JPWO2013125083A1 - レゾルバ励磁装置 - Google Patents

Abstract

広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与える。正弦波状の励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号Ｖｏｕｔを生成するレゾルバ励磁装置１は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して並列共振インピーダンスＺｘｐとして機能する並列共振素子２ｐを有する並列共振回路と、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して直列共振インピーダンスＺｘｓとして機能する直列共振素子２ｓを有する直列共振回路とを備えて構成される。

Description

本発明は、レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置に関する。

回転電機の回転（ロータの回転速度や回転位置（回転角度））を検出するための回転検出センサとして、レゾルバが用いられることがある。レゾルバは、一般的に固定子側に励磁巻線を有し、回転子側に設けられた出力巻線に誘導された出力電圧に応じて回転子の回転角を検出する原理を利用して、回転電機の回転を検出する。このため、通常、交流信号が励磁巻線に与えられる。この交流信号を与えるための励磁装置は、正弦波発振信号を生成する正弦波発振回路と、この正弦波発振信号の振幅を拡大して励磁巻線に供給するドライバ回路（例えば増幅回路）とを有して構成されている。特開２００９−１８０５８５号公報（特許文献１）には、このドライバ回路として、レゾルバの励磁巻線に対する直列共振コンデンサを有した直列共振回路を用いる例が開示されている（第６段落、図５等）。特許文献１によれば、このコンデンサの静電容量と励磁巻線のインダクタンスが共振回路の先鋭度Ｑを高くするように設定されると共に、励磁信号の周波数を適切に設定することによって、励磁信号の振幅が調整される。つまり、正弦波発振回路によって生成された正弦波発振信号の振幅が拡大されて、励磁巻線に印加される。

このような構成は、演算増幅器などを用いた増幅回路を備える場合と比較すると、回路規模が小さくなり、小規模化、低コスト化に寄与するものである。しかし、このような回路を適用する場合には、励磁巻線の直流抵抗成分が充分に小さいこと（つまり先鋭度Ｑが高いこと）や、励磁巻線に印加される信号の振幅が一般的な電子回路の電源電圧程度（例えば特許文献１に励磁されているような５［Ｖ］程度）であり振幅の拡大率が比較的小さいこと、などの条件が整う必要がある。

一方、近年需要が拡大しているハイブリッド自動車や電気自動車などの駆動力源や電力源として用いられる回転電機の回転を検出するレゾルバでは、励磁巻線に印加される交流信号の波高値（ピーク・トゥ・ピーク）に、２０〜３０［Ｖ］程度が要求される。これに対して、励磁信号の源信号は一般的な電子回路で生成されるから、その波高値は２〜３［Ｖ］程度であり、比較的大きな拡大率が必要である。また、励磁信号の源信号を生成する回路は汎用的に利用されることが多く、励磁信号の周波数も択一的な選択は可能であっても、通常１０［ｋＨｚ］や２０［ｋＨｚ］などに固定されていることが多い。このため、特許文献１のように、励磁信号の周波数を柔軟且つ適切に設定することは実用上容易ではない。従って、このようなレゾルバを励磁する励磁装置は、多くの場合、１０倍程度の増幅率を有する増幅回路を具備して構成されている。

また、波高値が２０〜３０［Ｖ］程度の励磁信号を得るためには、比較的広い電源電圧範囲（２５〜３５［Ｖ］程度）を有する電源が必要となる。但し、電源電圧が高くなると、それに伴って回路の損失も増加する傾向がある。このため、励磁巻線に対する並列共振コンデンサを付加して並列共振回路を構成し、回路（励磁装置）の損失を低減する場合がある。励磁装置にとって最適な電源電圧値を有する電源が具備されている場合には損失が小さいが、そうでない場合には損失が大きくなる可能性がある。例えば、励磁装置が具備する電源の電圧値が最適な電源電圧値よりも高い場合には、電源電圧値が高くなるほど損失が大きくなる。また、励磁装置が具備する電源の電圧値が最適な電源電圧値よりも低い場合には、励磁装置は、必要な振幅の正弦波の出力ができず、正弦波に対して歪んだ波形を出力する。

特開２００９−１８０５８５号公報

上記背景に鑑みて、広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与えることが可能な技術の提供が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係るレゾルバ励磁装置の特徴構成は、
レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置であって、
前記励磁巻線のインピーダンスに対して並列共振インピーダンスとして機能する並列共振素子を有する並列共振回路と、
前記励磁巻線のインピーダンスに対して直列共振インピーダンスとして機能する直列共振素子を有する直列共振回路と、を備える点にある。

上述したように、並列共振回路は、レゾルバ励磁装置の損失を低減する上で効果的であるが、励磁巻線の励磁に必要な振幅を得るためには、別途励磁信号の振幅を拡大させる必要がある。しかし、この拡大のためには、励磁信号の波高値を超える電圧範囲を有する電源電圧が必要となり、電源電圧の柔軟性に欠ける。また、電源電圧が高い程、損失も大きくなってしまう。一方、直列共振回路は、電源電圧の電圧範囲を超える波高値を有する励磁信号を出力することが可能である。但し、回路損失を抑制するためには、やはり電源電圧の最適化が必要であり電源電圧の柔軟性に欠ける。本特徴構成のように、並列共振回路と直列共振回路とを備えてレゾルバ励磁装置が構成されると、例えば増幅器に直列共振回路の特性を組み合わせて、規定された振幅の励磁信号を生成すると共に、並列共振回路の機能も利用して回路の損失を低減させることができる。即ち、本特徴構成によれば、広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与えることが可能なレゾルバ励磁装置を提供することができる。

並列共振素子や直列共振素子は、容量性素子（コンデンサ）や誘導性素子（コイル、インダクタ）を用いることができる。一般的には、誘導性素子に比べて容量性素子が普及しており、部品単価も低価格である。従って、並列共振素子や直列共振素子として、容量性素子が用いられると好適である。１つの態様として、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記並列共振回路が、前記励磁巻線に対して並列に接続された容量性素子を有して構成され、前記直列共振回路が、前記励磁巻線に対して直列に接続された容量性素子を有して構成されていると好適である。

