単相交流から、（３）式の複素ベクトルを、（１）式と、（６）式の和として求められることが判る。

単相交流から複素ベクトルを求める本発明の基本思想は、以上のようなものであるが、実際に装置構成することを考えると、更に幾つかの問題を解決しておく必要がある。

本方式は、単一周波数（基本波または対象とする高調波）の物理量を対象とした方法なので、第１の解決しておくべき問題点として、他の周波数（基本波に対する高調波等）の重畳を考慮すべきであり、この場合に計算が大きく狂う可能性がある。

この点の第１の対処策としては、入力信号を比較的に選択度Ｑ値の高いバンドパスフィルタに通してから演算を行う方法が考えられる。バンドパスフィルタは目的周波数については位相変化が０なので、システムに大きな影響を与えないと考えられる。

また、この点の第２の対処策としては、基本波角周波数ωに着目した手法が考えられる。基本波角周波数ωは、システム内で別途周波数ｆを計算していることが多いはずであるから、この周波数ｆを用いて周波数を決めるようにする。系統の周波数は、高速に変化するようなものではないので（せいぜい秒オーダ）、これでかなりの精度が期待できると考える。

また解決しておくべき第２の問題点として、過渡現象（系統故障等）が生じた場合に、（１）式のｖ_reと（５）式のｖ_repoとの間で、大きく計算が狂うという問題がある。

これについては、次のように対処する。但し、この計算のためには、ある時点で定常状態であったと仮定する。

また、１演算時間τ後も定常状態であると仮定すると、τ後のｖ_reの予測値をｖ_reprとすると、（７）式で求めることができる。

（１）（２）（７）式から、（８）式が成立する。

本発明においては、第２の問題点の解決策として、（８）式で予測したｖ_reprと、実際のτ後のｖ_reを比較して、その差が閾値を超えた場合は過渡現象が発生したと判断して、その演算時間については、ｖ_reの代わりにｖ_reprを使う。その後は、通常の演算方法にもどす。

このようにすることで、応答遅れが２τとなるものの、演算時間と演算時間の間に過渡現象が発生することにより生じる大きな計算誤差を避けることができる。

以上のような方法で、高速かつ精確に交流正弦波信号から、複素ベクトルを得ることができる。

次に、単相交流から複素ベクトルを演算する装置について、図１を用いて説明する。なお、ここでは電圧について処理する事例で説明するが、電流でも同じことである。

まず、単相交流電源１００の端子電圧を、電圧測定器１０２で測定したアナログ電圧信号１０３が、アナログ／ディジタル変換器１０４で、ディジタル信号１０５に変換される。

本発明の複素ベクトル化演算器１１３では、現時点で入力したディジタル信号１０５と、メモリ１０６に記憶しておいた１サンプリング前の時点で入力したディジタル信号１０７を、基本波周波数を取り出すバンドパスフィルタ１８０、１８０ａに入力して高調波を除去し、信号１８１と１サンプリング前の信号１８１ａを得る。この高調波除去処理が、先に述べた第１の解決すべき問題点に対する第１の対処策である。

ここで、信号１８１は、（１）式の実軸成分であり、信号１８１と１８１ａが９０度移相演算器１０９に入力されて、（６）式の虚軸成分１０９を得ることができる。結果として（３）式の複素ベクトルを得ることができる。

また、先に述べた解決しておくべき第２の問題点に対する対策として、本発明の複素ベクトル化演算器１１３内では、信号１８１と１０９を求める課程において、過渡現象発生時の計算誤差拡大を防ぐために、図２のフローチャートに示す処理を行う。

図２のフローチャートにおいては、まずステップＳ１００において、毎サンプリング周期で入力した入力値ｖ_reと、１サンプリング周期前の入力値ｖ_repoを記憶しておく。また、以後の各種演算に使用する固定値として、基本波角周波数ω、ディジタルサンプリング時間τを保持している。

ステップＳ１０１では、１サンプリング周期前の入力値ｖ_repoから次回サンプリング時（現時点でのサンプリング値）の値ｖ_reprを、（８）式により予め予測演算しておく。

