JP2000287457A - 電圧形自励式電力変換装置 - Google Patents
電圧形自励式電力変換装置Info
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- Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]
Abstract
(57)【要約】
【課題】自励式電圧型電力変換装置の過電流の発生を抑
制する。 【解決手段】電力系統１と連系運転され、有効電力や無
効電力の制御を行う自励式電圧形半導体変換器３１、３
２の制御装置に、ｄｑベクトル制御系で生成されＰＷＭ
回路４０に印加されるｄ軸電圧指令値ＶｄＦ、ｑ軸電圧
指令値ＶｑＦを、その生成時におけるコンデンサ４の直
流電圧Ｅｄで割り算する回路１３Ｂ、１５Ｂを設けてい
る。変換器出力Ｖi1、Ｖi2が直流電圧Ｅｄに依存しなく
なるので、事故からの復帰時などでＥｄが定格より低い
場合に、系統１との電位差が生じないので、過電流の発
生が回避できる。
制する。 【解決手段】電力系統１と連系運転され、有効電力や無
効電力の制御を行う自励式電圧形半導体変換器３１、３
２の制御装置に、ｄｑベクトル制御系で生成されＰＷＭ
回路４０に印加されるｄ軸電圧指令値ＶｄＦ、ｑ軸電圧
指令値ＶｑＦを、その生成時におけるコンデンサ４の直
流電圧Ｅｄで割り算する回路１３Ｂ、１５Ｂを設けてい
る。変換器出力Ｖi1、Ｖi2が直流電圧Ｅｄに依存しなく
なるので、事故からの復帰時などでＥｄが定格より低い
場合に、系統１との電位差が生じないので、過電流の発
生が回避できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧形自励式電力変
換装置に係わり、可変容量の無効電力、有効電力を融通
する電力変換制御方式に関する。
換装置に係わり、可変容量の無効電力、有効電力を融通
する電力変換制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】有効電力と無効電力が高速、かつ独立に
制御できることから、自励式電力変換装置の適用開発が
進んでいる。制御系の高速化のために、変換器の出力交
流電流をｄｑ変換し、ｄ軸成分とｑ軸成分を非干渉で高
速に電流制御する非干渉ベクトル制御方式が提案されて
いる。また、電圧型自励式変換器を構成要素とし、直流
電圧制御系と無効電力制御系（または電流制御系）を備
えて直流電圧と無効電力を同時に制御し、これにより電
圧形ＰＷＭ変換器の出力電圧を制御する制御方式が提案
されている。以下に、この一例を説明する。
制御できることから、自励式電力変換装置の適用開発が
進んでいる。制御系の高速化のために、変換器の出力交
流電流をｄｑ変換し、ｄ軸成分とｑ軸成分を非干渉で高
速に電流制御する非干渉ベクトル制御方式が提案されて
いる。また、電圧型自励式変換器を構成要素とし、直流
電圧制御系と無効電力制御系（または電流制御系）を備
えて直流電圧と無効電力を同時に制御し、これにより電
圧形ＰＷＭ変換器の出力電圧を制御する制御方式が提案
されている。以下に、この一例を説明する。
【０００３】図７は自励式無効電力補償装置の主回路と
制御回路の構成を示し、平成４年度電学論Ｂの論文「自
励式無効電力補償装置の制御方式の開発（１１２巻１
号、６７〜７３頁）」に開示された自励式無効電力補償
装置である。
制御回路の構成を示し、平成４年度電学論Ｂの論文「自
励式無効電力補償装置の制御方式の開発（１１２巻１
号、６７〜７３頁）」に開示された自励式無効電力補償
装置である。
【０００４】単線図で示す主回路側は、電力系統１と電
圧形自励式変換器（以下、単に変換器と称する）３の交
流側を変換用変圧器２で連系し、変換器３の直流側には
直流平滑コンデンサ４を接続し、その直流電圧Ｅｄが直
流電圧検出器５で検出する。
圧形自励式変換器（以下、単に変換器と称する）３の交
流側を変換用変圧器２で連系し、変換器３の直流側には
直流平滑コンデンサ４を接続し、その直流電圧Ｅｄが直
流電圧検出器５で検出する。
【０００５】制御回路側は、Ｑ演算回路５０が系統電圧
Ｖｓ及び系統電流Ｉｓの瞬時値から演算した瞬時Ｑは、
無効電力基準値Ｑｄｐと減算され、この差がＡＱＲ回路
１６の無効電力指令Ｉｑｋとなる。また、直流電圧Ｅｄ
は直流電圧基準値Ｅｄｐと減算され、直流電圧制御回路
１１の入力信号ΔＥｄとなる。直流電圧制御回路１１の
出力Ｉｄｋは有効電流指令値で、ΔＥｄを零にするよう
に働く。
Ｖｓ及び系統電流Ｉｓの瞬時値から演算した瞬時Ｑは、
無効電力基準値Ｑｄｐと減算され、この差がＡＱＲ回路
１６の無効電力指令Ｉｑｋとなる。また、直流電圧Ｅｄ
は直流電圧基準値Ｅｄｐと減算され、直流電圧制御回路
１１の入力信号ΔＥｄとなる。直流電圧制御回路１１の
出力Ｉｄｋは有効電流指令値で、ΔＥｄを零にするよう
に働く。
【０００６】変流器２０からの系統電流の瞬時値は、３
相／２相変換回路８で３相／２相変換後、ｄ／ｑ軸変換
回路９で有効電流軸成分ＩｄＨ、無効電流軸成分ＩｑＨ
として検出される。有効電流指令Ｉｄｋは有効電流軸成
分ＩｄＨと減算して有効電流制御回路１３に入力する。
有効電流制御回路１３はこの差を零にするように働く信
号Ｒout を出力する。同様に、無効電力指令Ｉｑｋは無
効電流軸成分ＩｑＨと減算して無効電流制御回路１５に
入力する。無効電流制御回路１５はこの差を零にするよ
うに働く信号Ｉout を出力する。
相／２相変換回路８で３相／２相変換後、ｄ／ｑ軸変換
回路９で有効電流軸成分ＩｄＨ、無効電流軸成分ＩｑＨ
として検出される。有効電流指令Ｉｄｋは有効電流軸成
分ＩｄＨと減算して有効電流制御回路１３に入力する。
有効電流制御回路１３はこの差を零にするように働く信
号Ｒout を出力する。同様に、無効電力指令Ｉｑｋは無
効電流軸成分ＩｑＨと減算して無効電流制御回路１５に
入力する。無効電流制御回路１５はこの差を零にするよ
うに働く信号Ｉout を出力する。
【０００７】また、有効電流制御回路出力Ｒout は系統
電圧からｄ／ｑ軸変換器回路９で検出したｄ軸フィード
フォワード電圧ＶｄＨ、および変換用変圧器インピーダ
ンスＸによる電圧降下補正を行うインピーダンス回路１
９とｑ軸電流検出値ＩｑＨを掛け算した出力信号と、そ
れぞれ図示の符号で加算して、ｄ軸電圧指令値ＶｄＦを
得る。同様に、無効電流制御回路出力Ｉout はｑ軸フィ
ードフォワード電圧ＶｑＨ、およびインピーダンスＸに
よる電圧降下の補正を行うインピーダンス回路１８とｄ
軸電流検出値ＩｄＨを掛け算した出力信号と、をそれぞ
れ図示の符号で加算して、ｑ軸電圧指令値ＶｑＦを得
る。
電圧からｄ／ｑ軸変換器回路９で検出したｄ軸フィード
フォワード電圧ＶｄＨ、および変換用変圧器インピーダ
ンスＸによる電圧降下補正を行うインピーダンス回路１
９とｑ軸電流検出値ＩｑＨを掛け算した出力信号と、そ
れぞれ図示の符号で加算して、ｄ軸電圧指令値ＶｄＦを
得る。同様に、無効電流制御回路出力Ｉout はｑ軸フィ
ードフォワード電圧ＶｑＨ、およびインピーダンスＸに
よる電圧降下の補正を行うインピーダンス回路１８とｄ
軸電流検出値ＩｄＨを掛け算した出力信号と、をそれぞ
れ図示の符号で加算して、ｑ軸電圧指令値ＶｑＦを得
る。
【０００８】さらに、ｄ軸電圧指令値ＶｄＦとｑ軸電圧
指令値ＶｑＦを入力するＰＷＭパルス回路４０は、２相
／３相変換後、変換器３用のゲートパルス信号を生成す
る。この結果、変換器３は直流基準設定値Ｅｄｐに等し
い直流コンデンサの電圧Ｅｄを維持しながら、設定され
た無効電力Ｑｄｐを発生する無効電力補償装置として動
作する。
指令値ＶｑＦを入力するＰＷＭパルス回路４０は、２相
／３相変換後、変換器３用のゲートパルス信号を生成す
る。この結果、変換器３は直流基準設定値Ｅｄｐに等し
い直流コンデンサの電圧Ｅｄを維持しながら、設定され
た無効電力Ｑｄｐを発生する無効電力補償装置として動
作する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の電圧形自励式変
換装置は、起動時や事故からの復帰時に過電流を発生す
る場合があり、以下に説明する。
換装置は、起動時や事故からの復帰時に過電流を発生す
る場合があり、以下に説明する。
【００１０】電圧形自励変換器は直流コンデンサに蓄え
られたエネルギーを使って変換器出力Ｖｉを得るため
に、変換器の運転前に直流コンデンサを基準値（１ｐ
ｕ）まで充電しておく必要がある。一般には、初充電装
置を使って直流コンデンサの電圧が定格の１ｐｕまで充
電されるので、変換器はフィードフォワード電圧ＶｄＨ
の効果で起動時から系統電圧と同じ電圧を発生するの
で、変換器の直流巻線には殆ど電流が流れない。
られたエネルギーを使って変換器出力Ｖｉを得るため
に、変換器の運転前に直流コンデンサを基準値（１ｐ
ｕ）まで充電しておく必要がある。一般には、初充電装
置を使って直流コンデンサの電圧が定格の１ｐｕまで充
電されるので、変換器はフィードフォワード電圧ＶｄＨ
の効果で起動時から系統電圧と同じ電圧を発生するの
で、変換器の直流巻線には殆ど電流が流れない。
【００１１】ところで、自励式変換器を構成するために
使うスッチング素子、例えばＧＴＯ（Gate Turn Off Tr
ansistor）と逆並列に還流ダイオードが設置されている
ので、このダイオードを使って系統から充電する方法が
考えられる。この場合、還流ダイオードと直流コンデン
サが三相全波整流回路として動作するため、充電電圧の
大きさは系統の短絡容量比（ＳＣＲ）と変換用変圧器の
インピーダンスにより変わるが、定格電圧の７０％
（０．７ｐｕ）程度までしか充電されない。この状態で
変換器を起動すると、変換器の発生電圧は系統電圧の約
７０％となるので、系統電圧と変換器を連系する変換用
変圧器に約３０％の電位差が印加される。ここで、変換
用変圧器の％インピーダンスを２０％と仮定すると、電
流制御は瞬時には応動できないために変換器の直流巻線
に１．５ｐｕ（＝０．３／０．２）の過電流が起動した
瞬間に流れる。
使うスッチング素子、例えばＧＴＯ（Gate Turn Off Tr
ansistor）と逆並列に還流ダイオードが設置されている
ので、このダイオードを使って系統から充電する方法が
考えられる。この場合、還流ダイオードと直流コンデン
サが三相全波整流回路として動作するため、充電電圧の
大きさは系統の短絡容量比（ＳＣＲ）と変換用変圧器の
インピーダンスにより変わるが、定格電圧の７０％
（０．７ｐｕ）程度までしか充電されない。この状態で
変換器を起動すると、変換器の発生電圧は系統電圧の約
７０％となるので、系統電圧と変換器を連系する変換用
変圧器に約３０％の電位差が印加される。ここで、変換
用変圧器の％インピーダンスを２０％と仮定すると、電
流制御は瞬時には応動できないために変換器の直流巻線
に１．５ｐｕ（＝０．３／０．２）の過電流が起動した
瞬間に流れる。
【００１２】また、欠相運転状態から復帰の場合にも過
電流が流れる。たとえば、変換器の至近端で１線地絡事
故が発生すると、系統電圧の大きさ（実効値）が約６７
％まで低下するため、直流コンデンサの電圧も低下す
る。この場合、事故から復帰するときに系統電圧は１０
０％に復帰するが、変換器は直流電圧が定格より低い状
態から運転するため、起動時の場合と同様に変換器の直
流巻線に過電流が流れる。このように、起動時や事故か
らの復旧時に過電流が流れると、変換器の半導体素子を
破壊する恐れがあるので、変換器の運転が継続できなく
なる。
電流が流れる。たとえば、変換器の至近端で１線地絡事
故が発生すると、系統電圧の大きさ（実効値）が約６７
％まで低下するため、直流コンデンサの電圧も低下す
る。この場合、事故から復帰するときに系統電圧は１０
０％に復帰するが、変換器は直流電圧が定格より低い状
態から運転するため、起動時の場合と同様に変換器の直
流巻線に過電流が流れる。このように、起動時や事故か
らの復旧時に過電流が流れると、変換器の半導体素子を
破壊する恐れがあるので、変換器の運転が継続できなく
なる。
【００１３】本発明の目的は、上記した起動時や事故復
旧時における過電流の発生を防止し、初充電装置を使用
することなく安全、かつ簡単に起動ないし事故からの復
帰を行える自励式半導体電力変換装置の制御装置を提供
することにある。
旧時における過電流の発生を防止し、初充電装置を使用
することなく安全、かつ簡単に起動ないし事故からの復
帰を行える自励式半導体電力変換装置の制御装置を提供
することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明は、電力系統と連系運転される自励式半導体変換器を
備え、有効電力または無効電力の制御を行う電圧形自励
式電力変換装置において、ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ
制御部を有し、前者によるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧
指令値を後者に入力して、変換器制御のＰＷＭパルスを
発生する制御装置に、前記ｄ軸電圧指令値を前記変換器
の直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制
御部に入力する割算回路を設けたことを特徴とする。
明は、電力系統と連系運転される自励式半導体変換器を
備え、有効電力または無効電力の制御を行う電圧形自励
式電力変換装置において、ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ
制御部を有し、前者によるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧
指令値を後者に入力して、変換器制御のＰＷＭパルスを
発生する制御装置に、前記ｄ軸電圧指令値を前記変換器
の直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制
御部に入力する割算回路を設けたことを特徴とする。
【００１５】または、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸
電圧指令値の各々を、前記変換器の直流コンデンサの電
圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制御部にそれぞれ入力す
る割算回路を設けたことを特徴とする。
電圧指令値の各々を、前記変換器の直流コンデンサの電
圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制御部にそれぞれ入力す
る割算回路を設けたことを特徴とする。
【００１６】より限定した本発明の電圧形自励式電力変
換装置は、前記有効電力と無効電力に対応する変換器出
力電流の有効電流と無効電流の各検出値を、各々の基準
設定値に一致させるべく所定の調節演算を行う有効電流
制御回路及び無効電流制御回路と、前記有効電流制御回
路の出力、系統電圧からｄｑ変換して得られるｄ軸フィ
ードフォワード検出電圧、及び変換用変圧器の電圧降下
補正を行うインピーダンスに前記無効電流の検出値を掛
け算した信号を、所定の符号関係で加算する第１の加算
回路と、同様に、前記無効電流制御回路の出力、ｑ軸フ
ィードフォワード検出電圧、及び前記インピーダンスに
前記有効電流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号
関係で加算する第２の加算回路と、前記第１及び第２の
加算回路の出力を直流コンデンサの検出電圧で割り算し
た信号をｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値とし、ＰＷ
Ｍパルス発生回路に印加するように構成した制御装置を
備えることを特徴とする。
換装置は、前記有効電力と無効電力に対応する変換器出
力電流の有効電流と無効電流の各検出値を、各々の基準
設定値に一致させるべく所定の調節演算を行う有効電流
制御回路及び無効電流制御回路と、前記有効電流制御回
路の出力、系統電圧からｄｑ変換して得られるｄ軸フィ
ードフォワード検出電圧、及び変換用変圧器の電圧降下
補正を行うインピーダンスに前記無効電流の検出値を掛
け算した信号を、所定の符号関係で加算する第１の加算
回路と、同様に、前記無効電流制御回路の出力、ｑ軸フ
ィードフォワード検出電圧、及び前記インピーダンスに
前記有効電流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号
関係で加算する第２の加算回路と、前記第１及び第２の
加算回路の出力を直流コンデンサの検出電圧で割り算し
た信号をｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値とし、ＰＷ
Ｍパルス発生回路に印加するように構成した制御装置を
備えることを特徴とする。
【００１７】また、前記変換用変圧器のインピーダンス
による電圧降下補正を行うための有効電流及び無効電流
を、前記検出値によらず指令値を用いるように構成した
ことを特徴とする。
による電圧降下補正を行うための有効電流及び無効電流
を、前記検出値によらず指令値を用いるように構成した
ことを特徴とする。
【００１８】以下に、本発明の作用を説明する。本発明
は自励式電圧形変換装置のベクトル制御部とＰＷＭ制御
部間の換算を適正化することで、上記の課題を解決した
ものである。まず、図２を参照して、ｄｑベクトル制御
の原理を説明する。三相交流回路では系統電圧をＶｓと
すると、変換器の出力電流ｉa、ｉb、ｉc の応答が数１
で与えられる。
は自励式電圧形変換装置のベクトル制御部とＰＷＭ制御
部間の換算を適正化することで、上記の課題を解決した
ものである。まず、図２を参照して、ｄｑベクトル制御
の原理を説明する。三相交流回路では系統電圧をＶｓと
すると、変換器の出力電流ｉa、ｉb、ｉc の応答が数１
で与えられる。
【００１９】
【数１】
【００２０】数１をｄｑ座標に変換すると、数２で表せ
る。
る。
【００２１】
【数２】
【００２２】数２ではｄ座標とｑ座標の間で干渉がある
ことを示している。そこで、電流制御回路からの制御出
力をＩout、Ｒoutと設定すると、数２の非干渉項が消え
て数３が求まり、さらに数４に示す非干渉制御の応答式
が得られる。
ことを示している。そこで、電流制御回路からの制御出
力をＩout、Ｒoutと設定すると、数２の非干渉項が消え
て数３が求まり、さらに数４に示す非干渉制御の応答式
が得られる。
【００２３】
【数３】
【００２４】ここで、Ｉout、Ｒout は電流制御回路か
ら出力される設定電圧である。
ら出力される設定電圧である。
【００２５】
【数４】
【００２６】この非干渉制御によるｄ軸電圧指令値Ｖｄ
Ｆとｑ軸電圧指令値ＶｑＦがＰＷＭパルス回路に入力す
る。本発明は、これらＶｄＦとＶｑＦに直流コンデンサ
の電圧Ｅｄの情報を反映させることにより、変換器が発
生する変換器出力電圧Ｖｉと系統電圧Ｖｓとの電位差を
最小にする。
Ｆとｑ軸電圧指令値ＶｑＦがＰＷＭパルス回路に入力す
る。本発明は、これらＶｄＦとＶｑＦに直流コンデンサ
の電圧Ｅｄの情報を反映させることにより、変換器が発
生する変換器出力電圧Ｖｉと系統電圧Ｖｓとの電位差を
最小にする。
【００２７】すなわち、定格の大きさを１ｐｕとする
と、交流電圧が定格電圧のときｄ軸フィードフォワード
電圧ＶｄＨは１ｐｕとなり、また直流コンデンサの電圧
が基準値（定格）のときＥｄも１ｐｕである。ところ
が、系統から充電する場合などには、直流電圧Ｅｄが
０．７ｐｕ程度となるので、このＥｄに依存する変換器
出力Ｖｉと系統電圧Ｖｓ間に電位差が生じて過電流が流
れる。次に、その理由について説明する。
と、交流電圧が定格電圧のときｄ軸フィードフォワード
電圧ＶｄＨは１ｐｕとなり、また直流コンデンサの電圧
が基準値（定格）のときＥｄも１ｐｕである。ところ
が、系統から充電する場合などには、直流電圧Ｅｄが
０．７ｐｕ程度となるので、このＥｄに依存する変換器
出力Ｖｉと系統電圧Ｖｓ間に電位差が生じて過電流が流
れる。次に、その理由について説明する。
【００２８】ＰＷＭ制御方式の変換器が出力する交流電
圧Ｖｉと直流電圧Ｅｄとの間には数５の関係がある。
圧Ｖｉと直流電圧Ｅｄとの間には数５の関係がある。
【００２９】
【数５】
【００３０】ここで、ｋは変換器の変調度である。交流
電圧Ｖｉは直流電圧Ｅｄと変調度ｋの乗算値に、定数√
３／２√２≒０．６１２を掛けたものである。また、変
調度ｋはＰＷＭパルス回路において、互いに９０°異な
るｄ軸電圧指令値ＶdFとｑ軸電圧指令値ＶqFの合成ベク
トルとなり、数６に示すようにＶdFとＶqFの二乗和の平
方根に比例する。ただし、Ｋ0は定格変調度である。
電圧Ｖｉは直流電圧Ｅｄと変調度ｋの乗算値に、定数√
３／２√２≒０．６１２を掛けたものである。また、変
調度ｋはＰＷＭパルス回路において、互いに９０°異な
るｄ軸電圧指令値ＶdFとｑ軸電圧指令値ＶqFの合成ベク
トルとなり、数６に示すようにＶdFとＶqFの二乗和の平
方根に比例する。ただし、Ｋ0は定格変調度である。
【００３１】
【数６】
【００３２】ここで、定格変調度Ｋ0を直流電圧Ｅｄで
割算すれば、変換器の出力電圧ＶｉはＥｄの影響を受け
なくなる。なお、定格変調度Ｋ0をＥｄで割算する処理
は、予めＶdFとＶqFをＥｄで割っておくのと等価であ
り、数７のように示される。
割算すれば、変換器の出力電圧ＶｉはＥｄの影響を受け
なくなる。なお、定格変調度Ｋ0をＥｄで割算する処理
は、予めＶdFとＶqFをＥｄで割っておくのと等価であ
り、数７のように示される。
【００３３】
【数７】
【００３４】いま、変換器起動時の系統充電による直流
電圧Ｅｄを０．７ｐｕとすると、変調度ｋは数８で示さ
れる。
電圧Ｅｄを０．７ｐｕとすると、変調度ｋは数８で示さ
れる。
【００３５】
【数８】
【００３６】すなわち、定格より低いＥｄ（ｐｕ）の逆
数値を乗算したＶｄＨとＶｑＨがＰＷＭパルス回路に印
加される。
数値を乗算したＶｄＨとＶｑＨがＰＷＭパルス回路に印
加される。
【００３７】これにより、起動時に系統から充電される
直流電圧が定格より低いことによる変換器出力の低下が
防止でき、系統電圧と等しい電圧を起動時から出力する
ので、起動時の過電流の発生を回避できる。同じこと
が、系統事故からの復帰時の直流電圧にも言えるので、
過電流の発生を回避した変換器の運転が直ちに可能にな
る。
直流電圧が定格より低いことによる変換器出力の低下が
防止でき、系統電圧と等しい電圧を起動時から出力する
ので、起動時の過電流の発生を回避できる。同じこと
が、系統事故からの復帰時の直流電圧にも言えるので、
過電流の発生を回避した変換器の運転が直ちに可能にな
る。
【００３８】
【発明の実施の形態】本発明の複数の実施例について、
図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明の
第１の実施例による自励式半導体電力変換装置の構成を
示す。この実施例は変換器が２多重の場合で、変換装置
が直流系（共通直流コンデンサ）で接続されたＢＴＢ
（Back To Back）構成で、全く同じ構成の制御回路を持
つ場合である。なお、本例を２多重の変換器構成で示し
たのは、後述のシミュレーション装置の都合からで、単
独の変換器であってもよい。
図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明の
第１の実施例による自励式半導体電力変換装置の構成を
示す。この実施例は変換器が２多重の場合で、変換装置
が直流系（共通直流コンデンサ）で接続されたＢＴＢ
（Back To Back）構成で、全く同じ構成の制御回路を持
つ場合である。なお、本例を２多重の変換器構成で示し
たのは、後述のシミュレーション装置の都合からで、単
独の変換器であってもよい。
【００３９】主回路は、単線で示した３相の交流系統１
と変換器３１、３２は、変換用変圧器２１、２２で連系
されている。インピーダンス回路２’は変圧器２のイン
ピーダンスＸを模式的に示したもので、説明を簡単にす
るために巻数比は１とする。変換器３１、３２に接続す
る直流コンデンサ４は、順変換器として運転される場合
は直流出力、逆変換器として運転される場合は交流出力
のためのエネルギーを蓄積する。
と変換器３１、３２は、変換用変圧器２１、２２で連系
されている。インピーダンス回路２’は変圧器２のイン
ピーダンスＸを模式的に示したもので、説明を簡単にす
るために巻数比は１とする。変換器３１、３２に接続す
る直流コンデンサ４は、順変換器として運転される場合
は直流出力、逆変換器として運転される場合は交流出力
のためのエネルギーを蓄積する。
【００４０】この主回路から制御回路へ供給する検出信
号の取得のため、変流器２０、電圧検出用変圧器３０及
び直流電圧検出器５を設けている。本実施例の制御回路
は図７の構成に加えて、有効電力設定器７ＡとＡＰＲ回
路１７及び割算回路１３Ｂ、１５Ｂを設けている。
号の取得のため、変流器２０、電圧検出用変圧器３０及
び直流電圧検出器５を設けている。本実施例の制御回路
は図７の構成に加えて、有効電力設定器７ＡとＡＰＲ回
路１７及び割算回路１３Ｂ、１５Ｂを設けている。
【００４１】次に、制御回路の構成と動作を説明する。
系統電圧の瞬時値は電圧検出器３０から、系統電流の瞬
時値は変流器２０からそれぞれ検出され、Ｐ、Ｑ演算回
路５０’で瞬時Ｐ、Ｑが演算される。瞬時Ｑ、Ｐはそれ
ぞれ減算器７１、７１Ａで無効電力基準設定器７の出力
Ｑｄｐ、有効電力基準設定器７Ａの出力Ｐｄｐと差をと
り、ＡＱＲ回路１６、ＡＰＲ回路１７によりその偏差が
０となるように制御する有効電力指令Ｉｐｋ、無効電力
指令Ｉｑｋとなる。
系統電圧の瞬時値は電圧検出器３０から、系統電流の瞬
時値は変流器２０からそれぞれ検出され、Ｐ、Ｑ演算回
路５０’で瞬時Ｐ、Ｑが演算される。瞬時Ｑ、Ｐはそれ
ぞれ減算器７１、７１Ａで無効電力基準設定器７の出力
Ｑｄｐ、有効電力基準設定器７Ａの出力Ｐｄｐと差をと
り、ＡＱＲ回路１６、ＡＰＲ回路１７によりその偏差が
０となるように制御する有効電力指令Ｉｐｋ、無効電力
指令Ｉｑｋとなる。
【００４２】直流電圧検出器５からの直流電圧Ｅｄは減
算器６１で、直流電圧基準値設定器６の出力Ｅｄｐと差
をとり、この偏差△Ｅｄが直流電圧制御回路１１の入力
となる。また、直流電圧制御回路１１の上限リミッタに
有効電力指令Ｉｐｋ、下限リミッタに−Ｉｐｋが印加さ
れる。直流電圧制御回路１１は偏差△Ｅｄを０にするよ
うに働く。すなわち、直流電圧制御回路１１の出力Ｉｄ
ｋは、直流コンデンサ４の電圧を基準電圧に等しくする
のに必要なｄ軸有効電流指令値である。
算器６１で、直流電圧基準値設定器６の出力Ｅｄｐと差
をとり、この偏差△Ｅｄが直流電圧制御回路１１の入力
となる。また、直流電圧制御回路１１の上限リミッタに
有効電力指令Ｉｐｋ、下限リミッタに−Ｉｐｋが印加さ
れる。直流電圧制御回路１１は偏差△Ｅｄを０にするよ
うに働く。すなわち、直流電圧制御回路１１の出力Ｉｄ
ｋは、直流コンデンサ４の電圧を基準電圧に等しくする
のに必要なｄ軸有効電流指令値である。
【００４３】一方、変流器２０により検出した系統電流
の瞬時値は、３相／２相変換回路８で３相／２相変換
後、ｄ／ｑ軸変換回路９で有効電流軸成分ＩｄＨ、無効
電流軸成分ＩｑＨとして検出される。この検出を正しく
行うために、系統電圧の位相を検出する同期信号発生回
路１０を設けている。
の瞬時値は、３相／２相変換回路８で３相／２相変換
後、ｄ／ｑ軸変換回路９で有効電流軸成分ＩｄＨ、無効
電流軸成分ＩｑＨとして検出される。この検出を正しく
行うために、系統電圧の位相を検出する同期信号発生回
路１０を設けている。
【００４４】減算器１２で、直流電圧制御回路１１から
のｄ軸有効電流指令Ｉｄｋと有効電流軸成分ＩｄＨの差
を求め、ｄ軸有効電流制御回路１３に入力する。有効電
流制御回路１３はこの差を零にするように働く信号Ｒou
t を出力し、結果として直流電圧Ｅｄが基準値Ｅｄｐに
等しくなる。同様に、無効電力指令Ｉｑｋは減算器１４
で無効電流軸成分ＩｑＨと差をとり、ｑ軸電流制御回路
１５に入力される。電流制御回路１５はこの偏差を零に
するように働く信号Ｉout を出力し、結果として変換器
は無効電力基準設定値Ｑｄｐに等しい無効電力を発生す
る。なお、電流制御回路１３、１５には比例積分演算が
用いられるが、他の演算方法によってもよい。
のｄ軸有効電流指令Ｉｄｋと有効電流軸成分ＩｄＨの差
を求め、ｄ軸有効電流制御回路１３に入力する。有効電
流制御回路１３はこの差を零にするように働く信号Ｒou
t を出力し、結果として直流電圧Ｅｄが基準値Ｅｄｐに
等しくなる。同様に、無効電力指令Ｉｑｋは減算器１４
で無効電流軸成分ＩｑＨと差をとり、ｑ軸電流制御回路
１５に入力される。電流制御回路１５はこの偏差を零に
するように働く信号Ｉout を出力し、結果として変換器
は無効電力基準設定値Ｑｄｐに等しい無効電力を発生す
る。なお、電流制御回路１３、１５には比例積分演算が
用いられるが、他の演算方法によってもよい。
【００４５】ｄ軸電流制御回路１３の出力Ｒoutは、変
換用変圧器２のインピーダンスＸによる電圧降下補正を
行うためのインピーダンス回路１９と無効電力指令値Ｉ
ｑｋを掛け算した出力信号、及び系統電圧からｄｑ変換
して得たｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＨと、加算器
１３Ａで図示の符号（＋、−、＋）により加算した後、
割算器１３Ｂで直流電圧Ｅｄによる割算を行い、ＰＷＭ
回路４０のｄ軸電圧指令値ＶｄＦを得る。同様に、ｑ軸
電流制御回路１５の出力Ｉoutは、インピーダンスＸに
よる電圧降下補正を行うインピーダンス回路１８とｄ軸
有効電流指令Ｉｄｋを掛け算した出力信号、及び系統電
圧からｄｑ変換して得たｑ軸フィードフォワード電圧Ｖ
ｑＨと、加算器１５Ａで図示の符号（＋、＋、＋）によ
り加算した後、割算器１５Ｂで直流電圧Ｅｄによる割算
を行い、ＰＷＭ回路４０のｑ軸電圧指令値ＶｑＦを得
る。
換用変圧器２のインピーダンスＸによる電圧降下補正を
行うためのインピーダンス回路１９と無効電力指令値Ｉ
ｑｋを掛け算した出力信号、及び系統電圧からｄｑ変換
して得たｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＨと、加算器
１３Ａで図示の符号（＋、−、＋）により加算した後、
割算器１３Ｂで直流電圧Ｅｄによる割算を行い、ＰＷＭ
回路４０のｄ軸電圧指令値ＶｄＦを得る。同様に、ｑ軸
電流制御回路１５の出力Ｉoutは、インピーダンスＸに
よる電圧降下補正を行うインピーダンス回路１８とｄ軸
有効電流指令Ｉｄｋを掛け算した出力信号、及び系統電
圧からｄｑ変換して得たｑ軸フィードフォワード電圧Ｖ
ｑＨと、加算器１５Ａで図示の符号（＋、＋、＋）によ
り加算した後、割算器１５Ｂで直流電圧Ｅｄによる割算
を行い、ＰＷＭ回路４０のｑ軸電圧指令値ＶｑＦを得
る。
【００４６】以上のように、直流電圧Ｅｄで割算したｄ
軸電圧指令値ＶｄＦとｑ軸電圧指令値ＶｑＦがＰＷＭ発
生器４０に印加される。この結果、直流電圧が低い場合
に、変調度ｋはその低い割合に逆比例して大きくなるた
め、変換器出力は系統電圧と等しい電圧を出力するよう
になり、直流電圧Ｅｄの大きさに依存しない変換器出力
Ｖｉを常に得ることができる。
軸電圧指令値ＶｄＦとｑ軸電圧指令値ＶｑＦがＰＷＭ発
生器４０に印加される。この結果、直流電圧が低い場合
に、変調度ｋはその低い割合に逆比例して大きくなるた
め、変換器出力は系統電圧と等しい電圧を出力するよう
になり、直流電圧Ｅｄの大きさに依存しない変換器出力
Ｖｉを常に得ることができる。
【００４７】本実施例によれば、系統からの充電方式に
よる定格より低い直流コンデンサの電圧で起動した場合
に、直流電圧Ｅｄの影響が割算回路１３Ｂ、１５Ｂによ
って取り除かれるので、系統電圧と等しい変換器出力が
得られ、電位差による過電流を発生しなくなる。同様に
系統事故時も、変換器からの出力電圧Ｖｉが直流電圧Ｅ
ｄに依存せず、系統電圧Ｖｓと同じフィードフォワード
電圧ＶdHのみで制御されるので、直流コンデンサの電圧
が低い場合にも過電流を発生せず、直ちに復帰運転が可
能になる。このように、起動時に従来の初充電装置によ
る充電が不要で、また、系統と変換器出力との電位差に
よる過電流の発生が抑制できるので、運転継続性が大幅
に改善される。
よる定格より低い直流コンデンサの電圧で起動した場合
に、直流電圧Ｅｄの影響が割算回路１３Ｂ、１５Ｂによ
って取り除かれるので、系統電圧と等しい変換器出力が
得られ、電位差による過電流を発生しなくなる。同様に
系統事故時も、変換器からの出力電圧Ｖｉが直流電圧Ｅ
ｄに依存せず、系統電圧Ｖｓと同じフィードフォワード
電圧ＶdHのみで制御されるので、直流コンデンサの電圧
が低い場合にも過電流を発生せず、直ちに復帰運転が可
能になる。このように、起動時に従来の初充電装置によ
る充電が不要で、また、系統と変換器出力との電位差に
よる過電流の発生が抑制できるので、運転継続性が大幅
に改善される。
【００４８】次に、上記自励式変換器を逆変換器、他励
式変換器を順変換器とし、５００ｋｍの直流線路で連系
されたハイブリッドシステムを対象に、ＥＭＴＰ（Elec
tro‐Magnetic Transients Program）を用いたシミュレ
ーションによる解析結果を説明する。
式変換器を順変換器とし、５００ｋｍの直流線路で連系
されたハイブリッドシステムを対象に、ＥＭＴＰ（Elec
tro‐Magnetic Transients Program）を用いたシミュレ
ーションによる解析結果を説明する。
【００４９】図３に、解析対象の試験回路（直流送電シ
ステム）を示す。逆変換器側は図１に示したと同様の主
回路及び制御回路１００である。なお、変換器３１、３
２の直流側は直列接続としているが、並列接続でもよ
い。順変換器側は、他励式の変換器３１Ａ、３２Ａは変
換用装置用変圧器２１Ａ、２２Ａで交流系統１Ａに連系
され、制御回路１００Ａによって定電流制御されてい
る。逆変換器側は直流電圧一定制御を行うので、自励式
変換器３１、３２は直流電圧Ｅｄを直流電圧基準値Ｅdp
と等しくするように、逆変換器側から取り出される有効
電力Ｐと逆変換器と順変換器で発生する損失分を補う、
いわゆるしわとりの動作をする。本解析では、順変換器
と逆変換器に与える直流電圧基準値Ｅdpを順変換器は
１.１６ｐｕ，逆変換器は１.０ｐｕに設定している。
ステム）を示す。逆変換器側は図１に示したと同様の主
回路及び制御回路１００である。なお、変換器３１、３
２の直流側は直列接続としているが、並列接続でもよ
い。順変換器側は、他励式の変換器３１Ａ、３２Ａは変
換用装置用変圧器２１Ａ、２２Ａで交流系統１Ａに連系
され、制御回路１００Ａによって定電流制御されてい
る。逆変換器側は直流電圧一定制御を行うので、自励式
変換器３１、３２は直流電圧Ｅｄを直流電圧基準値Ｅdp
と等しくするように、逆変換器側から取り出される有効
電力Ｐと逆変換器と順変換器で発生する損失分を補う、
いわゆるしわとりの動作をする。本解析では、順変換器
と逆変換器に与える直流電圧基準値Ｅdpを順変換器は
１.１６ｐｕ，逆変換器は１.０ｐｕに設定している。
【００５０】図４は、試験回路の自励端にて３ＬＧ事故
を発生させた時のＥＭＴＰ解析波形である。（ａ）従来
方式では、直流電圧での割算がないので、事故から復帰
時に１.５ｐｕ以上（シミュレーションでは、１.８ｐ
ｕ）の変換器電流が流れており、変換器を停止してスッ
チング素子の破壊を防止する必要がある。
を発生させた時のＥＭＴＰ解析波形である。（ａ）従来
方式では、直流電圧での割算がないので、事故から復帰
時に１.５ｐｕ以上（シミュレーションでは、１.８ｐ
ｕ）の変換器電流が流れており、変換器を停止してスッ
チング素子の破壊を防止する必要がある。
【００５１】（ｂ）本発明の方式では、直流電圧での割
算を行うので、変換器電流は事故からの復帰時にも指令
値Ｉdkと殆ど同じ変換器電流となり、過電流が発生しな
いため、変換器は運転を継続することができる。
算を行うので、変換器電流は事故からの復帰時にも指令
値Ｉdkと殆ど同じ変換器電流となり、過電流が発生しな
いため、変換器は運転を継続することができる。
【００５２】次に、本発明の第２の実施例を説明する。
図５は、第２の実施例による自励式半導体電力変換装置
の構成を示し、図１と同等の要素には同一の符号を付し
ている。第１の実施例との相違は、変換用変圧器のイン
ピーダンスによる電圧降下補正を行うための有効電流信
号及び無効電流信号に、それぞれ有効電流軸成分ＩdH、
無効電流軸成分ＩqHを用いる構成とした点である。第１
の実施例で使用する有効電流信号指令値Ｉdk、及び無効
電流指令値Ｉqkに比べ、実際に変換用変圧器に流れてい
る電流ＩdHとＩqHを使って電流制御を行うので、更に精
度の良いインピーダンス電圧降下の補正ができる。
図５は、第２の実施例による自励式半導体電力変換装置
の構成を示し、図１と同等の要素には同一の符号を付し
ている。第１の実施例との相違は、変換用変圧器のイン
ピーダンスによる電圧降下補正を行うための有効電流信
号及び無効電流信号に、それぞれ有効電流軸成分ＩdH、
無効電流軸成分ＩqHを用いる構成とした点である。第１
の実施例で使用する有効電流信号指令値Ｉdk、及び無効
電流指令値Ｉqkに比べ、実際に変換用変圧器に流れてい
る電流ＩdHとＩqHを使って電流制御を行うので、更に精
度の良いインピーダンス電圧降下の補正ができる。
【００５３】以上、本発明の第１、第２の実施例を詳細
に説明した。ここでは、ＰＷＭ回路に入力されるｄ軸電
圧指令値ＶdFとｑ軸電圧指令値ＶqFを、直流電圧Ｅdで
割算することにより過電流を抑制している。しかし、こ
の構成に限られるものではない。シミュレーションの結
果から、過電流抑制効果はｄ軸電圧指令値ＶdFによる方
が、ｑ軸電圧指令値に比べて大きいことが判明してい
る。従って、ｄ軸電圧指令値ＶdFのみを直流電圧Ｅdで
割算する構成も実用できる。この場合、割算回路を少な
くできるので、制御ブロック全体の演算時間を低減でき
る。
に説明した。ここでは、ＰＷＭ回路に入力されるｄ軸電
圧指令値ＶdFとｑ軸電圧指令値ＶqFを、直流電圧Ｅdで
割算することにより過電流を抑制している。しかし、こ
の構成に限られるものではない。シミュレーションの結
果から、過電流抑制効果はｄ軸電圧指令値ＶdFによる方
が、ｑ軸電圧指令値に比べて大きいことが判明してい
る。従って、ｄ軸電圧指令値ＶdFのみを直流電圧Ｅdで
割算する構成も実用できる。この場合、割算回路を少な
くできるので、制御ブロック全体の演算時間を低減でき
る。
【００５４】また、図１、図５では変換器の直流側を並
列接続（２多重）にした構成を示しているが、図３の逆
変換器側に示すように直流側を直列接続した場合につい
ても同様に適用できることは明らかである。
列接続（２多重）にした構成を示しているが、図３の逆
変換器側に示すように直流側を直列接続した場合につい
ても同様に適用できることは明らかである。
【００５５】図６は本発明の適用例で、図１または図５
の電圧型自励式変換器で構成したＨＶＤＣ回路を示す。
この場合、順／逆いずれかの変換器で直流電圧一定制御
を行う必要がある。例えば、順変換器側に直流電圧一定
制御を分担させると、電圧マージン０.１ｐｕの場合、
順変換器の直流電圧基準器の設定値を１ｐｕとし、逆変
換器の直流電圧基準器の設定値を０.９ｐｕとする。
の電圧型自励式変換器で構成したＨＶＤＣ回路を示す。
この場合、順／逆いずれかの変換器で直流電圧一定制御
を行う必要がある。例えば、順変換器側に直流電圧一定
制御を分担させると、電圧マージン０.１ｐｕの場合、
順変換器の直流電圧基準器の設定値を１ｐｕとし、逆変
換器の直流電圧基準器の設定値を０.９ｐｕとする。
【００５６】順変換器側の直流電圧一定制御回路１１は
直流電圧Ｅｄを１ｐｕとするように働かせるため、制御
回路１１の上下限リミッタが制御出力に影響を与えない
ようにする。上限リミッタとして、Ｐ指令値を電力マー
ジン分（△Ｐd）だけ大きく設定した大きさの信号ＩpkR
(＝Ｉpk+△Ｐd）を、下限リミッタとして−ＩpkRを設定
する。
直流電圧Ｅｄを１ｐｕとするように働かせるため、制御
回路１１の上下限リミッタが制御出力に影響を与えない
ようにする。上限リミッタとして、Ｐ指令値を電力マー
ジン分（△Ｐd）だけ大きく設定した大きさの信号ＩpkR
(＝Ｉpk+△Ｐd）を、下限リミッタとして−ＩpkRを設定
する。
【００５７】一方、逆変換器側のＰ設定値は指令値通り
のＰを出力させる必要があるため、上限リミッタはＩp
k、下限リミッタは−Ｉpkとする。この結果、逆変換器
側は直流電圧基準器の設定が０.９ｐｕなので、減算器
７１Ａで直流電圧Ｅdの１ｐｕと差が取られ、直流電圧
一定制御回路１１の入力△Ｅdは常に−０.１ｐｕが入力
されて下限リミッタが選択され、その出力Ｉdkは下限リ
ミッタの設定値Ｉpkとなる。この結果、逆変換器はＡＰ
Ｒ回路出力Ｉpkに従った有効電力Ｐを出力することにな
る。
のＰを出力させる必要があるため、上限リミッタはＩp
k、下限リミッタは−Ｉpkとする。この結果、逆変換器
側は直流電圧基準器の設定が０.９ｐｕなので、減算器
７１Ａで直流電圧Ｅdの１ｐｕと差が取られ、直流電圧
一定制御回路１１の入力△Ｅdは常に−０.１ｐｕが入力
されて下限リミッタが選択され、その出力Ｉdkは下限リ
ミッタの設定値Ｉpkとなる。この結果、逆変換器はＡＰ
Ｒ回路出力Ｉpkに従った有効電力Ｐを出力することにな
る。
【００５８】
【発明の効果】本発明によれば、電力系と連系運転され
有効電力や無効電力の制御を行う自励式電圧形電力変換
装置の制御装置に、ＰＷＭパルス回路に印加する電圧指
令値を、その時の変換器直流側のコンデンサの電圧で割
り算する回路を設けたので、起動時や事故からの復帰時
にコンデンサ電圧が定格より低くても過電流の発生を防
止できる。この結果、過電流による変換器の運転停止が
回避でき、運転継続性が大幅に改善できる。また、初充
電装置を使わない系統充電方式が採用できるので、起動
や事故からの復帰が容易、かつ、高速化できる。
有効電力や無効電力の制御を行う自励式電圧形電力変換
装置の制御装置に、ＰＷＭパルス回路に印加する電圧指
令値を、その時の変換器直流側のコンデンサの電圧で割
り算する回路を設けたので、起動時や事故からの復帰時
にコンデンサ電圧が定格より低くても過電流の発生を防
止できる。この結果、過電流による変換器の運転停止が
回避でき、運転継続性が大幅に改善できる。また、初充
電装置を使わない系統充電方式が採用できるので、起動
や事故からの復帰が容易、かつ、高速化できる。
【図１】本発明の第１の実施例による自励式半導体電力
変換装置の構成図。
変換装置の構成図。
【図２】ｄｑベクトル制御の原理を説明する三相交流系
統と電力変換装置の主回路図。
統と電力変換装置の主回路図。
【図３】ＥＭＴＰ解析の対象試験回路のシステム構成
図。
図。
【図４】ＥＭＴＰ解析結果の波形図。
【図５】本発明の第２の実施例による自励式半導体電力
変換装置の構成図。
変換装置の構成図。
【図６】本発明の電圧形自励式変換器を適用したＨＶＤ
Ｃ回路の構成図。
Ｃ回路の構成図。
【図７】従来の自励式無効電力補償装置の構成図。
１，１Ａ…系統、２，２１，２２…変換器用変圧器、
２’…インピーダンス回路、３，３１，３２…変換器、
４…直流コンデンサ、５…直流電圧検出器、６…直流電
圧基準設定器、７…Ｑ基準設定器、７Ａ…Ｐ基準設定
器、８…３相／２相変換回路、９…ｄ／ｑ軸変換回路、
１０…同期信号発生回路、１１…直流電圧一定制御回
路、１２，１４，６１，７１…減算回路、１３…ｄ軸電
流制御回路、１５…ｑ軸電流制御回路、１３Ａ，１５Ａ
…減算回路、１３Ｂ，１５Ｂ…割算回路、１６…ＡＱＲ
回路、１７…ＡＰＲ回路、２０…変流器、３０…電圧検
出用変圧器、４０…ＰＷＭパルス回路、５０…Ｐ，Ｑ演
算回路。
２’…インピーダンス回路、３，３１，３２…変換器、
４…直流コンデンサ、５…直流電圧検出器、６…直流電
圧基準設定器、７…Ｑ基準設定器、７Ａ…Ｐ基準設定
器、８…３相／２相変換回路、９…ｄ／ｑ軸変換回路、
１０…同期信号発生回路、１１…直流電圧一定制御回
路、１２，１４，６１，７１…減算回路、１３…ｄ軸電
流制御回路、１５…ｑ軸電流制御回路、１３Ａ，１５Ａ
…減算回路、１３Ｂ，１５Ｂ…割算回路、１６…ＡＱＲ
回路、１７…ＡＰＲ回路、２０…変流器、３０…電圧検
出用変圧器、４０…ＰＷＭパルス回路、５０…Ｐ，Ｑ演
算回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｊ 3/36 Ｈ０２Ｊ 3/36 Ｂ 3/50 3/50 Ｃ (72)発明者 小西 博雄 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 伊東 英俊 茨城県日立市幸町三丁目２番２号 日立ニ ュークリアエンジニアリング株式会社内 (72)発明者 林 敏之 東京都狛江市岩戸北二丁目11番１号 財団 法人電力中央研究所内 (72)発明者 高崎 昌洋 東京都狛江市岩戸北二丁目11番１号 財団 法人電力中央研究所内 (72)発明者 竹中 清 東京都狛江市岩戸北二丁目11番１号 財団 法人電力中央研究所内 (72)発明者 宜保 直樹 東京都狛江市岩戸北二丁目11番１号 財団 法人電力中央研究所内 Ｆターム(参考） 5G066 FA01 FB13 FC12 HA19 HA30 HB05 5H007 AA02 AA08 CA05 CC23 CC32 DB01 DC02 DC05 EA02 FA03 5H420 BB15 BB16 CC05 EA04 EA48 EB09 FF03 FF04
Claims (4)
- 【請求項１】 電力系統と連系運転される自励式半導体
変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電
圧形自励式電力変換装置において、 ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ制御部を有し、前者による
ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を後者に入力して、
変換器制御のＰＷＭパルスを発生する制御装置に、前記
ｄ軸電圧指令値を前記変換器の直流コンデンサの電圧で
割り算した後に前記ＰＷＭ制御部に入力する割算回路を
設けたことを特徴とする電圧形自励式電力変換装置。 - 【請求項２】 電力系統と連系運転される自励式半導体
変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電
圧形自励式電力変換装置において、 ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ制御部を有し、前者による
ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を後者に入力して、
変換器制御のＰＷＭパルスを発生する制御装置に、前記
ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値の各々を、前記
変換器の直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記Ｐ
ＷＭ制御部にそれぞれ入力する割算回路を設けたことを
特徴とする電圧形自励式電力変換装置。 - 【請求項３】 電力系統と連系運転される自励式半導体
変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電
圧形自励式電力変換装置において、 前記有効電力と無効電力に対応する変換器出力電流の有
効電流と無効電流の各検出値を、各々の基準設定値に一
致させるべく所定の調節演算を行う有効電流制御回路及
び無効電流制御回路と、前記有効電流制御回路の出力、
系統電圧からｄｑ変換して得られるｄ軸フィードフォワ
ード検出電圧、及び変換用変圧器の電圧降下補正を行う
インピーダンスに前記無効電流の検出値を掛け算した信
号を、所定の符号関係で加算する第１の加算回路と、同
様に、前記無効電流制御回路の出力、ｑ軸フィードフォ
ワード検出電圧、及び前記インピーダンスに前記有効電
流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号関係で加算
する第２の加算回路と、前記第１及び第２の加算回路の
出力を直流コンデンサの検出電圧で割り算した信号をｄ
軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値とし、ＰＷＭパルス発
生回路に印加するように構成した制御装置を備えること
を特徴とする電圧形自励式電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項３において、 前記変換用変圧器のインピーダンスによる電圧降下補正
を行うための有効電流及び無効電流を前記検出値によら
ず指令値を用いるように構成したことを特徴とする電圧
形自励式電力変換装置。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101019683B1 (ko) * | 2008-12-05 | 2011-03-07 | 한국전력공사 | 변조 제어를 갖는 전압형 초고압 직류송전 시스템 |
| JP2011205813A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Hitachi Ltd | 電気量検出方式および電力変換装置の制御装置 |
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-
1999
- 1999-03-29 JP JP08565299A patent/JP4260971B2/ja not_active Expired - Fee Related
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