並列共振回路と直列共振回路との組み合わせは複数考えられる。１つの態様として、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記並列共振素子と前記励磁巻線との並列回路に対して、前記直列共振素子が接続されていると好適である。この回路構成では、並列共振回路と直列共振回路と励磁巻線との等価回路が比較的簡潔であり、並列共振回路及び直列共振回路の回路定数も比較的簡潔な演算によって求めることができる。具体的には、当該レゾルバ励磁装置においては、前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定されると好適である。

上述したように、並列共振回路と直列共振回路との組み合わせは複数考えられる。上述した態様の他、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記直列共振素子と前記励磁巻線との直列回路に対して、前記並列共振素子が接続されている態様を採用することもできる。この回路構成のレゾルバ励磁装置においては、前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定されると好適である。

ところで、励磁源信号は、例えば離散的な電圧値を時系列に変化させながら出力することによって生成される。つまり、励磁源信号は、階段状の波形となる場合がある。このような階段状の波形を有する信号には、基本波成分よりも遙かに高い周波数成分（高周波成分）の信号が重畳されていることになる。そして、この高周波成分が、励磁信号に残留していると、磁極位置の検出精度を低下させる可能性がある。また、高周波成分は、輻射ノイズ（放射ノイズ）を増加させる可能性もある。このため、励磁源信号が励磁信号として出力されるまでの間に、このような高周波成分が低減されることが望ましい。例えば、回路にノイズフィルタを付加することによって、高周波成分を減衰させると好適である。１つの態様として、本発明に係るレゾルバ励磁装置は、前記励磁源信号が入力される励磁源信号入力ラインと、前記励磁信号を前記励磁源信号入力ライン上にフィードバックするフィードバックループとを有し、前記励磁信号の振幅を安定化するフィードバック制御を行うフィードバック制御器と、前記励磁信号がフィードバックされる帰還点よりも前段において、前記励磁源信号を濾波するバンドパスフィルタとを備えて構成されると好適である。

ここで、当該バンドパスフィルタは、前記フィードバック制御器へ向かって前段側から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されていると好適である。ローパスフィルタは、後段の回路に対して容量性の負荷となる場合がある。ローパスフィルタが、多くの場合演算増幅器を用いて構成されるフィードバック制御器の入力負荷となると回路特性上好ましくない。従って、バンドパスフィルタは、上述したように、前段側からローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されているとよい。

直並列共振方式のレゾルバ励磁装置の励磁回路の模式的回路図 レゾルバと励磁回路とＲ／Ｄコンバータの関係を模式的に示すブロック図 並列共振方式と直並列共振方式の回路との特性を比較する説明図であり、（ａ）は並列共振方式の励磁回路の模式的回路図、（ｂ）は直並列共振方式の励磁回路の模式的回路図、（ｃ）は並列共振方式の励磁回路の特性を示す波形図、（ｄ）は直並列共振方式の励磁回路の特性を示す波形図 共振回路を有していない励磁回路の基本回路の一例を示す模式的回路図 レゾルバの励磁巻線のインピーダンスと電流電圧波形との関係を示す図であり、（ａ）は励磁巻線のインピーダンスのベクトル図、（ｂ）は電流電圧波形図 直並列共振による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 並列共振による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 直列共振による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 励磁回路の第１回路例の模式的回路図 第１回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第１回路例による負荷インピーダンスの調整原理を示すベクトル図 励磁回路の第２回路例の模式的回路図 第２回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第２回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の電源電圧と負荷インピーダンスとの関係を示すグラフ 励磁回路の電源電圧と第１回路例の回路定数との関係を示すグラフ 励磁回路の電源電圧と第２回路例の回路定数との関係を示すグラフ 第１回路例の特性（ａ）と第２回路例の特性（ｂ）を示す波形図 励磁回路の第３回路例の模式的回路図 第３回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第３回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の第４回路例の模式的回路図 第４回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第４回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 第３回路例による負荷インピーダンスの別調整方法を示すベクトル図 励磁回路の第５回路例の模式的回路図 第５回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第５回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の第６回路例の模式的回路図 第６回路例の負荷インピーダンスの等価回路図 第６回路例による負荷インピーダンスの調整方法を示すベクトル図 励磁回路の電源電圧と各回路例との適合一覧を示す図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第１回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第２回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第２回路例の励磁回路の模式的回路図 片電源による実用的な第２回路例の励磁回路の模式的回路図 階段状となる励磁源信号の波形例を示す波形図 図３３の励磁回路にフィルタを組み込んだ回路の模式的回路図 図３３の励磁回路にフィルタを組み込んだ回路の模式的回路図 図４１の励磁回路の一巡伝達関数のボード線図 図４２の励磁回路の一巡伝達関数のボード線図 図３３の励磁回路にフィルタを組み込んだ回路の模式的回路図 図４５の励磁回路の一巡伝達関数のボード線図

以下、発明に係るレゾルバ励磁装置に適用される励磁回路を、図面を参照して例示し、本発明の実施形態を説明する。図１の模式的回路図は、本発明の要旨を説明するための励磁回路１を示している。また、図２のブロック図は、励磁回路１とレゾルバ４０と後述するＲ／Ｄコンバータ（レゾルバ・デジタル・コンバータ）５１との関係を示している。励磁回路１（レゾルバ励磁装置）は、レゾルバ４０の励磁巻線Ｌｒを励磁するために、正弦波状の励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅を調整して、予め規定された振幅（例えば図３に示す波高値“Ｈ”の１／２の値に対応する）の励磁信号Ｖｏｕｔを生成する。この励磁回路１は、励磁源信号ＲＤｏｕｔを出力するＲ／Ｄコンバータ５１、励磁源信号ＲＤｏｕｔのインピーダンス変換等を行うバッファ部５２、電流増幅回路５３を有する励磁源信号供給部５０と、レゾルバの励磁巻線Ｌｒとの共振部２と、カップリングコンデンサＣｃとを有して構成されている。