ステップＳ１０２では、予測値ｖ_reprと現時点でのサンプリング値ｖ_repoを比較し、その差が、閾値以内であれば正常と判断し、ステップＳ１０５で現時点でのサンプリング値ｖ_repoを用いて（６）式を実行し、ステップＳ１０６で出力する。

予測値ｖ_reprと現時点でのサンプリング値ｖ_repoを比較し、その差が、閾値以上である場合には、異常であるのでステップＳ１０３において、予測値ｖ_reprを現時点でのサンプリング値ｖ_repoに入れ替える処理を実行し、その後ステップＳ１０４において、入れ替えられたサンプリング値を用いて（６）式を実行し、ステップＳ１０６で出力する。

単相交流の場合の本発明の電気量検出方式の考え方は、以上のとおりであるが、これを実際に電力変換装置に適用することを検討すると、複素ベクトルを回転座標上での情報に変換しておく必要がある。

このことから、上記で得た、ｖ_reとｖ_imに対して、回転座標変換を施すと、（９）式により直流量Ｖ_P、Ｖ_Qを得ることができる。

次に、図３を用いて、図１で求めた複素ベクトルを更に（９）式により直流量に変換、演算する装置１１７（ＰＱ軸変換器）について説明する。ＰＱ軸変換器１１７は、図１の複素ベクトル化演算器１１３に回転座標変換器１１０を付加したものであり、回転座標変換器１１０では、回転座標変換のために、さらに位相検出回路１１４から、（１）（２）式の位相信号を得る。

位相信号は、ディジタル化された電圧信号１０５を、位相検出器１１４に入力し、基準位相信号１１５（cosωt）と、１１６（sinωt）を演算して得られる。位相検出の具体的演算手法は、位相固定発振方式（phase locked loop）方式を用いてもよいし、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いる方法でもよい。

複素ベクトル演算器１１３から得られる複素ベクトル化された電圧信号の実軸成分１８１（ｖ_re）と虚軸成分１０９（ｖ_im）、および上記基準位相信号１１５（cosωt）、基準位相信号１１６（sinωt）を回転座標変換器１１０に入力すると、直流量に変換された電圧信号Ｖ_P（Ｐ軸成分）１１１とＶ_Q（Ｑ軸成分）１１２が得られる。回転座標変換器１１０は（９）式による演算を行っている。なお、Ｐ軸成分は実軸成分の振幅、Ｑ軸成分は虚軸成分の振幅に相当する。

最後に、単相交流の場合に、上記の変換結果を利用した電力変換装置の制御装置への具体的な適用事例を図示して説明する。

図４を用いて、ベクトル制御可能な単相電力変換装置の制御装置について説明する。ここでの電力変換装置は、単相自励式単相電力変換器１１９であり、変換用変圧器１４０を介して電力系統１００に連系されている。

この単相自励式単相電力変換器１１９のディジタル制御のために、第１の入力信号としてディジタル化された連系点電圧信号１０５を入力する。この入力信号に対して、（２）に述べたと同様の方式で、かつ図３に例示したところの、ＰＱ軸変換器１１７において、直流成分１１１（Ｖ_P）と１１２（Ｖ_Q）が演算される。また、第２の入力信号としてディジタル化された連系点電流も入力する。この入力に対しても同様の方法で、直流成分１２０（Ｉ_P）と１２１（Ｉ_Q）が演算される。

なお、（９）式を実行するに当り、位相信号は、電圧の場合と同じ１１５（cosωt）、１１６（sinωt）を使用する。このようにして算出された電流Ｐ軸成分１２０（Ｉ_P）は有効分電流、Ｑ軸成分１２１（Ｉ_Q）は無効分電流に相当する。

制御部２００は、これらの各軸成分信号を入力して変換器制御を実行する。本制御の目標信号としては、Ｐ軸電流指令値１２２（Ｉ_Pref）と、Ｑ軸電流指令値１２３（Ｉ_Qref）が予め与えられている。減算回路１２２，１２３では、Ｐ軸電流とＱ軸電流について、指令に対する検出値の差分（１２５と１２５ａ）が導出され、それぞれ電流制御回路（１４２と１４２ａ）に与えられ、それぞれ電流制御回路（１４２と１２４ａ）の出力（１２７と１２７ａ）が得られる。なお、電流制御回路（１４２と１２４ａ）においては、入力偏差をなくすための比例積分制御などが実施される。

