WO2013125083A1 - レゾルバ励磁装置 - Google Patents

レゾルバ励磁装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013125083A1
WO2013125083A1 PCT/JP2012/075035 JP2012075035W WO2013125083A1 WO 2013125083 A1 WO2013125083 A1 WO 2013125083A1 JP 2012075035 W JP2012075035 W JP 2012075035W WO 2013125083 A1 WO2013125083 A1 WO 2013125083A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
excitation
circuit
impedance
series
resolver
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/075035
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
中村恭士
Original Assignee
アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 filed Critical アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
Priority to DE112012005053.3T priority Critical patent/DE112012005053B4/de
Priority to JP2014500860A priority patent/JP5751458B2/ja
Priority to CN201280063708.0A priority patent/CN103998899B/zh
Priority to US14/366,561 priority patent/US9880027B2/en
Publication of WO2013125083A1 publication Critical patent/WO2013125083A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
    • G01D5/204—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils
    • G01D5/2073—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils by movement of a single coil with respect to two or more coils

Definitions

  • the present invention relates to a resolver excitation device that adjusts the amplitude of a sinusoidal excitation source signal to generate an excitation signal having a predetermined amplitude in order to excite an excitation winding of a resolver.
  • a resolver may be used as a rotation detection sensor for detecting rotation of a rotating electrical machine (rotation speed or rotation position (rotation angle) of a rotor).
  • the resolver generally has an excitation winding on the stator side and utilizes the principle of detecting the rotation angle of the rotor according to the output voltage induced in the output winding provided on the rotor side, The rotation of the rotating electrical machine is detected. For this reason, an AC signal is normally applied to the excitation winding.
  • the excitation device for supplying the AC signal includes a sine wave oscillation circuit that generates a sine wave oscillation signal, and a driver circuit (for example, an amplification circuit) that expands the amplitude of the sine wave oscillation signal and supplies it to the excitation winding. It is configured.
  • Patent Document 1 discloses an example in which a series resonance circuit having a series resonance capacitor with respect to an excitation winding of a resolver is used as this driver circuit (the sixth paragraph, FIG. 5). etc).
  • the capacitance of the capacitor and the inductance of the excitation winding are set so as to increase the sharpness Q of the resonance circuit, and the frequency of the excitation signal is set appropriately, whereby the excitation signal Is adjusted. That is, the amplitude of the sine wave oscillation signal generated by the sine wave oscillation circuit is expanded and applied to the excitation winding.
  • Such a configuration reduces the circuit scale compared to the case where an amplifier circuit using an operational amplifier or the like is provided, and contributes to downsizing and cost reduction.
  • the DC resistance component of the excitation winding is sufficiently small (that is, the sharpness Q is high), and the amplitude of the signal applied to the excitation winding is general.
  • Conditions such as a power supply voltage of an electronic circuit (for example, about 5 [V] as excited in Patent Document 1) and a relatively small amplitude enlargement ratio must be satisfied.
  • an exciting device that excites such a resolver includes an amplifier circuit having an amplification factor of about 10 times.
  • a power supply having a relatively wide power supply voltage range (about 25 to 35 [V]) is required.
  • the circuit loss tends to increase accordingly.
  • a parallel resonance circuit may be configured by adding a parallel resonance capacitor to the excitation winding to reduce the loss of the circuit (excitation device).
  • the loss is small when a power supply having an optimum power supply voltage value for the exciter is provided, but the loss may be increased otherwise.
  • the voltage value of the power supply included in the excitation device is higher than the optimum power supply voltage value, the higher the power supply voltage value, the greater the loss.
  • the exciter cannot output a sine wave with the required amplitude and outputs a distorted waveform with respect to the sine wave. To do.
  • a sinusoidal excitation signal having an amplitude necessary for excitation can be given to the excitation winding of the resolver with a low loss circuit configuration that can flexibly cope with a wide power supply voltage range.
  • the provision of technology is desired.
  • the characteristic configuration of the resolver excitation device is as follows: In order to excite the excitation winding of the resolver, a resolver excitation device that adjusts the amplitude of a sinusoidal excitation source signal and generates an excitation signal having a predetermined amplitude, A parallel resonant circuit having a parallel resonant element that functions as a parallel resonant impedance with respect to the impedance of the excitation winding; And a series resonance circuit having a series resonance element that functions as a series resonance impedance with respect to the impedance of the excitation winding.
  • the parallel resonant circuit is effective in reducing the loss of the resolver exciter, but in order to obtain the amplitude necessary for exciting the excitation winding, it is necessary to separately increase the amplitude of the excitation signal.
  • a power supply voltage having a voltage range exceeding the peak value of the excitation signal is required, and the flexibility of the power supply voltage is lacking.
  • the higher the power supply voltage the greater the loss.
  • the series resonance circuit can output an excitation signal having a peak value exceeding the voltage range of the power supply voltage.
  • the power supply voltage needs to be optimized, and the power supply voltage is not flexible.
  • a resolver excitation device When a resolver excitation device is configured with a parallel resonance circuit and a series resonance circuit as in this feature configuration, for example, an amplifier is combined with the characteristics of the series resonance circuit to generate an excitation signal with a specified amplitude.
  • the loss of the circuit can be reduced by utilizing the function of the parallel resonant circuit. That is, according to this feature configuration, a sinusoidal excitation signal having an amplitude necessary for excitation can be applied to the excitation winding of the resolver with a low loss circuit configuration that can flexibly cope with a wide power supply voltage range. It is possible to provide a resolver excitation device capable of satisfying the requirements.
  • a capacitive element (capacitor) or an inductive element (coil, inductor) can be used as the parallel resonance element or the series resonance element.
  • capacitive elements are more popular than inductive elements, and the component unit price is also low. Therefore, it is preferable that a capacitive element is used as the parallel resonant element or the series resonant element.
  • the resolver exciter according to the present invention is configured such that the parallel resonant circuit includes a capacitive element connected in parallel to the excitation winding, and the series resonant circuit includes the excitation circuit. It is preferable to have a capacitive element connected in series with the winding.
  • the resolver exciter according to the present invention is preferably such that the series resonant element is connected to a parallel circuit of the parallel resonant element and the exciting winding.
  • the equivalent circuit of the parallel resonance circuit, the series resonance circuit, and the excitation winding is relatively simple, and the circuit constants of the parallel resonance circuit and the series resonance circuit can be obtained by a relatively simple calculation.
  • the circuit constant of the parallel resonant element is set according to the ratio of the amplitude of the excitation source signal to the amplitude of the excitation signal, and the circuit constant of the series resonant element is: It is preferable that a reactance component of a load impedance obtained by combining impedances of the exciting winding, the parallel resonant element, and the series resonant element is set to be zero.
  • the resolver exciter according to the present invention may employ an aspect in which the parallel resonant element is connected to a series circuit of the series resonant element and the exciting winding.
  • the circuit constant of the series resonant element is set according to the ratio of the amplitude of the excitation source signal to the amplitude of the excitation signal
  • the circuit constant of the parallel resonant element is the excitation constant It is preferable that the reactance component of the load impedance obtained by combining the impedances of the winding, the parallel resonant element, and the series resonant element is set to be zero.
  • the excitation source signal is generated, for example, by outputting discrete voltage values while changing them in time series. That is, the excitation source signal may have a stepped waveform. A signal having a frequency component (high frequency component) much higher than the fundamental wave component is superimposed on the signal having such a staircase waveform. If this high frequency component remains in the excitation signal, the detection accuracy of the magnetic pole position may be lowered. Moreover, the high frequency component may increase radiation noise (radiation noise). For this reason, it is desirable that such high frequency components be reduced before the excitation source signal is output as the excitation signal. For example, it is preferable to attenuate the high frequency component by adding a noise filter to the circuit.
  • a resolver excitation device includes an excitation source signal input line to which the excitation source signal is input, and a feedback loop that feeds back the excitation signal onto the excitation source signal input line.
  • a feedback controller that performs feedback control that stabilizes the amplitude of the excitation signal; and a bandpass filter that filters the excitation source signal before the feedback point to which the excitation signal is fed back. Is preferred.
  • the band-pass filter is configured in the order of a low-pass filter and a high-pass filter from the previous stage toward the feedback controller.
  • the low-pass filter may be a capacitive load on the subsequent circuit.
  • the low-pass filter becomes an input load of a feedback controller configured using an operational amplifier, which is not preferable in terms of circuit characteristics. Therefore, as described above, the band-pass filter is preferably configured in the order of the low-pass filter and the high-pass filter from the previous stage side.
  • Schematic circuit diagram of the excitation circuit of the series-parallel resonant resolver excitation device Block diagram schematically showing the relationship between resolver, excitation circuit and R / D converter It is explanatory drawing which compares the characteristic of the circuit of a parallel resonance system and a series parallel resonance system, (a) is a schematic circuit diagram of the excitation circuit of a parallel resonance system, (b) is a model of the excitation circuit of a series resonance system (C) is a waveform diagram showing the characteristics of a parallel resonance type excitation circuit, and (d) is a waveform diagram showing the characteristics of a series parallel resonance type excitation circuit.
  • Schematic circuit diagram showing an example of the basic circuit of an excitation circuit that does not have a resonance circuit It is a figure which shows the relationship between the impedance of the exciting winding of a resolver, and a current voltage waveform, (a) is a vector diagram of the impedance of an exciting winding, (b) is a current voltage waveform diagram.
  • FIG. 1 shows an excitation circuit 1 for explaining the gist of the present invention.
  • the block diagram of FIG. 2 shows the relationship among the excitation circuit 1, the resolver 40, and an R / D converter (resolver digital converter) 51 described later.
  • the excitation circuit 1 (resolver excitation device) adjusts the amplitude of the sinusoidal excitation source signal RDout to obtain a predetermined amplitude (for example, the peak value shown in FIG. 3).
  • Excitation signal Vout (corresponding to half the value of “H”) is generated.
  • the excitation circuit 1 includes an R / D converter 51 that outputs an excitation source signal RDout, a buffer unit 52 that performs impedance conversion of the excitation source signal RDout, an excitation source signal supply unit 50 that includes a current amplification circuit 53, and excitation of a resolver.
  • a resonance part 2 with the winding Lr and a coupling capacitor Cc are included.
  • the resonance unit 2 includes a series resonance element 2s that functions as a series resonance impedance Zxs with respect to the impedance Zr of the excitation winding Lr, and a parallel resonance element 2p that functions as a parallel resonance impedance Zxp with respect to the impedance Zr of the excitation winding Lr.
  • the excitation circuit 1 includes a parallel resonance part having a parallel resonance element 2p that functions as a parallel resonance impedance Zxp with respect to the impedance Zr of the excitation winding Lr, and a series resonance impedance Zxs with respect to the impedance Zr of the excitation winding Lr.
  • a series resonance unit having a functioning series resonance element 2s.
  • the excitation circuit 1 includes a parallel resonance circuit including an excitation winding Lr and a parallel resonance unit having a parallel resonance element 2p, and a series resonance unit including an excitation winding Lr and a series resonance element 2s.
  • a series resonant circuit Note that the resistor connected in parallel to the series resonant element 2s in FIG. 1 (and FIG. 3B) sets an appropriate time constant when charging the coupling capacitor Cc when the power is turned on, and the cup. This is provided in order to suppress the deviation of the DC operating point due to the leakage current of the ring capacitor Cc.
  • the resolver 40 includes an excitation winding Lr provided in the resolver rotor 41 and two detection windings (L1, L2) installed with a phase difference of 90 degrees electrically. ing.
  • the resolver 40 is synchronized with the rotor based on the voltage induced in the detection windings (L1, L2) of the plurality of stators in accordance with the voltage applied to the excitation winding Lr of the rotor (resolver rotor 41). It is a rotation detection sensor that can detect the rotation state (rotation speed and rotation position (rotation angle)) of a rotating object to be detected (for example, a rotor of a rotating electrical machine).
  • the resolver 40 determines the rotation state of the detection target based on the correlation between signals of different phases induced in the two detection windings (L1, L2) according to the rotation of the resolver rotor 41.
  • the R / D converter 51 is configured to include an angle calculation unit 58 inside, and based on the detection signals obtained from the two detection windings (L1, L2), the rotation angle (electricity of the resolver rotor 41). Corner).
  • the rotation angle is provided as digital data to an external control device or the like via the input / output interface unit 59.
  • the R / D converter 51 is also provided with an excitation source signal generation unit 57 that generates an excitation source signal RDout that is a source of an excitation signal for exciting the excitation winding Lr.
  • the excitation source signal RDout is, for example, a sinusoidal signal having a peak value (peak-to-peak) of 2 [V] and a frequency of 10 [kHz] to 20 [kHz]. [Vp-p] "etc.)
  • a sinusoidal signal having a peak value of about 20 [Vp-p] is required. Therefore, as an example, the excitation circuit 1 adjusts the amplitude of the excitation source signal RDout of 2 [Vp ⁇ p] provided from the R / D converter 51 to generate the excitation signal Vout of 20 [Vp ⁇ p].
  • the present invention is characterized by the configuration of the excitation circuit 1 (resolver excitation device).
  • FIG. 3 is an explanatory diagram comparing the conventional excitation circuit 100 (FIG. 3A) and the excitation circuit 1 according to the present invention (FIG. 3B).
  • the resolver 40 is used for detecting the rotation of a rotating electrical machine used as a vehicle drive source.
  • a typical vehicle is equipped with a battery having a power supply voltage of 12 V, and the excitation circuit (1, 100) can use this battery as a DC voltage source.
  • the power supply voltage range Epp is insufficient.
  • a power source of about 18 V may be used as a power source for other sensors such as a current sensor for detecting a current flowing in a coil of the rotating electrical machine. It is possible to use such a power source for the excitation circuit 1. However, in order to generate the excitation signal Vout of 20 [Vp ⁇ p], the power supply voltage range is still insufficient.
  • a direct-current power supply having a power supply voltage range Epp2 (Epp) is configured.
  • a conventional excitation circuit 100 shown in FIG. 3 (a) is a circuit driven by both positive and negative power supplies (+ E1 to -E2) generated in this way.
  • the excitation source signal Vin output from the excitation source signal supply unit 50 has a peak value H (for example, 20 [Vp-p]) required for the excitation signal Vout.
  • the excitation signal Vout is output to the excitation winding Lr while maintaining its peak value H.
  • a parallel resonance part (resonance part 102) using a parallel resonance capacitor Cp is configured with respect to the excitation winding Lr to reduce circuit loss.
  • the excitation circuit 1 of the present invention shown in FIG. 3B does not use a negative power supply, and the power supply voltage range Epp1 (Epp) is in the range of “+ E1 to 0” (18 [Vp ⁇ p]). It is. Therefore, the peak value H1 of the excitation source signal Vin output from the excitation source signal supply unit 50 and input to the resonance unit 2 is much smaller than the peak value H required for output (for example, 12 [About Vp-p]. However, after the excitation source signal Vin passes through the resonating unit 2, an excitation signal Vout having a required peak value H is generated.
  • the excitation source signal Vin passes through the series resonance element 2s of the resonance unit 2 and then has a peak value (for example, H: 20 V [pp] exceeding the power supply voltage range Epp1 (for example, 18 [Vp-p]). ]) Having a signal (Vm).
  • An excitation signal Vout having a peak value H is output to the excitation winding Lr via the coupling capacitor Cc.
  • the resonance unit 2 of the excitation circuit 1 includes a parallel resonance unit using the parallel resonance element 2p, so that the circuit loss of the excitation circuit 1 is reduced.
  • the parallel resonant element 2p is not limited to the side of the excitation winding Lr with respect to the coupling capacitor Cc. For example, as shown by a broken line in FIG.
  • the parallel resonant element 2p is provided between the current amplification circuit 53 and the series resonant element 2s.
  • a fifth circuit example 15 corresponds to a sixth circuit example 16, and the like which will be described later with reference to FIGS. 12, 26, and 29.
  • the excitation signal Vout having the same waveform is generated in any case.
  • the excitation winding Lr is provided. That is, the excitation circuit 1 of the present invention can generate and output the same excitation signal Vout as the conventional excitation circuit 100 using a negative power supply, without using at least a negative power supply. Therefore, the circuit configuration is simplified and the cost can be reduced.
  • the excitation circuit 1 can sufficiently reduce the loss in the circuit as in the case where the power supply voltage is set to the optimum value in the conventional excitation circuit 100.