共振部２は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対する直列共振インピーダンスＺｘｓとして機能する直列共振素子２ｓと、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対する並列共振インピーダンスＺｘｐとして機能する並列共振素子２ｐとを有している。即ち、励磁回路１は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して並列共振インピーダンスＺｘｐとして機能する並列共振素子２ｐを有する並列共振部と、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒに対して直列共振インピーダンスＺｘｓとして機能する直列共振素子２ｓを有する直列共振部とを備えて構成されている。換言すれば、励磁回路１は、励磁巻線Ｌｒと並列共振素子２ｐを有する並列共振部とにより構成される並列共振回路と、励磁巻線Ｌｒと直列共振素子２ｓを有する直列共振部とにより構成される直列共振回路とを備えて構成されている。尚、図１（及び図３（ｂ））において直列共振素子２ｓに並列に接続されている抵抗器は、電源投入時におけるカップリングコンデンサＣｃの充電に際して適切な時定数を設定するため、及びカップリングコンデンサＣｃのリーク電流による直流動作点のずれを抑制するために、設けられているものである。

レゾルバ４０は、レゾルバロータ４１に備えられた励磁巻線Ｌｒと、互いに電気的に９０度の位相差を有して設置された２つの検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）とを有して構成されている。レゾルバ４０は、回転子（レゾルバロータ４１）の励磁巻線Ｌｒに印加された電圧に応じて、複数の固定子の検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）に誘導される電圧に基づいて回転子に同期回転する被検出体（例えば回転電機のロータ）の回転状態（回転速度や回転位置（回転角度））を検出可能な回転検出センサである。具体的には、レゾルバ４０は、レゾルバロータ４１の回転に応じて、２つの検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）に誘導される異なる位相の信号の相関関係に基づいて、被検出体の回転状態を検出する。Ｒ／Ｄコンバータ５１は、内部に角度演算部５８を有して構成されており、２つの検出巻線（Ｌ１，Ｌ２）から得られた検出信号に基づいて、レゾルバロータ４１の回転角（電気角）を演算する。この回転角は入出力インターフェース部５９を介して外部の制御装置などにデジタルデータにより提供される。また、Ｒ／Ｄコンバータ５１には、励磁巻線Ｌｒを励磁するための励磁信号の元となる励磁源信号ＲＤｏｕｔを生成する励磁源信号生成部５７も備えられている。

励磁源信号ＲＤｏｕｔは、例えば波高値（ピーク・トゥ・ピーク）が２［Ｖ］、周波数が１０［ｋＨｚ］〜２０［ｋＨｚ］の正弦波状の信号である（以下、波高値について、適宜 “２［Ｖｐ−ｐ］”などと表記する。）。一般的に、レゾルバ４０の励磁巻線Ｌｒを励磁する場合には、波高値が２０［Ｖｐ−ｐ］程度の正弦波状の信号が必要である。このため、一例として励磁回路１は、Ｒ／Ｄコンバータ５１から提供された２［Ｖｐ−ｐ］の励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅を調整して２０［Ｖｐ−ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成する。本発明は、この励磁回路１（レゾルバ励磁装置）の構成に特徴を有する。

図３は、従来の励磁回路１００（図３（ａ））と、本発明に係る励磁回路１（図３（ｂ））とを比較した説明図である。ここでは、レゾルバ４０が車両の駆動源として利用される回転電機の回転を検出する用途に用いられる場合を例として説明する。一般的な車両には、電源電圧が１２Ｖのバッテリが搭載されており、励磁回路（１，１００）はこのバッテリを直流電圧源として利用することができる。しかし、２０［Ｖｐ−ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成するためには、電源電圧範囲Ｅｐｐが不足する。

ところで、駆動源として回転電機が利用されるような車両では、回転電機のコイルに流れる電流を検出するための電流センサなど他のセンサの電源として、例えば１８Ｖ程度の電源を有している場合があり、このような電源を励磁回路１に利用することも可能である。しかし、２０［Ｖｐ−ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成するためには、依然として電源電圧範囲が不足している。このため、バッテリの１２［Ｖ］電源を利用して負電源（−Ｅ２＝−１２［Ｖ］）が生成され、センサ用の電源（＋Ｅ１＝＋１８［Ｖ］）と合わせて３０［Ｖｐ−ｐ］の電源電圧範囲Ｅｐｐ２（Ｅｐｐ）を有する直流電源が構成される場合がある。

図３（ａ）に示す従来の励磁回路１００は、このようにして生成された正負両電源（＋Ｅ１〜−Ｅ２）によって駆動される回路である。図３（ａ）に示すように、励磁源信号供給部５０から出力される励磁源信号Ｖｉｎは、励磁信号Ｖｏｕｔに要求される波高値Ｈ（例えば２０［Ｖｐ−ｐ］）を有しており、励磁信号Ｖｏｕｔはその波高値Ｈを保って励磁巻線Ｌｒに出力される。尚、従来の励磁回路１００には、励磁巻線Ｌｒに対して、並列共振コンデンサＣｐを用いた並列共振部（共振部１０２）が構成されており、回路損失の低減が図られている。

一方、図３（ｂ）に示す本発明の励磁回路１には、負電源は用いられておらず、電源電圧範囲Ｅｐｐ１（Ｅｐｐ）は“＋Ｅ１〜０”の範囲（１８［Ｖｐ−ｐ］）である。従って、励磁源信号供給部５０から出力され、共振部２に入力される励磁源信号Ｖｉｎの波高値Ｈ１は、出力に要求される波高値Ｈよりも遙かに小さい値である（例えば、１２［Ｖｐ−ｐ］程度。）。しかし、この励磁源信号Ｖｉｎが共振部２を通過した後には、要求される波高値Ｈを有した励磁信号Ｖｏｕｔが生成されている。より詳しくは、当該励磁源信号Ｖｉｎは、共振部２の直列共振素子２ｓを通過した後に、電源電圧範囲Ｅｐｐ１（例えば１８［Ｖｐ−ｐ］）を超える波高値（例えばＨ：２０Ｖ［ｐ−ｐ］）を有する信号（Ｖｍ）となる。そして、カップリングコンデンサＣｃを介して、波高値Ｈの励磁信号Ｖｏｕｔが励磁巻線Ｌｒに出力される。また、励磁回路１の共振部２には並列共振素子２ｐを用いた並列共振部が構成されており、励磁回路１の回路損失の低減が図られている。尚、並列共振素子２ｐは、カップリングコンデンサＣｃよりも励磁巻線Ｌｒの側に限らず、例えば、図３（ｂ）に破線で示すように、電流増幅回路５３と直列共振素子２ｓとの間に設けられていてもよい（図１２、図２６、図２９を参照して後述する第２回路例１２、第５回路例１５、第６回路例１６等に対応する。）。