その後、電流制御回路１４２の出力１２７に、ＰＱ軸変換器１１７の直流成分１１１（Ｖ_P）が加算されて電力変換器のＰ軸出力電圧指令値を得る。また、電流制御回路１４２ａの出力１２７ａに、ＰＱ軸変換器１１７の直流成分１１２（Ｖ_Q）が加算されて電力変換器のＱ軸出力電圧指令値を得る。

なお、補正回路１２６では、Ｑ軸電流指令値１２３（Ｉ_Qref）を入力として補正信号１２８を算出し、加算回路１２４ｂにおいて、電流制御回路１４２の出力１２７から減算し、他方で補正回路１２６ａでは、Ｐ軸電流指令値１２２（Ｉ_Pref）を入力として補正信号１２８ａを算出し、加算回路１２４ｃにおいて、電流制御回路１４２ａの出力１２７ａに加算する。この加減算操作により、補正回路１２６および１２６ａは、Ｐ軸とＱ軸の干渉を打ち消すための働きをする。従って、実際には補正後の信号１２９と１２９ａが、逆回転座標変換回路１３０の入力とされる。

逆回転座標変換回路１３０においては、補正後の信号１２９と１２９ａ、および位相信号１１５、１１６を入力し、出力された実軸成分１３１（交流）を信号波とし、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により、ゲート信号１３４を得て、電力変換器１１９を制御する。

このようにして、単相電力変換器１１９においても、有効分電流と無効分電流を分離して制御するベクトル制御系を構築でき、かつ電流制御系において、その対象物理量を直流化して扱うことができるため、高速に制御できるとともに、リミッタ処理やフィルタ処理が容易になる。

なお、Ｐ軸電流指令値１２２（Ｉ_Pref）としては、上位制御系として、有効電力制御系や直流電圧制御系を設け、その出力を用いてもよい。同様に、Ｑ軸電流指令値１２３（Ｉ_Qref）としては、上位制御系として、無効電力制御系や交流電圧制御系を設け、その出力を用いてもよい。

以上、単相交流の場合の電気量検出方式およびこの方式を利用する電力変換装置の制御装置の基本的な考え方について説明した。次に三相交流の場合の取り扱いについて説明する。

まず、三相交流の場合の電気量検出方式は、各相毎に上記説明と同じく複素ベクトル化を行い、対称座標変換を行えば、複素ベクトルとしての正相量、逆相量を得ることができる。対称座標変換式を示す（１０）式において、右辺の右のマトリクスは、交流電源の各相電圧、左辺のマトリクスは、それぞれ対象座標成分としての零相、正相、逆相電圧を表している。

また、三相交流の場合に、非接地系で零相が無視できる場合は、３相２相変換を行い、αβ成分を求めたのち、下記関係数により、正相分と逆相分を求めることができる。（１１）式は、（３）式の複素ベクトルを利用してαβ成分をそれぞれ求める式であり、（１２）（１３）式はαβ成分から、正相、逆相量を求めた式である。

同様にして

本発明は、いずれの方法により複素ベクトルとしての正相量、逆相量を得てもよい。

次に、図５を用いて，三相交流から，正相分，逆相分の直流量を独立に得ることができる装置（正相逆相ＰＱ軸変換器）について説明する。図５を、図３と対比すると明らかなように、交流電源１００から、アナログ／ディジタル変換器１０４までの回路がａ，ｂ，ｃの三相分備えられている。

本発明においては、この三相回路の信号を用いて、まず３相・２相変換回路１３４において二相化された交流電圧１３６ａ（ｖ_α）と１３６ｂ（ｖ_β）を求めて、複素ベクトル化演算器１１３ａ，１１３ｂに入力し，ｖ_αの複素ベクトル成分１３７ａ，１３７ｂおよび、ｖ_βの複素ベクトル成分１３７ｃ，１３７ｄを得る。なお、入力は相違するが、複素ベクトル化演算器１１３ａ，１１３ｂの処理内容は、図３のそれと同じである。

次に、これを正相逆相演算器１３５に入力して，（１１）（１２）式を実行して、正相実軸成分１３８ａ，正相虚軸成分１３８ｂ，逆相実軸成分１３８ｃ，逆相虚軸成分１３８ｄを得る。この処理は電流入力に対しても同じである。

また、１３８ａ，１３８ｂおよび１３８ｃ，１３８ｄを、回転座標変換回路１１０に入力して、それぞれ座標回転すると，直流量としての正相実軸成分１５１ａ（Ｖ_1P），正相虚軸成分１５１ｂ（Ｖ_1Q），逆相実軸成分１５１ｃ（Ｖ_2P），逆相虚軸成分１５１ｄ（Ｖ_2Q）を得る。

係る一連の処理により、三相交流の場合にも、例えば３相・２相変換した入力を用いて、回転座標上の情報を、図３の場合と同様に得ることができる。

また、この結果を用いて図４の場合と同様に、三相の電力変換装置の制御装置を構成することができる。図６を用いて，正相電流と逆相電流を独立に制御できる三相電力変換装置の制御装置について説明する。

図６の回路は複雑であるが、図上部についてみると、電源１００、変圧器１４０、変換器１１９などの主回路、電流、電圧の計測回路１０２、１１８とアナログ／ディジタル変換器１０４などが、三相表記されている点を除外すれば、図５の正相逆相ＰＱ軸変換回路１５０が、電流入力と、電圧入力のそれぞれに設置された構成と見ることができる。

図６の上部の回路の機能について、補足説明する。まず、三相自励式電力変換器１１９ａが、三相変換用変圧器１４０ａを介して電力系統１００に連系されている。また、デジタル化された三相線間電圧１０５を、線間電圧・相電圧変換回路２００により，相電圧１４１に変換する。相電圧１４１から，（４）と同じ方法で，直流化された正相電圧ベクトルの実軸成分１５１ａと虚軸成分１５１ｂ，逆相電圧ベクトルの実軸成分１５１ｃと虚軸成分１５１ｄを得る。さらに、連系点電流からも、同様にして直流化された正相電流ベクトルの実軸成分１６３ａと虚軸成分１６３ｂ，逆相電流ベクトルの実軸成分１６３ｃと虚軸成分１６３ｄを得る。

図６の下部には、主として図４の制御部２００が、示されているが、図４の制御部と相違するのは、正相成分を用いて電流制御を実施する正相ＡＣＲを主体に構成する制御部２００ａと、逆相成分を用いて電流制御を実施する逆相ＡＣＲを主体に構成する制御部２００ｂから構成される点である。いずれの回路構成も、入力の種別が正相と、逆相ということで相違するが、電流と、電圧の実軸成分、虚軸成分の用い方については、図４の制御部２００と、全く同じ回路構成、機能のものである。

例えば、正相成分を用いて電流制御を実施する正相ＡＣＲを主体に構成する制御部２００ａでは、本制御の目標信号として、Ｐ軸電流指令値１６４ａ（Ｉ_1Pref）と、Ｑ軸電流指令値１６４ｂ（Ｉ_1Qref）が予め与えられ、減算回路１２４ｄ，１２４ｅには、Ｐ軸電流１６３ａ（Ｉ_1P）とＱ軸電流１６３ｂ（Ｉ_1Q）が帰還されている。これらの信号はいずれも正相分に基づくものである。この点、逆相成分を用いて電流制御を実施する逆相ＡＣＲを主体に構成する制御部２００ｂでは、本制御の目標信号として、Ｐ軸電流指令値１６４ｃ（Ｉ_2Pref）と、Ｑ軸電流指令値１６４ｄ（Ｉ_2Qref）が予め与えられ、減算回路１２４ｆ，１２４ｇには、Ｐ軸電流１６３ｃ（Ｉ_2P）とＱ軸電流１６３ｄ（Ｉ_2Q）が帰還されている。これらの信号はいずれも逆相分に基づくものである。

４組の減算回路１４２ｂから１４２ｅの出力１６５ａから１６５ｄは、それぞれ電流制御回路１４２ｂから１４２ｅに与えられ、制御信号１２７ｂから１２７ｅを得る。なお、電流制御回路１４２においては、入力偏差をなくすための比例積分制御などが実施される。

その後、４組の電流制御回路１４２ｂから１４２ｅの出力１２７ｂから１２７ｅに、系統電圧から求めたＰＱ軸変換器１５０の４組の直流成分１５１ａから１５１ｄ（Ｖ_1P、Ｖ_1Q，Ｖ_2P，Ｖ_2Q）がそれぞれ加算されて、信号１６４ａから１６４ｄを得る。

なお、補正回路１２６ｂと１２６ｄでは、Ｑ軸電流指令値１６４ｂと１６４ｄ（Ｉ_1QrefとＩ_2Qref）を入力として補正信号１２８ｂと１２８ｄを算出し、加算回路１２４ｆと１２４ｈにおいて、それぞれ制御信号１２７ｂから１２７ｄから減算する。他方で、補正回路１２６ｃと１２６ｅでは、Ｐ軸電流指令値１６４ａと１６４ｃ（Ｉ_1PrefとＩ_2Pref）を入力として補正信号１２８ｃと１２８ｅを算出し、加算回路１２４ｇと１２４ｉにおいて、それぞれ制御信号１２７ｃから１２７ｅに加算する。

この加減算操作により、Ｐ軸とＱ軸の干渉を打ち消すための働きをする。このように、本発明によれば、正相電流と逆相電流が個別に独立して制御される。

従って、実際には補正後の信号１６４ａから１６４ｄが、逆回転座標変換回路１３０ａと１３０ｂの入力とされる。逆回転座標変換回路１３０ａと１３０ｂにおいては、補正後の信号１６４ａから１６４ｄおよび、位相信号１１５を入力し、正相電圧指令値１７０ａと１７０ｃ、並びに逆相電圧指令値１７０ｂと１７０ｄを得る。

制御部２００ａから出力される正相電圧指令値１７０ａと、制御部２００ｂから出力される正相電圧指令値１７０ｃは、加算回路１２４ｊで加算され、また制御部２００ａから出力される逆相電圧指令値１７０ｂと、制御部２００ｂから出力される逆相電圧指令値１７０ｄは、加算回路１２４ｋで加算されて、それらの和信号１７１ａと１７１ｂが、３相２相変換の逆変換回路１７２に入力されて，三相電流指令値１７３ａ〜ｃを得る。１７３ａ〜１７３ｃを信号波として、ＰＷＭによりゲート信号１７４を得る。

本発明によれば、このようにして，正相電流，逆相電流をそれぞれ独立に制御でき，かつ制御において直流量で扱うことによって，高速に制御できるとともに，リミッタ処理やフィルタ処理が容易になる。

なお、本発明を構成する場合に、実軸成分の電流指令値１６４ａには，上位制御系として，有効電力制御系や直流電圧制御系を設け，その出力を用いてもよい。また、虚軸成分の電流指令値１６４ｂには，上位制御系として，無効電力制御系や交流電圧制御系を設け，その出力を用いてもよい。さらに、１６４ｃおよびｄを０にすることにより，電力系統の２線地絡故障のような不平衡故障時にも，逆相電流を０に制御することができ，故障時の電力変換器過電流を抑制することが容易になる。さらに、電気炉電流の逆相成分を上記と同様の方法で検出し，この逆符号の信号を１６４ｃ，１６４ｄとすることにより，フリッカ抑制装置として電力変換器を用いる場合，その性能を向上させることが期待できる。

本発明によれば、単相電力変換装置をベクトル制御することができ、三相電力変換装置において、逆相分が含まれている場合でも、精確なベクトル制御が可能になり、三相交流の正相分、逆相分を高速かつ精確にモニターすることが可能になる。このため、今まで以上に広い範囲での制御装置適用が可能となる。

１００：単相交流電源
１０２：電圧測定器
１０３：アナログ電圧信号
１０４：アナログ／ディジタル変換器
１０５：ディジタル信号
１１３：複素ベクトル化演算器
１０６：メモリ
１８０：バンドパスフィルタ
１１７：ＰＱ軸変換器
１１０：回転座標変換器
１１４：位相検出回路
１１５，１１６：基準位相信号
２００：制御部
１４２：電流制御回路
１３０：回転座標逆変換器
１３４：３相・２相変換回路
１７２：２相・３相変換回路

Claims

所定の周期で単相交流をサンプリングし、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、該複素ベクトルと、前記単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出することを特徴とする電気量検出方式。
第１項記載の電気量検出方式において、
現在時点の値から、次回サンプリング時の値を予測演算し、予測値と次回サンプリング時の値が相違するときには、現在時点の値と予測値とから、９０度位相が相違する時点の値を算出し、予測値と次回サンプリング時が合致するときには、現在時点の値と、次回サンプリング時の値もしくは予測値から、９０度位相が相違する時点の値を算出することを特徴とする電気量検出方式。
所定の周期で三相交流の各相量をサンプリングし、三相交流の各相量について現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、該複素ベクトルと、前記単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出することを特徴とする電気量検出方式。
第３項記載の電気量検出方式において、
現在時点の値から、次回サンプリング時の値を予測演算し、予測値と次回サンプリング時の値が相違するときには、現在時点の値と予測値とから、９０度位相が相違する時点の値を算出し、予測値と次回サンプリング値が合致するときには、現在時点の値と、次回サンプリング時の値もしくは予測値から、９０度位相が相違する時点の値を算出することを特徴とする電気量検出方式。
第３項記載の電気量検出方式において、
三相交流を３相・２相変換して得た電気量に対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、該複素ベクトルと、前記単相交流位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出することを特徴とする電気量検出方式。
電力系統の三相の電流と電圧を所定の周期でサンプリングし、該サンプリング値を用いて３相・２相変換を実行し、２相に変換した電気量に対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求め、該複素ベクトルと、前記単相交流位相信号とから、回転座標変換により前記電流と電圧についての、Ｐ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出することを特徴とする電気量検出方式。
第６項記載の電気量検出方式において、
前記電流と電圧についての、Ｐ軸成分とＱ軸成分の大きさとは、三相電力系統の正相電流のＰ軸成分とＱ軸成分、三相電力系統の逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分、三相電力系統の正相電圧のＰ軸成分とＱ軸成分、三相電力系統の逆相電圧のＰ軸成分とＱ軸成分とされることを特徴とする電気量検出方式。
第６項記載の電気量検出方式において、
３相・２相変換の入力である電力系統の三相電圧は、相電圧とされることを特徴とする電気量検出方式。
電力変換装置が単相交流変換装置である電力変換装置の制御装置において、
所定の周期で単相交流の電流、電圧をサンプリングする手段、該手段の現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求める単相交流の電流と電圧についての複素ベクトル演算回路、該複素ベクトル演算回路の複素ベクトルと、前記単相交流の位相信号とから、回転座標変換によりＰ軸成分とＱ軸成分の大きさを導出する単相交流の電流と電圧についての回転座標変換回路、電流についての前記回転座標変換回路からのＰ軸成分とＱ軸成分を帰還値とし、これらをＰ軸成分とＱ軸成分の目標値にそれぞれ制御する２組の電流制御回路と該電流制御回路の出力を前記電圧についての回転座標変換回路からのＰ軸成分とＱ軸成分でそれぞれ補正する２組の補正回路とを含む制御部、該制御部からの２組の制御信号と、前記単相交流の位相信号とから、実軸成分と虚軸成分からなる複素ベクトルを求める逆回転座標変換回路とを備え、該逆回転座標変換回路の実軸成分または虚軸成分を基準信号とする前記単相交流変換装置の点弧制御装置とから構成されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
第９項記載の電力変換装置の制御装置において、
前記複素ベクトル演算回路において現在時点の値から、次回サンプリング時の値を予測演算し、予測値と次回サンプリング時の値が相違するときには、現在時点の値と予測値とから、９０度位相が相違する時点の値を算出し、予測値と次回サンプリング時が合致するときには、現在時点の値と、次回サンプリング時の値もしくは予測値から、９０度位相が相違する時点の値を算出することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
三相交流の電流、電圧のサンプリング手段、該サンプリング手段の電流、電圧の出力を２相に変換する３相・２相変換手段、該３相・２相変換手段の出力から電流と電圧のそれぞれについて、正相と逆相の、有効分と無効分を求める変換器、該変換器出力のうち、電流についての正相と逆相の、有効分と無効分を帰還値とし、これらそれぞれの目標値に制御する電流制御回路、該電流制御回路の出力を前記変換器の電圧についての正相と逆相の、有効分と無効分で修正する補正回路、該補正回路出力のうち、正相の有効分と逆相の有効分を合成し、補正回路出力のうち、正相の無効分と逆相の無効分を合成する合成回路、該合成回路からの２相の出力を３相信号に変換する２相・３相変換手段を備え、２相・３相変換回路からの信号を基準信号として三相交流変換装置の点弧制御を行うことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
電力変換装置が三相交流変換装置である電力変換装置の制御装置において、
所定の周期で単相交流の電流をサンプリングする第１のサンプリング手段、前記所定の周期で単相交流の電圧をサンプリングする第２のサンプリング手段、前記第１のサンプリング手段の出力を３相・２相変換する第１の３相・２相変換回路、前記第２のサンプリング手段の出力を３相・２相変換する第２の３相・２相変換回路、前記第１の３相・２相変換手段からの２相の出力のそれぞれに対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求める第１の２組の複素ベクトル演算回路、前記第２の３相・２相変換手段からの２相の出力のそれぞれに対して、現在時点の値を基準として９０度位相が相違する時点の値を算出し、現在時点の値を実軸成分、９０度位相が相違する時点の値を虚軸成分とする複素ベクトルを求める第２の２組の複素ベクトル演算回路、前記第１の２組の複素ベクトル演算回路の複素ベクトルを正相と逆相の複素ベクトルに変換する第１の正相・逆相演算回路、前記第２の２組の複素ベクトル演算回路の複素ベクトルを正相と逆相の複素ベクトルに変換する第２の正相・逆相演算回路、前記第１の正相・逆相演算回路の出力と、前記交流の位相信号とから、回転座標変換により正相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさと、逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさとを導出する第１の回転座標変換回路、前記第２の正相・逆相演算回路の出力と、前記交流の位相信号とから、回転座標変換により逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさと、逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分の大きさとを導出する第２の回転座標変換回路、前記第１の回転座標変換回路からの正相電流のＰ軸成分とＱ軸成分を帰還値とし、これらを目標値にそれぞれ制御する第１の２組の電流制御回路と、該第１の２組の電流制御回路の出力を前記第１の回転座標変換回路からの前記正相電圧についてのＰ軸成分とＱ軸成分でそれぞれ補正する２組の補正回路とを含む第１の制御部、前記第２の回転座標変換回路からの逆相電流のＰ軸成分とＱ軸成分を帰還値とし、これらを目標値にそれぞれ制御する第２の２組の電流制御回路と、該第２の２組の電流制御回路の出力を前記第２の回転座標変換回路からの前記逆相電圧についてのＰ軸成分とＱ軸成分でそれぞれ補正する２組の補正回路とを含む第２の制御部、前記第１の制御部の２組の補正回路出力と、前記交流の位相信号とから、正相の実軸成分と虚軸成分からなる複素ベクトルを求める第１の逆回転座標変換回路、前記第２の制御部の２組の補正回路出力と、前記交流の位相信号とから、逆相の実軸成分と虚軸成分からなる複素ベクトルを求める第２の逆回転座標変換回路、前記第１と第２の逆回転座標変換回路からの正相と逆相の実軸成分を合成する第１の合成回路、前記第１と第２の逆回転座標変換回路からの正相と逆相の虚軸軸成分を合成する第２の合成回路、第１と第２の合成回路の出力を３相信号に変換する２相・３相変換回路とを備え、前記２相・３相変換回路からの信号を基準信号として前記三相交流変換装置の点弧制御を行うことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
第１２項記載の電力変換装置の制御装置において、
前記複素ベクトル演算回路において現在時点の値から、次回サンプリング時の値を予測演算し、予測値と次回サンプリング時の値が相違するときには、現在時点の値と予測値とから、９０度位相が相違する時点の値を算出し、予測値と次回サンプリング時が合致するときには、現在時点の値と、次回サンプリング時の値もしくは予測値から、９０度位相が相違する時点の値を算出することを特徴とする電力変換装置の制御装置。