  • the excitation circuit 1 of the present invention can generate the excitation signal Vout having a predetermined peak value H without using both positive and negative power supplies.
  • a simplified circuit having both positive and negative power supplies ⁇ E
  • FIGGS. 4 to 31 A more practical circuit configuration (circuit configuration with a single power supply) will be described later in correspondence with a simplified circuit example (FIGS. 33 to 39).
  • the buffer unit 52 is configured with the operational amplifier IC1 as a core.
  • This operational amplifier IC1 functions as an impedance converter for the excitation source signal RDout output from the R / D converter 51, and stabilizes the amplitude of the excitation signal Vout fed back through the resistor (feedback resistor R2). Functions as a feedback controller.
  • the capacitor C1 is a coupling capacitor for transmitting only the AC component of the excitation source signal RDout to the operational amplifier IC1, and the resistor R1 is an input resistance of the operational amplifier IC.
  • the functions of the buffer unit 52 such as the operational amplifiers IC1 and R2 are the same.
  • the excitation source signal Vin after current amplification and the excitation signal Vout applied to the excitation winding Lr are the same signal.
  • the excitation signal Vout (excitation voltage v (t)) can be expressed by the following equation (1) with an amplitude of “V”.
  • ⁇ is a phase angle of the impedance Zr of the excitation winding Lr in a complex plane (Gauss plane) that is an orthogonal vector space between the imaginary axis Im and the real axis Re.
  • ⁇ corresponds to the phase difference between the voltage (excitation voltage v (t)) of the excitation signal Vout and the current (excitation current i (t)), as shown in FIG.
  • the equivalent circuit of the excitation winding Lr is composed of a resistor and a coil (inductor) as shown in FIG.
  • the impedance Zr of the excitation winding Lr includes a resistance component “R” (component “R” of the real axis Re in the complex plane) and a reactance component “X” (component “jX” of the imaginary axis Im in the complex plane).
  • R resistance component
  • X reactance component
  • X reactance component
  • X ⁇ 0 ⁇ L
  • the impedance Zr of the excitation winding Lr is represented by a vector Y1 on the complex plane shown in FIG.
  • the absolute value of the impedance vector increases. That is, the absolute value of the impedance Zp indicated by the vector Y2 is larger than the absolute value of the impedance Zr of the excitation winding Lr. That is, the absolute value of the impedance Zr of the excitation winding Lr as viewed from the excitation circuit side can be increased.
  • Such movement of the vector can be realized by the parallel resonant element 2p as shown in FIG. 1, more specifically, by the parallel resonant capacitor Cp.
  • the semicircle in FIG. 6 has a center on the real axis Re, and the circumference (semicircle arc) passing through the origin of the complex plane, the parallel resonance point (impedance Z0), and the impedance Zr of the excitation winding Lr. ).
  • the impedance Z0 indicates the impedance at the parallel resonance point between the parallel resonance capacitor Cp and the excitation winding Lr, and is represented by the following equation (3-1).
  • the value at the parallel resonance point of the parallel resonance capacitor Cp is “C0”
  • “C0” is expressed by the following equation (3-2).
  • the impedance Zr of the excitation winding Lr is converted into a combined impedance “Zp” by the parallel resonant capacitor Cp, and this impedance “Zp” is converted into a combined impedance “Zps” by the series resonant capacitor Cs.
  • the impedance of the excitation winding Lr viewed from the excitation circuit 1 can be changed by the resonance unit 2 (parallel resonance capacitor Cp or series resonance capacitor Cs).
  • the impedance of the excitation winding Lr as seen from the excitation circuit 1 including these resonance parts 2 is referred to as load impedance.
  • the current amplifying element is provided by providing the parallel resonant part having the parallel resonant element 2p as shown in FIG. 1 and the series resonant part having the series resonant element 2s as the resonant part 2. Loss can be greatly reduced.
  • the ratio of the vector Y2 and the vector Y3 as shown in FIG. 6 determines the expansion ratio of the excitation signal Vout to the excitation source signal Vin after current amplification. Accordingly, the excitation circuit 1 of the present invention described above with reference to FIG. 1 can constitute an excellent excitation device in which the power supply voltage range Epp is suppressed to a practical range and the loss of the circuit is greatly reduced. it can.
  • the power supply voltage range Epp is arbitrary within a predetermined range defined by the power supply voltage and the impedance Zr of the excitation winding Lr (for example, preferably within a range defined by the equation (4-3) described later). It is possible to take the value of
  • the excitation source signal RDout generated by the excitation source signal generation unit 57 of the R / D converter 51 becomes the excitation source signal Vin after current amplification through the buffer unit 52 and the current amplification circuit 53,
  • the resonating unit 2 acts on this excitation source signal Vin. That is, the excitation source signal viewed from the resonance unit 2 as the “load” and the excitation winding Lr is “Vin” in the present embodiment.
  • the excitation source signal supply unit 50 does not necessarily include the buffer unit 52 and the current amplification circuit 53 for current amplification, and prevents the configuration having only the excitation source signal generation unit 57. is not. Therefore, the excitation source signal in the concept of the present invention includes both “RDout” and “Vin”.
  • the R / D converter is determined depending on the ratio of the vector Y2 and the vector Y3 as shown in FIG.
  • a configuration may be employed in which an expansion ratio of the excitation signal Vout with respect to the excitation source signal RDout output from 51 is determined.
  • the impedance vector is changed from “Y1” to “Y2” by the function of the parallel resonant capacitor Cp, and “Y3” having an imaginary component (reactance component) of “0” by the function of the series resonant capacitor Cs.
  • An example is shown. However, the present invention is not limited to this example.
  • the vector is moved in a state having an imaginary component by the function of the series resonant capacitor Cs, and the vector is further moved by the function of the parallel resonant capacitor Cp so that the imaginary component becomes “0”. Is also possible.
  • a circuit configuration example and a vector diagram in this case will be described later (FIGS. 12 to 14, etc.).
  • the reactance component for moving the vector is not limited to the capacitor but may be an inductor (inductive element). May be used.
  • a circuit configuration example using an inductor will be described later (FIGS. 19 to 31 and the like).
  • the power supply voltage range Epp needs at least the peak value H of the excitation signal Vout.
  • a dropout voltage Vd is generated in an emitter-collector voltage of a current amplifying element constituted by a transistor due to an influence of a forward voltage of a diode between a base and an emitter. Therefore, the power supply voltage range Epp applied between the positive and negative terminals of the current amplifier circuit 53 requires a voltage obtained by adding the dropout voltage Vd to the positive and negative power supplies to the excitation signal Vout. For example, if the amplitude of the excitation signal Vout is “V”, the following is required for the power supply voltage range Epp. Epp: ⁇ (V + Vd) (4-1)
  • the vector Y1 of the impedance Zr of the excitation winding Lr viewed from the excitation circuit side is a direction in which the reactance component decreases (the direction in which the reactance component becomes “0”, that is, the impedance “Z0s”).
  • the phase angle ⁇ becomes “0” when the vector Y6 is moved along the imaginary axis Im.
  • the expansion ratio of the amplitude of the excitation signal Vout with respect to the excitation source signal Vin after current amplification is determined by the ratio of the vector magnitudes before and after the movement. That is, the expansion ratio is determined by the ratio (
  • the excitation circuit 1 of the present invention described above with reference to FIG. 1 uses both a parallel resonant element 2p and a series resonant element 2s. That is, the excitation circuit 1 of the present invention can constitute an excellent resolver excitation device in which the power supply voltage range Epp is kept within a practical range and the circuit loss is reduced. From the viewpoint of the power supply voltage range Epp, the excitation circuit 1 of the present invention has a power supply voltage “E” within the range of the following formula (4-3) when the power supply voltage range Epp is realized by both positive and negative power supplies ⁇ E. Is most effectively applied.
  • FIG. 9 is a schematic circuit diagram showing a first circuit example 11 of the excitation circuit 1 of the present invention.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the load impedance Zps1 (the combined impedance of the excitation winding Lr, the series resonance capacitor Cs1, and the parallel resonance capacitor Cp1) viewed from the excitation circuit 1 in the first circuit example 11.
  • FIG. 11 is a vector diagram on the complex plane showing the relationship between the impedance Zr of the excitation winding Lr and the load impedance Zps1 of the first circuit example 11. As shown in FIGS.
  • the first circuit example 11 has a series resonance corresponding to the series resonance element 2s with respect to the parallel circuit of the parallel resonance capacitor Cp1 and the excitation winding Lr corresponding to the parallel resonance element 2p.
  • the capacitor Cs1 is connected.
  • the impedance vector Y1 of the exciting winding Lr moves on the circumference to the vector Y11 by the function of the parallel resonant capacitor Cp1, and further by the function of the series resonant capacitor Cs1. It moves in the direction of the real axis Re along the imaginary axis Im and reaches the vector Y12.
  • the vector Y12 is a vector whose imaginary number component is “0”.
  • the circuit constants of the parallel resonant capacitor Cp1 and the series resonant capacitor Cs1 are selected so that the imaginary component of the load impedance Zps1 is “0” and satisfies the following formula (5).
  • the right side of Expression (5) indicates the ratio of the magnitudes of the vector Y11 and the vector Y12 in the complex plane of FIG. That is, the equation (5) indicates the ratio of the magnitude (absolute value) before and after the change of the load impedance that is changed by the series resonant capacitor Cs1. This ratio indicates the magnification of the excitation signal Vout with respect to the excitation source signal Vin after current amplification.
  • the circuit of the parallel resonance capacitor Cp1 and the series resonance capacitor Cs1 can ensure the amplitude of the excitation signal Vout with respect to the given power supply voltage “ ⁇ E” and can also suppress the loss of the excitation circuit 1.
  • a constant is set.
  • the circuit constants of the parallel resonant capacitor Cp1 and the series resonant capacitor Cs1 can be set by the following formulas (6-1) and (6-2).
  • ⁇ 0 is the excitation angular frequency as described above
  • Z0 and “C0” are impedance and parallel resonance points as shown in the equations (3-1) and (3-2). This is the value of the parallel resonant capacitor Cp1.
  • the circuit constant of the parallel resonant capacitor Cp1 corresponding to the parallel resonant element 2p is relative to the amplitude of the excitation signal Vout. It is set according to the amplitude ratio of the excitation source signal Vin.
  • the circuit constant of the series resonance capacitor Cs1 corresponding to the series resonance element 2s is obtained by combining the impedances of the excitation winding Lr, the parallel resonance element 2p (Cp1), and the series resonance element 2s (Cs1). The reactance component of the load impedance is set to be zero.
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram showing a second circuit example 12 of the excitation circuit 1 of the present invention.
  • FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of the load impedance Zsp2 viewed from the excitation circuit 1 in the second circuit example 12.
  • FIG. 14 is a vector diagram on a complex plane showing the relationship between the load impedance of the basic circuit shown in FIG. 4 (impedance Zr of the excitation winding Lr) and the load impedance Zsp2 of the second circuit example 12.
  • the second circuit example 12 has a parallel resonance corresponding to the parallel resonance element 2 p with respect to the series circuit of the series resonance capacitor Cs 2 corresponding to the series resonance element 2 s and the excitation winding Lr.
  • the capacitor Cp2 is connected.
  • the impedance vector Y1 of the excitation winding Lr is moved in the direction of the real axis Re along the imaginary axis Im by the function of the series resonant capacitor Cs2 to the vector Y21.
  • the vector Y21 moves on the circumference to the vector Y22 by the function of the parallel resonant capacitor Cp2.
  • the vector Y22 is a vector whose imaginary number component is “0”.
  • the load impedance Zsp2 indicated by the vector Y22 corresponds to the impedance at the parallel resonance point between the load impedance Zs2 indicated by the vector Y21 and the parallel resonance capacitor Cp2.
  • the vector locus from vector Y21 to vector Y22 at this time is the inside of a circle passing through impedance Zr of excitation winding Lr, parallel resonance point with respect to impedance Zr, and the origin of the complex plane. Is set on the circumference.
  • this inner circle is a circle having a center on the real axis Re and passing through the origin of the complex plane and the load impedance Zs2 indicated by the vector Y21.
  • the series resonant capacitor Cs2 and the parallel resonant capacitor Cp2 are selected so that the component of the imaginary axis Im of the load impedance Zsp2 is “0” and the following equation (7) is satisfied.
  • Equation (7) indicates the ratio of the magnitudes of the vectors Y1 and Y21 in the complex plane of FIG. That is, the equation (7) shows the ratio of the magnitude (absolute value) before and after the change of the load impedance that is changed by the series resonant capacitor Cs2. This ratio indicates the magnification of the excitation signal Vout with respect to the excitation source signal Vin after current amplification. That is, the circuit of the series resonance capacitor Cs2 and the parallel resonance capacitor Cp2 can ensure the amplitude of the excitation signal Vout with respect to the given power supply voltage “ ⁇ E” and can also suppress the loss of the excitation circuit 1. A constant is set. Although detailed calculation formulas are omitted, the circuit constants of the series resonant capacitor Cs2 and the parallel resonant capacitor Cp2 can be set by the following formulas (8-1) and (8-2).
  • the circuit constant of the series resonant capacitor Cs2 corresponding to the series resonant element 2s is set according to the ratio of the amplitude of the excitation source signal Vin to the amplitude of the excitation signal Vout.
  • the circuit constants of the parallel resonant capacitor Cp2 corresponding to the parallel resonant element 2p are the excitation winding Lr and the parallel resonant element 2p (Cp2).
  • the reactance component of the load impedance obtained by combining the impedances of the series resonant element 2s (Cs2) is set to “0”.
  • the direct current resistance “R” of the excitation winding Lr is 30 [ ⁇ ]
  • the inductance L is 1200 [ ⁇ H] (reactance “X”: 75.4 [ ⁇ ])
  • the excitation frequency f0 is 10 [kHz].
  • the impedance Zr of the excitation winding Lr is about 81.15 [ ⁇ ].
  • the range of the power supply voltage E is set to the range of the equation (4-3) shown below. ⁇ V ⁇ (R /
  • “series resonance only” corresponds to the case where the parallel resonant capacitors (Cp1, Cp2) are “0” in the first circuit example 11 and the second circuit example 12.
  • “Only parallel resonance” corresponds to the case where the series resonant capacitors (Cs1, Cs2) are “ ⁇ ” in the first circuit example 11 and the second circuit example 12.
  • FIG. 15 is a graph showing the relationship between the power supply voltage E and the load impedance (Zps1, Zsp2).
  • the characteristics of the load impedance (Zps1, Zsp2) with respect to the power supply voltage E are common to both the first circuit example 11 and the second circuit example 12.
  • the load impedance (Zps1, Zsp2) is the largest when only the parallel resonance is performed, and is the smallest when only the series resonance is performed.
  • the most appropriate load impedance (Zps1, Zsp2) can be set according to the value that the power supply voltage E can take.
  • FIG. 16 is a graph showing the relationship between the power supply voltage E and the resonant capacitors (Cp1, Cs1) in the first circuit example 11.
  • the axis (right axis) of the series resonant capacitor Cs1 is a common logarithmic axis.
  • the parallel resonant capacitor Cp1 and the series resonant capacitor Cs1 in the first circuit example 11 are in accordance with the possible values of the power supply voltage E. The most appropriate combination can be set.
  • the impedance Zr of the excitation winding Lr of about 81.15 [ ⁇ ] is converted to the load impedance Zp1 of about 153.65 [ ⁇ ].
  • the real axis component of the load impedance Zp1 is approximately 107.55 [ ⁇ ].
  • the load impedance Zp1 becomes the load impedance Zps1 (about 107.55 [ ⁇ ]) having only the real axis component due to the series resonant capacitor Cs1 having a capacitance of about 0.145 [ ⁇ F].
  • FIG. 17 is a graph showing the relationship between the power supply voltage E and the resonant capacitors (Cp2, Cs2) in the second circuit example 12.
  • the axis of the series resonant capacitor Cs2 (right axis) is a common logarithmic axis.
  • the parallel resonant capacitor Cp2 and the series resonant capacitor Cs2 in the second circuit example 12 are also in accordance with the possible values of the power supply voltage E. The most appropriate combination can be set.
  • the impedance Zr of the excitation winding Lr of about 81.15 [ ⁇ ] is converted to the load impedance Zs2 of about 56.8 [ ⁇ ].
  • the imaginary axis component of the load impedance Zs2 is about 48.23 [ ⁇ ].
  • the load impedance Zs2 becomes the load impedance Zsp2 (about 107.55 [ ⁇ ]) of only the real axis component by the parallel resonant capacitor Cp2 having an electrostatic capacity of about 0.2379 [ ⁇ F].
  • the power supply voltage range Epp is realized by both positive and negative power supplies ⁇ E, and the power supply voltage E is within the range shown in the equation (4-3) shown below.
  • the values of the resonant capacitors (Cp1, Cp2, Cs1, Cs2) can be set satisfactorily. ⁇ V ⁇ (R /
  • the excitation circuit 1 of the present invention can be applied even when the power supply voltage E is outside the range shown in the equation (4-3), but an embodiment thereof will be described later (FIG. 19, FIG. 19). 25 to 31).
  • FIG. 18 shows simulation waveforms in the first circuit example 11 and the second circuit example 12.
  • 18A shows the waveform of the first circuit example 11
  • FIG. 18B shows the waveform of the second circuit example 12.
  • the excitation source signal RDout is 2 [Vp-p]
  • the excitation source signal Vin passed through the current amplification circuit 53 is 14 [Vp-p]
  • the excitation signal Vout is 20 [Vp-p].
  • the excitation signal Vout having a predetermined amplitude here, “10 [V]” can be obtained. .
  • the parallel resonant element 2p and the series resonant element 2s need only have reactance components, and are not limited to the form using a capacitor.
  • the exciting circuit 1 may be configured using an inductor (inductive element) as the parallel resonant element 2p and the series resonant element 2s.
  • FIG. 19 to 21 are a schematic circuit diagram (FIG. 19) of the third circuit example 13 of the excitation circuit 1 of the present invention (FIG. 19), an equivalent circuit (FIG. 20) of the load impedance Zps3, and a vector diagram on the complex plane (FIG. 21).