従来の励磁回路１００の特性を示す図３（ｃ）と、本発明の励磁回路１の特性を示す図３（ｄ）とを比較すると、何れの場合にも同一波形の励磁信号Ｖｏｕｔが生成され、励磁巻線Ｌｒに提供されている。つまり、本発明の励磁回路１は、少なくとも負電源を用いることなく、負電源を用いた従来の励磁回路１００と同じ励磁信号Ｖｏｕｔを生成し、出力することができる。従って、回路構成が簡略化され、低コスト化が実現できる。また、図３には表現されていないが、励磁回路１は当該回路における損失も従来の励磁回路１００で電源電圧が最適値に設定された場合と同様に充分な低減効果が得られる。

以下、具体的な回路例を示しながら、本発明の励磁回路１の特徴について詳述する。上述したように、本発明の励磁回路１は、正負両電源を用いることなく、予め規定された波高値Ｈを有する励磁信号Ｖｏｕｔを生成することが可能である。但し、ここでは、発明の特徴に焦点を当てて説明するために、まずは、正負両電源（±Ｅ）を備えて単純化した回路を例示して説明する（図４〜図３１）。より実用的な回路構成（片電源による回路構成）については、単純化した回路例に対応させて後述する（図３３〜図３９）。

はじめに、共振部２を有さない励磁回路２００、即ち、励磁回路の基本回路の一例を示す図４を参照して、回路損失について説明する。この励磁回路２００においてバッファ部５２は、演算増幅器ＩＣ１を中核として構成されている。この演算増幅器ＩＣ１は、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力される励磁源信号ＲＤｏｕｔのインピーダンス変換器として機能すると共に、抵抗器（フィードバック抵抗Ｒ２）を介してフィードバックされる励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を安定化させるフィードバック制御器として機能する。また、コンデンサＣ１は、励磁源信号ＲＤｏｕｔの交流成分のみを演算増幅器ＩＣ１に伝達するためのカップリングコンデンサ、抵抗器Ｒ１は、演算増幅器ＩＣの入力抵抗である。以下に説明する本発明の励磁回路１の各回路例においても、演算増幅器ＩＣ１、Ｒ２等、バッファ部５２の機能については同様である。さて、図４に示すように、基本回路（励磁回路２００）においては、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎと、励磁巻線Ｌｒに印加される励磁信号Ｖｏｕｔとは同一の信号である。励磁信号Ｖｏｕｔ（励磁電圧ｖ（ｔ））は、振幅を“Ｖ”として下記式(1)で表すことができる。

上記式（１）において、“ω０”は励磁角周波数であり、励磁周波数を“ｆ０”とした場合に“ω０＝２π・ｆ０”で表される。“θ”は、図５（ａ）に示すように、虚軸Ｉｍと実軸Ｒｅとの直交ベクトル空間である複素平面（ガウス平面）における励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの位相角である。また、“θ”は、図５（ｂ）に示すように、励磁信号Ｖｏｕｔの電圧（励磁電圧ｖ（ｔ））と、電流（励磁電流ｉ（ｔ））との位相差に対応する。励磁巻線Ｌｒの等価回路は、図４に示すように抵抗とコイル（インダクタ）とにより構成される。従って、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒは、抵抗成分“Ｒ”（複素平面における実軸Ｒｅの成分“Ｒ”）と、リアクタンス成分“Ｘ”（複素平面における虚軸Ｉｍの成分“ｊＸ”）とを有する。また、“Ｘ”は、励磁巻線Ｌｒのインダクタンス“Ｌ”を用いた場合には、“Ｘ＝ω０・Ｌ”で表される。図５（ａ）に示すように複素インピーダンスである“Ｚｒ”のベクトルと、実軸Ｒｅとの成す角度が位相角θである。ここで、励磁信号Ｖｏｕｔの一周期Ｔ（＝２π／ω０）における、電流増幅回路５３の電流増幅素子（トランジスタ）の１つ分の損失Ｐは、下記式(2)に示すように概算することができる。尚、トランジスタのベース電流による損失等はここでは考慮していない。

一般的に、励磁回路の損失は電流増幅素子に占める割合が大きくなる傾向がある。このため、電流増幅素子における損失を低減することで、当該回路の損失を大きく改善することができる。上記式(2)を参照すれば、励磁回路２００の損失を低減するためには、
［１］励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒ（負荷インピーダンス）の絶対値を大きくすること、
［２］位相角θを“０”に近づけて（“cosθ”の値を“１”に近づけて）式(2)の右辺第２項の値を大きくすること、
が好ましいことが判る。

例えば、図６に示す複素平面上において、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒがベクトルＹ１で示されるとする。ベクトルＹ１の先端を、図６に示された半円の円周上に沿って（１）のように移動させると、インピーダンスのベクトルの絶対値が大きくなる。つまり、ベクトルＹ２で示されるインピーダンスＺｐの絶対値は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの絶対値よりも大きくなる。つまり、励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの絶対値を大きくすることができる。このようなベクトルの移動は、図１に示したような並列共振素子２ｐ、より具体的には並列共振コンデンサＣｐにより実現可能である。ここで、図６における半円は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と並列共振点（インピーダンスＺ０）と励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒとを通る円周（半円の円弧）を示している。尚、図６においてインピーダンスＺ０は、並列共振コンデンサＣｐと励磁巻線Ｌｒとの並列共振点におけるインピーダンスを示し、下記式(3-1)で表される。また、並列共振コンデンサＣｐの並列共振点における値を“Ｃ０”とすると、“Ｃ０”は、下記式(3-2)で表される。

また、図６において、（２）で示すようにベクトルＹ１やベクトルＹ２の先端を虚軸Ｉｍに沿って実軸Ｒｅの方向へ移動させると、位相角θの値が“θｒ”から次第に小さくなり、実軸Ｒｅに達した時点で“０”となる。つまり、位相角θを“０”に近づけて（“cosθ”の値を“１”に近づけて）上記式(2)の右辺第２項の値を大きくすることができる。このようなベクトルの移動は、図１に示したような直列共振素子２ｓ、より具体的には直列共振コンデンサＣｓにより実現可能である。尚、図６においてインピーダンスＺ０ｓは直列共振コンデンサＣｓと励磁巻線Ｌｒとの直列共振点を示している。

図６に示すように、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒは、並列共振コンデンサＣｐによって合成インピーダンス“Ｚｐ”に変換され、さらに、このインピーダンス“Ｚｐ”は直列共振コンデンサＣｓによって合成インピーダンス“Ｚｐｓ”に変換されることが可能である。このように、共振部２（並列共振コンデンサＣｐや直列共振コンデンサＣｓ）によって励磁回路１から見た励磁巻線Ｌｒのインピーダンスを変化させることができる。これら共振部２を含めた、励磁回路１から見た励磁巻線Ｌｒのインピーダンスを負荷インピーダンスと称する。

上述したように、励磁回路１において共振部２として、図１に示したような並列共振素子２ｐを有した並列共振部、及び直列共振素子２ｓを有した直列共振部を設けることによって電流増幅素子の損失を大きく低減することが可能である。詳細は後述するが、図６に示したようなベクトルＹ２とベクトルＹ３との比によって、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大比が決まる。従って、図１にその要旨を示して上述した本発明の励磁回路１は、電源電圧範囲Ｅｐｐを実用的な範囲に抑えつつ、回路の損失も大きく低減された優れた励磁装置を構成することができる。また、その電源電圧範囲Ｅｐｐは、電源電圧や励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒなどによって規定される所定の範囲内（例えば好適には後述する式(4-3)で規定される範囲内）において任意の値を取ることが可能である。

ところで、本実施形態においては、Ｒ／Ｄコンバータ５１の励磁源信号生成部５７で生成された励磁源信号ＲＤｏｕｔは、バッファ部５２及び電流増幅回路５３を経て電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎとなり、共振部２はこの励磁源信号Ｖｉｎに対して作用する。即ち、“負荷”としての共振部２及び励磁巻線Ｌｒから見た励磁源信号は、本実施形態では“Ｖｉｎ”である。しかし、必ずしも、励磁源信号供給部５０に、バッファ部５２や電流増幅のための電流増幅回路５３が含まれる必要はなく、励磁源信号生成部５７のみを有して構成されることを妨げるものではない。従って、本発明の概念上での励磁源信号は、“ＲＤｏｕｔ”及び“Ｖｉｎ”の何れをも含むものである。例えば、励磁源信号供給部５０に、バッファ部５２や電流増幅のための電流増幅回路５３が含まれない場合、図６に示したようなベクトルＹ２とベクトルＹ３との比によって、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力された励磁源信号ＲＤｏｕｔに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大比が決まる構成であってもよい。

尚、図６においては、並列共振コンデンサＣｐの機能によりインピーダンスのベクトルが“Ｙ１”から“Ｙ２”となり、さらに直列共振コンデンサＣｓの機能により虚数成分（リアクタンス成分）が“０”の“Ｙ３”となる例を示した。しかし、この例に限らず、直列共振コンデンサＣｓの機能により虚数成分を有した状態でベクトルを移動させ、並列共振コンデンサＣｐの機能によりさらに虚数成分が“０”となるようにベクトルを移動させることも可能である。この場合の回路構成例やベクトル図については後述する（図１２〜図１４等）。また、図６においては、コンデンサ（容量性素子）を使ってインピーダンスのベクトルを移動させる例を示したが、ベクトルを移動させるためのリアクタンス成分としては、コンデンサに限らずインダクタ（誘導性素子）が用いられてもよい。インダクタを使った回路構成例については後述する（図１９〜図３１等）。

ここで、上記［２］の条件、「位相角θを“０”に近づけて（“cosθ”の値を“１”に近づけて）式(2)の右辺第２項の値を大きくすること」のみに着目し、この際に必要となる電源電圧範囲Ｅｐｐについて考察する。はじめに、極端な例として、並列共振コンデンサＣｐのみが負荷インピーダンスに影響する場合を考える。図７の複素平面に示すように、励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒのベクトルＹ１が、リアクタンス成分が“０”になるまで（並列共振点（インピーダンスＺ０）まで）円周上を移動してベクトルＹ４となると位相角θが“０”となる。

この場合には、励磁源信号ＲＤｏｕｔの振幅の拡大を、全て励磁源信号供給部５０（電流増幅回路５３）において実施する必要があり、電源電圧範囲Ｅｐｐは少なくとも励磁信号Ｖｏｕｔの波高値Ｈを必要とする。但し、例えばトランジスタで構成される電流増幅素子のエミッタ−コレクタ間電圧には、ベース−エミッタ間のダイオードの順方向電圧などの影響によりドロップアウト電圧Ｖｄが生じる。従って、電流増幅回路５３の正負両端子間に印加される電源電圧範囲Ｅｐｐには、励磁信号Ｖｏｕｔに正負両電源に対してドロップアウト電圧Ｖｄを加味した電圧が要求される。例えば、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を“Ｖ”とすると、電源電圧範囲Ｅｐｐには、以下が要求される。
Ｅｐｐ ： ±（Ｖ＋Ｖｄ） ・・・(4-1)

次に、他方の極端な例として、直列共振コンデンサＣｓのみが負荷インピーダンスに影響する場合を考える。図８の複素平面に示すように、励磁回路側から見た励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒのベクトルＹ１が、リアクタンス成分が小さくなる方向（リアクタンス成分が“０”となる方向、つまりインピーダンス“Ｚ０ｓ”の直列共振点の方向）へ虚軸Ｉｍに沿って移動してベクトルＹ６となると位相角θが“０”となる。

この場合には、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの振幅の拡大比が、移動前後のベクトルの大きさの比によって決まる。つまり、拡大比は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒの大きさと、直列共振コンデンサＣｓによって変化した後の負荷インピーダンスＺｓの大きさとの比（｜Ｚｒ｜／｜Ｚｓ｜）で定められる。従って、電流増幅回路５３の正負両端子間に印加される電源電圧範囲Ｅｐｐは、この拡大比を考慮して励磁信号Ｖｏｕｔの波高値Ｈよりも小さい値に抑えることができる。具体的には、電源電圧範囲Ｅｐｐの範囲は、インピーダンスＺｒの抵抗成分を“Ｒ”として下記式(4-2)に示すような値となる。

図１にその要旨を示して上述した本発明の励磁回路１は、並列共振素子２ｐと直列共振素子２ｓとの両方を用いたものである。つまり、本発明の励磁回路１は、電源電圧範囲Ｅｐｐを実用的な範囲に抑えつつ、回路の損失も低減された優れたレゾルバ励磁装置を構成することができる。電源電圧範囲Ｅｐｐの観点からは、本発明の励磁回路１は、電源電圧範囲Ｅｐｐが正負両電源±Ｅで実現される場合に、電源電圧“Ｅ”が下記式(4-3)の範囲内であるときに最も有効に適用される。
｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ ＜ Ｅ ＜ Ｖ＋Ｖｄ・・・(4-3)
以下、電源電圧“Ｅ”が式(4-3)の範囲内である場合に好適な、本発明に係る励磁回路１の具体的な構成例を示して説明する。

図９は、本発明の励磁回路１の第１回路例１１を示す模式的回路図である。また、図１０は、第１回路例１１における励磁回路１から見た負荷インピーダンスＺｐｓ１（励磁巻線Ｌｒ、直列共振コンデンサＣｓ１、並列共振コンデンサＣｐ１の合成インピーダンス）の等価回路図である。また、図１１は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、第１回路例１１の負荷インピーダンスＺｐｓ１との関係を示す複素平面におけるベクトル図である。図９及び図１０に示すように、第１回路例１１は、並列共振素子２ｐに対応する並列共振コンデンサＣｐ１と励磁巻線Ｌｒとの並列回路に対して、直列共振素子２ｓに対応する直列共振コンデンサＣｓ１が接続されて構成されている。このような回路構成により、図１１に示すように、励磁巻線ＬｒのインピーダンスのベクトルＹ１は、並列共振コンデンサＣｐ１の機能によって円周上をベクトルＹ１１まで移動し、直列共振コンデンサＣｓ１の機能によってさらに虚軸Ｉｍに沿って実軸Ｒｅの方向へ移動してベクトルＹ１２に至る。本例では、ベクトルＹ１２は、虚数成分が“０”のベクトルである。並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数は、負荷インピーダンスＺｐｓ１の虚数成分が“０”となり、下記式(5)を満足するように選定される。

式(5)の右辺は、図１１の複素平面におけるベクトルＹ１１とベクトルＹ１２との大きさの比を示している。つまり、式(5)は、直列共振コンデンサＣｓ１により変化する負荷インピーダンスの変化前後の大きさ（絶対値）の比を示している。そして、この比は、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大率を示している。つまり、与えられた電源電圧“±Ｅ”に対して、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅が確保可能であり、且つ励磁回路１の損失も抑制可能なように、並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数が設定される。詳細な途中計算式は、省略するが、下記式(6-1)及び式(6-2)により、並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数を設定することができる。ここで、“ω０”は上述したように励磁角周波数であり、“Ｚ０”及び“Ｃ０”は式(3-1)及び式(3-2)に示したように、並列共振点におけるインピーダンス及び並列共振コンデンサＣｐ１の値である。

図１１や式(5)、式(6-1)から明らかなように、第１回路例１１においては、並列共振素子２ｐに相当する並列共振コンデンサＣｐ１の回路定数は、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅に対する励磁源信号Ｖｉｎの振幅の比率に応じて設定される。また、図１１から明らかなように、直列共振素子２ｓに相当する直列共振コンデンサＣｓ１の回路定数は、励磁巻線Ｌｒ及び並列共振素子２ｐ（Ｃｐ１）及び直列共振素子２ｓ（Ｃｓ１）のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定される。

図１２は、本発明の励磁回路１の第２回路例１２を示す模式的回路図である。また、図１３は、第２回路例１２における励磁回路１から見た負荷インピーダンスＺｓｐ２の等価回路図である。また、図１４は、図４に示した基本回路の負荷インピーダンス（励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒ）と、第２回路例１２の負荷インピーダンスＺｓｐ２との関係を示す複素平面におけるベクトル図である。図１２及び図１３に示すように、第２回路例１２は、直列共振素子２ｓに対応する直列共振コンデンサＣｓ２と励磁巻線Ｌｒとの直列回路に対して、並列共振素子２ｐに対応する並列共振コンデンサＣｐ２が接続されて構成されている。このような回路構成により、図１４に示すように、励磁巻線ＬｒのインピーダンスのベクトルＹ１は、直列共振コンデンサＣｓ２の機能によって虚軸Ｉｍに沿って実軸Ｒｅの方向へ移動してベクトルＹ２１まで移動する。さらに、ベクトルＹ２１は、並列共振コンデンサＣｐ２の機能によって円周上をベクトルＹ２２まで移動する。ベクトルＹ２２は、虚数成分が“０”のベクトルである。ベクトルＹ２２が示す負荷インピーダンスＺｓｐ２は、ベクトルＹ２１が示す負荷インピーダンスＺｓ２と並列共振コンデンサＣｐ２との並列共振点におけるインピーダンスに相当する。

尚、図１４に示すように、この際のベクトルＹ２１からベクトルＹ２２へのベクトル軌跡は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、インピーダンスＺｒに対する並列共振点と、複素平面の原点とを通る円の内側に設定される円周上である。具体的には、この内側の円は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と、ベクトルＹ２１で示される負荷インピーダンスＺｓ２とを通る円である。直列共振コンデンサＣｓ２及び並列共振コンデンサＣｐ２は、負荷インピーダンスＺｓｐ２の虚軸Ｉｍの成分が“０”となり、下記式(7)を満足するように選定される。

式(7)の右辺は、図１４の複素平面におけるベクトルＹ１とＹ２１との大きさの比を示している。つまり、式(7)は、直列共振コンデンサＣｓ２により変化する負荷インピーダンスの変化前後の大きさ（絶対値）の比を示している。そして、この比は、電流増幅後の励磁源信号Ｖｉｎに対する励磁信号Ｖｏｕｔの拡大率を示している。つまり、与えられた電源電圧“±Ｅ”に対して、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅が確保可能であり、且つ励磁回路１の損失も抑制可能なように、直列共振コンデンサＣｓ２及び並列共振コンデンサＣｐ２の回路定数が設定される。詳細な途中計算式は、省略するが、下記式(8-1)及び式(8-2)により、直列共振コンデンサＣｓ２及び並列共振コンデンサＣｐ２の回路定数を設定することができる。

図１４から明らかなように、直列共振素子２ｓに相当する直列共振コンデンサＣｓ２の回路定数は、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅に対する励磁源信号Ｖｉｎの振幅の比率に応じて設定される。また、図１４や式(7)、式(8-2)から明らかなように、並列共振素子２ｐに相当する並列共振コンデンサＣｐ２の回路定数は、励磁巻線Ｌｒ及び並列共振素子２ｐ（Ｃｐ２）及び直列共振素子２ｓ（Ｃｓ２）のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分が“０”となるように設定される。

ここで、第１回路例１１及び第２回路例１２における電源電圧Ｅと負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）との関係、電源電圧Ｅと各共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｓ１，Ｃｓ２）との関係を図１５〜図１７に示す。ここでは、励磁巻線Ｌｒの直流抵抗“Ｒ”を３０［Ω］、インダクタンスＬを１２００［μＨ］（リアクタンス“Ｘ”：７５．４［Ω］）として、励磁周波数ｆ０が１０［ｋＨｚ］で波高値が２［Ｖｐ−ｐ］の励磁源信号ＲＤｏｕｔから波高値が２０［Ｖｐ−ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを生成する場合を例示する。励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒは、約８１．１５［Ω］である。また、図１５〜図１７においては、電源電圧Ｅの変域を、下記に再掲する式(4-3)の範囲とした。
｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ ＜ Ｅ ＜ Ｖ＋Ｖｄ・・・(4-3)
即ち、式(4-3)の左辺に示す直列共振のみの場合の電源電圧から、式(4-3)の右辺に示す並列共振のみの場合の電源電圧の範囲とした。ここで、「直列共振のみ」は、第１回路例１１及び第２回路例１２において並列共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｐ２）が“０”の場合に対応する。「並列共振のみ」は、第１回路例１１及び第２回路例１２において直列共振コンデンサ（Ｃｓ１，Ｃｓ２）が“∞”の場合に対応する。

図１５は、電源電圧Ｅと負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）との関係を示すグラフである。電源電圧Ｅに対する負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）の特性は、第１回路例１１及び第２回路例１２の両方において共通である。図１５に示すように、負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）は、並列共振のみの場合に最も大きく、直列共振のみの場合に最も小さくなる。図１５に示すように、電源電圧Ｅの採り得る値に応じて、最も適切な負荷インピーダンス（Ｚｐｓ１，Ｚｓｐ２）を設定することができる。

図１６は、第１回路例１１における電源電圧Ｅと共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｓ１）との関係を示すグラフである。直列共振コンデンサＣｓ１の軸（右側の軸）は常用対数軸である。図１６及び上記式(6-1)、式(6-2)に示すように、第１回路例１１における並列共振コンデンサＣｐ１及び直列共振コンデンサＣｓ１は、電源電圧Ｅの採り得る値に応じて、最も適切な組み合わせを設定することができる。

例えば、並列共振コンデンサＣｐ１の値を約０．１０８３［μＦ］とすると、約８１．１５［Ω］の励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒが約１５３．６５［Ω］の負荷インピーダンスＺｐ１に変換される。この負荷インピーダンスＺｐ１の実軸成分は約１０７．５５［Ω］である。負荷インピーダンスＺｐ１は静電容量が約０．１４５［μＦ］の直列共振コンデンサＣｓ１によって実軸成分のみの負荷インピーダンスＺｐｓ１（約１０７．５５［Ω］）となる。この場合、直列共振コンデンサＣｓ１による振幅の拡大比は、約１．４３（＝１５３．６５／１０７．５５）となる。従って、波高値が２０［Ｖｐ−ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを得るために必要な励磁源信号Ｖｉｎの波高値、つまり電流増幅回路５３から出力される励磁源信号Ｖｉｎの波高値は約１４［Ｖｐ−ｐ］となる（波形例は図１８（ａ）を参照）。この場合“±７［Ｖ］”にドロップアウト電圧Ｖｄ（２［Ｖ］）を加味して、必要な電源電圧は“±Ｅ＝±９［Ｖ］”となる。尚、並列共振点におけるインピーダンスＺ０の値は約２１９．５［Ω］である。

図１７は、第２回路例１２における電源電圧Ｅと共振コンデンサ（Ｃｐ２，Ｃｓ２）との関係を示すグラフである。図１６と同様に、直列共振コンデンサＣｓ２の軸（右側の軸）は常用対数軸である。図１７及び上記式(8-1)、式(8-2)に示すように、第２回路例１２における並列共振コンデンサＣｐ２及び直列共振コンデンサＣｓ２も、電源電圧Ｅの採り得る値に応じて、最も適切な組み合わせを設定することができる。

例えば、直列共振コンデンサＣｓ２の値を約０．５８５９［μＦ］とすると、約８１．１５［Ω］の励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒが約５６．８［Ω］の負荷インピーダンスＺｓ２に変換される。この負荷インピーダンスＺｓ２の虚軸成分は約４８．２３［Ω］である。負荷インピーダンスＺｓ２は静電容量が約０．２３７９［μＦ］の並列共振コンデンサＣｐ２によって実軸成分のみの負荷インピーダンスＺｓｐ２（約１０７．５５［Ω］）となる。この場合、直列共振コンデンサＣｓ１による振幅の拡大比は、約１．４３（＝８１．１５／５６．８）となる。従って、波高値が２０［Ｖｐ−ｐ］の励磁信号Ｖｏｕｔを得るために必要な励磁源信号Ｖｉｎの波高値は約１４［Ｖｐ−ｐ］となる（波形例は図１８（ｂ）を参照）。上述したように、必要な電源電圧は“±Ｅ＝±９［Ｖ］”となる。

このように、本発明の励磁回路１（１１，１２）は、電源電圧範囲Ｅｐｐが正負両電源±Ｅで実現され、電源電圧Ｅが下記に再掲する式(4-3)に示す範囲内であるときに良好に共振コンデンサ（Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｓ１，Ｃｓ２）の値を設定することができる。
｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ ＜ Ｅ ＜ （Ｖ＋Ｖｄ） ・・・(4-3)
尚、本発明の励磁回路１は、電源電圧Ｅが、式(4-3)に示す範囲外の場合にも適用させることが可能であるが、その実施形態については後述する（図１９、図２５〜図３１）。

図１８は、第１回路例１１及び第２回路例１２におけるシミュレーション波形を示している。図１８（ａ）は第１回路例１１の波形を示し、図１８（ｂ）は第２回路例１２の波形を示している。本シミュレーション波形においては、励磁源信号ＲＤｏｕｔは、２［Ｖｐ−ｐ］、電流増幅回路５３を経た励磁源信号Ｖｉｎは、１４［Ｖｐ−ｐ］、励磁信号Ｖｏｕｔは、２０［Ｖｐ−ｐ］である。図１８から明らかなように、第１回路例１１及び第２回路例１２の何れにおいても、予め規定された振幅（ここでは“１０［Ｖ］”）を有した励磁信号Ｖｏｕｔを得ることができる。

上述した第１回路例１１及び第２回路例１２においては、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓとして、コンデンサ（容量性素子）を用いる例を示した。しかし、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓは、リアクタンス成分を有していればよく、コンデンサを用いる形態に限定されるものではない。例えば、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓとして、インダクタ（誘導性素子）を用いて励磁回路１が構成されてもよい。

図１９〜図２１は、本発明の励磁回路１の第３回路例１３の模式的回路図（図１９）及びその負荷インピーダンスＺｐｓ３の等価回路（図２０）及び複素平面上でのベクトル図（図２１）を示している。第３回路例１３は、図１９に示すように、直列共振素子２ｓとしての直列共振インダクタＬｓ３、並列共振素子２ｐとしての並列共振コンデンサＣｐ３を有して構成されている。第３回路例１３は、直列共振素子２ｓとして第１回路例１１（図９）の直列共振コンデンサＣｓ１の代わりに直列共振インダクタＬｓ３を有している。コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第１回路例１１では、複素平面の第１象限において、虚数成分が“０”となる方向へインピーダンスのベクトルが移動した（図１１）。しかし、第３回路例１３では、ベクトルの進行方向が逆方向となるために、図２１に示すように複素平面の第４象限においてインピーダンスのベクトルが移動する。このため、並列共振コンデンサＣｐ３により移動するベクトルは第１象限の中に留まらず、並列共振点（Ｚ０）を超えて第４象限に至る。第３回路例１３における振幅の拡大比は、第１回路例１１に関する式(5)と同様であり、下記に示す式(9)となる。

図２２〜図２４は、本発明の励磁回路１の第４回路例１４の模式的回路図（図２２）及びその負荷インピーダンスＺｐｓ４の等価回路（図２３）及び複素平面上でのベクトル図（図２４）を示している。第４回路例１４は、図２２に示すように、並列共振素子２ｐとしての並列共振インダクタＬｓ４、直列共振素子２ｓとしての直列共振コンデンサＣｐ４を有して構成されている。第４回路例１４は、並列共振素子２ｐとして第１回路例１１（図９）の並列共振コンデンサＣｐ１の代わりに並列共振インダクタＬｐ４を有している。上述したように、コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第１回路例１１では、図１１に示すように円周上を時計回りに移動したベクトルは、第４回路例１４では反時計回りに移動する（図２４）。振幅の拡大比は、第１回路例１１に関する式(5)、第３回路例１３に関する式(9)と同様であり、下記に示す式(10)となる。

さて、上述した各回路例（１１〜１４）は、電源電圧Ｅの範囲が下記に再掲する式(4-3)の場合に適した励磁回路１である。
｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ ＜ Ｅ ＜ Ｖ＋Ｖｄ ・・・(4-3)
但し、上述した第３回路例１３は、電源電圧Ｅがこの範囲外の場合、例えば下記式(4-4)のように、式(4-3)の左辺よりも小さい場合にも適用することができる。
Ｅ ＜ ｛Ｖ・（Ｒ／｜Ｚｒ｜）｝＋Ｖｄ ・・・(4-4)
この場合には、電源電圧Ｅが低い分を拡大比で補えばよい。例えば上述した第３回路例１３において拡大比を大きくすればよい。具体的には、上記式(9)において“｜Ｚｐ３｜”の値を小さくすれば拡大比が大きくなる。これは、図２５に示すように、並列共振コンデンサＣｐ３によってインピーダンスのベクトルを移動させる範囲を図２１のベクトル軌跡に例示した移動範囲よりも大きくすることによって実現可能である。

一方、電源電圧Ｅが式(2-4)とは異なる側（右辺側）において式(4-3)の範囲外の場合、例えば下記式(4-5)のように式(4-3)の右辺よりも大きい場合も考えられる。
Ｅ ＞ Ