JP2011200108A - 回転検出装置及び回転検出システム - Google Patents

Abstract

【課題】エンコーダ等のセンサを設けることなく、直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。
【解決手段】モータ２は、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続された構成となっており、これにより、１８０°回転する毎にモータ回路のインピーダンスが二段階に変化する。制御部６は、モータ２をＰＷＭ制御にて駆動している。そのため、モータ２に流れる電流は、ＰＷＭ制御による駆動スイッチＭＯＳのＯＮ・ＯＦＦの切り替えに応じて脈動する。つまり、ＰＷＭ制御によってモータ電流には交流成分が含まれることになる。また、回転に伴うモータ回路のインピーダンスの変化に応じて、その交流成分の振幅も変化する。そこで制御部６は、その交流成分の振幅変化に基づいて、モータ２の回転角や回転速度を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出する回転検出装置、及びこの回転検出装置を備えた回転検出システムに関する。

ブラシ付きの直流モータ（以下単に「直流モータ」という）は、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。

直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。

しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置（車載ＥＣＵ等）へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。

ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、整流子とブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。

また、別のセンサレス方式として、整流子に形成された複数のセグメント（整流子片）のうち特定の２つのセグメント間に（即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に）抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

この特許文献１に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路（複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路）に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。

特開２００３−１１１４６５号公報

しかしながら、特許文献１に開示された方法では、１つの相コイルに抵抗器が並列接続されていることによる、モータに流れる直流電流の周期的な変動に基づいて、回転パルスを検出するようにしているため、例えば電源電圧の変動などの、抵抗器の接続による変動以外の他の要因によって、直流電流の変動が生じると、回転パルスが誤検出されるおそれがあった。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流電源からの電源供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。

そして、当該回転検出装置は、直流電源から直流モータへの通電経路に配置され、該通電経路を導通・遮断するための少なくとも１つのスイッチング手段を有する駆動手段と、この駆動手段が有する少なくとも１つのスイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦを制御する制御手段と、直流モータに流れる電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量に基づき、直流モータの回転に伴うインピーダンスの変化に応じて生じる、直流モータに流れる電流に含まれる交流成分の変化を検出する交流成分変化検出手段と、この交流成分変化検出手段による検出結果に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、を備えている。

このように構成された請求項１に記載の回転検出装置では、直流モータの回転が、スイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦにより制御されるため、そのスイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦによって、直流モータに流れる電流に変動が生じる。一方、検出対象の直流モータは、回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化するよう構成されている。そのため、上記スイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦによる電流変動自体も、直流モータのインピーダンスの変化に応じて変化する。つまり、直流モータに流れる電流には、スイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦによって生じる交流成分が含まれることとなる。そのため、その交流成分の変化に基づいて直流モータの回転状態を検出することが可能となる。

従って、請求項１に記載の回転検出装置によれば、エンコーダ等のセンサを設けることなく、直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供することが可能となる。

ここで、制御手段によるスイッチング手段の制御方法は種々考えられるが、例えば直流モータへの通電をＰＷＭ制御するように構成すれば、請求項２に記載のように、そのＰＷＭ制御によって生じる交流成分に基づいて回転状態を検出することができる。

即ち、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、制御手段は、駆動手段が有する上記少なくとも１つのスイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦを、予め設定された周波数及びデューティ比にてＰＷＭ制御することにより、直流モータの回転を制御する。そして、交流成分変化検出手段は、制御手段によるＰＷＭ制御によって生じる、直流モータに流れる電流の変動を、上記交流成分として、該交流成分の変化を検出する。

このように構成された請求項２に記載の回転検出装置によれば、ＰＷＭ制御によっていわば必然的に生じる、直流モータの通電電流の変動が、回転状態の検出に有効利用される。そのため、回転状態の検出を確実に行うことができる。

次に、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の回転検出装置であって、制御手段は、回転中の直流モータを停止させる際、該停止させることが可能なデューティ比にてＰＷＭ制御を行う。

このように構成された請求項３に記載の回転検出装置によれば、停止させる際もＰＷＭ制御が行われるため、減速から停止にかけても回転状態を確実に検出することができる。また、停止中であっても、停止し得る程度のデューティ比にてＰＷＭ制御を続ける限り、直流モータの回転状態を検出できるため、停止後に例えば何らかの外力を受けて回転してしまったとしても、これを確実に検出することができる。

ＰＷＭ制御によって生じる、直流モータの通電電流の変動（交流成分の変化）の態様は、直流モータのブラシ間のインピーダンスが回転に伴ってどのように変化するか、またどのような回路構成によってそのインピーダンスの変化が生じるか、などによって様々であり、インピーダンスの変化の幅や回路構成等によって、交流成分の変化の幅も異なる。

回転状態を良好に検出するためには、回転に伴う交流成分の変化も大きい方がよく、そのための直流モータの具体的構成としては、例えば、一回転中、一対のブラシ間に所定の静電容量値の静電容量素子が接続された状態となる静電容量素子接続期間が生じるような構成が考えられる。直流モータがこのように構成されている場合、直流モータの一回転中における静電容量素子接続期間においては、ＰＷＭ制御により直流電源から直流モータへの通電経路が導通される導通タイミングで静電容量素子に充電電流が流れ、また、ＰＷＭ制御により通電経路が遮断される遮断タイミングでは静電容量素子から放電される放電電流が流れる。これら充電電流及び放電電流は、短時間で突発的に生じる電流であり、その値は比較的大きい。

そこで、直流モータが上記例のように（即ち静電容量素子接続期間が生じるように）構成されている場合には、例えば請求項４に記載のように、交流成分変化検出手段は、上記充電電流及び放電電流のうち少なくとも一方を、上記交流成分として、該交流成分の変化を検出するようにするとよい。

このように、静電容量素子接続期間において生じる充電電流や放電電流に基づいて回転状態を検出することで、回転状態をより確実に検出することが可能となる。
ところで、制御手段によるＰＷＭ制御の方法は種々考えられ、駆動手段の構成によっても様々であるが、例えば請求項５や請求項６に記載のように構成することができる。

請求項５に記載の発明は、請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、駆動手段は、複数のスイッチング手段を有すると共に、該各スイッチング素子の何れか１つ又は複数がＯＮされることによって直流モータを短絡させることが可能に構成されている。そして、制御手段は、ＰＷＭ制御として、直流電源から直流モータへ通電させる通電駆動と直流モータを短絡させる短絡駆動とを上記デューティ比にて切り替えることにより、直流モータの回転を制御することが可能に構成されている。

また、請求項６に記載の発明は、請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、駆動手段は、複数のスイッチング手段を有すると共に、該各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦの組み合わせにより直流モータへの通電方向を切り替えて該直流モータの回転方向を切り替えることが可能に構成されている。そして、制御手段は、ＰＷＭ制御として、直流電源から直流モータへの通電方向を上記デューティ比にて切り替えることにより、直流モータの回転を制御することが可能に構成されている。

請求項５及び請求項６のいずれのＰＷＭ制御方法によっても、そのデューティ比を適宜設定することで、起動から停止までＰＷＭ制御を継続的に行うことができ、これにより起動から停止まで継続的に交流成分を発生させてそれに基づいて回転状態を検出することが可能となる。

次に、請求項７に記載の発明は、請求項５又は請求項６に記載の回転検出装置であって、駆動手段は、４つのスイッチング手段からなるＨブリッジ回路にて構成されている。
請求項５又は請求項６に記載の回転検出装置のように、直流モータを短絡させたり、或いは回転方向を切り替えることができるようにするための駆動手段の具体的構成は種々考えられるが、Ｈブリッジ回路を用いれば、これらを簡易的な回路構成にて実現でき、しかも上述した短絡及び回転方向切り替えの双方を実現可能となる。

次に、請求項８に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、を備えた回転検出システムである。

直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。

そして、回転検出装置は、直流モータに流れる電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量に基づき、直流モータの回転に伴うインピーダンスの変化に応じて生じる、直流モータに流れる電流に含まれる交流成分の変化を検出する交流成分変化検出手段と、この交流成分変化検出手段による検出結果に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、を備えている。

この回転検出システムによれば、直流モータの回転状態を検出するための回転検出装置として、上述した請求項１〜請求項７の何れかに記載の構成のものを備えているため、上述した各請求項１〜７と同様の効果を得ることができる。

そして、回転に伴って一対のブラシ間のインピーダンスが周期的に変化するような直流モータの具体的構成は種々考えられ、例えば請求項９や請求項１０に記載の構成が挙げられる。

即ち、請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の回転検出システムであって、直流モータは、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、この電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子を介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている。

また、請求項１０に記載の発明は、請求項８に記載の回転検出システムであって、直流モータは、内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、このハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、回転に伴って上記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている。

請求項９に記載の回転検出システムにおける直流モータは、整流子片間の静電容量値に差を持たせることで、回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されており、一方、請求項１０に記載の回転検出システムにおける直流モータは、回転に伴ってインダクタンスが周期的に変化するように構成されており、これにより回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されている。

第１実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。 第１実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を説明するための説明図である。 第１実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 第１実施形態の回転信号検出部の構成を表す回路図である。 第１実施形態の信号処理部の動作を説明するための説明図である。 第１実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。 第２実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。 第２実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を説明するための説明図である。 第２実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 第２実施形態の信号処理部の構成と動作を説明するための説明図である。 第３実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。 第３実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 第３実施形態の信号処理部の動作を説明するための説明図である。 第３実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 図１５のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 回転検出システム（駆動回路）の他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 回転検出システムの他の実施例を表す説明図である。 回転検出システムの他の実施例を表す説明図である。

以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、本発明が適用された実施形態の回転検出システムの概略構成を示す。図１に示すように、本実施形態の回転検出システム１は、直流モータ（以下単に「モータ」と称す）２を備え、このモータ２の回転角を検出するためのシステムであって、モータ２を回転駆動させる（トルクを発生させる）ための直流電圧を出力する直流電源３と、直流電源３からモータ２への直流電力の供給経路を導通・遮断するための直流電源スイッチ４と、上記直流電力の供給経路における直流電源スイッチ４とモータ２の間に設けられ、モータ２に流れる電流（モータ電流）に基づいてモータ２の回転角に応じた信号（回転パルスＳｐ）を生成し出力する回転信号検出部５と、この回転信号検出部５から出力される回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出する制御部６と、を備えている。

直流電源３は、所定電圧値Ｖｂの直流電圧を出力するものであり、その直流電圧がモータ２に印加される（詳しくは各ブラシ１６，１７間に印加される）。直流電源３とモータ２の間には、直流電源スイッチ４が設けられており、この直流電源スイッチ４は、制御部６からの直流印加制御信号Ｓｄｃにより制御（ＯＮ・ＯＦＦ）され、ＯＮされているときには直流電源３の直流電圧がモータ２に印加され、ＯＦＦされているときには直流電源３の直流電圧の印加が遮断される。

また、直流電源３の正極からモータ２を経てグランドライン（グランド電位）に至る経路におけるモータ２の下流側、即ちグランドライン側のブラシ１７とグランドラインの間の経路には、この経路を導通・遮断するための駆動スイッチＭＯＳ（本発明のスイッチング手段に相当）が配置されている。この駆動スイッチＭＯＳは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、制御部６からの駆動信号Ｓｍに従ってＯＮ・ＯＦＦされる。制御部６からの駆動信号Ｓｍは、０Ｖ（ローレベル）又は５Ｖ（ハイレベル）のパルス状の信号であり、駆動スイッチＭＯＳは、駆動信号Ｓｍが０ＶのときはＯＦＦされ、駆動信号Ｓｍが５ＶのときにＯＮされる。尚、この駆動スイッチＭＯＳは、モータ２の上流側に配置されてもよい。

制御部６は、回転信号検出部５から入力される回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角Ｄや回転速度を演算する。そして、その演算結果に基づいて、直流印加制御信号Ｓｄｃによる直流電源スイッチ４の制御、及び駆動信号Ｓｍによる駆動スイッチＭＯＳの制御を行うことにより、モータ２の回転を制御する。

本実施形態の制御部６は、後で詳しく述べるように、起動から停止までの全期間で、駆動スイッチＭＯＳを所定のＤｕｔｙ（デューティ比）にてＯＮ・ＯＦＦさせるいわゆるＰＷＭ制御によって、モータ２の回転を制御する。

より具体的には、起動〜定常回転中は、例えば５：５のＤｕｔｙ（以下「定常時Ｄｕｔｙ」という）で駆動スイッチＭＯＳをＯＮ・ＯＦＦ制御し、定常回転中のモータ２を停止させるための制動制御時は、例えば１：９のＤｕｔｙ（以下「制動時Ｄｕｔｙ」という）で駆動スイッチＭＯＳをＯＮ・ＯＦＦ制御する。

このようなＰＷＭ制御により、ＤｕｔｙにおけるＯＮの比率を大きくすればモータ２のトルクも上昇し、逆に、ＯＦＦの比率を大きくするほどモータ２のトルクや回転速度は小さくなって、上記例の１：９のようにＯＦＦの比率を非常に大きくすると、ＯＮの期間があるもののモータ２は停止する。

そのため、回転時にモータ２に流れる電流は、図３に示すように、ＰＷＭ制御の周波数（ＰＷＭ周波数Ｓｆ）で増減（脈動）する電流、即ち、交流成分を含む電流となる。なお、図３は、制御部６が駆動スイッチＭＯＳを５：５のＤｕｔｙにてＯＮ・ＯＦＦ制御する起動〜定常回転時におけるモータ電流の一例を示している。図３から明らかなように、駆動信号Ｓｍが５Ｖとなって駆動スイッチＭＯＳがＯＮされるとモータ電流は増加し、逆に駆動信号Ｓｍが０Ｖとなって駆動スイッチＭＯＳがＯＦＦされるとモータ電流は減少し、これがＰＷＭ周波数Ｓｆで繰り返される。

なお、本実施形態ではＰＷＭ周波数Ｓｆは一定に設定されているのであるが、これはあくまでも一例であり、状況に応じてＰＷＭ周波数Ｓｆを可変設定できるようにしてもよい。

また、ＰＷＭ周波数Ｓｆは、モータ２の定格上の最大回転速度における、ブラシと整流子片の切り替わり周波数（回転パルスＳｐの周波数でもある）よりも高い周波数に設定されている。これは、後述するように本実施形態ではブラシと整流子片の切り替わりによって周期的に生じるモータ２のインピーダンスの変化を利用してモータ２の回転状態を検出するよう構成されているからである。

なお、状態Ｃ（Ｃ’）の期間で、モータ電流にパルス状の波形が含まれているが、これについては後で説明する。
モータ２は、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７を備え、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、各ブラシ１６，１７と接触する３つの整流子片１１，１２，１３からなる整流子１０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。

即ち、第３整流子片１３と第１整流子片１１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片１１と第２整流子片１２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片１２と第３整流子片１３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３からなる電機子コイル及び整流子１０により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２／３πずつ離れるように配置されている。

そして、３つの整流子片１１，１２，１３のうちいずれか２つが、各ブラシ１６，１７にそれぞれ接触しており、モータ２の回転による整流子１０の回転に伴って、各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。

なお、本実施形態のモータ２は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するようにアーマチャが配置されている。

更に、本実施形態では、モータ２において、第１相コイルＬ１と並列に、コンデンサＣ１が接続されている。
コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には周波数が高くなればなるほど電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源３からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源３からの直流電流は各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３にのみ流れることとなる。

一方、各ブラシ１６，１７間のモータ２内の回路（モータ回路）を交流回路としてみれば、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態からモータ２が時計回りに回転（即ち整流子１０が時計回りに回転）して、通電経路の下流側（グランド電位側）のブラシ１７に第１整流子片１１が接触するようになると、各ブラシ１６，１７間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。即ち、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成され、モータ回路全体として、このコンデンサＣ１と、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３の合成インダクタンスとの、並列共振回路が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは並列共振特性を有し、その共振周波数以上の周波数帯域では周波数が高くなればなるほどインピーダンスは低くなる。

つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源３からの直流電流によって回転するモータ２の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。

これに対し、交流的にみれば、モータ２の回転角に応じて各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。

図２（ａ）に、モータ２が１８０°回転する間における、モータ２内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を示す。図２（ａ）に示すように、本実施形態のモータ２のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、主として状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。

状態Ａは、図示の如く、直流電源３の正極側（以下「Ｖｂ側」ともいう）のブラシ１６に第１整流子片１１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１７に第２整流子片１２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２の等価回路、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。

この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３によるインダクタンスが支配的となってモータ回路全体のインピーダンスは高くなる。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１７には第２整流子片１２が接触している。

この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでもモータ回路全体のインピーダンスは高い。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ，Ｂのときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１６には第３整流子片１３が接触している。

この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２及び第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、モータ回路のインピーダンスは低くなる。

特に本実施形態では、モータ回路全体として並列共振回路が形成され、そのインピーダンスは並列共振特性を持つことになる。そのため、その共振周波数より高い周波数帯域では、周波数が高くなるほどコンデンサＣ１が支配的となってインピーダンスは低くなる。

このように、モータ２が１８０°回転する間には、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１６，１７間のモータ回路は状態Ａ，Ｂ，Ｃの三種類に切り替わる。但し状態Ａと状態Ｂは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二段階である。

なお、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片１３から第２整流子片１２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第１整流子片１１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。

この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１６には第２整流子片１２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。

この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第３整流子片１３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。

そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ２は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。

図２（ｂ）に、各状態におけるモータ回路のインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、周波数ｆａで小さなピーク値（小さな共振点）が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。

これに対し、状態Ｃ，Ｃ’の場合、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆｂを中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’と状態Ｃ，Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆｃを除き、インピーダンスが異なる。特に、周波数ｆｃよりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。

そして、上述したモータ回路のインピーダンスの変化は、モータ２に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の変化として直接現れる。
具体的には、図３に示すように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの経路が存在せずモータ回路のインピーダンスは大きいため、比較的小さな振幅で、駆動スイッチＭＯＳのＯＮ・ＯＦＦに追随して電流が脈動する。

一方、状態Ｃ、Ｃ’のときは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの経路が生じる。そのため、この状態Ｃ，Ｃ’の期間（本発明の静電容量素子接続期間に相当）では、駆動スイッチＭＯＳがＯＮされると、そのＯＮの瞬間に、コンデンサＣ１への突入電流（パルス状の電流）が流れる。この突入電流は、コンデンサＣ１を充電させるための充電電流である。この突入電流によってコンデンサＣ１が瞬間的に充電されると、以後、ＯＦＦされるまで、モータ電流はモータ回路の合成インダクタンス値に応じた傾きで増加していく。

そして、駆動スイッチＭＯＳがＯＦＦされると、そのＯＦＦの瞬間に、コンデンサＣ１の充電電荷が放電され、その放電によってパルス状の電流（放電電流）が流れる。この放電電流によってコンデンサＣ１の電荷が瞬間的に放電されると、以後、再びＯＮされるまで、モータ電流はモータ回路の合成インダクタンス値に応じた傾きで減少していく。

つまり、状態Ｃ、Ｃ’のときは、他の状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときと同じようにＰＷＭ周波数での電流の脈動が生じるのに加えて、更に、駆動スイッチＭＯＳのＯＮ時及びＯＦＦ時のそれぞれにおいて、各ブラシ１６，１７間に接続されたコンデンサＣ１の充電、放電に伴うパルス状の電流が流れる。

そこで本実施形態では、回転信号検出部５が、モータ２の回転に伴うモータ回路のインピーダンス変化によって生じる、モータ電流の変化（本実施形態では特に、上述したパルス状の電流の有無）に基づいて、回転パルスＳｐを生成する。そして、その回転パルスＳｐに基づき、制御部６が、モータ２の回転角を検出する。

図４に、回転信号検出部５の具体的構成を示す。回転信号検出部５は、モータ２に流れる電流を検出する電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出されたモータ電流に基づく各種信号処理を行って回転パルスＳｐを生成する信号処理部２２とを備えている。

電流検出部２１は、モータ電流が流れる通電経路に配置された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端のうちモータ２側に接続されている一端とグランドの間の電圧が、モータ電流に応じた検出信号（本発明の電気量に相当）として信号処理部２２へ取り込まれる。

尚、このように電流検出抵抗Ｒ１の一端（モータ２側）とグランドの間の電圧を検出することによってモータ電流を検出する構成はあくまでも一例であり、モータ電流を直接又は間接的に検出できる限り、その具体的構成は他にも種々考えられる。例えば、電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧を差動増幅回路で増幅し、その差動増幅後の電圧（モータ電流を示す電圧）を信号処理部２２に入力するようにしてもよい。また例えば、電流プローブを設けて電流を検出するようにしてもよい。

信号処理部２２は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２３と、増幅部２４と、包絡線検波部２５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６と、閾値設定部２７と、比較部２８と、を備えている。

ＨＰＦ２３は、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ２からなる周知の高域通過フィルタ回路である。信号処理部２２に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ２３によって所定の遮断周波数より低い帯域の信号がカットされ、遮断周波数以上の帯域の信号が通過する。

この遮断周波数は、図２（ｂ）に示した、周波数ｆｃよりも大きい周波数ｆ１に設定されており、この周波数ｆ１以上の帯域が通過帯域としてこのＨＰＦ２３を通過する。
この周波数ｆ１以上の通過帯域には、上述した、状態Ｃ，Ｃ’において駆動スイッチＭＯＳのＯＮ、ＯＦＦの瞬間に生じるパルス状の電流の周波数成分も含まれている。このパルス状の電流は、遮断周波数ｆ１よりも高い所定の周波数を基本波周波数として、その基本波周波数の成分を含むのはもちろん、その基本波周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数ｆｎであるｎ倍波（２倍波、３倍波、４倍波、・・・）が含まれる。本実施形態では、パルス状の電流が有する全ての周波数成分がＨＰＦ２３を通過し、後段の増幅部２４へ入力される。

増幅部２４は、オペアンプ７と、オペアンプ７の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ７の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗Ｒ４とを備え、非反転入力端子に入力される信号（ＨＰＦ２３からの検出信号）が所定の増幅率にて増幅される。

増幅部２４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部２５にて包絡線検波される。この包絡線検波部２５は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１２とを備えてなるものであり、ダイオードＤ１のアノードに、増幅部２４からの検出信号が入力される。

この包絡線検波部２５により、増幅部２４から入力された検出信号が包絡線検波され、その振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。
そして、その生成された検波信号は、ＬＰＦ２６にて高周波成分がカットされた上で、比較部２８に入力される。ＬＰＦ２６は、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１３からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ６にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。

比較部２８は、コンパレータ８と、コンパレータ８の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ９と、一端がコンパレータ８の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ２６に接続された抵抗Ｒ７と、一端がコンパレータ８の反転入力端子に接続されて他端が閾値設定部２７に接続された抵抗Ｒ８とを備えてなるものである。

包絡線検波部２５から出力された検波信号は、ＬＰＦ２６を介して比較部２８に入力され、この比較部２８において抵抗Ｒ７を介してコンパレータ８の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ８の反転入力端子には、抵抗Ｒ８を介して閾値設定部２７からの閾値が入力される。これにより、コンパレータ８では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。

閾値設定部２７にて設定され比較部２８に入力される閾値は、本実施形態では、インピーダンスが大きい状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間での検波信号よりも大きく、且つ、インピーダンスが小さくて駆動スイッチＭＯＳのＯＮ・ＯＦＦのタイミングでパルス状の電流が流れる状態Ｃ、Ｃ’の期間での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。

そのため、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は０Ｖであって閾値設定部２７からの閾値よりも小さいため、コンパレータ８からはローレベルの信号が出力される。一方、状態Ｃ、Ｃ’の期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ８からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ８から出力されたローレベル、ハイレベルの信号が、モータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐとして、制御部６へ出力される。
このように、信号処理部２２では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して各種信号処理を行った上で回転パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスＳｐが生成される。

制御部６は、信号処理部２２から入力された回転パルスＳｐに基づき、例えばその回転パルスＳｐの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角や回転速度を検出する。

次に、モータ２が起動（回転開始）してから停止するまでのモータ電流波形の一例、及びそのモータ電流に基づく、信号処理部２２による回転パルスＳｐの生成の概要を、図５を用いて説明する。

図５に示すように、起動後、定常回転状態になるまでの初期段階では、一旦電流は急上昇した後に一定の電流値に落ち着いていく。そして、定常回転状態になると、電流値は平均的に一定となる。起動〜定常回転時は、定常時Ｄｕｔｙが５：５であるため、駆動スイッチＭＯＳがＯＮされる期間とＯＦＦされる期間は同じである。そして、状態Ｃ，Ｃ’の期間は、ＯＮ・ＯＦＦされる毎にパルス状の電流が発生する。

制動が開始されると、本実施形態では既述の通り制動時Ｄｕｔｙが１：９であることから、駆動スイッチＭＯＳの制御は、極短い期間ＯＮされてそれよりも遙かに長い期間ＯＦＦされる、という制御が繰り返される。これにより、制動開始時はモータ２の逆起電力によりモータ電流が一旦逆方向（定常回転時とは反対方向）に大きく低下するものの徐々に０に近づいていき、やがて、制動時Ｄｕｔｙ１：９の比率に応じた平均電流に落ち着いてモータ２は停止する。この制動開始〜停止の間も、定常回転時と同様、状態Ｃ，Ｃ’の期間は、駆動スイッチＭＯＳがＯＮ・ＯＦＦされる毎にパルス状の電流が発生する。

そのため、ＨＰＦ２３の出力は、起動〜停止までの全期間に渡って、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは基本的に何も出力されず、状態Ｃ，Ｃ’のときに、上記パルス状の電流の周波数成分が出力される。そして、そのパルス状の電流に対応した検出信号が包絡線検波部２５により検波され、ＬＰＦ２６を経た後に、比較部２８にて、閾値設定部２７により設定される閾値と検波信号との比較がなされる。そして、検波信号が閾値よりも大きい期間において回転パルスＳｐが生成されることとなる。

なお、図５に示したモータ電流波形では、当該モータ電流に含まれる交流成分のうち、状態Ｃ，Ｃ’の期間におけるパルス状の電流のみ図示し、パルス状の電流以外の波形、即ちＰＷＭ周波数Ｓｆにて全期間に渡って生じる脈動（図３参照）については、図示を省略している。後述する図１３についても同様である。

本実施形態では、起動〜定常回転時はもちろん、制動制御時においても、直流電源３からの直流電力の供給を完全に遮断するのではなく、所定のＤｕｔｙにてＰＷＭ制御を行うことにより、モータ２に電流を流すようにしている。制動制御時には、モータ２を停止し得る程度のＤｕｔｙ（上記の制動時Ｄｕｔｙ）にてＰＷＭ制御することにより、モータ２が停止するまでＰＷＭ制御を継続する。そのため、回転速度に関係なくモータ２の回転角を検出することができるのである。勿論、完全に停止した後も、引き続き、モータ２が回転しない程度の低いＤｕｔｙにてＰＷＭ制御を継続してもよい。

なお、本実施形態の回転検出システム１は、回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスＳｐの間隔（例えば立ち上がりエッジの間隔）に基づいてモータ２の回転速度も検出できるよう構成してもよい。

次に、制御部６が実行する、モータ２の回転制御及び回転角Ｄの算出を行うためのモータ駆動制御処理について、図６を用いて説明する。図６は、制御部６が実行するモータ駆動制御処理のフローチャートである。

制御部６は、モータ２を回転させるべき旨の外部からの指令を受けることによりこのモータ駆動制御処理を開始すると、まずＳ１１０にて、目標回転角Ｄｏ、ＰＷＭ周波数Ｓｆ、定常時Ｄｕｔｙ、及び制動時Ｄｕｔｙを取得する。

目標回転角Ｄｏは、ここでは制動を開始するタイミング（角度）であって、最終的に停止したときの目標とすべき角度を示すものではない。これは、制動をかけてもモータ２がすぐに停止するとは限らず、制動を開始した後もモータ２が完全に停止するまでは惰性で回転を続けるためである。そのため、目標回転角Ｄｏとして、最終的に停止したときの角度を設定する場合は、制動開始から完全に停止するまでの惰性回転量を考慮した値に設定する必要がある。

上記各値を取得すると、Ｓ１２０にて、モータ回転制御を行う。即ち、駆動スイッチＭＯＳを、定常時Ｄｕｔｙ（本例では５：５）にてＰＷＭ制御する。
そして、Ｓ１３０にて、直流電源スイッチ４へＨレベルの直流印加制御信号Ｓｄｃを出力することにより直流電源スイッチ４をＯＮさせて、モータ２へ直流電源３の直流電圧を印加する。これにより、モータ２が回転を開始する。

そして、Ｓ１４０にて、回転パルスＳｐが検出された否か、即ち信号処理部２２から回転パルスＳｐが入力されたか否かを判断し、回転パルスＳｐが検出された場合（Ｓ１４０：ＹＥＳ）、Ｓ１５０にて、その回転パルスＳｐに基づいて回転角Ｄを算出する。

なお、回転角Ｄは、回転パルスＳｐをカウントすることによりそのカウント値に基づいて算出される。また、図示は省略したが、回転パルスＳｐの出力間隔（周期）に基づいて回転速度の算出も行われる。

Ｓ１５０にて回転角Ｄを算出した後は、Ｓ１６０にて、現時点での回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに等しいか否かを判断する。そして、回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達するまではＳ１４０〜Ｓ１５０の処理を繰り返すが、回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達すると（Ｓ１６０：ＹＥＳ）、モータ２を制動させるべく、Ｓ１７０にて制動制御を開始する。即ち、駆動スイッチＭＯＳを制動時Ｄｕｔｙ（本例では１：９）にてＰＷＭ制御する。

Ｓ１７０による制動制御開始後、Ｓ１８０にて、そのＳ１７０による制動制御開始からｙ秒経過したか否かを判断する。このｙ秒は、制動制御開始からモータ２が完全に停止するまでの必要十分な時間である。つまり、Ｓ１８０の判断処理は、モータ２が完全に停止したか否かを判断する処理であると言える。

Ｓ１８０にて、制動制御開始からまだｙ秒経過していない場合は、Ｓ１９０に進み、Ｓ１４０と同様に回転パルスＳｐが検出されたか否かを判断する。そして、回転パルスＳｐが検出された場合は（Ｓ１９０：ＹＥＳ）、Ｓ２００にて、Ｓ１５０と同様に回転角Ｄの算出を行い、再びＳ１８０に戻る。

そして、Ｓ１７０の制動制御開始からｙ秒経過すると（Ｓ１８０：ＹＥＳ）、Ｓ２１０にて、直流電源スイッチ４へＬレベルの直流印加制御信号Ｓｄｃを出力することにより直流電源スイッチ４をＯＦＦさせて、モータ２への直流電圧の印加を遮断する。そして、続くＳ２２０にて、停止制御、即ち、駆動スイッチＭＯＳをＯＦＦさせて、このモータ駆動制御処理を終了する。

以上説明したように、本実施形態の回転検出システム１では、モータ２が、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列に回転角検出用のコンデンサＣ１が接続された構成となっており、これにより、１８０°回転する毎にモータ回路のインピーダンスが二段階に変化する。このうち、特に状態Ｃ，Ｃ’では、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１が直接接続された状態となることから、駆動スイッチＭＯＳがＯＮされる毎、及びＯＦＦされる毎に、そのＯＮ・ＯＦＦの瞬間にパルス状の電流が流れる。

そして、制御部６は、モータ２を、起動〜停止までの全期間に渡ってＰＷＭ制御にて駆動している。そのため、起動〜停止までの全期間に渡って、モータ２の回転角が状態Ｃ，Ｃ’に相当する位置にある間は、上記パルス状の電流が周期的に発生することになる。一方、インピーダンスが高くなる状態Ａ，Ａ’，Ｂ，Ｂ’では、パルス状の電流は発生しない。そこで、信号処理部３３は、モータ電流に含まれる上記パルス状の電流を検出してそれに対応した回転パルスＳｐを生成する。そして、制御部６はその回転パルスＳｐに基づいて回転角Ｄや回転速度などの回転状態を検出する。

従って、本実施形態の回転検出システム１によれば、モータ２が起動してから停止するまでの全期間で回転角Ｄや回転速度を確実に検出することができる。しかも、回転角Ｄの検出は、ＰＷＭ制御によって生じるパルス状の電圧の有無に基づいて行っており、モータ駆動に影響を与えることなく検出が行われる。そのため、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。

上述した特許文献１に開示された方法は、抵抗器を設けたことによって生じる直流電流の変動に基づいて検出を行うものであるため、減速〜停止にかけてモータに流れる直流電流が小さくなっていくとその変動も小さくなって、検出が困難となる。

これに対し、本実施形態では、ＰＷＭ制御によって生じる交流成分に基づいて検出を行っているため、モータ２の回転速度にかかわらず、ＰＷＭ制御を行っている限り（さらにはスイッチＭＯＳをＯＮ・ＯＦＦ制御している限り）、モータ２の回転状態を検出することができるのである。

また、特許文献１に開示された方法では、いずれか一つの相コイルに抵抗器を接続することによってモータ回路に流れる直流電流に変動が生じるようにしているため、この電流変動に伴って必然的にモータのトルク変動が生じてしまう。モータのトルク変動は、モータ自身の騒音、或いはモータにより駆動される駆動対象の騒音の発生原因になる。

これに対し、本実施形態では、第１相コイルＬ１にコンデンサＣ１を並列接続することによってモータ２の回転に伴うインピーダンスの変化を生じさせるようにしており、コンデンサＣ１は直流的にみれば高インピーダンスであってその存在は無視し得る。そのため、回転検出のためコンデンサＣ１が設けられているものの、それによってモータ２のトルクにトルク変動等の影響を与えることはなく、この点でも本実施形態の回転検出システム１は優れている。

また、本実施形態では、モータ２に流れる交流成分に基づいて回転状態を検出するようにしているが、交流成分に基づく回転状態の検出という観点でいえば、上記実施形態のような方法以外にも、例えば、別途交流電源を設けてその交流電源から例えばカップリングコンデンサを用いること等によってモータ２へ交流成分を重畳させることもできる。

しかし、このように別途交流電源を設ける方法は、交流電源を設ける必要性があることから、その分のコストアップや装置構成の大型化を招く。しかも、特に中・大型のモータになると、モータ自身のインピーダンスが小さくなるため、カップリングコンデンサを用いた交流重畳自体が困難となる。

これに対し、本実施形態のようにＰＷＭ制御によって生じる交流成分に基づいて回転状態を検出する方法は、別途交流電源を設けることなく交流成分を生じさせることができるため、上述した各種問題が生じないという利点がある。

［第２実施形態］
図７に、本実施形態の回転検出システム３０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム３０は、検出対象のモータ３１に対し、第１実施形態と同様にその回転角や回転速度を検出できるのに加え、更に、モータ３１の回転方向も検出可能に構成されたシステムである。

本実施形態の回転検出システム３０も、モータ３１に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備え、また、直流電源スイッチ４とモータ２の間に電流検出部２１が備えられている。また、モータ２からグランドラインに至る経路上に駆動スイッチＭＯＳが設けられていること、及びこの駆動スイッチＭＯＳが制御部３４によって起動〜停止まで全期間に渡ってＰＷＭ制御されることは、第１実施形態の回転検出システム１と同じである。また、ＰＷＭ制御において、起動〜定常回転時は定常時Ｄｕｔｙ（５：５）で制御され、制動制御時には制動時Ｄｕｔｙ（１：９）で制御されることについても、第１実施形態と同様である。

そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。

本実施形態の回転検出システム３０では、モータ３１が、第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続されているのに加え、更に、第２相コイルＬ２にもコンデンサＣ２が並列接続された構成となっている。このコンデンサＣ２の静電容量値は、第１相コイルＬ１に並列接続されたコンデンサＣ１の静電容量値とは異なる値である。

そのため、このモータ３１が１８０°回転する間、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎、即ち各ブラシ１６，１７間のモータ回路が変化する毎に、そのモータ回路のインピーダンスはそれぞれ異なる値に変化する。つまり、第１実施形態では、図２に示したように、１８０°回転する間にモータ回路は状態Ａ〜Ｃの３種類に変化するもののインピーダンスの変化は状態Ａ，Ｂの高インピーダンスと状態Ｃの低インピーダンスの二段階種類であったのに対し、本実施形態では、モータ回路が３種類に変化する毎に、インピーダンスもそれぞれ異なる値（３種類の値）となる。即ち、１８０°回転する間にモータ回路のインピーダンスは３段階に変化するのである。

状態Ａ，Ｂ，Ｃのそれぞれでモータ回路のインピーダンスが異なることについて、図８を用いて説明する。図８（ａ）に、モータ３１が１８０°回転する間における、モータ３１内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を示す。図８（ａ）に示すように、本実施形態のモータ３１のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、主として状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。

状態Ａでは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ２のみの経路が存在しているため、ブラシ間には、このコンデンサＣ２と、このコンデンサＣ２に並列接続された合成インダクタンスとの並列共振回路が形成される。そのため、この状態Ａでのブラシ間のインピーダンスは、図８（ｂ）に示すように、周波数ｆｄを共振周波数とする並列共振特性を有する。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態である。この状態Ｂでは、ブラシ間に、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の直列回路が接続された状態となっている。そのため、ブラシ間には、この各コンデンサＣ１，Ｃ２の直列合成容量と、これらに並列接続された合成インダクタンスとの、並列共振回路が形成される。そのため、この状態Ｂで形成される並列共振回路のインピーダンスは、図８（ｂ）に示すように、周波数ｆｇを共振周波数とする並列共振特性を有する。そして、この状態Ｂでの共振周波数ｆｇは、状態Ａでの共振周波数ｆｄよりも高い。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態である。この状態Ｃでは、ブラシ間にコンデンサＣ１のみの経路が存在しているため、ブラシ間には、このコンデンサＣ１と、このコンデンサＣ１に並列接続された合成インダクタンスとの並列共振回路が形成される。そのため、この状態Ｃでのブラシ間のインピーダンスは、図８（ｂ）に示すように、周波数ｆｅを共振周波数とする並列共振特性を有する。そして、この状態Ｃでの共振周波数ｆｅは、状態Ａでの共振周波数ｆｄよりも高く、状態Ｂでの共振周波数ｆｇよりは低い。

そして、本実施形態でも、第１実施形態と同様、ＰＷＭ制御におけるＰＷＭ周波数Ｓｆが、状態Ｂでの共振周波数ｆｇよりも高い周波数に設定される。そのため、モータ３１のモータ回路のインピーダンスは、状態Ａが最も小さくて状態Ｂが最も大きく、状態Ｃは両者の間である。

つまり、本実施形態のモータ３１は、回転に伴って、モータ回路のインピーダンスの変化が三段階生じる。また、状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれも、静電容量値の差こそあれ、ブラシ間にコンデンサのみの経路が存在する。

そのため、いずれの状態においても、駆動スイッチＭＯＳのＯＮ時及びＯＦＦ時にパルス状の電流が発生する。具体的には、図９に例示する通りであり、インピーダンスが最も大きくなる状態Ｂが最も小さいパルスとなり、インピーダンスが小さくなる状態Ａが最も大きいパルスとなり、インピーダンスが状態Ａと状態Ｂの中間である状態Ｃが、両者の中間の大きさのパルスとなる。

つまり、モータ３１に流れるモータ電流に含まれるパルス状の交流電流成分は、モータ３１が同一方向に回転している限り、その振幅が、小振幅、中振幅、大振幅の３種類段階に順次変化する。

そこで本実施形態の回転検出システム３０では、回転信号検出部３２を構成する信号処理部３３が、図１０（ａ）に示すように、２つの閾値設定部３８，３９と、２つの比較部３６，３７を備え、各比較部３６，３７からそれぞれ第１回転パルスＳｐ１１、第２回転スＳｐ１２が出力されるよう構成されている。

即ち、図１０（ａ）に示す信号処理部３３は、ＨＰＦ２３、増幅部２４、包絡線検波部２５、及びＬＰＦ２６を備えている点では、図４に示した第１実施形態の信号処理部２２と同じである。そして、本実施形態の信号処理部３３は、ＬＰＦ２６から出力された検波信号が、第１比較部３６及び第２比較部３７に入力される。

第１比較部３６では、入力された検波信号と第１閾値設定部３８にて設定されている第１閾値との比較が行われ、第１実施形態の比較部２８と同様に、比較結果に応じた回転パルス（第１回転パルスＳｐ１１）が出力される。

第２比較部３７では、入力された検波信号と第２閾値設定部３９にて設定されている第２閾値との比較が行われ、比較結果に応じた回転パルス（第２回転パルスＳｐ１２）が出力される。

第１閾値及び第２閾値は、次のように設定されている。即ち、検出信号に含まれる交流電流成分が小振幅のとき（即ち状態Ｂのとき）の包絡線検波部２５による包絡線検波後の検波信号を小検波信号、交流電流成分が中振幅のとき（即ち状態Ｃのとき）の包絡線検波部２５による包絡線検波後の検波信号を中検波信号、交流電流成分が大振幅のとき（即ち状態Ａのとき）の包絡線検波部２５による包絡線検波後の検波信号を大検波信号としたとき、第１閾値は、小検波信号より大きく中検波信号より小さい所定の値であり、第２閾値は、中検波信号より大きく大検波信号より小さい所定の値である。

そのため、包絡線検波部２５からの検波信号に対して第１比較部３６にて第１閾値との比較を行った結果、例えば検波信号が第１閾値より小さければ、小検波信号と判断できる。検波信号が第１閾値より大きかった場合は、中検波信号又は大検波信号の何れかであることが推定される。この場合、第２比較部３７による第２閾値との比較の結果、検波信号が第２閾値より小さければ中検波信号と判断でき、検波信号が第２閾値よりも大きければ大検波信号と判断できる。

逆に言えば、検波信号に対してそれが小検波信号、中検波信号、又は大検波信号のいずれであるかを判断できるように、第１閾値及び第２閾値をそれぞれ設定することで、整流子片の切り替わり毎（モータ回路の切り替わり毎）に、その切り替わりを検出して各回転パルスＳｐ１１，Ｓｐ１２を生成することができる。そのため、第１実施形態に比べて分解能の高い回転角検出が実現される。

図１０（ｂ）は、各回転パルスＳｐ１１，Ｓｐ１２の一例である。図示の如く、第１回転パルスＳｐ１１は、交流電流成分が中振幅及び大振幅となる状態Ａ，Ｃの期間に出力され、第２回転パルスＳｐ１２は、交流電流成分が大振幅となる状態Ａの期間に出力される。

また、本実施形態では、１８０°回転する間の整流子片の切り替わり毎に、交流電流成分の振幅が小・中・大の３段階に順次変化するため、その変化パターンの仕方に基づいてモータ３１の回転方向を検出することができる。

即ち、図１０（ｂ）から明らかなように、例えばモータ３１の回転角が状態Ａのある角度にあって各回転パルスＳｐ１，Ｓｐ２の双方が出力されている場合に、次に第２回転パルスＳｐ２が出力されなくなるか、それとも各回転パルスＳｐ１，Ｓｐ２の双方とも出力されなくなるかによって、モータ３１がどの方向に回転しているかがわかる。また例えば、モータ３１の回転角が状態Ｂのある角度にあっていずれの回転パルスも出力されていない場合に、次に第１回転パルスＳｐ１のみが出良くされるか、それとも各回転パルスＳｐ１１，Ｓｐ２の双方が出力されるかによって、モータ３１がどの方向に回転しているかがわかる。

そのため、本実施形態の制御部３４は、信号処理部３３から入力される第１回転パルスＳｐ１及び第２回転パルスＳｐ２の２つの回転パルスに基づき、上述した要領で、モータ３１の回転方向を検出するよう構成されている。

そのため、例えばモータ３１が停止する直前に逆転してしまったとしても、その逆転の発生を検出して、回転角Ｄの算出結果に反映させることができる。
なお、回転角Ｄや回転速度の算出は、第１回転パルスＳｐ１及び第２回転パルスＳｐ２のうち何れか一方を用いて第１実施形態と同様に算出することができる。或いは、双方の回転パルスを用いて、より分解能の高い算出を行うことも可能である。

以上説明した本実施形態の回転検出システム３０によれば、モータ３１において、静電容量値の異なる２つのコンデンサＣ１，Ｃ２が第１相コイルＬ１と第２相コイルＬ２にそれぞれ並列接続されており、これにより、回転に伴って各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎に、駆動スイッチＭＯＳのＯＮ・ＯＦＦ時に発生する交流電流成分（パルス状の電流）の振幅もそれぞれ異なる大きさに変化する。そのため、より高い分解能で回転角Ｄや回転速度を検出することができ、更に加えて、回転方向をも検出することができる。そのためモータ３１の停止付近で起こりやすい逆転も正確に検出でき、回転方向も考慮されたより精度の高い回転角Ｄの検出が可能となる。

［第３実施形態］
図１１に、本実施形態の回転検出システム４０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム４０も、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に流れる電流に基づいて回転パルスＳｐを生成する回転信号検出部５を備えている点、直流電源スイッチ４が設けられている点、などについては、第１実施形態と同じである。

そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。

本実施形態の回転検出システム４０では、直流電源３からモータ２への電力供給が、モータドライバ４１を介して行われる。モータドライバ４１は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。

即ち、モータドライバ４１は、ＭＯＳＦＥＴからなる第１駆動スイッチＭＯＳ１、第２駆動スイッチＭＯＳ２、第３駆動スイッチＭＯＳ３、及び第４駆動スイッチＭＯＳ４を備え、このうちハイサイド側の各駆動スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ２（いずれもＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースは直流電源スイッチ４を介して直流電源３に接続され、ローサイド側の各駆動スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４（いずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースはグランドラインに接続されている。また、ハイサイド側の第１駆動スイッチＭＯＳ１のドレインはローサイド側の第３駆動スイッチＭＯＳ３のドレインに接続されると共に、その接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点Ｊ）はモータ２における一方のブラシ１６に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方の第２駆動スイッチＭＯＳ２のドレインはローサイド側における他方の第４駆動スイッチＭＯＳ４のドレインに接続されると共に、その接続点（ブリッジ回路の他方の中点Ｋ）はモータ２における他方のブラシ１７に接続されている。

そして、各駆動スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のゲートには、それぞれ、制御部４２から駆動信号Ｓｍ１〜Ｓｍ４が入力され、各駆動スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４は、それぞれ自身のベースに入力される駆動信号によってＯＮ・ＯＦＦされる。

このように、モータドライバ４１を備えていることにより、このモータドライバ４１によるモータ２の正転・逆転の切り替えが可能である。即ち、モータ２を正転させる際は、直流電源スイッチ４をＯＮさせると共に、モータドライバ４１を構成する４つの駆動スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、第１駆動スイッチＭＯＳ１及び第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮさせ、他の２つの第２駆動スイッチＭＯＳ２，ＭＯＳ３をＯＦＦさせる。これにより、直流電源３からの直流電圧が、モータドライバ４１を介してモータ２へ印加され、モータ２が正転を開始する。正転時には、図１１に矢印で示したように、モータ２において、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。

一方、モータ２を逆転させる際は、モータドライバ４１を構成する４つの駆動スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、第２駆動スイッチＭＯＳ２及び第３駆動スイッチＭＯＳ３をＯＮさせて、他の２つの駆動スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ４をＯＦＦさせる。これにより、図１１に矢印でしたように、モータ２において、他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。

このように、ＯＮさせる駆動スイッチを切り替えることで、モータ２の正転及び逆転の切り替えが可能となるわけだが、本実施形態でも、上記各実施形態と同様、モータ２の回転角を検出できるよう、起動〜停止までの全期間で、各駆動スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４をＰＷＭ制御する。

具体的には、回転させるべき方向（指定方向）に対する通電方向への通電である指定方向通電（本発明の通電駆動に相当）を行うための駆動スイッチ制御と、と、各ブラシ１６，１７間を短絡させる短絡通電（本発明の短絡駆動に相当）を行うための駆動スイッチ制御とを、所定のＤｕｔｙにて切り替えることにより、指定方向への回転を制御する。

ここで、指定方向通電を行うための駆動スイッチ制御とは、指定された回転方向に回転させるための駆動スイッチ制御であり、例えば正転させるべき旨が指定されている場合は、第１駆動スイッチＭＯＳ１と第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮさせて他の２つの駆動スイッチＭＯＳ２，ＭＯＳ３をＯＦＦさせることにより正転方向へ通電させるような制御となる。また例えば、逆転させるべき旨が指定されている場合は、第２駆動スイッチＭＯＳ２と第３駆動スイッチＭＯＳ３をＯＮさせて他の２つの駆動スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ４をＯＦＦさせることにより逆転方向へ通電させるような制御となる。

一方、短絡通電を行うための駆動スイッチ制御とは、ローサイド側の２つの駆動スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を何れもＯＮさせてハイサイド側の２つの駆動スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ２をいずれもＯＦＦさせるような制御となる。

そして、起動〜定常回転時は、指定方向通電のための駆動スイッチ制御（通電駆動）と短絡通電のための駆動スイッチ制御（短絡駆動）を所定のＤｕｔｙ（定常時Ｄｕｔｙ）で切り替えることで、指定方向への通電量を制御し、延いては指定方向への回転を制御する。本例では、通電駆動と短絡駆動を例えば９：１の定常時ＤｕｔｙにてＰＷＭ制御する。

つまり、図１２に示す定常回転時の波形例のように、例えば正転方向に回転するよう指定されている場合には、指定方向通電（即ち正転方向通電）のための通電駆動（第１駆動スイッチＭＯＳ１及び第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮ）と、短絡通電のための短絡駆動（（第３駆動スイッチＭＯＳ３及び第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮ）が、９：１のＤｕｔｙで切り替え制御される。

そのため、定常回転時は、図１２及び図１３に示すように、上記の切り替えタイミングに従ってモータ電流が脈動する。そして、第１実施形態と同様、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が存在する状態Ｃにおいては、駆動スイッチのＯＮ・ＯＦＦの直後、即ち本例では第１駆動スイッチＭＯＳ１と第４駆動スイッチＭＯＳ４のＯＮ直後及びＯＦＦ直後に、それぞれ、コンデンサＣ１への充電・放電によるパルス状の電流が発生する。なお、本実施形態では、定常回転時の定常時Ｄｕｔｙが９：１に設定されているため、パルス状の電流の発生タイミングも、図１２及び図１３に示すようにその定常時Ｄｕｔｙに応じたものとなる。

また、制動制御時には、定常回転時と同様に、通電駆動と短絡駆動を所定のＤｕｔｙ（制動時Ｄｕｔｙ）で切り替えるのであるが、その制動時Ｄｕｔｙを、モータ２が停止し得る程度のＤｕｔｙとする。具体的には、本例では１：９のＤｕｔｙにて切り替え制御される。

そのため、制動制御時も、図１３に示すように、上記の切り替えタイミングに従ってモータ電流が脈動する。また、この制動制御時も、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が存在する状態Ｃにおいては、駆動スイッチのＯＮ・ＯＦＦの直後にそれぞれ、コンデンサＣ１への充電・放電によるパルス状の電流が発生する。

そして、ＰＷＭ制御によって生じたパルス状の電流に対し、信号処理部２２が、各種信号処理（ＨＰＦ２３〜比較部２８までの一連の流れ）を通して回転パルスＳｐを生成する。そして、その生成された回転パルスＳｐに基づき、制御部４２が、第１実施形態の制御部６と全く同様の方法によって回転角や回転速度を検出する。

次に、本実施形態の制御部４２が実行するモータ駆動制御処理について、図１４のフローチャートを用いて説明する。図１４のモータ駆動制御処理が開始されると、制御部４２はまず、Ｓ３１０にて、目標回転角Ｄｏ、回転方向、ＰＷＭ周波数Ｓｆ、定常時Ｄｕｔｙ、及び制動時Ｄｕｔｙを取得する。

そして、Ｓ３２０にて、回転方向を判断する。この判断はＳ３１０にて取得した回転方向に基づくものであり、その取得した回転方向が正転であればＳ３３０に進み、逆転であればＳ３４０に進む。

取得した回転方向が正転であることによりＳ３３０に進んだ場合は、モータ正転制御を行う。即ち、正転方向通電のための、第１駆動スイッチＭＯＳ１及び第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮさせる通電駆動と、短絡通電のための、第３駆動スイッチＭＯＳ３及び第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮさせる短絡駆動とを、定常時Ｄｕｔｙ（本例では９：１）にて切り替え（ＰＷＭ制御）する。そして、Ｓ３５０にて、直流電圧の印加を行う。

これにより、図１２及び図１３に示したように、９：１の定常時Ｄｕｔｙにて通電駆動と短絡駆動が切り替えられながらモータが正転することとなる。
一方、Ｓ３１０にて取得した回転方向が逆転であることによりＳ３４０に進んだ場合は、モータ逆転制御を行う。即ち、逆転方向通電のための、第２駆動スイッチＭＯＳ２及び第３駆動スイッチＭＯＳ３をＯＮさせる通電駆動と、短絡通電のための、第３駆動スイッチＭＯＳ３及び第４駆動スイッチＭＯＳ４をＯＮさせる短絡駆動とを、定常時Ｄｕｔｙ（９：１）にて切り替え（ＰＷＭ制御）する。そして、Ｓ３５０にて、直流電圧の印加を行う。

これにより、正転時と同様に、９：１の定常時Ｄｕｔｙにて通電駆動と短絡駆動が切り替えられながらモータが逆転することとなる。そして、第１実施形態のモータ駆動制御処理（図６）におけるＳ１４０〜Ｓ１６０と同様に、回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに等しくなるまで、回転角Ｄの算出を行う（Ｓ３６０〜Ｓ３８０）。

そして、モータ２の回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達すると（Ｓ３８０：ＹＥＳ）、Ｓ３９０にて、短絡制動制御を行う。即ち、指定方向通電のための通電駆動と、短絡通電のための短絡駆動とを、制動時Ｄｕｔｙ（本例では１：９）にて切り替え（ＰＷＭ制御）する。これにより、モータ２の回転速度は徐々に低下していくこととなる。

そして、Ｓ４００にて、Ｓ３９０による短絡制動制御の開始からｙ秒経過したか否かを判断し、ｙ秒経過するまでは回転パルスＳｐが検出される毎に回転角Ｄを算出するが（Ｓ４１０〜Ｓ４２０）、ｙ秒経過した場合は（Ｓ４００：ＹＥＳ）、Ｓ４３０にて直流電源スイッチ４をＯＦＦさせて直流電圧の印加を遮断する。更に、Ｓ４４０にて、４つの駆動スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４を全てＯＦＦさせるモータドライバ停止制御を行って、このモータ駆動制御処理を終了する。

以上説明した本実施形態の回転検出システム６０によっても、第１実施形態の回転検出システム１と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。

［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、検出対象のモータ、即ち回転に伴ってブラシ間（モータ回路）のインピーダンスが周期的に変化するような構成のモータとして、第１相コイルＬ１に並列にコンデンサＣ１を接続したモータ２（第１，第３実施形態）、及び、第１相コイルＬ１と第２相コイルＬ２にそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサＣ１，Ｃ２を並列接続したモータ３１（第２実施形態）を例に挙げて説明したが、これら各モータ２，３１はあくまでも一例であり、回転に伴ってインピーダンスの周期的な変化が生じ、そのインピーダンスの変化に伴ってモータ電流に含まれる交流成分の振幅が変化するようなものであれば、どのようなモータでも本発明を適用可能である。

例えば、何れか１つ又は複数の相コイルにインダクタンス素子を接続したり或いは抵抗素子を接続してもよい。抵抗素子、インダクタンス素子、コンデンサを組み合わせて用いても良い。

図１５に示したモータ５０は、第１相コイルＬ１にインダクタンス素子（コイル）Ｌ１０を並列接続したものである。このモータ５０は、図１のモータ２と比較して明らかなように、図１のモータ２において、コンデンサＣ１をインダクタンス素子Ｌ１０に置き換えたものである。

このような構成のモータ５０も、第１実施形態のモータ２と同様、１８０°回転する間のブラシ切り替わり毎にモータ回路も３種類に切り替わる。そのうち、各ブラシ１６，１７の何れか一方に第１整流子片１１が接触して他方に第２整流子片１２が接触している状態を状態Ａ、各ブラシ１６，１７の何れか一方に第２整流子片１２が接触して他方に第３整流子片１３が接触している状態を状態Ｂ、各ブラシ１６，１７の何れか一方に第３整流子片１３が接触して他方に第１整流子片１１が接触している状態を状態Ｃとすると、状態Ａ，Ｂはブラシ間のインピーダンスは同じであるのに対し、状態Ｃは、他の状態Ａ，Ｂよりもインピーダンスが小さくなる。

但し、状態Ｃでインピーダンスが小さくなるものの、第１実施形態のモータ２における状態Ｃ（図２参照）のように、ブラシ間にコンデンサＣ１のみの経路が生じるわけではない。そのため、第１実施形態の状態Ｃのようなパルス状の電流は流れず、ＰＷＭ制御による駆動スイッチのＯＮ・ＯＦＦによって生じるモータ電流の脈動（交流成分）の振幅が、インピーダンスの変化に応じて変化する。即ち、図１６に示すように、インピーダンスの大きい状態Ａ，Ｂのときのモータ電流の脈動に比べ、インピーダンスの小さい状態Ｃのときの脈動の方が、振幅が大きい。

そこで、例えばＨＰＦやバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）等で、モータ電流からのこの脈動成分を抽出し、第１実施形態と同様に増幅、包絡線検波といった信号処理を加えれば、振幅の大きさに応じた検波信号が得られる。そして、振幅が小さいときの検波信号より大きくて振幅が大きいときの検波信号よりも小さい所定の閾値を設定し、その閾値を基準にして、第１実施形態と同様に回転パルスＳｐを生成することができる。

なお、上記第１実施形態でも、図３をみて明らかなように、状態Ｃと状態Ａ，Ｂとでは、ＰＷＭ制御によるモータ電流の脈動の振幅自体も異なっている。そのため、第１実施形態においても、上記説明した図１５のモータ５０の場合と同じように、その脈動の振幅変化に基づいて回転パルスＳｐを生成することも可能である。

また、上記実施形態では、モータを駆動する駆動回路として、駆動スイッチを１つのみ用いてこれをＯＮ・ＯＦＦさせる構成の回路（第１，第２実施形態）と、駆動スイッチを４つ用いたＨブリッジ駆動回路（第３実施形態）を例示したが、これら駆動回路についてもあくまでも一例であり、モータを起動〜停止までＰＷＭ制御にて駆動することができる限り種々の駆動回路を用いることができる。

例えば、図１７に示すような、二電源方式によりモータを正逆転制御できるような駆動回路を構成することもできる。図１７の回転検出システム６０は、ハイサイド側のＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（以下「ハイサイドスイッチ」ともいう）Ｔｒ１とローサイド側のＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下「ローサイドスイッチ」ともいう）Ｔｒ２とがいわゆるＴブリッジ（ハーフブリッジ）構成にされ、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続点にモータ２の一方のブラシ１６が接続されている。モータ２の他方のブラシ１７はグランドラインに接続されている。

また、２つの直流電源６１，６２を有し、このうち一方の直流電源６１は、ハイサイドスイッチＴｒ１がＯＮされているときにこのハイサイドスイッチＴｒ１を介してモータ２へ電力を供給する。他方の直流電源６２は、ローサイドスイッチＴｒ２がＯＮされているときにこのローサイドスイッチＴｒ２を介してモータ２へ電力を供給する。

モータ２におけるグランドライン側のブラシ１７とグランドラインの間の経路には、その経路を流れる電流に基づいて回転パルスＳｐを生成する回転信号検出部６４が配置されている。そして、制御部６３が、各スイッチＴｒ１，Ｔｒ２へそれぞれ駆動信号Ｓｂ１，Ｓｂ２を出力してＰＷＭ制御すると共に、回転信号検出部６４からの回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出する。

図１５に例示したＴブリッジ型の駆動回路以外でも、検出対象のモータへの通電をＰＷＭ制御できる限り、あらゆる構成の駆動回路を用いることができる。
また、上記第３実施形態では、モータ２のＰＷＭ制御として、指定回転方向へ通電させるための駆動である通電駆動と、短絡通電させるための駆動である短絡駆動と、を所定のＤｕｔｙにて切り替え駆動するようにしたが、このような切り替えも１つの例であって、他にも、例えば、通電方向を切り替えるようなＰＷＭ制御を行うようにしてもよい。即ち、例えば正転方向へ通電させるための駆動（正転駆動）と逆転方向へ通電させるための駆動（逆転駆動）とを所定のＤｕｔｙで切り替えるのである。この場合、例えば、起動〜定常回転時は正転駆動と逆転駆動を９：１のＤｕｔｙで駆動させ（つまり正転させ）、制動制御時には５：５のＤｕｔｙで駆動させることで平均電力をゼロとしてモータを停止させることができる。

また他にも、例えば、指定回転方向へ通電させるための通電駆動と、駆動スイッチを全てＯＦＦさせる（つまりブラシ間を開放させる）開放駆動とを、所定のＤｕｔｙにて切り替え駆動するようにしてもよい。また、上記各実施形態で例示したＤｕｔｙは、あくまでも一例にすぎない。

また、上記各実施形態では、モータへの通電をＰＷＭ制御により行うことで、モータ電流に交流成分を生じさせ、その交流成分に基づいてモータの回転状態を検出するようにしたが、仮に、ＰＷＭ制御を行わずとも何らかの要因でモータ電流に交流成分が混入するような場合においては、その交流成分を抽出して回転パルスＳｐを生成し、回転状態を検出してもよい。具体的には、例えば、一定周波数のノイズが常時モータ回路に混入するような環境でモータが使用されている場合には、そのノイズ成分を回転検出のために有効利用することも可能である。

また、上記第２実施形態では、インピーダンスを三段階に変化させるためのモータ構成として、異なる静電容量値の２つのコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ第１相コイルＬ１及び第２相コイルＬ２に並列接続した構成を例示したが、これはあくまでも一例であり、例えば、何れか２つの相コイルにそれぞれインダクタンス値の異なるインダクタンス素子を並列接続したり、何れか２つの相コイルにそれぞれ抵抗値の異なる抵抗素子を並列接続したり、何れか１つの相コイルにはコンデンサを接続して他の１つの相コイルにコンデンサ及びインダクタンス素子からなる直列回路を並列接続したり、各相コイルそれぞれに素子値の異なるコンデンサ或いはインダクタンス素子を並列接続するなど、結果として回転中にインピーダンスの周期的な変化が三段階以上生じるような構成であればどのような構成であってもよい。

また、上記各実施形態では、検出対象のモータとして、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、例えば図１８に示すモータ７０のように、スター結線された３つの相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３からなるモータであってもよい。スター結線の場合、例えば、図１８に示すように、２つの相コイルＬ１１，Ｌ１２の双方にそれぞれコンデンサＣ２１，Ｃ２２を並列接続することで、モータ７０の回転角や回転方向を検出することができる。

なお、図１８に示した構成はあくまでも一例に過ぎず、例えば、何れか１つの相コイルにのみコンデンサを並列接続するようにしてもよい。また例えば、全ての相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３にそれぞれコンデンサを並列接続してもよい。但しその場合、コンデンサの静電容量値は少なくとも二種類にする必要がある。また、例えば、２つの整流子片の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。

また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。

４相以上のモータに対する本発明の適用例として、図１９に、５相の直流モータの場合を示す。図１９に示すモータ８０は、５つの整流子片８１，８２，８３，８４，８５からなる整流子を有し、隣接する各整流子片にそれぞれ、電機子コイルとしての各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５がそれぞれ接続（Δ結線）されている。なお、各相コイルのインダクタンスはいずれも同じである。

そして、各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５のうち２つの相コイル（第１相コイルＬ２１、第２相コイルＬ２２）に、それぞれコンデンサＣ３１，Ｃ３２が並列接続されている。このような５相のモータ８０についても、回転角や回転速度の検出を行うことができる。

なお、４相以上のモータにおいて、何れか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。また、４相以上のモータにおいても、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターン（延いては交流電流の振幅変化パターン）に基づいて回転方向の検出も可能となる。

更に、回転に伴ってインピーダンスの変化が周期的に生じるようなモータの具体的構成は、他にも考えられる。例えば、図２０に示すモータ９０も、回転に伴ってモータ回路のインピーダンスが周期的に変化する。図２０のモータ９０は、ハウジング９１と、このハウジング９１内に収容されたロータコア１００とを備えている。ロータコア１００は、ハウジング９１の軸心に配置されている回転軸９６に固定され、この回転軸９６と共に回転する。

ハウジング９１は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの磁石９２，９３が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの磁石９２，９３が所定間隔隔てて固定されている。各磁石９２，９３は、いずれも永久磁石であり、ロータコア１００と対向する面側の極性が一方はＮ極で他方がＳ極である。つまり、このモータ９０は界磁が２極の直流モータとして構成されている。

また、ハウジング９１は、軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの磁石９２，９３と共にモータ９０の磁気回路を構成している。
ロータコア１００は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）１０１，１０２，１０３を有し、電機子コイル９５が巻回されている。具体的には、第１ティース１０１に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース１０２に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース１０３に第３相コイルＬ３が巻回されており、これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３により電機子コイル９５が構成されている。

また、回転軸９６には、整流子１０が固定されており、この整流子１０に、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７が摺接している。整流子１０と各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３との結線状態は、第１実施形態のモータ２（図１参照）と同じである。

更に、モータ９０には、ハウジング９１の内周面において、２つの磁石９２，９３の間に、凸部９４が設けられている。ハウジング９１の内周面には、２つの磁石９２，９３が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において磁石９２，９３の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。モータ９０では、図２０に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング９１の内周面から径方向内側へ突出するように凸部９４が設けられている。また、この凸部９４は、２つの磁石９２，９３のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石９２，９３の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。

凸部９４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、且つ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部９４が設けられていることにより、モータ９０のロータコア１００とハウジング９１により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア１００の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、モータ９０のロータコア１００とハウジング９１により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。

ロータコア１００及びハウジング９１はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ９０の磁気抵抗は、ロータコア１００（詳しくは各ティース１０１，１０２，１０３の外周面）とハウジング９１の内周面又は磁石９２，９３との間のエアギャップ、及び各磁石９２，９３の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。

但し、各磁石９２，９３については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各磁石９２，９３は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ９０の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各磁石９２，９３の存在は無視することができ、各磁石９２，９３はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部９４がないならば、ロータコア１００とハウジング９１の内周面とのエアギャップはロータコア１００が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。

しかし、モータ９０は、ハウジング９１の内周面に、ハウジング９１とほぼ同じ透磁率を有する、軟磁性の凸部９４が設けられている。そのため、モータ９０の回転角によって、即ちロータコア１００の各ティース１０１，１０２，１０３の外周面がこの凸部９４と対向しているか否かによって、モータ９０の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、モータ９０の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンスも変化するため、電流検出部２１を流れるモータ電流の交流成分の振幅も変化する。

この振幅の変化は、モータ９０の回転（詳しくはロータコア１００及び回転軸９６の回転）に伴って周期的に生じる。そこで、この交流電流の振幅の変化に基づき、上述した各実施形態と同様に、モータ９０の回転角を検出することができる。

なお、ハウジング側に工夫を加えることでモータ回路のインダクタンスを周期的に変化させることが可能な構成は、図２０に示したモータ１００以外にも多種多様のものが考えられる。具体的には、凸部の設置位置や設置数を適宜変更したり、凸部の形状自体に工夫を加えることで回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化パターンに特徴を持たせたりすることができる。

また、上記第１実施形態では、第１相コイルＬ１全体に対して完全に並列となるようにコンデンサＣ１を接続したが、例えば、第１相コイルＬ１の一部に中間タップをたててそこにコンデンサＣ１の一端を接続することにより、コンデンサＣ１を第１相コイルＬ１の一部に対して並列となるように接続してもよい。

また、上記第１実施形態のモータ２は、第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続された構成であったが、コンデンサＣ１の充放電電流の制御や、整流子１０や各ブラシ１６，１７の保護のために、図２１に示すモータ１１０のように、コンデンサＣ１と直列に抵抗Ｒ２０を接続してもよい。また、この抵抗Ｒ２０に代えて例えばインダクタを接続してもよい。他の各実施形態のモータについても同様である。

また、一般に直流モータにおいては、サージ吸収のためにリングバリスタが用いられることがある。このようにリングバリスタを有するモータの場合には、このリングバリスタを利用して、回転に伴う周期的なインピーダンス変化を生じさせるようにすることができる。

例えば、リングバリスタが有する複数の電極のうち隣接する電極間にコンデンサやインダクタンス素子等を接続するようにしてもよい。また例えば、上述した各種モータのように別途コンデンサやインダクタンス素子等を接続することなく、各電極の面積に差異をもたせるなどしてリングバリスタ自体の構成に工夫を加えることで、回転に伴う周期的なインピーダンス変化が生じるようにすることもできる。

また、上記各実施形態では、モータの回転の過程において、ブラシに接触する整流子片が切り替わる際に生じる、モータ回路の瞬間的なインピーダンスの変化については、考慮しないものとして説明したが、瞬間的ではあれ、インピーダンスが変化することは事実であり、しかもそのインピーダンスの変化は回転に伴って周期的に生じる。そのため、その瞬間的に生じるインピーダンスの変化に基づいて（延いてはそれにより生じる交流成分の変化に基づいて）回転角等の回転状態を検出することも可能である。その場合、上記各実施形態のモータ２のようにコンデンサやインダクタンス素子等を設けることによって回転に伴うモータ回路のインピーダンス変化を生じさせる必要はなくなる。

また、上記第１実施形態では、直流電源スイッチ４と駆動スイッチＭＯＳを別々に設けたが、これらは双方ともに必ず設ける必要はなく、何れか一方のみであっても同様のモータ制御を行うことが可能である。

具体的には、例えば図２２に示す回転検出システム１２０のように、直流電源スイッチ４を設けない構成の場合であっても、駆動スイッチＭＯＳによってモータ２のＰＷＭ制御は可能であり、また、モータ２を停止させる際は駆動スイッチＭＯＳを継続的にオフさせればよい。これらの制御を制御部１２１が担うことで、駆動スイッチＭＯＳを、スイッチング手段としての機能だけでなく直流電源スイッチ４としての機能も持たせることができる。

逆に、図示は省略したものの、駆動スイッチＭＯＳを設けずに直流電源スイッチ４を設け、この直流電源スイッチ４を、上記駆動スイッチＭＯＳのようにオン・オフ（ＰＷＭ制御）させるようにしてもよい。

また、上記各実施形態では、電流検出部２１として、電流検出抵抗Ｒ１を用いたが、電流検出抵抗Ｒ１に代えて例えばコイル（インダクタンス素子）を用いても良い。
また、電流検出抵抗Ｒ１は用いず、スイッチング手段としての駆動スイッチＭＯＳの内部抵抗を電流検出抵抗Ｒ１として使用することも可能である。具体的には、図２３に示す回転検出システム１３０における回転信号検出部１３１のように、駆動スイッチＭＯＳの上流側の電圧（即ち駆動スイッチＭＯＳのドレインとグランドの間の電圧）を検出信号として信号処理部２２に取り込む。

また、スイッチング手段としてＭＯＳＦＥＴを用いるのはあくまでも一例であり、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど、ＭＯＳＦＥＴ以外の各種スイッチング素子を用いても良い。

また、上記各実施形態の回転信号検出部の構成（図４や図１０等）は、あくまでも一例であり、図示の構成に限定されるものではないことはいうまでもない。電流検出部からの検出信号に基づいて回転パルスＳｐを生成できる限り、種々の構成を採ることができる。

また、上記各実施形態では、一対のブラシを有するモータについて説明したが、複数対のブラシを有するモータに対しても本発明を適用することが可能である。

１，３０，４０，６０，１２０，１３０…回転検出システム、２，３１，５０，７０，８０，９０，１１０…モータ、３，６１，６２…直流電源、４…直流電源スイッチ、５，３２，６４，１３１…回転信号検出部、６，３４，４２，６３，１２１…制御部、７…オペアンプ、８…コンパレータ、１０…整流子、１１…第１整流子片、１２…第２整流子片、１３…第３整流子片、１６，１７…ブラシ、２１…電流検出部、２２，３３…信号処理部、２３…ＨＰＦ、２４…増幅部、２５…包絡線検波部、２６…ＬＰＦ、２７…閾値設定部、２８…比較部、３６…第１比較部、３７…第２比較部、３８…第１閾値設定部、３９…第２閾値設定部、４１…モータドライバ、８１〜８５…整流子片、９１…ハウジング、９２，９３…磁石、９４…凸部、９５…電機子コイル、９６…回転軸、１００…ロータコア、１０１…第１ティース、１０２…第２ティース、１０３…第３ティース、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１，Ｃ３２…コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２１…第１相コイル、Ｌ２，Ｌ２２…第２相コイル、Ｌ３，Ｌ２３…第３相コイル、Ｌ１０…インダクタンス素子、Ｌ１１〜Ｌ１３…相コイル、Ｌ２４…第４相コイル、Ｌ２５…第５相コイル、ＭＯＳ…駆動スイッチ、ＭＯＳ１…第１駆動スイッチ、ＭＯＳ２…第２駆動スイッチ、ＭＯＳ３…第３駆動スイッチ、ＭＯＳ４…第４駆動スイッチ、Ｒ１…電流検出抵抗、Ｒ２〜Ｒ９，Ｒ２０…抵抗、Ｔｒ１…ハイサイドスイッチ、Ｔｒ２…ローサイドスイッチ

Claims (10)

1. 直流電源からの電源供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、
   前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
   当該回転検出装置は、
   前記直流電源から前記直流モータへの通電経路に配置され、該通電経路を導通・遮断するための少なくとも１つのスイッチング手段を有する駆動手段と、
   前記駆動手段が有する前記少なくとも１つのスイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦを制御する制御手段と、
   前記直流モータに流れる電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づき、前記直流モータの回転に伴う前記インピーダンスの変化に応じて生じる、前記直流モータに流れる電流に含まれる交流成分の変化を検出する交流成分変化検出手段と、
   前記交流成分変化検出手段による検出結果に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
   を備えたことを特徴とする回転検出装置。
2. 請求項１に記載の回転検出装置であって、
   前記制御手段は、前記駆動手段が有する前記少なくとも１つのスイッチング手段のＯＮ・ＯＦＦを、予め設定された周波数及びデューティ比にてＰＷＭ制御することにより、前記直流モータの回転を制御し、
   前記交流成分変化検出手段は、前記制御手段による前記ＰＷＭ制御によって生じる、前記直流モータに流れる電流の変動を、前記交流成分として、該交流成分の変化を検出する
   ことを特徴とする回転検出装置。
3. 請求項２に記載の回転検出装置であって、
   前記制御手段は、回転中の前記直流モータを停止させる際、該停止させることが可能な前記デューティ比にて前記ＰＷＭ制御を行う
   ことを特徴とする回転検出装置。
4. 請求項２又は請求項３に記載の回転検出装置であって、
   前記直流モータは、一回転中、前記一対のブラシ間に所定の静電容量値の静電容量素子が接続された状態となる静電容量素子接続期間が生じるように構成されており、
   前記交流成分変化検出手段は、前記直流モータの一回転中における前記静電容量素子接続期間において生じる、前記ＰＷＭ制御により前記直流電源から前記直流モータへの通電経路が導通される導通タイミングで前記静電容量素子に流れる充電電流、及び、前記ＰＷＭ制御により前記通電経路が遮断される遮断タイミングで前記静電容量素子から放電される放電電流、のうち少なくとも一方を、前記交流成分として、該交流成分の変化を検出する
   ことを特徴とする回転検出装置。
5. 請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
   前記駆動手段は、複数の前記スイッチング手段を有すると共に、該各スイッチング素子の何れか１つ又は複数がＯＮされることによって前記直流モータを短絡させることが可能に構成されており、
   前記制御手段は、前記ＰＷＭ制御として、前記直流電源から前記直流モータへ通電させる通電駆動と前記直流モータを短絡させる短絡駆動とを前記デューティ比にて切り替えることにより、前記直流モータの回転を制御することが可能に構成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
6. 請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
   前記駆動手段は、複数の前記スイッチング手段を有すると共に、該各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦの組み合わせにより前記直流モータへの通電方向を切り替えて該直流モータの回転方向を切り替えることが可能に構成されており、
   前記制御手段は、前記ＰＷＭ制御として、前記直流電源から前記直流モータへの通電方向を前記デューティ比にて切り替えることにより、前記直流モータの回転を制御することが可能に構成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
7. 請求項５又は請求項６に記載の回転検出装置であって、
   前記駆動手段は、４つの前記スイッチング手段からなるＨブリッジ回路にて構成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
8. 直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、
   前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、
   を備えた回転検出システムであって、
   前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
   前記回転検出装置は、
   前記直流モータに流れる電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づき、前記直流モータの回転に伴う前記インピーダンスの変化に応じて生じる、前記直流モータに流れる電流に含まれる交流成分の変化を検出する交流成分変化検出手段と、
   前記交流成分変化検出手段による検出結果に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
   を備えたことを特徴とする回転検出システム。
9. 請求項８に記載の回転検出システムであって、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子を介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
   を有し、
   前記複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
   ことを特徴とする回転検出システム。
10. 請求項８に記載の回転検出システムであって、
    前記直流モータは、
    内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、
    前記ハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、
    前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
    前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
    を有し、
    回転に伴って前記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている
    ことを特徴とする回転検出システム。

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