  • the third circuit example 13 includes a series resonant inductor Ls3 as a series resonant element 2s and a parallel resonant capacitor Cp3 as a parallel resonant element 2p.
  • the third circuit example 13 includes a series resonant inductor Ls3 instead of the series resonant capacitor Cs1 of the first circuit example 11 (FIG. 9) as the series resonant element 2s.
  • the traveling direction of the vector locus on the complex plane is opposite.
  • the impedance vector moves in the direction in which the imaginary component becomes “0” (FIG. 11).
  • the impedance vector moves in the fourth quadrant of the complex plane as shown in FIG.
  • the vector moved by the parallel resonance capacitor Cp3 does not stay in the first quadrant but exceeds the parallel resonance point (Z0) and reaches the fourth quadrant.
  • the amplification ratio of the amplitude in the third circuit example 13 is the same as the expression (5) related to the first circuit example 11, and becomes the expression (9) shown below.
  • FIG. 22 to 24 are a schematic circuit diagram (FIG. 22) of the fourth circuit example 14 of the excitation circuit 1 of the present invention, an equivalent circuit (FIG. 23) of the load impedance Zps4, and a vector diagram on the complex plane (FIG. 24).
  • the fourth circuit example 14 includes a parallel resonant inductor Ls4 as the parallel resonant element 2p and a series resonant capacitor Cp4 as the series resonant element 2s.
  • the fourth circuit example 14 includes a parallel resonant inductor Lp4 as the parallel resonant element 2p instead of the parallel resonant capacitor Cp1 of the first circuit example 11 (FIG. 9).
  • the traveling direction of the vector locus on the complex plane is the reverse direction.
  • the vector moved clockwise on the circumference as shown in FIG. 11 moves counterclockwise in the fourth circuit example 14 (FIG. 24).
  • the amplitude expansion ratio is the same as Expression (5) related to the first circuit example 11 and Expression (9) related to the third circuit example 13, and is expressed as Expression (10) shown below.
  • each of the circuit examples (11 to 14) described above is an excitation circuit 1 suitable for the case where the range of the power supply voltage E is the expression (4-3) shown below.
  • the above-described third circuit example 13 is also applicable to the case where the power supply voltage E is outside this range, for example, when it is smaller than the left side of the equation (4-3) as in the following equation (4-4). Can do.
  • the power supply voltage E may be compensated for by the enlargement ratio.
  • the enlargement ratio may be increased in the third circuit example 13 described above.
  • the power supply voltage E when the power supply voltage E is outside the range of the formula (4-3) on the side (right side) different from the formula (2-4), for example, the formula (4-3) It may be larger than the right side of. E> V + Vd (4-5)
  • the power supply voltage E may be adjusted by the enlargement ratio. That is, the amplitude may be reduced by setting the enlargement ratio to less than “1” (may be referred to as setting the “reduction ratio”).
  • the enlargement ratio can be made less than “1” by the fifth circuit example 15 (FIG. 26) obtained by modifying the second circuit example 12. That is, by using the circuit configuration of the fifth circuit example 15, the amplitude of the excitation signal Vout can be reduced with respect to the excitation source signal Vin passed through the current amplifier circuit 53.
  • FIG. 26 to 28 are a schematic circuit diagram (FIG. 26) of the fifth circuit example 15 of the excitation circuit 1 of the present invention (FIG. 26), an equivalent circuit (FIG. 27) of the load impedance Zsp5, and a vector diagram on the complex plane (FIG. 28).
  • the fifth circuit example 15 includes a series resonant inductor Ls5 as the series resonant element 2s and a parallel resonant capacitor Cp5 as the parallel resonant element 2p.
  • the fifth circuit example 15 includes a series resonant inductor Ls5 instead of the series resonant capacitor Cs2 of the second circuit example 12 (FIG. 12) as the series resonant element 2s.
  • the traveling direction of the vector locus on the complex plane is the reverse direction.
  • the impedance vector is moved in the direction in which the imaginary component becomes “0” by the series resonant element 2s (series resonant capacitor Cs2).
  • the imaginary number component is increased by the series resonance element 2s (series resonance inductor Ls5) as shown in FIG.
  • the vector Y1 moves to the vector Y51.
  • the vector Y51 is further moved to the parallel resonance point (Zsp5) of the impedance Zs5 indicated by the vector Y51 by the parallel resonance capacitor Cp5, and becomes the vector Y52.
  • the locus of the impedance vector at this time is outside the circle passing through the impedance Zr of the excitation winding Lr, the parallel resonance point (Z0) with respect to the impedance Zr, and the origin of the complex plane. It is on the circumference to be set. Specifically, this outer circumference is a circle having a center on the real axis Re and passing through the origin of the complex plane and the impedance Zs5 indicated by the vector Y51.
  • the enlargement ratio (reduction ratio) in the fifth circuit example 15 is as shown in the following expression (11), similarly to the expression (7) representing the enlargement ratio in the second circuit example 12 described above.
  • the fifth circuit example 15 is configured to include the series resonance inductor Ls5 instead of the series resonance capacitor Cs2 of the second circuit example 12 (FIG. 12).
  • the sixth circuit example 16 is as illustrated in FIG. Further, instead of the parallel resonant capacitor Cp2 of the second circuit example 12 (FIG. 12), a parallel resonant inductor Lp6 is provided.
  • the vector does not reach the real axis Re due to the action of the series resonant capacitor Cs2. That is, in the second circuit example 12, as shown in FIG. 14, the movement of the impedance vector by the series resonant capacitor Cs2 is completed within the first quadrant of the complex plane. On the other hand, in the sixth circuit example 16, as shown in FIG. 31, the vector moves beyond the real axis Re to the fourth quadrant of the complex plane by the action of the series resonant capacitor Cs2. As described above, in the capacitor and the inductor, the traveling direction of the vector locus on the complex plane is the reverse direction. In the second circuit example 12, as shown in FIG.
  • the vector Y21 after being moved by the action of the series resonance capacitor Cs2 moves clockwise on the circumference by the action of the parallel resonance capacitor Cp2, and the vector Y21 The parallel resonance point (Zsp2) was reached.
  • the vector Y61 after being moved by the action of the series resonant inductor Ls6 moves counterclockwise on the circumference by the action of the parallel resonant capacitor Cp6.
  • the parallel resonance point (Zsp6) of the vector Y61 is reached.
  • the locus of the impedance vector at this time is outside the circle passing through the impedance Zr of the excitation winding Lr, the parallel resonance point (Z0) with respect to the impedance Zr, and the origin of the complex plane. It is on the circumference to be set.
  • the outer circumference is a circle having a center on the real axis Re and passing through the origin of the complex plane and the impedance Zs6 indicated by the impedance vector Y61.
  • the range in which the vector locus is plotted is on the circumference of the semicircle, and on the circumference of the semicircle drawn in different quadrants (first quadrant and fourth quadrant) of the complex plane.
  • the enlargement ratio (reduction ratio) in the sixth circuit example 16 is the following expression (7) and (11) representing the enlargement ratios in the second circuit example 12 and the fifth circuit example 15 described above: It is as shown in 12).
  • the excitation circuit 1 of the present invention sets the parallel resonant element 2p and the series resonant element 2s in a flexible manner corresponding to a wide range of power supply voltage E. can do.
  • the list of FIG. 32 shows combinations of excitation circuits 1 (11 to 16) suitable for the power supply voltage E.
  • the case where only the parallel resonant circuit is configured (“when “E” is equal to the right side of the equation (4-3)) and the case where only the series resonant circuit is configured (“E” is expressed by the equation Excitation circuit 1 in the case where it is equal to the left side of 4-3) is omitted.
  • E is expressed by the equation Excitation circuit 1 in the case where it is equal to the left side of 4-3)
  • the excitation circuit 1 of the present invention constitutes an excellent resolver excitation device capable of selecting an optimum circuit configuration according to the power supply voltage E and the like.
  • the circuit constants of the parallel resonant element 2p and the series resonant element 2s can be appropriately set according to the power supply voltage E and the like. is there. Therefore, by mounting components having different circuit constants on a circuit board configured with the same circuit pattern, it is possible to widely support various resolvers 40.
  • the excitation circuit 1 is preferably constituted by a single power source having a power source voltage range Epp between the ground and the positive electrode.
  • FIGS. 33 to 39 show schematic circuit diagrams of the excitation circuit 1 corresponding to the first circuit example 11 and the second circuit example 12 and using a practical single power supply (between the positive electrode Vcc and the ground).
  • 33 to 36 show variations (11A, 11B, 11C, 11D) of the excitation circuit 1 of the first circuit example 11.
  • FIG. 37 to 39 show variations (12A, 12C, 12D) of the excitation circuit 1 of the second circuit example 12.
  • each excitation circuit 1 shown in FIGS. 33 to 39 includes a coupling capacitor Cc. Further, in order to set an appropriate time constant when charging the coupling capacitor Cc when the power is turned on, and to suppress the deviation of the DC operating point due to the leakage current of the coupling capacitor Cc, the series resonant capacitors (Cs1, Cs2) Is connected in parallel with the resistor R5.
  • the reference voltage (DC operating point) of the operational amplifier IC1 is used to input the excitation source signal RDout, which is an AC signal, to the operational amplifier IC1.
  • This reference voltage is preferably set to an intermediate potential (eg, “Vcc / 2”) between the positive electrode Vcc and the ground.
  • resistors R3 and R4 which are voltage dividing resistors, are resistors having the same resistance value.
  • the excitation circuit 11A and the excitation circuit 11B in FIG. 34 are the same in other points except for the arrangement of the coupling capacitor Cc.
  • the excitation circuit 11C in FIG. 35 and the excitation circuit 11D in FIG. 36 have a coupling capacitor Cc disposed between the excitation winding Lr and the ground. Since the resistance component of the excitation winding Lr is small, in the excitation circuit 11A and the excitation circuit 11B, when the excitation winding Lr is short-circuited to the positive electrode Vcc (when a power fault occurs), the positive electrode Vcc and the ground are almost short-circuited.
  • the excitation circuit 11C and the excitation circuit 11D since the coupling capacitor Cc exists between the ground and the excitation winding Lr, even if the excitation winding Lr has a power fault, the positive electrode Vcc and the ground It is possible to prevent a large current from flowing due to a short circuit between the two.
  • the excitation circuit 11C in FIG. 35 and the excitation circuit 11D in FIG. 36 are the same in other points except for the arrangement of the coupling capacitor Cc.
  • the excitation circuit 12C in FIG. 38 and the excitation circuit 12D in FIG. 39 have a configuration in which a coupling capacitor Cc is disposed between the excitation winding Lr and the ground. That is, as with the excitation circuit 11C (FIG. 35) and the excitation circuit 11D (FIG. 36) described above, this is an example of a circuit configuration that can be easily protected against the power supply of the excitation winding Lr.
  • the excitation circuit 12C in FIG. 38 and the excitation circuit 12D in FIG. 39 are the same in other points except for the arrangement of the coupling capacitor Cc.
  • the R / D converter 51 generates the excitation source signal RDout for exciting the excitation winding Lr.
  • the excitation source signal RDout is, for example, a sinusoidal signal having a peak value of 2 [V] and a frequency of 10 [kHz] to 20 [kHz] (see, for example, FIG. 18).
  • the excitation source signal RDout is generated, for example, by outputting discrete voltage values while changing them in time series. That is, the excitation source signal RDout is generated by a technique such as D / A conversion (digital / analog conversion) in which digital signals are connected in time series and converted into analog signals.
  • the excitation source signal RDout output from the R / D converter 51 may have a stepped waveform as shown in FIG. A signal having a frequency component (high frequency component) much higher than the fundamental wave component is superimposed on the signal having such a staircase waveform. If this high frequency component remains in the excitation signal Vout, the detection accuracy of the magnetic pole position may be lowered. Further, the high frequency component may increase high frequency radiation noise (radiation noise).
  • the excitation circuit 11A shown in FIG. 33 has an excitation source signal input line to which the excitation source signal RDout is input, and a feedback loop that feeds back the excitation signal Vout onto the excitation source signal input line, and the amplitude of the excitation signal Vout.
  • a feedback controller (operational amplifier IC1) that performs feedback control to stabilize the signal.
  • a capacitor Cf functioning as a low-pass filter is added to the feedback loop of the operational amplifier IC1 to the excitation circuit 11A, thereby forming an excitation circuit 11E having a low-pass filter.
  • the capacitor Cf is connected in parallel to the feedback resistor R2 that sets the gain of signal amplification by the operational amplifier IC1.
  • the form of adding the capacitor Cf to the feedback loop of the operational amplifier IC1 is not limited to the excitation circuit 11E shown in FIG. 41, and for example, the form of the excitation circuit 11F shown in FIG.
  • the feedback resistor R2 is divided into a first feedback resistor R21 and a second feedback resistor R22, and a capacitor Cf is connected in parallel with the first feedback resistor R21 which is one of the feedback resistors.
  • the feedback resistor R2 is divided so that the sum of the first feedback resistor R21 and the second feedback resistor R22 has the same value as the feedback resistor R2.
  • phase margin of a round transfer function including a feedback loop is sufficiently secured in order to stabilize the circuit.
  • the phase margin of the round transfer function is 60 degrees or more, it is stable.
  • the difference between the phase at the zero cross point (the frequency at which the loop gain is “0 [dB]”) in the Bode diagram of the one-round transfer function and the minus 180 degrees of the Bode diagram is “ Phase margin ". 43 shows a Bode diagram of the circular transfer function of the excitation circuit 11E of FIG. 41
  • FIG. 44 shows a Bode diagram of the circular transfer function of the excitation circuit 11F of FIG.
  • the excitation circuit 11E in FIG. 41 has a phase margin of about 37 degrees
  • the excitation circuit 11F in FIG. 42 has a phase margin of about 63 degrees. That is, in the excitation circuit 11E in FIG. 41 and the excitation circuit 11F in FIG. 42, it can be said that the excitation circuit 11F in FIG. 42 is more stable. If the circuit lacks stability, the output (in this case, the excitation signal Vout) may oscillate. Therefore, considering the phase margin, it is preferable to adopt the configuration of the excitation circuit 11F of FIG. 42 as compared to the excitation circuit 11E of FIG.
  • the excitation circuit 11F in FIG. 42 can ensure a phase margin of 60 degrees or more, the function of the low-pass filter in the feedback loop is suppressed. For this reason, depending on the voltage resolution of the excitation source signal RDout output from the R / D converter 51, there is a possibility that the removal of the high-frequency component constituting the stepped waveform may be insufficient. That is, if the voltage resolution of the excitation source signal RDout is high, the height of one step of the staircase waveform is reduced, so that the amplitude of the high frequency component is also reduced and removal is facilitated. On the other hand, if the voltage resolution of the excitation source signal RDout is low, the height of one step of the staircase waveform is increased and the amplitude of the high frequency component is also increased. Therefore, higher removal performance is also required for the low-pass filter.
  • the excitation circuit 11G in FIG. 45 exemplifies a circuit configuration that can secure a phase margin of 60 degrees or more while including a low-pass filter having high removal performance for high-frequency components.
  • the excitation circuit 11G of FIG. 45 includes a band-pass filter 54 that filters the excitation source signal RDout in the previous stage of the operational amplifier IC1 as a feedback controller.
  • “C1” is a coupling capacitor, which removes the DC component of the excitation source signal RDout and transmits only the AC component to the subsequent circuit (operational amplifier IC1). That is, the coupling capacitor “C1” substantially functions as a high-pass filter for the excitation source signal RDout.
  • a low-pass filter is configured by a resistor R6 and a capacitor Cf before the capacitor C1. Therefore, the band-pass filter 54 is configured by a high-pass filter having “C1” (and “R1”) as a core and a low-pass filter having “R6” and “Cf” as a core.
  • the band-pass filter 54 is disposed on the R / D converter 51 side from the feedback point where the excitation signal Vout is fed back to the operational amplifier IC1.
  • FIG. 46 shows a Bode diagram of the circular transfer function of the excitation circuit 11G of FIG.
  • the phase margin of the excitation circuit 11G in FIG. 45 is about 72 degrees, and a sufficient phase margin exceeding 60 degrees is ensured.
  • the band-pass filter 54 is configured in the order of the low-pass filter and the high-pass filter from the previous stage side (R / D converter 51 side) toward the operational amplifier IC1 as a feedback controller. If this order is the order of the high-pass filter and the low-pass filter from the preceding stage side, a capacitive load (capacitor Cf) is added immediately before the operational amplifier IC1 (on the input side), which is not preferable in terms of circuit characteristics. . Therefore, like the excitation circuit 11G in FIG. 45, the bandpass filter 54 is preferably configured in the order of a low-pass filter and a high-pass filter from the previous stage toward the operational amplifier IC1.
  • the connection order of the coupling capacitor (capacitor C1) and the input resistance (resistor R1) of the operational amplifier IC1 is as follows. There is no problem with the reverse.
  • the circuit (11E, 11F, 11G) in which the low-pass filter and the band-pass filter 54 are added to the excitation circuit 11A of FIG. 33 has been described as an example, but naturally these filters are shown in FIGS.
  • the present invention can be similarly applied to the excitation circuit 1 (11, 12, 13, 14, 15, 16) shown in FIG. 9, FIG. 12, FIG. 19, FIG. 22, FIG.
  • a specific circuit after the application of the low-pass filter or the band-pass filter can be easily configured by those skilled in the art, and thus illustration and detailed description thereof are omitted.
  • the present invention can be used for a resolver excitation device that adjusts the amplitude of a sinusoidal excitation source signal to generate an excitation signal having a predetermined amplitude in order to excite the excitation winding of the resolver.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Measuring Magnetic Variables (AREA)

Abstract

　広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与える。正弦波状の励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号Ｖｏｕｔを生成するレゾルバ励磁装置１は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して並列共振インピーダンスＺｘｐとして機能する並列共振素子２ｐを有する並列共振回路と、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して直列共振インピーダンスＺｘｓとして機能する直列共振素子２ｓを有する直列共振回路とを備えて構成される。

Description

レゾルバ励磁装置
　本発明は、レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置に関する。
　回転電機の回転（ロータの回転速度や回転位置（回転角度））を検出するための回転検出センサとして、レゾルバが用いられることがある。レゾルバは、一般的に固定子側に励磁巻線を有し、回転子側に設けられた出力巻線に誘導された出力電圧に応じて回転子の回転角を検出する原理を利用して、回転電機の回転を検出する。このため、通常、交流信号が励磁巻線に与えられる。この交流信号を与えるための励磁装置は、正弦波発振信号を生成する正弦波発振回路と、この正弦波発振信号の振幅を拡大して励磁巻線に供給するドライバ回路（例えば増幅回路）とを有して構成されている。特開２００９－１８０５８５号公報（特許文献１）には、このドライバ回路として、レゾルバの励磁巻線に対する直列共振コンデンサを有した直列共振回路を用いる例が開示されている（第６段落、図５等）。特許文献１によれば、このコンデンサの静電容量と励磁巻線のインダクタンスが共振回路の先鋭度Ｑを高くするように設定されると共に、励磁信号の周波数を適切に設定することによって、励磁信号の振幅が調整される。つまり、正弦波発振回路によって生成された正弦波発振信号の振幅が拡大されて、励磁巻線に印加される。
　このような構成は、演算増幅器などを用いた増幅回路を備える場合と比較すると、回路規模が小さくなり、小規模化、低コスト化に寄与するものである。しかし、このような回路を適用する場合には、励磁巻線の直流抵抗成分が充分に小さいこと（つまり先鋭度Ｑが高いこと）や、励磁巻線に印加される信号の振幅が一般的な電子回路の電源電圧程度（例えば特許文献１に励磁されているような５［Ｖ］程度）であり振幅の拡大率が比較的小さいこと、などの条件が整う必要がある。
　一方、近年需要が拡大しているハイブリッド自動車や電気自動車などの駆動力源や電力源として用いられる回転電機の回転を検出するレゾルバでは、励磁巻線に印加される交流信号の波高値（ピーク・トゥ・ピーク）に、２０～３０［Ｖ］程度が要求される。これに対して、励磁信号の源信号は一般的な電子回路で生成されるから、その波高値は２～３［Ｖ］程度であり、比較的大きな拡大率が必要である。また、励磁信号の源信号を生成する回路は汎用的に利用されることが多く、励磁信号の周波数も択一的な選択は可能であっても、通常１０［ｋＨｚ］や２０［ｋＨｚ］などに固定されていることが多い。このため、特許文献１のように、励磁信号の周波数を柔軟且つ適切に設定することは実用上容易ではない。従って、このようなレゾルバを励磁する励磁装置は、多くの場合、１０倍程度の増幅率を有する増幅回路を具備して構成されている。
　また、波高値が２０～３０［Ｖ］程度の励磁信号を得るためには、比較的広い電源電圧範囲（２５～３５［Ｖ］程度）を有する電源が必要となる。但し、電源電圧が高くなると、それに伴って回路の損失も増加する傾向がある。このため、励磁巻線に対する並列共振コンデンサを付加して並列共振回路を構成し、回路（励磁装置）の損失を低減する場合がある。励磁装置にとって最適な電源電圧値を有する電源が具備されている場合には損失が小さいが、そうでない場合には損失が大きくなる可能性がある。例えば、励磁装置が具備する電源の電圧値が最適な電源電圧値よりも高い場合には、電源電圧値が高くなるほど損失が大きくなる。また、励磁装置が具備する電源の電圧値が最適な電源電圧値よりも低い場合には、励磁装置は、必要な振幅の正弦波の出力ができず、正弦波に対して歪んだ波形を出力する。
特開２００９－１８０５８５号公報
　上記背景に鑑みて、広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与えることが可能な技術の提供が望まれる。
　上記課題に鑑みた本発明に係るレゾルバ励磁装置の特徴構成は、
レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置であって、
　前記励磁巻線のインピーダンスに対して並列共振インピーダンスとして機能する並列共振素子を有する並列共振回路と、
　前記励磁巻線のインピーダンスに対して直列共振インピーダンスとして機能する直列共振素子を有する直列共振回路と、を備える点にある。
　上述したように、並列共振回路は、レゾルバ励磁装置の損失を低減する上で効果的であるが、励磁巻線の励磁に必要な振幅を得るためには、別途励磁信号の振幅を拡大させる必要がある。しかし、この拡大のためには、励磁信号の波高値を超える電圧範囲を有する電源電圧が必要となり、電源電圧の柔軟性に欠ける。また、電源電圧が高い程、損失も大きくなってしまう。一方、直列共振回路は、電源電圧の電圧範囲を超える波高値を有する励磁信号を出力することが可能である。但し、回路損失を抑制するためには、やはり電源電圧の最適化が必要であり電源電圧の柔軟性に欠ける。本特徴構成のように、並列共振回路と直列共振回路とを備えてレゾルバ励磁装置が構成されると、例えば増幅器に直列共振回路の特性を組み合わせて、規定された振幅の励磁信号を生成すると共に、並列共振回路の機能も利用して回路の損失を低減させることができる。即ち、本特徴構成によれば、広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与えることが可能なレゾルバ励磁装置を提供することができる。
　並列共振素子や直列共振素子は、容量性素子（コンデンサ）や誘導性素子（コイル、インダクタ）を用いることができる。一般的には、誘導性素子に比べて容量性素子が普及しており、部品単価も低価格である。従って、並列共振素子や直列共振素子として、容量性素子が用いられると好適である。１つの態様として、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記並列共振回路が、前記励磁巻線に対して並列に接続された容量性素子を有して構成され、前記直列共振回路が、前記励磁巻線に対して直列に接続された容量性素子を有して構成されていると好適である。
　並列共振回路と直列共振回路との組み合わせは複数考えられる。１つの態様として、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記並列共振素子と前記励磁巻線との並列回路に対して、前記直列共振素子が接続されていると好適である。この回路構成では、並列共振回路と直列共振回路と励磁巻線との等価回路が比較的簡潔であり、並列共振回路及び直列共振回路の回路定数も比較的簡潔な演算によって求めることができる。具体的には、当該レゾルバ励磁装置においては、前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定されると好適である。
　　上述したように、並列共振回路と直列共振回路との組み合わせは複数考えられる。上述した態様の他、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記直列共振素子と前記励磁巻線との直列回路に対して、前記並列共振素子が接続されている態様を採用することもできる。この回路構成のレゾルバ励磁装置においては、前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定されると好適である。
　ところで、励磁源信号は、例えば離散的な電圧値を時系列に変化させながら出力することによって生成される。つまり、励磁源信号は、階段状の波形となる場合がある。このような階段状の波形を有する信号には、基本波成分よりも遙かに高い周波数成分（高周波成分）の信号が重畳されていることになる。そして、この高周波成分が、励磁信号に残留していると、磁極位置の検出精度を低下させる可能性がある。また、高周波成分は、輻射ノイズ（放射ノイズ）を増加させる可能性もある。このため、励磁源信号が励磁信号として出力されるまでの間に、このような高周波成分が低減されることが望ましい。例えば、回路にノイズフィルタを付加することによって、高周波成分を減衰させると好適である。１つの態様として、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記励磁源信号が入力される励磁源信号入力ラインと、前記励磁信号を前記励磁源信号入力ライン上にフィードバックするフィードバックループとを有し、前記励磁信号の振幅を安定化するフィードバック制御を行うフィードバック制御器と、前記励磁信号がフィードバックされる帰還点よりも前段において、前記励磁源信号を濾波するバンドパスフィルタとを備えて構成されると好適である。
　ここで、当該バンドパスフィルタは、前記フィードバック制御器へ向かって前段側から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されていると好適である。ローパスフィルタは、後段の回路に対して容量性の負荷となる場合がある。ローパスフィルタが、多くの場合演算増幅器を用いて構成されるフィードバック制御器の入力負荷となると回路特性上好ましくない。従って、バンドパスフィルタは、上述したように、前段側からローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されているとよい。
直並列共振方式のレゾルバ励磁装置の励磁回路の模式的回路図 レゾルバと励磁回路とＲ／Ｄコンバータの関係を模式的に示すブロック図 並列共振方式と直並列共振方式の回路との特性を比較する説明図であり、（ａ）は並列共振方式の励磁回路の模式的回路図、（ｂ）は直並列共振方式の励磁回路の模式的回路図、（ｃ）は並列共振方式の励磁回路の特性を示す波形図、（ｄ）は直並列共振方式の励磁回路の特性を示す波形図 共振回路を有していない励磁回路の基本回路の一例を示す模式的回路図 レゾルバの励磁巻線のインピーダンスと電流電圧波形との関係を示す図であり、（ａ）は励磁巻線のインピーダンスのベクトル図、（ｂ）は電流電圧波形図 直並列共振による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 並列共振による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 直列共振による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 励磁回路の第１回路例の模式的回路図 第１回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第１回路例による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 励磁回路の第２回路例の模式的回路図 第２回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第２回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の電源電圧と負荷インピーダンスとの関係を示すグラフ 励磁回路の電源電圧と第１回路例の回路定数との関係を示すグラフ 励磁回路の電源電圧と第２回路例の回路定数との関係を示すグラフ 第１回路例の特性（ａ）と第２回路例の特性（ｂ）を示す波形図 励磁回路の第３回路例の模式的回路図 第３回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第３回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の第４回路例の模式的回路図 第４回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第４回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 第３回路例による負荷インピーダンスの別調整方法を示すベクトル図 励磁回路の第５回路例の模式的回路図 第５回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第５回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の第６回路例の模式的回路図 第６回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第６回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の電源電圧と各回路例との適合一覧を示す図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第２回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第２回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第２回路例の励磁回路の模式的回路図 階段状となる励磁源信号の波形例を示す波形図 図３３の励磁回路にフィルタを組み込んだ回路の模式的回路図 図３３の励磁回路にフィルタを組み込んだ回路の模式的回路図 図４１の励磁回路の一巡伝達関数のボード線図 図４２の励磁回路の一巡伝達関数のボード線図 図３３の励磁回路にフィルタを組み込んだ回路の模式的回路図 図４５の励磁回路の一巡伝達関数のボード線図
　以下、発明に係るレゾルバ励磁装置に適用される励磁回路を、図面を参照して例示し、本発明の実施形態を説明する。図１の模式的回路図は、本発明の要旨を説明するための励磁回路１を示している。また、図２のブロック図は、励磁回路１とレゾルバ４０と後述するＲ／Ｄコンバータ（レゾルバ・デジタル・コンバータ）５１との関係を示している。励磁回路１（レゾルバ励磁装置）は、レゾルバ４０の励磁巻線Ｌｒを励磁するために、正弦波状の励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅を調整して、予め規定された振幅（例えば図３に示す波高値“Ｈ”の１／２の値に対応する）の励磁信号Ｖｏｕｔを生成する。この励磁回路１は、励磁源信号ＲＤｏｕｔを出力するＲ／Ｄコンバータ５１、励磁源信号ＲＤｏｕｔのインピーダンス変換等を行うバッファ部５２、電流増幅回路５３を有する励磁源信号供給部５０と、レゾルバの励磁巻線Ｌｒとの共振部２と、カップリングコンデンサＣｃとを有して構成されている。
　共振部２は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対する直列共振インピーダンスＺｘｓとして機能する直列共振素子２ｓと、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対する並列共振インピーダンスＺｘｐとして機能する並列共振素子２ｐとを有している。即ち、励磁回路１は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して並列共振インピーダンスＺｘｐとして機能する並列共振素子２ｐを有する並列共振部と、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して直列共振インピーダンスＺｘｓとして機能する直列共振素子２ｓを有する直列共振部とを備えて構成されている。換言すれば、励磁回路１は、励磁巻線Ｌｒと並列共振素子２ｐを有する並列共振部とにより構成される並列共振回路と、励磁巻線Ｌｒと直列共振素子２ｓを有する直列共振部とにより構成される直列共振回路とを備えて構成されている。尚、図１（及び図３（ｂ））において直列共振素子２ｓに並列に接続されている抵抗器は、電源投入時におけるカップリングコンデンサＣｃの充電に際して適切な時定数を設定するため、及びカップリングコンデンサＣｃのリーク電流による直流動作点のずれを抑制するために、設けられているものである。
　レゾルバ４０は、レゾルバロータ４１に備えられた励磁巻線Ｌｒと、互いに電気的に９０度の位相差を有して設置された２つの検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）とを有して構成されている。レゾルバ４０は、回転子（レゾルバロータ４１）の励磁巻線Ｌｒに印加された電圧に応じて、複数の固定子の検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）に誘導される電圧に基づいて回転子に同期回転する被検出体（例えば回転電機のロータ）の回転状態（回転速度や回転位置（回転角度））を検出可能な回転検出センサである。具体的には、レゾルバ４０は、レゾルバロータ４１の回転に応じて、２つの検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）に誘導される異なる位相の信号の相関関係に基づいて、被検出体の回転状態を検出する。Ｒ／Ｄコンバータ５１は、内部に角度演算部５８を有して構成されており、２つの検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）から得られた検出信号に基づいて、レゾルバロータ４１の回転角（電気角）を演算する。この回転角は入出力インターフェース部５９を介して外部の制御装置などにデジタルデータにより提供される。また、Ｒ／Ｄコンバータ５１には、励磁巻線Ｌｒを励磁するための励磁信号の元となる励磁源信号ＲＤｏｕｔを生成する励磁源信号生成部５７も備えられている。
　励磁源信号ＲＤｏｕｔは、例えば波高値（ピーク・トゥ・ピーク）が２［Ｖ］、周波数が１０［ｋＨｚ］～２０［ｋＨｚ］の正弦波状の信号である（以下、波高値について、適宜 “２［Ｖｐ－ｐ］”などと表記する。）。一般的に、レゾルバ４０の励磁巻線Ｌｒを励磁する場合には、波高値が２０［Ｖｐ－ｐ］程度の正弦波状の信号が必要である。このため、一例として励磁回路１は、Ｒ／Ｄコンバータ５１から提供された２［Ｖｐ－ｐ］の励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅を調整して２０［Ｖｐ－ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成する。本発明は、この励磁回路１（レゾルバ励磁装置）の構成に特徴を有する。
　図３は、従来の励磁回路１００（図３（ａ））と、本発明に係る励磁回路１（図３（ｂ））とを比較した説明図である。ここでは、レゾルバ４０が車両の駆動源として利用される回転電機の回転を検出する用途に用いられる場合を例として説明する。一般的な車両には、電源電圧が１２Ｖのバッテリが搭載されており、励磁回路（１，１００）はこのバッテリを直流電圧源として利用することができる。しかし、２０［Ｖｐ－ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成するためには、電源電圧範囲Ｅｐｐが不足する。
　ところで、駆動源として回転電機が利用されるような車両では、回転電機のコイルに流れる電流を検出するための電流センサなど他のセンサの電源として、例えば１８Ｖ程度の電源を有している場合があり、このような電源を励磁回路１に利用することも可能である。しかし、２０［Ｖｐ－ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成するためには、依然として電源電圧範囲が不足している。このため、バッテリの１２［Ｖ］電源を利用して負電源（－Ｅ２＝－１２［Ｖ］）が生成され、センサ用の電源（＋Ｅ１＝＋１８［Ｖ］）と合わせて３０［Ｖｐ－ｐ］の電源電圧範囲Ｅｐｐ２（Ｅｐｐ）を有する直流電源が構成される場合がある。
　図３（ａ）に示す従来の励磁回路１００は、このようにして生成された正負両電源（＋Ｅ１～－Ｅ２）によって駆動される回路である。図３（ａ）に示すように、励磁源信号供給部５０から出力される励磁源信号Ｖｉｎは、励磁信号Ｖｏｕｔに要求される波高値Ｈ（例えば２０［Ｖｐ－ｐ］）を有しており、励磁信号Ｖｏｕｔはその波高値Ｈを保って励磁巻線Ｌｒに出力される。尚、従来の励磁回路１００には、励磁巻線Ｌｒに対して、並列共振コンデンサＣｐを用いた並列共振部（共振部１０２）が構成されており、回路損失の低減が図られている。
　一方、図３（ｂ）に示す本発明の励磁回路１には、負電源は用いられておらず、電源電圧範囲Ｅｐｐ１（Ｅｐｐ）は“＋Ｅ１～０”の範囲（１８［Ｖｐ－ｐ］）である。従って、励磁源信号供給部５０から出力され、共振部２に入力される励磁源信号Ｖｉｎの波高値Ｈ１は、出力に要求される波高値Ｈよりも遙かに小さい値である（例えば、１２［Ｖｐ－ｐ］程度。）。しかし、この励磁源信号Ｖｉｎが共振部２を通過した後には、要求される波高値Ｈを有した励磁信号Ｖｏｕｔが生成されている。より詳しくは、当該励磁源信号Ｖｉｎは、共振部２の直列共振素子２ｓを通過した後に、電源電圧範囲Ｅｐｐ１（例えば１８［Ｖｐ－ｐ］）を超える波高値（例えばＨ：２０Ｖ［ｐ－ｐ］）を有する信号（Ｖｍ）となる。そして、カップリングコンデンサＣｃを介して、波高値Ｈの励磁信号Ｖｏｕｔが励磁巻線Ｌｒに出力される。また、励磁回路１の共振部２には並列共振素子２ｐを用いた並列共振部が構成されており、励磁回路１の回路損失の低減が図られている。尚、並列共振素子２ｐは、カップリングコンデンサＣｃよりも励磁巻線Ｌｒの側に限らず、例えば、図３（ｂ）に破線で示すように、電流増幅回路５３と直列共振素子２ｓとの間に設けられていてもよい（図１２、図２６、図２９を参照して後述する第２回路例１２、第５回路例１５、第６回路例１６等に対応する。）。
　従来の励磁回路１００の特性を示す図３（ｃ）と、本発明の励磁回路１の特性を示す図３（ｄ）とを比較すると、何れの場合にも同一波形の励磁信号Ｖｏｕｔが生成され、励磁巻線Ｌｒに提供されている。つまり、本発明の励磁回路１は、少なくとも負電源を用いることなく、負電源を用いた従来の励磁回路１００と同じ励磁信号Ｖｏｕｔを生成し、出力することができる。従って、回路構成が簡略化され、低コスト化が実現できる。また、図３には表現されていないが、励磁回路１は当該回路における損失も従来の励磁回路１００で電源電圧が最適値に設定された場合と同様に充分な低減効果が得られる。
　以下、具体的な回路例を示しながら、本発明の励磁回路１の特徴について詳述する。上述したように、本発明の励磁回路１は、正負両電源を用いることなく、予め規定された波高値Ｈを有する励磁信号Ｖｏｕｔを生成することが可能である。但し、ここでは、発明の特徴に焦点を当てて説明するために、まずは、正負両電源（±Ｅ）を備えて単純化した回路を例示して説明する（図４～図３１）。より実用的な回路構成（片電源による回路構成）については、単純化した回路例に対応させて後述する（図３３～図３９）。
　はじめに、共振部２を有さない励磁回路２００、即ち、励磁回路の基本回路の一例を示す図４を参照して、回路損失について説明する。この励磁回路２００においてバッファ部５２は、演算増幅器ＩＣ１を中核として構成されている。この演算増幅器ＩＣ１は、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力される励磁源信号ＲＤｏｕｔのインピーダンス変換器として機能すると共に、抵抗器（フィードバック抵抗Ｒ２）を介してフィードバックされる励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を安定化させるフィードバック制御器として機能する。また、コンデンサＣ１は、励磁源信号ＲＤｏｕｔの交流成分のみを演算増幅器ＩＣ１に伝達するためのカップリングコンデンサ、抵抗器Ｒ１は、演算増幅器ＩＣの入力抵抗である。以下に説明する本発明の励磁回路１の各回路例においても、演算増幅器ＩＣ１、Ｒ２等、バッファ部５２の機能については同様である。さて、図４に示すように、基本回路（励磁回路２００）においては、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎと、励磁巻線Ｌｒに印加される励磁信号Ｖｏｕｔとは同一の信号である。励磁信号Ｖｏｕｔ（励磁電圧ｖ（ｔ））は、振幅を“Ｖ”として下記式(1)で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　

　上記式（１）において、“ω０”は励磁角周波数であり、励磁周波数を“ｆ０”とした場合に“ω０＝２π・ｆ０”で表される。“θ”は、図５（ａ）に示すように、虚軸Ｉｍと実軸Ｒｅとの直交ベクトル空間である複素平面（ガウス平面）における励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの位相角である。また、“θ”は、図５（ｂ）に示すように、励磁信号Ｖｏｕｔの電圧（励磁電圧ｖ（ｔ））と、電流（励磁電流ｉ（ｔ））との位相差に対応する。励磁巻線Ｌｒの等価回路は、図４に示すように抵抗とコイル（インダクタ）とにより構成される。従って、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒは、抵抗成分“Ｒ”（複素平面における実軸Ｒｅの成分“Ｒ”）と、リアクタンス成分“Ｘ”（複素平面における虚軸Ｉｍの成分“ｊＸ”）とを有する。また、“Ｘ”は、励磁巻線Ｌｒのインダクタンス“Ｌ”を用いた場合には、“Ｘ＝ω０・Ｌ”で表される。図５（ａ）に示すように複素インピーダンスである“Ｚｒ”のベクトルと、実軸Ｒｅとの成す角度が位相角θである。ここで、励磁信号Ｖｏｕｔの一周期Ｔ（＝２π／ω０）における、電流増幅回路５３の電流増幅素子（トランジスタ）の１つ分の損失Ｐは、下記式(2)に示すように概算することができる。尚、トランジスタのベース電流による損失等はここでは考慮していない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　

　一般的に、励磁回路の損失は電流増幅素子に占める割合が大きくなる傾向がある。このため、電流増幅素子における損失を低減することで、当該回路の損失を大きく改善することができる。上記式(2)を参照すれば、励磁回路２００の損失を低減するためには、
［１］励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒ（負荷インピーダンス）の絶対値を大きくすること、
［２］位相角θを“０”に近づけて（“cosθ”の値を“１”に近づけて）式(2)の右辺第２項の値を大きくすること、
が好ましいことが判る。
　例えば、図６に示す複素平面上において、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒがベクトルＹ１で示されるとする。ベクトルＹ１の先端を、図６に示された半円の円周上に沿って（１）のように移動させると、インピーダンスのベクトルの絶対値が大きくなる。つまり、ベクトルＹ２で示されるインピーダンスＺｐの絶対値は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの絶対値よりも大きくなる。つまり、励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの絶対値を大きくすることができる。このようなベクトルの移動は、図１に示したような並列共振素子２ｐ、より具体的には並列共振コンデンサＣｐにより実現可能である。ここで、図６における半円は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と並列共振点（インピーダンスＺ０）と励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒとを通る円周（半円の円弧）を示している。尚、図６においてインピーダンスＺ０は、並列共振コンデンサＣｐと励磁巻線Ｌｒとの並列共振点におけるインピーダンスを示し、下記式(3-1)で表される。また、並列共振コンデンサＣｐの並列共振点における値を“Ｃ０”とすると、“Ｃ０”は、下記式(3-2)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　


　

　また、図６において、（２）で示すようにベクトルＹ１やベクトルＹ２の先端を虚軸Ｉｍに沿って実軸Ｒｅの方向へ移動させると、位相角θの値が“θｒ”から次第に小さくなり、実軸Ｒｅに達した時点で“０”となる。つまり、位相角θを“０”に近づけて（“cosθ”の値を“１”に近づけて）上記式(2)の右辺第２項の値を大きくすることができる。このようなベクトルの移動は、図１に示したような直列共振素子２ｓ、より具体的には直列共振コンデンサＣｓにより実現可能である。尚、図６においてインピーダンスＺ０ｓは直列共振コンデンサＣｓと励磁巻線Ｌｒとの直列共振点を示している。
　図６に示すように、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒは、並列共振コンデンサＣｐによって合成インピーダンス“Ｚｐ”に変換され、さらに、このインピーダンス“Ｚｐ”は直列共振コンデンサＣｓによって合成インピーダンス“Ｚｐｓ”に変換されることが可能である。このように、共振部２（並列共振コンデンサＣｐや直列共振コンデンサＣｓ）によって励磁回路１から見た励磁巻線Ｌｒのインピーダンスを変化させることができる。これら共振部２を含めた、励磁回路１から見た励磁巻線Ｌｒのインピーダンスを負荷インピーダンスと称する。
　上述したように、励磁回路１において共振部２として、図１に示したような並列共振素子２ｐを有した並列共振部、及び直列共振素子２ｓを有した直列共振部を設けることによって電流増幅素子の損失を大きく低減することが可能である。詳細は後述するが、図６に示したようなベクトルＹ２とベクトルＹ３との比によって、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大比が決まる。従って、図１にその要旨を示して上述した本発明の励磁回路１は、電源電圧範囲Ｅｐｐを実用的な範囲に抑えつつ、回路の損失も大きく低減された優れた励磁装置を構成することができる。また、その電源電圧範囲Ｅｐｐは、電源電圧や励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒなどによって規定される所定の範囲内（例えば好適には後述する式(4-3)で規定される範囲内）において任意の値を取ることが可能である。
　ところで、本実施形態においては、Ｒ／Ｄコンバータ５１の励磁源信号生成部５７で生成された励磁源信号ＲＤｏｕｔは、バッファ部５２及び電流増幅回路５３を経て電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎとなり、共振部２はこの励磁源信号Ｖｉｎに対して作用する。即ち、“負荷”としての共振部２及び励磁巻線Ｌｒから見た励磁源信号は、本実施形態では“Ｖｉｎ”である。しかし、必ずしも、励磁源信号供給部５０に、バッファ部５２や電流増幅のための電流増幅回路５３が含まれる必要はなく、励磁源信号生成部５７のみを有して構成されることを妨げるものではない。従って、本発明の概念上での励磁源信号は、“ＲＤｏｕｔ”及び“Ｖｉｎ”の何れをも含むものである。例えば、励磁源信号供給部５０に、バッファ部５２や電流増幅のための電流増幅回路５３が含まれない場合、図６に示したようなベクトルＹ２とベクトルＹ３との比によって、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力された励磁源信号ＲＤｏｕｔに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大比が決まる構成であってもよい。
　尚、図６においては、並列共振コンデンサＣｐの機能によりインピーダンスのベクトルが“Ｙ１”から“Ｙ２”となり、さらに直列共振コンデンサＣｓの機能により虚数成分（リアクタンス成分）が“０”の“Ｙ３”となる例を示した。しかし、この例に限らず、直列共振コンデンサＣｓの機能により虚数成分を有した状態でベクトルを移動させ、並列共振コンデンサＣｐの機能によりさらに虚数成分が“０”となるようにベクトルを移動させることも可能である。この場合の回路構成例やベクトル図については後述する（図１２～図１４等）。また、図６においては、コンデンサ（容量性素子）を使ってインピーダンスのベクトルを移動させる例を示したが、ベクトルを移動させるためのリアクタンス成分としては、コンデンサに限らずインダクタ（誘導性素子）が用いられてもよい。インダクタを使った回路構成例については後述する（図１９～図３１等）。
　ここで、上記［２］の条件、「位相角θを“０”に近づけて（“cosθ”の値を“１”に近づけて）式(2)の右辺第２項の値を大きくすること」のみに着目し、この際に必要となる電源電圧範囲Ｅｐｐについて考察する。はじめに、極端な例として、並列共振コンデンサＣｐのみが負荷インピーダンスに影響する場合を考える。図７の複素平面に示すように、励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒのベクトルＹ１が、リアクタンス成分が“０”になるまで（並列共振点（インピーダンスＺ０）まで）円周上を移動してベクトルＹ４となると位相角θが“０”となる。
　この場合には、励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅の拡大を、全て励磁源信号供給部５０（電流増幅回路５３）において実施する必要があり、電源電圧範囲Ｅｐｐは少なくとも励磁信号Ｖｏｕｔの波高値Ｈを必要とする。但し、例えばトランジスタで構成される電流増幅素子のエミッタ－コレクタ間電圧には、ベース－エミッタ間のダイオードの順方向電圧などの影響によりドロップアウト電圧Ｖｄが生じる。従って、電流増幅回路５３の正負両端子間に印加される電源電圧範囲Ｅｐｐには、励磁信号Ｖｏｕｔに正負両電源に対してドロップアウト電圧Ｖｄを加味した電圧が要求される。例えば、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を“Ｖ”とすると、電源電圧範囲Ｅｐｐには、以下が要求される。
　Ｅｐｐ　：　±（Ｖ＋Ｖｄ）　・・・(4-1)
　次に、他方の極端な例として、直列共振コンデンサＣｓのみが負荷インピーダンスに影響する場合を考える。図８の複素平面に示すように、励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒのベクトルＹ１が、リアクタンス成分が小さくなる方向（リアクタンス成分が“０”となる方向、つまりインピーダンス“Ｚ０ｓ”の直列共振点の方向）へ虚軸Ｉｍに沿って移動してベクトルＹ６となると位相角θが“０”となる。
　この場合には、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの振幅の拡大比が、移動前後のベクトルの大きさの比によって決まる。つまり、拡大比は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの大きさと、直列共振コンデンサＣｓによって変化した後の負荷インピーダンスＺｓの大きさとの比（｜Ｚｒ｜／｜Ｚｓ｜）で定められる。従って、電流増幅回路５３の正負両端子間に印加される電源電圧範囲Ｅｐｐは、この拡大比を考慮して励磁信号Ｖｏｕｔの波高値Ｈよりも小さい値に抑えることができる。具体的には、電源電圧範囲Ｅｐｐの範囲は、インピーダンスＺｒの抵抗成分を“Ｒ”として下記式(4-2)に示すような値となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　

　図１にその要旨を示して上述した本発明の励磁回路１は、並列共振素子２ｐと直列共振素子２ｓとの両方を用いたものである。つまり、本発明の励磁回路１は、電源電圧範囲Ｅｐｐを実用的な範囲に抑えつつ、回路の損失も低減された優れたレゾルバ励磁装置を構成することができる。電源電圧範囲Ｅｐｐの観点からは、本発明の励磁回路１は、電源電圧範囲Ｅｐｐが正負両電源±Ｅで実現される場合に、電源電圧“Ｅ”が下記式(4-3)の範囲内であるときに最も有効に適用される。
　｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ　＜　Ｅ　＜　Ｖ＋Ｖｄ・・・(4-3)
以下、電源電圧“Ｅ”が式(4-3)の範囲内である場合に好適な、本発明に係る励磁回路１の具体的な構成例を示して説明する。
　図９は、本発明の励磁回路１の第１回路例１１を示す模式的回路図である。また、図１０は、第１回路例１１における励磁回路１から見た負荷インピーダンスＺｐｓ１（励磁巻線Ｌｒ、直列共振コンデンサＣｓ１、並列共振コンデンサＣｐ１の合成インピーダンス）の等価回路図である。また、図１１は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、第１回路例１１の負荷インピーダンスＺｐｓ１との関係を示す複素平面におけるベクトル図である。図９及び図１０に示すように、第１回路例１１は、並列共振素子２ｐに対応する並列共振コンデンサＣｐ１と励磁巻線Ｌｒとの並列回路に対して、直列共振素子２ｓに対応する直列共振コンデンサＣｓ１が接続されて構成されている。このような回路構成により、図１１に示すように、励磁巻線ＬｒのインピーダンスのベクトルＹ１は、並列共振コンデンサＣｐ１の機能によって円周上をベクトルＹ１１まで移動し、直列共振コンデンサＣｓ１の機能によってさらに虚軸Ｉｍに沿って実軸Ｒｅの方向へ移動してベクトルＹ１２に至る。本例では、ベクトルＹ１２は、虚数成分が“０”のベクトルである。並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数は、負荷インピーダンスＺｐｓ１の虚数成分が“０”となり、下記式(5)を満足するように選定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　

　式(5)の右辺は、図１１の複素平面におけるベクトルＹ１１とベクトルＹ１２との大きさの比を示している。つまり、式(5)は、直列共振コンデンサＣｓ１により変化する負荷インピーダンスの変化前後の大きさ（絶対値）の比を示している。そして、この比は、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大率を示している。つまり、与えられた電源電圧“±Ｅ”に対して、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅が確保可能であり、且つ励磁回路１の損失も抑制可能なように、並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数が設定される。詳細な途中計算式は、省略するが、下記式(6-1)及び式(6-2)により、並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数を設定することができる。ここで、“ω０”は上述したように励磁角周波数であり、“Ｚ０”及び“Ｃ０”は式(3-1)及び式(3-2)に示したように、並列共振点におけるインピーダンス及び並列共振コンデンサＣｐ１の値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　


　

　図１１や式(5)、式(6-1)から明らかなように、第１回路例１１においては、並列共振素子２ｐに相当する並列共振コンデンサＣｐ１の回路定数は、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅に対する励磁源信号Ｖｉｎの振幅の比率に応じて設定される。また、図１１から明らかなように、直列共振素子２ｓに相当する直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数は、励磁巻線Ｌｒ及び並列共振素子２ｐ（Ｃｐ１）及び直列共振素子２ｓ（Ｃｓ１）のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定される。
　図１２は、本発明の励磁回路１の第２回路例１２を示す模式的回路図である。また、図１３は、第２回路例１２における励磁回路１から見た負荷インピーダンスＺｓｐ２の等価回路図である。また、図１４は、図４に示した基本回路の負荷インピーダンス（励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒ）と、第２回路例１２の負荷インピーダンスＺｓｐ２との関係を示す複素平面におけるベクトル図である。図１２及び図１３に示すように、第２回路例１２は、直列共振素子２ｓに対応する直列共振コンデンサＣｓ２と励磁巻線Ｌｒとの直列回路に対して、並列共振素子２ｐに対応する並列共振コンデンサＣｐ２が接続されて構成されている。このような回路構成により、図１４に示すように、励磁巻線ＬｒのインピーダンスのベクトルＹ１は、直列共振コンデンサＣｓ２の機能によって虚軸Ｉｍに沿って実軸Ｒｅの方向へ移動してベクトルＹ２１まで移動する。さらに、ベクトルＹ２１は、並列共振コンデンサＣｐ２の機能によって円周上をベクトルＹ２２まで移動する。ベクトルＹ２２は、虚数成分が“０”のベクトルである。ベクトルＹ２２が示す負荷インピーダンスＺｓｐ２は、ベクトルＹ２１が示す負荷インピーダンスＺｓ２と並列共振コンデンサＣｐ２との並列共振点におけるインピーダンスに相当する。
　尚、図１４に示すように、この際のベクトルＹ２１からベクトルＹ２２へのベクトル軌跡は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、インピーダンスＺｒに対する並列共振点と、複素平面の原点とを通る円の内側に設定される円周上である。具体的には、この内側の円は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と、ベクトルＹ２１で示される負荷インピーダンスＺｓ２とを通る円である。直列共振コンデンサＣｓ２及び並列共振コンデンサＣｐ２は、負荷インピーダンスＺｓｐ２の虚軸Ｉｍの成分が“０”となり、下記式(7)を満足するように選定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　

　式(7)の右辺は、図１４の複素平面におけるベクトルＹ１とＹ２１との大きさの比を示している。つまり、式(7)は、直列共振コンデンサＣｓ２により変化する負荷インピーダンスの変化前後の大きさ（絶対値）の比を示している。そして、この比は、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大率を示している。つまり、与えられた電源電圧“±Ｅ”に対して、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅が確保可能であり、且つ励磁回路１の損失も抑制可能なように、直列共振コンデンサＣｓ２及び並列共振コンデンサＣｐ２の回路定数が設定される。詳細な途中計算式は、省略するが、下記式(8-1)及び式(8-2)により、直列共振コンデンサＣｓ２及び並列共振コンデンサＣｐ２の回路定数を設定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　


　

　図１４から明らかなように、直列共振素子２ｓに相当する直列共振コンデンサＣｓ２の回路定数は、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅に対する励磁源信号Ｖｉｎの振幅の比率に応じて設定される。また、図１４や式(7)、式(8-2)から明らかなように、並列共振素子２ｐに相当する並列共振コンデンサＣｐ２の回路定数は、励磁巻線Ｌｒ及び並列共振素子２ｐ（Ｃｐ２）及び直列共振素子２ｓ（Ｃｓ２）のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分が“０”となるように設定される。
　ここで、第１回路例１１及び第２回路例１２における電源電圧Ｅと負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）との関係、電源電圧Ｅと各共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｓ１，Ｃｓ２）との関係を図１５～図１７に示す。ここでは、励磁巻線Ｌｒの直流抵抗“Ｒ”を３０［Ω］、インダクタンスＬを１２００［μＨ］（リアクタンス“Ｘ”：７５．４［Ω］）として、励磁周波数ｆ０が１０［ｋＨｚ］で波高値が２［Ｖｐ－ｐ］の励磁源信号ＲＤｏｕｔから波高値が２０［Ｖｐ－ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成する場合を例示する。励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒは、約８１．１５［Ω］である。また、図１５～図１７においては、電源電圧Ｅの変域を、下記に再掲する式(4-3)の範囲とした。
　｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ　＜　Ｅ　＜　Ｖ＋Ｖｄ・・・(4-3)
即ち、式(4-3)の左辺に示す直列共振のみの場合の電源電圧から、式(4-3)の右辺に示す並列共振のみの場合の電源電圧の範囲とした。ここで、「直列共振のみ」は、第１回路例１１及び第２回路例１２において並列共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｐ２）が“０”の場合に対応する。「並列共振のみ」は、第１回路例１１及び第２回路例１２において直列共振コンデンサ（Ｃｓ１，Ｃｓ２）が“∞”の場合に対応する。
　図１５は、電源電圧Ｅと負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）との関係を示すグラフである。電源電圧Ｅに対する負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）の特性は、第１回路例１１及び第２回路例１２の両方において共通である。図１５に示すように、負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）は、並列共振のみの場合に最も大きく、直列共振のみの場合に最も小さくなる。図１５に示すように、電源電圧Ｅの採り得る値に応じて、最も適切な負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）を設定することができる。
　図１６は、第１回路例１１における電源電圧Ｅと共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｓ１）との関係を示すグラフである。直列共振コンデンサＣｓ１の軸（右側の軸）は常用対数軸である。図１６及び上記式(6-1)、式(6-2)に示すように、第１回路例１１における並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１は、電源電圧Ｅの採り得る値に応じて、最も適切な組み合わせを設定することができる。
　例えば、並列共振コンデンサＣｐ１の値を約０．１０８３［μＦ］とすると、約８１．１５［Ω］の励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒが約１５３．６５［Ω］の負荷インピーダンスＺｐ１に変換される。この負荷インピーダンスＺｐ１の実軸成分は約１０７．５５［Ω］である。負荷インピーダンスＺｐ１は静電容量が約０．１４５［μＦ］の直列共振コンデンサＣｓ１によって実軸成分のみの負荷インピーダンスＺｐｓ１（約１０７．５５［Ω］）となる。この場合、直列共振コンデンサＣｓ１による振幅の拡大比は、約１．４３（＝１５３．６５／１０７．５５）となる。従って、波高値が２０［Ｖｐ－ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを得るために必要な励磁源信号Ｖｉｎの波高値、つまり電流増幅回路５３から出力される励磁源信号Ｖｉｎの波高値は約１４［Ｖｐ－ｐ］となる（波形例は図１８（ａ）を参照）。この場合“±７［Ｖ］”にドロップアウト電圧Ｖｄ（２［Ｖ］）を加味して、必要な電源電圧は“±Ｅ＝±９［Ｖ］”となる。尚、並列共振点におけるインピーダンスＺ０の値は約２１９．５［Ω］である。
　図１７は、第２回路例１２における電源電圧Ｅと共振コンデンサ（Ｃｐ２，Ｃｓ２）との関係を示すグラフである。図１６と同様に、直列共振コンデンサＣｓ２の軸（右側の軸）は常用対数軸である。図１７及び上記式(8-1)、式(8-2)に示すように、第２回路例１２における並列共振コンデンサＣｐ２及び直列共振コンデンサＣｓ２も、電源電圧Ｅの採り得る値に応じて、最も適切な組み合わせを設定することができる。
　例えば、直列共振コンデンサＣｓ２の値を約０．５８５９［μＦ］とすると、約８１．１５［Ω］の励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒが約５６．８［Ω］の負荷インピーダンスＺｓ２に変換される。この負荷インピーダンスＺｓ２の虚軸成分は約４８．２３［Ω］である。負荷インピーダンスＺｓ２は静電容量が約０．２３７９［μＦ］の並列共振コンデンサＣｐ２によって実軸成分のみの負荷インピーダンスＺｓｐ２（約１０７．５５［Ω］）となる。この場合、直列共振コンデンサＣｓ１による振幅の拡大比は、約１．４３（＝８１．１５／５６．８）となる。従って、波高値が２０［Ｖｐ－ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを得るために必要な励磁源信号Ｖｉｎの波高値は約１４［Ｖｐ－ｐ］となる（波形例は図１８（ｂ）を参照）。上述したように、必要な電源電圧は“±Ｅ＝±９［Ｖ］”となる。
　このように、本発明の励磁回路１（１１，１２）は、電源電圧範囲Ｅｐｐが正負両電源±Ｅで実現され、電源電圧Ｅが下記に再掲する式(4-3)に示す範囲内であるときに良好に共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｓ１，Ｃｓ２）の値を設定することができる。
　｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ　＜　Ｅ　＜　（Ｖ＋Ｖｄ）　・・・(4-3)
尚、本発明の励磁回路１は、電源電圧Ｅが、式(4-3)に示す範囲外の場合にも適用させることが可能であるが、その実施形態については後述する（図１９、図２５～図３１）。
　図１８は、第１回路例１１及び第２回路例１２におけるシミュレーション波形を示している。図１８（ａ）は第１回路例１１の波形を示し、図１８（ｂ）は第２回路例１２の波形を示している。本シミュレーション波形においては、励磁源信号ＲＤｏｕｔは、２［Ｖｐ－ｐ］、電流増幅回路５３を経た励磁源信号Ｖｉｎは、１４［Ｖｐ－ｐ］、励磁信号Ｖｏｕｔは、２０［Ｖｐ－ｐ］である。図１８から明らかなように、第１回路例１１及び第２回路例１２の何れにおいても、予め規定された振幅（ここでは“１０［Ｖ］”）を有した励磁信号Ｖｏｕｔを得ることができる。
　上述した第１回路例１１及び第２回路例１２においては、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓとして、コンデンサ（容量性素子）を用いる例を示した。しかし、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓは、リアクタンス成分を有していればよく、コンデンサを用いる形態に限定されるものではない。例えば、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓとして、インダクタ（誘導性素子）を用いて励磁回路１が構成されてもよい。
　図１９～図２１は、本発明の励磁回路１の第３回路例１３の模式的回路図（図１９）及びその負荷インピーダンスＺｐｓ３の等価回路（図２０）及び複素平面上でのベクトル図（図２１）を示している。第３回路例１３は、図１９に示すように、直列共振素子２ｓとしての直列共振インダクタＬｓ３、並列共振素子２ｐとしての並列共振コンデンサＣｐ３を有して構成されている。第３回路例１３は、直列共振素子２ｓとして第１回路例１１（図９）の直列共振コンデンサＣｓ１の代わりに直列共振インダクタＬｓ３を有している。コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第１回路例１１では、複素平面の第１象限において、虚数成分が“０”となる方向へインピーダンスのベクトルが移動した（図１１）。しかし、第３回路例１３では、ベクトルの進行方向が逆方向となるために、図２１に示すように複素平面の第４象限においてインピーダンスのベクトルが移動する。このため、並列共振コンデンサＣｐ３により移動するベクトルは第１象限の中に留まらず、並列共振点（Ｚ０）を超えて第４象限に至る。第３回路例１３における振幅の拡大比は、第１回路例１１に関する式(5)と同様であり、下記に示す式(9)となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　

　図２２～図２４は、本発明の励磁回路１の第４回路例１４の模式的回路図（図２２）及びその負荷インピーダンスＺｐｓ４の等価回路（図２３）及び複素平面上でのベクトル図（図２４）を示している。第４回路例１４は、図２２に示すように、並列共振素子２ｐとしての並列共振インダクタＬｓ４、直列共振素子２ｓとしての直列共振コンデンサＣｐ４を有して構成されている。第４回路例１４は、並列共振素子２ｐとして第１回路例１１（図９）の並列共振コンデンサＣｐ１の代わりに並列共振インダクタＬｐ４を有している。上述したように、コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第１回路例１１では、図１１に示すように円周上を時計回りに移動したベクトルは、第４回路例１４では反時計回りに移動する（図２４）。振幅の拡大比は、第１回路例１１に関する式(5)、第３回路例１３に関する式(9)と同様であり、下記に示す式(10)となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　

　さて、上述した各回路例（１１～１４）は、電源電圧Ｅの範囲が下記に再掲する式(4-3)の場合に適した励磁回路１である。
　｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ　＜　Ｅ　＜　Ｖ＋Ｖｄ　・・・(4-3)
但し、上述した第３回路例１３は、電源電圧Ｅがこの範囲外の場合、例えば下記式(4-4)のように、式(4-3)の左辺よりも小さい場合にも適用することができる。
　Ｅ　＜　｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ　・・・(4-4)
この場合には、電源電圧Ｅが低い分を拡大比で補えばよい。例えば上述した第３回路例１３において拡大比を大きくすればよい。具体的には、上記式(9)において“｜Ｚｐ３｜”の値を小さくすれば拡大比が大きくなる。これは、図２５に示すように、並列共振コンデンサＣｐ３によってインピーダンスのベクトルを移動させる範囲を図２１のベクトル軌跡に例示した移動範囲よりも大きくすることによって実現可能である。
　一方、電源電圧Ｅが式(2-4)とは異なる側（右辺側）において式(4-3)の範囲外の場合、例えば下記式(4-5)のように式(4-3)の右辺よりも大きい場合も考えられる。
　Ｅ　＞　Ｖ＋Ｖｄ　・・・(4-5)
この場合には、電源電圧Ｅが高い分を拡大比で調整すればよい。つまり、拡大比を“１”未満として、振幅を縮小させればよい（「縮小比」を設定すると称してもよい。）。例えば、後述するように、第２回路例１２を改変した第５回路例１５（図２６）によって拡大比を“１”未満とすることが可能である。即ち、第５回路例１５の回路構成を用いて、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を、電流増幅回路５３を経た励磁源信号Ｖｉｎに対して縮小させることも可能である。
　図２６～図２８は、本発明の励磁回路１の第５回路例１５の模式的回路図（図２６）及びその負荷インピーダンスＺｓｐ５の等価回路（図２７）及び複素平面上でのベクトル図（図２８）を示している。第５回路例１５は、図２６に示すように、直列共振素子２ｓとしての直列共振インダクタＬｓ５、並列共振素子２ｐとしての並列共振コンデンサＣｐ５を有して構成されている。第５回路例１５は、直列共振素子２ｓとして第２回路例１２（図１２）の直列共振コンデンサＣｓ２の代わりに直列共振インダクタＬｓ５を有している。上述したように、コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第２回路例１２では、図１４に示すように、直列共振素子２ｓ（直列共振コンデンサＣｓ２）により虚数成分が“０”となる方向へインピーダンスのベクトルが移動した。しかし、直列共振素子２ｓとして直列共振インダクタＬｓ５を用いた第５回路例１５では、図２８に示すように、直列共振素子２ｓ（直列共振インダクタＬｓ５）により、虚数成分（リアクタンス成分）が大きくなる方向へベクトルＹ１が移動し、ベクトルＹ５１となる。そして、並列共振コンデンサＣｐ５によってベクトルＹ５１で示されるインピーダンスＺｓ５の並列共振点（Ｚｓｐ５）まで、さらにベクトルＹ５１が移動し、ベクトルＹ５２となる。
　尚、図２８に示すように、この際のインピーダンスのベクトルの軌跡は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、インピーダンスＺｒに対する並列共振点（Ｚ０）と、複素平面の原点とを通る円の外側に設定される円周上である。具体的には、この外側の円周は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と、ベクトルＹ５１で示されるインピーダンスＺｓ５とを通る円である。第５回路例１５における拡大比（縮小比）は、上述した第２回路例１２における拡大比を表す式(7)と同様に、下記式(11)に示す通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　

　同様に、電源電圧Ｅが下記に再掲する式(4-5)に示すように、式(4-3)で規定される範囲よりも大きい場合、上述した第５回路例１５（図２６）とは別の回路構成を採用することもできる。
　Ｅ　＞　Ｖ＋Ｖｄ　・・・(4-5)
つまり、第２回路例１２を改変した第５回路例１５（図２６）と同様に、第２回路例１２を改変した第６回路例１６（図２９）によって拡大比を“１”未満とすることも可能である。図２９～図３１は、本発明の励磁回路１の第６回路例１６の模式的回路図（図２９）及びその負荷インピーダンスＺｓｐ６の等価回路（図３０）及び複素平面上でのベクトル図（図３１）を示している。第５回路例１５は、第２回路例１２（図１２）の直列共振コンデンサＣｓ２の代わりに直列共振インダクタＬｓ５を有して構成されていたが、第６回路例１６は、図２９に示すように、第２回路例１２（図１２）の並列共振コンデンサＣｐ２の代わりに並列共振インダクタＬｐ６を有して構成されている。
　第２回路例１２においては、図１４に示すように直列共振コンデンサＣｓ２の作用では、ベクトルが実軸Ｒｅには達していない。即ち、第２回路例１２では、図１４に示すように、直列共振コンデンサＣｓ２によるインピーダンスのベクトルの移動は、複素平面の第１象限内で完結していた。これに対して、第６回路例１６では、図３１に示すように、直列共振コンデンサＣｓ２の作用により、ベクトルは実軸Ｒｅを越えて複素平面の第４象限まで移動する。上述したように、コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第２回路例１２では、図１４に示すように、直列共振コンデンサＣｓ２の作用により移動した後のベクトルＹ２１が、並列共振コンデンサＣｐ２の作用により円周上を時計回りに移動して、当該ベクトルＹ２１の並列共振点（Ｚｓｐ２）に達した。これに対して、第６回路例１６では、図３１に示すように、直列共振インダクタＬｓ６の作用により移動した後のベクトルＹ６１が、並列共振コンデンサＣｐ６の作用により円周上を反時計回りに移動して当該ベクトルＹ６１の並列共振点（Ｚｓｐ６）に達する。
　尚、図３１に示すように、この際のインピーダンスのベクトルの軌跡は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、インピーダンスＺｒに対する並列共振点（Ｚ０）と、複素平面の原点とを通る円の外側に設定される円周上である。具体的には、この外側の円周は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と、インピーダンスのベクトルＹ６１で示されるインピーダンスＺｓ６とを通る円である。但し、両円において、ベクトル軌跡がプロットされる範囲はそれぞれ半円の円周上であり、複素平面のそれぞれ異なる象限（第１象限と第４象限）に描かれる半円の円周上となる（図３１）。また、第６回路例１６における拡大比（縮小比）は、上述した第２回路例１２及び第５回路例１５における拡大比を表す式(7)及び式(11)と同様に、下記式(12)に示す通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　

　以上、種々の回路例（１１～１６）を示して説明したように、本発明の励磁回路１は、広範囲の電源電圧Ｅに柔軟に対応させて、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓを設定することができる。図３２の一覧表に、電源電圧Ｅに対して好適な励磁回路１（１１～１６）の組み合わせを示す。尚、図３２では、並列共振回路のみで構成される場合（“Ｅ”が式(4-3)の右辺に等しい場合）、及び直列共振回路のみで構成される場合（“Ｅ”が式(4-3)の左辺に等しい場合）の励磁回路１は省略している。図３２から明らかなように、本発明の励磁回路１は、電源電圧Ｅなどに応じて、最適な回路構成を選択することが可能な優れたレゾルバ励磁装置を構成する。また、代表的な例として式(5)～式(8-2)に示したように、電源電圧Ｅ等に応じて、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓの回路定数も、適宜設定可能である。従って、同一の回路パターンを有して構成された回路基板に、異なる回路定数の部品を実装することによって、種々のレゾルバ４０に広く対応させることも可能である。
　ところで、上記説明においては、発明の特徴に焦点を当てるために、正負両電源（±Ｅ）を備えて単純化した回路例（１１～１６）を用いて説明した。しかし、より実用的には、グラウンドと正極との間を電源電圧範囲Ｅｐｐとする片電源により励磁回路１が構成されることが好ましい。ここで、図３３～図３９に、第１回路例１１及び第２回路例１２に対応し、実用的な片電源（正極Ｖｃｃ－グラウンド間）による励磁回路１の模式的回路図を示す。図３３～図３６は、第１回路例１１の励磁回路１の各バリエーション（１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ）を示している。図３７～図３９は、第２回路例１２の励磁回路１の各バリエーション（１２Ａ，１２Ｃ，１２Ｄ）を示している。
　図３３～図３９に示す各励磁回路１の電源は、片電源であるから励磁巻線Ｌｒに励磁信号Ｖｏｕｔを印加するに際して直流成分をカットする必要がある。このため、図３３～図３９に示す各励磁回路１には、カップリングコンデンサＣｃが備えられている。また、電源投入時におけるカップリングコンデンサＣｃの充電に際して適切な時定数を設定するため、及びカップリングコンデンサＣｃのリーク電流による直流動作点のずれを抑制するために、直列共振コンデンサ（Ｃｓ１，Ｃｓ２）に対して並列に抵抗器Ｒ５が接続されている。カップリングコンデンサＣｃの回路定数は、励磁源信号ＲＤｏｕｔや励磁信号Ｖｏｕｔの周波数（ｆ０＝ω０／２π＝１０～２０［ｋＨｚ］）に応じて設定され、例えば、１００［μＦ］程度である。これに対して、並列共振コンデンサＣｐ、直列共振コンデンサＣｓの回路定数は、例えば、“Ｒ＝３０［Ω］”、“Ｌ＝１２００［μＨ］”程度のレゾルバに対して第１回路例１１を適用した場合に、概ね０．１～１［μＦ］程度であるから、周波数特性が異なり、互いに大きく影響することはない。
　また、図３３～図３９に示す各励磁回路１の電源は片電源であるから、交流信号である励磁源信号ＲＤｏｕｔを演算増幅器ＩＣ１に入力するために、演算増幅器ＩＣ１の基準電圧（直流動作点）を正極Ｖｃｃとグラウンドとの間に設定する必要がある。この基準電圧は、好適には、正極Ｖｃｃとグラウンドとの中間電位（例えば“Ｖｃｃ／２”）に設定される。従って、分圧抵抗である抵抗器Ｒ３と抵抗器Ｒ４とは、抵抗値の等しい抵抗器が用いられる。
　図３３の励磁回路１１Ａは、図９に原理を示した第１回路例１１の最も一般的な回路構成である。この励磁回路１１Ａと図３４の励磁回路１１Ｂとは、カップリングコンデンサＣｃの配置が異なるのみで他の点については同様である。図３５の励磁回路１１Ｃ及び図３６の励磁回路１１Ｄは、励磁回路１１Ａ及び励磁回路１１Ｂとは異なり、励磁巻線Ｌｒとグラウンドとの間にカップリングコンデンサＣｃが配置されている。励磁巻線Ｌｒの抵抗成分は小さいため、励磁回路１１Ａ及び励磁回路１１Ｂでは、励磁巻線Ｌｒが正極Ｖｃｃに短絡した場合（天絡した場合）、正極Ｖｃｃとグラウンドとの間が、ほぼ短絡状態となり大電流が流れる可能性がある。これに対して、励磁回路１１Ｃ及び励磁回路１１Ｄでは、グラウンドと励磁巻線Ｌｒとの間にカップリングコンデンサＣｃが存在するために、励磁巻線Ｌｒが天絡しても、正極Ｖｃｃとグラウンドとの間が短絡状態となって大電流がながれることが抑制される。尚、図３５の励磁回路１１Ｃと図３６の励磁回路１１Ｄとは、カップリングコンデンサＣｃの配置が異なるのみで他の点については同様である。
　図３７の励磁回路１２Ａは、図１２に原理を示した第２回路例１２の最も一般的な回路構成である。図３８の励磁回路１２Ｃ及び図３９の励磁回路１２Ｄは、励磁回路１２Ａとは異なり、励磁巻線Ｌｒとグラウンドとの間にカップリングコンデンサＣｃが配置された構成である。つまり、上述した励磁回路１１Ｃ（図３５）及び励磁回路１１Ｄ（図３６）と同様に、励磁巻線Ｌｒの天絡に対して保護が容易な回路構成の一例である。尚、図３８の励磁回路１２Ｃと図３９の励磁回路１２Ｄとは、カップリングコンデンサＣｃの配置が異なるのみで他の点については同様である。
　ところで、図２を参照して上述したように、Ｒ／Ｄコンバータ５１は、励磁巻線Ｌｒを励磁するための励磁源信号ＲＤｏｕｔを生成する。励磁源信号ＲＤｏｕｔは、例えば波高値が２［Ｖ］、周波数が１０［ｋＨｚ］～２０［ｋＨｚ］の正弦波状の信号である（例えば図１８参照）。励磁源信号生成部５７を簡潔に構成するために、励磁源信号ＲＤｏｕｔは、例えば離散的な電圧値を時系列に変化させながら出力することによって生成される。つまり、励磁源信号ＲＤｏｕｔは、時系列にデジタル信号をつなげてアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換（デジタル・アナログ変換）のような手法で生成される。このため、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力される励磁源信号ＲＤｏｕｔは、図４０に示すように階段状の波形となる場合がある。このような階段状の波形を有する信号には、基本波成分よりも遙かに高い周波数成分（高周波成分）の信号が重畳されていることになる。この高周波成分が励磁信号Ｖｏｕｔに残留していると、磁極位置の検出精度を低下させる可能性がある。また、高周波成分は、高周波の輻射ノイズ（放射ノイズ）を増加させる可能性もある。
　このため、励磁源信号ＲＤｏｕｔが励磁信号Ｖｏｕｔとして出力されるまでの間に、このような高周波成分が低減されることが望ましい。例えば、励磁回路１にローパスフィルタを付加することによって、階段状の波形を鈍らせ、高周波成分を減衰させることができる。以下、実用的な回路の形態として、図３３に例示した回路構成の励磁回路１１Ａにローパスフィルタを付加する実施形態を例示しながら説明する。図３３に示した励磁回路１１Ａは、励磁源信号ＲＤｏｕｔが入力される励磁源信号入力ラインと、励磁信号Ｖｏｕｔを励磁源信号入力ライン上にフィードバックするフィードバックループとを有し、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を安定化するフィードバック制御を行うフィードバック制御器（演算増幅器ＩＣ１）を有して構成されている。ここで、１つの態様として図４１に示す例では、演算増幅器ＩＣ１のフィードバックループにローパスフィルタとして機能するコンデンサＣｆが、励磁回路１１Ａに付加されて、ローパスフィルタを有する励磁回路１１Ｅが構成される。コンデンサＣｆは、演算増幅器ＩＣ１による信号増幅のゲインを設定するフィードバック抵抗Ｒ２に対して並列接続される。尚、信号増幅のゲインは、演算増幅器ＩＣ１の入力抵抗（抵抗器Ｒ１）とフィードバック抵抗Ｒ２との比率（Ｒ２／Ｒ１）により定まる。例えば、“Ｒ１＝１［ｋΩ］”、“Ｒ２＝１０［ｋΩ］”の場合、ゲインは１０倍である。
　尚、演算増幅器ＩＣ１のフィードバックループにコンデンサＣｆを付加する形態は、図４１に示す励磁回路１１Ｅに限らず、例えば図４２に示すような励磁回路１１Ｆの形態を採ることも可能である。図４２の励磁回路１１Ｆでは、フィードバック抵抗Ｒ２が第１フィードバック抵抗Ｒ２１と、第２フィードバック抵抗Ｒ２２との２つに分割され、一方のフィードバック抵抗である第１フィードバック抵抗Ｒ２１と並列にコンデンサＣｆが接続されている。フィードバック抵抗Ｒ２は、第１フィードバック抵抗Ｒ２１と第２フィードバック抵抗Ｒ２２との和がフィードバック抵抗Ｒ２と同じ値となるように分割される。例えば“Ｒ２＝１０［ｋΩ］”の場合、“Ｒ２１＝Ｒ２２＝５［ｋΩ］”とすることができる。演算増幅器ＩＣ１のゲインは“（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ１”であり、励磁回路１１Ｅと励磁回路１１Ｆとにおいて演算増幅器ＩＣ１のゲインは同じである。
　ところで、励磁回路１１のようなフィードバック制御器を有する回路では、回路を安定化させるためにフィードバックループを含む一巡伝達関数の位相余裕が充分に確保されていることが望ましい。一般的には、一巡伝達関数の位相余裕が６０度以上あれば、安定的であるといわれている。図４３及び図４４に示すように、一巡伝達関数のボード線図におけるゼロクロス点（ループゲインが“０［ｄＢ］”となる周波数）での位相とボード線図のマイナス１８０度との差が“位相余裕”である。図４３は、図４１の励磁回路１１Ｅの一巡伝達関数のボード線図を示しており、図４４は、図４２の励磁回路１１Ｆの一巡伝達関数のボード線図を示している。図４３及び図４４の横軸は対数軸である。図４１の励磁回路１１Ｅの位相余裕は約３７度であり、図４２の励磁回路１１Ｆの位相余裕は約６３度である。即ち、図４１の励磁回路１１Ｅと図４２の励磁回路１１Ｆとでは、図４２の励磁回路１１Ｆの方が安定的であるということができる。回路が安定性に欠ける場合には、出力（この場合は、励磁信号Ｖｏｕｔ）が発振する可能性がある。従って、位相余裕を考慮すると、図４１の励磁回路１１Ｅに比べて、図４２の励磁回路１１Ｆの構成を採用することが好ましい。
　但し、図４２の励磁回路１１Ｆは、６０度以上の位相余裕を確保できる反面、フィードバックループにおけるローパスフィルタの機能が抑制的となる。このため、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力される励磁源信号ＲＤｏｕｔの電圧分解能によっては、階段状の波形を構成する高周波成分の除去が不充分となる可能性がある。つまり、励磁源信号ＲＤｏｕｔの電圧分解能が高ければ、階段状の波形の１段の高さが低くなるため、高周波成分の振幅も小さくなり、除去も容易となる。一方、励磁源信号ＲＤｏｕｔの電圧分解能が低ければ、階段状の波形の１段の高さも高くなり、高周波成分の振幅も大きくなるので、ローパスフィルタにもより高い除去性能が求められる。
　図４５の励磁回路１１Ｇは、高周波成分に対する高い除去性能を有したローパスフィルタを備えつつ、６０度以上の位相余裕を確保できる回路構成を例示したものである。図４５の励磁回路１１Ｇは、フィードバック制御器としての演算増幅器ＩＣ１の前段において、励磁源信号ＲＤｏｕｔを濾波するバンドパスフィルタ５４を備えて構成されている。上述したように、“Ｃ１”はカップリングコンデンサであり、励磁源信号ＲＤｏｕｔの直流成分を除去し、交流成分のみを後段の回路（演算増幅器ＩＣ１）に伝達する。つまり、カップリングコンデンサ“Ｃ１”は、実質的に励磁源信号ＲＤｏｕｔに対するハイパスフィルタとして機能している。そして、コンデンサＣ１の前段には、抵抗器Ｒ６及びコンデンサＣｆによりローパスフィルタが構成されている。従って、“Ｃ１”（及び“Ｒ１”）を中核としたハイパスフィルタと、“Ｒ６”及び“Ｃｆ”を中核としたローパスフィルタとにより、バンドパスフィルタ５４が構成される。このバンドパスフィルタ５４は、励磁信号Ｖｏｕｔが演算増幅器ＩＣ１へフィードバックされる帰還点よりもＲ／Ｄコンバータ５１側に配置されている。図４６は、図４５の励磁回路１１Ｇの一巡伝達関数のボード線図を示している。図４５の励磁回路１１Ｇの位相余裕は約７２度であり、６０度を超える充分な位相余裕が確保されている。
　図４５の励磁回路１１Ｇでは、バンドパスフィルタ５４が、フィードバック制御器としての演算増幅器ＩＣ１へ向かって前段側（Ｒ／Ｄコンバータ５１側）から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されている。この順序が、前段側から、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタの順であると、演算増幅器ＩＣ１の直前に（入力側に）容量性負荷（コンデンサＣｆ）が付加されることになり、回路特性上好ましくない。従って、図４５の励磁回路１１Ｇのように、バンドパスフィルタ５４は、演算増幅器ＩＣ１に向かって前段側から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されると好適である。尚、演算増幅器ＩＣ１に対して直列接続されるコンデンサＣ１は、容量性負荷とはならないため、カップリングコンデンサ（コンデンサＣ１）と、演算増幅器ＩＣ１の入力抵抗（抵抗器Ｒ１）との接続順序は、逆であっても問題はない。
　尚、ここでは図３３の励磁回路１１Ａに対してローパスフィルタやバンドパスフィルタ５４を付加した回路（１１Ｅ，１１Ｆ，１１Ｇ）を例示して説明したが、当然ながらこれらのフィルタは、図３４～図３９に例示した励磁回路１（１１，１２）にも同様に適用することができる。また、図９、図１２、図１９、図２２、図２６、図２９に示した励磁回路１（１１，１２，１３，１４，１５，１６）にも、同様に適用することができる。ローパスフィルタやバンドパスフィルタの適用後の具体的な回路は、当業者であれば容易に構成することが可能であるから、図示及び詳細な説明は省略する。
　以上、多様な実施形態を示して説明したように、本発明によれば、広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与えることが可能なレゾルバ励磁装置を提供することができる。尚、当業者であれば、これらの実施形態を参酌して本発明の要旨を逸脱種々の改変が可能であろうが、そのような改変もまた本発明の技術的範囲に属するものである。
　本発明は、レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置に利用することができる。
１　　　　：励磁回路（レゾルバ励磁装置）
２ｐ　　　：並列共振素子
２ｓ　　　：直列共振素子
１１～１６：第１回路例～第６回路例（励磁回路）
１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅ，１１Ｆ，１１Ｇ：励磁回路
１２Ａ，１２Ｃ，１２Ｄ：励磁回路
４０　　　：レゾルバ
５４　　　：バンドパスフィルタ
Ｃｐ　　　：並列共振コンデンサ（並列共振素子）
Ｃｓ　　　：直列共振コンデンサ（直列共振素子）
Ｌｒ　　　：励磁巻線
ＲＤｏｕｔ：励磁源信号
Ｖｉｎ　　：励磁源信号
Ｖｏｕｔ　：励磁信号
Ｚｐｓ１　：負荷インピーダンス
Ｚｓｐ２　：負荷インピーダンス
Ｚｐｓ３　：負荷インピーダンス
Ｚｐｓ４　：負荷インピーダンス
Ｚｓｐ５　：負荷インピーダンス
Ｚｓｐ６　：負荷インピーダンス
Ｚｘｐ　　：並列共振インピーダンス
Ｚｘｓ　　：直列共振インピーダンス
 
 
 

Claims (8)

  1. 　レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置であって、
    　前記励磁巻線のインピーダンスに対して並列共振インピーダンスとして機能する並列共振素子を有する並列共振回路と、
    　前記励磁巻線のインピーダンスに対して直列共振インピーダンスとして機能する直列共振素子を有する直列共振回路と、
    を備えたレゾルバ励磁装置。
  2. 　前記並列共振回路は、前記励磁巻線に対して並列に接続された容量性素子を有して構成され、前記直列共振回路は、前記励磁巻線に対して直列に接続された容量性素子を有して構成されている請求項１に記載のレゾルバ励磁装置。
  3. 　前記並列共振素子と前記励磁巻線との並列回路に対して、前記直列共振素子が接続されている請求項１又は２に記載のレゾルバ励磁装置。
  4. 　前記直列共振素子と前記励磁巻線との直列回路に対して、前記並列共振素子が接続されている請求項１又は２に記載のレゾルバ励磁装置。
  5. 　前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、
    　前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定される請求項３に記載のレゾルバ励磁装置。
  6. 　前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、
    　前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定される請求項４に記載のレゾルバ励磁装置。
  7. 　前記励磁源信号が入力される励磁源信号入力ラインと、前記励磁信号を前記励磁源信号入力ライン上にフィードバックするフィードバックループとを有し、前記励磁信号の振幅を安定化するフィードバック制御を行うフィードバック制御器と、
    　前記励磁信号がフィードバックされる帰還点よりも前段において、前記励磁源信号を濾波するバンドパスフィルタと、を備える請求項１から６の何れか一項に記載のレゾルバ励磁装置。
  8. 　前記バンドパスフィルタは、前記フィードバック制御器へ向かって前段側から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されている請求項７に記載のレゾルバ励磁装置。
     
PCT/JP2012/075035 2012-02-24 2012-09-28 レゾルバ励磁装置 WO2013125083A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE112012005053.3T DE112012005053B4 (de) 2012-02-24 2012-09-28 Drehmeldererregungsvorrichtung
JP2014500860A JP5751458B2 (ja) 2012-02-24 2012-09-28 レゾルバ励磁装置
CN201280063708.0A CN103998899B (zh) 2012-02-24 2012-09-28 旋转变压器励磁装置
US14/366,561 US9880027B2 (en) 2012-02-24 2012-09-28 Resolver excitation apparatus

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012039081 2012-02-24
JP2012-039081 2012-02-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013125083A1 true WO2013125083A1 (ja) 2013-08-29

Family

ID=49005285

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/075035 WO2013125083A1 (ja) 2012-02-24 2012-09-28 レゾルバ励磁装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9880027B2 (ja)
JP (1) JP5751458B2 (ja)
CN (1) CN103998899B (ja)
DE (1) DE112012005053B4 (ja)
WO (1) WO2013125083A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017173013A (ja) * 2016-03-22 2017-09-28 三菱電機株式会社 回転角度検出装置
WO2022186386A1 (ja) * 2021-03-05 2022-09-09 株式会社リベックス 位置センサ

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102930966B (zh) * 2012-09-21 2015-02-04 谭成忠 一种无刷线性旋转变压器
US9778071B2 (en) * 2014-06-12 2017-10-03 Lear Corporation Excitation signal generator for resolver
CN104819732A (zh) * 2015-05-08 2015-08-05 深圳市英威腾电动汽车驱动技术有限公司 一种旋转变压器解码电路及其控制方法
EP3295560B1 (en) * 2015-05-12 2020-07-08 The Government of the United States of America, as represented by the Secretary of the Navy Compact resolver pre-amplification assembly (rpa) module
CN108377666B (zh) * 2015-11-06 2020-12-08 国立大学法人北海道大学 电力转换装置
KR20180049964A (ko) * 2016-11-04 2018-05-14 현대자동차주식회사 리졸버 여자 신호 생성 장치 및 상기 리졸버 여자 신호 생성 장치를 포함하는 차량
DE102018221295A1 (de) * 2018-12-10 2020-06-10 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung zur Anregung eines Resolvers und Resolveranordnung
CN112444272A (zh) * 2019-08-29 2021-03-05 广州汽车集团股份有限公司 分解器激励驱动装置、电机转子位置分析装置及汽车转向系统
CN111313693B (zh) * 2020-03-18 2023-09-15 上海电气集团股份有限公司 旋变激励电路
EP4410613A1 (en) * 2023-02-02 2024-08-07 KNORR-BREMSE Systeme für Schienenfahrzeuge GmbH Signal procesing method, sensor and use of a sensor for determining rotational speeds and/or rotational positions of wheels of rail vehicle

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4306301A (en) * 1964-07-14 1981-12-15 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Wide band frequency shifter in variable amounts
JPS6464550A (en) * 1987-09-03 1989-03-10 Toshiba Corp Resolver
JPH09113205A (ja) * 1995-10-19 1997-05-02 Denso Corp レゾルバ励磁装置
JP2009180585A (ja) * 2008-01-30 2009-08-13 Jtekt Corp 回転角検出装置および電気式動力舵取装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB612307A (en) 1943-05-29 1948-11-11 Sperry Gyroscope Co Inc Improvements in or relating to control systems
US2582208A (en) 1946-04-16 1952-01-08 Chalmers W Sherwin Synchro exciter
US3649735A (en) * 1955-08-17 1972-03-14 Us Navy Transmission system
US3350550A (en) * 1963-11-08 1967-10-31 United Aircraft Corp Amplifierless cascade resolvers with means to minimize phase shift between stages
US3680118A (en) * 1970-07-14 1972-07-25 Myron L Anthony Aircraft navigation receiver apparatus using active filters
DE3519604A1 (de) 1985-05-31 1986-12-18 Voest-Alpine Friedmann GmbH, Linz Schaltungsanordnung zur anspeisung der ueber einen drehtransformator gespeisten erregerwicklung eines drehmelders
KR940003926B1 (ko) 1991-01-26 1994-05-09 삼성전자 주식회사 리졸버 여자(勵磁)신호 발생장치.
JP3267790B2 (ja) * 1994-02-15 2002-03-25 関西電力株式会社 高調波吸収同期機
US5777444A (en) * 1995-12-27 1998-07-07 Nikon Corporation Drive device for a vibration actuator which prevents the cogging phenomenon
US5867023A (en) 1997-02-04 1999-02-02 Sunstrand Corporation Converter circuit for rotary transformer sensing devices
WO2009033912A1 (de) * 2007-09-11 2009-03-19 Abb Schweiz Ag Verfahren und vorrichtung zum bestimmen eines erregerstroms in bürstenlosen elektrischen maschinen
DE102008032210B4 (de) * 2008-07-09 2020-10-29 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Fremderregte elektrische Synchronmaschine und Verfahren zum Betreiben einer Synchronmaschine
JP2010249800A (ja) * 2009-03-25 2010-11-04 Aisan Ind Co Ltd レゾルバ
DE102010017810A1 (de) * 2009-07-09 2011-02-10 Denso Corporation, Kariya-City Leistungswandler für drehende elektrische Maschinen
CN101714821B (zh) * 2009-12-18 2011-09-28 哈尔滨工业大学 旋转变压器的励磁电源电路
DE102011000871A1 (de) * 2010-02-26 2011-11-10 Denso Corporation Rotationserfassungsvorrichtung und Rotationserfassungssystem

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4306301A (en) * 1964-07-14 1981-12-15 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Wide band frequency shifter in variable amounts
JPS6464550A (en) * 1987-09-03 1989-03-10 Toshiba Corp Resolver
JPH09113205A (ja) * 1995-10-19 1997-05-02 Denso Corp レゾルバ励磁装置
JP2009180585A (ja) * 2008-01-30 2009-08-13 Jtekt Corp 回転角検出装置および電気式動力舵取装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017173013A (ja) * 2016-03-22 2017-09-28 三菱電機株式会社 回転角度検出装置
WO2022186386A1 (ja) * 2021-03-05 2022-09-09 株式会社リベックス 位置センサ

Also Published As

Publication number Publication date
DE112012005053B4 (de) 2019-05-16
DE112012005053T9 (de) 2014-11-27
US9880027B2 (en) 2018-01-30
JPWO2013125083A1 (ja) 2015-07-30
JP5751458B2 (ja) 2015-07-22
CN103998899B (zh) 2016-09-07
US20140361792A1 (en) 2014-12-11
DE112012005053T5 (de) 2014-09-18
CN103998899A (zh) 2014-08-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5751458B2 (ja) レゾルバ励磁装置
JP5488760B2 (ja) ワイヤレス給電装置、ワイヤレス受電装置およびワイヤレス電力伝送システム
CN104406515B (zh) 一种测量永磁同步电机转子位置角的旋变激励与解码模块
JP5867607B2 (ja) 非接触給電装置
CN108702118B (zh) 方法、角度确定装置和控制装置
KR101966501B1 (ko) 권선형 동기 전동기를 이용한 충전 시스템
JPWO2014080456A1 (ja) モータ駆動システムおよびモータ制御装置
US9065359B2 (en) Unnecessary vibration detection apparatus and driving control apparatus of vibration type actuator
CN117639459A (zh) 一种基于三相共模电感的有源共模攻击抑制方法和装置
JP5897826B2 (ja) 蓄積手段を充電するためのスイッチングアームのスイッチ制御方法および充電装置
JP4406567B2 (ja) 発振器により給電されるセンサの出力電圧を整流するための回路装置
JP2017163647A (ja) 電磁界共振ワイヤレス給電方法及び給電システム
US11552556B2 (en) Electromagnetic emission rejection filter in hybrid/electric vehicles
JP4609414B2 (ja) 車両用発電制御装置
JP2004104942A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2014020813A (ja) 角度センサ
JP7172522B2 (ja) モータ制御装置
JP2020178459A (ja) 非接触給電装置
CN105318816A (zh) 主动磁轴承的改进的位置检测装置
JP2017075796A (ja) レゾルバ信号入力回路
JP7238585B2 (ja) 非接触受電装置、非接触給電装置、及び非接触給電システム
Nie et al. Design of novel variable reluctance resolver with outer rotor
JP7225491B2 (ja) 誘導走行車両
CN216411897U (zh) 一种激励调理电路
CN220830399U (zh) 用于旋转变压器的驱动电路、旋转变压装置和车辆

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12868967

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2014500860

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14366561

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 112012005053

Country of ref document: DE

Ref document number: 1120120050533

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12868967

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1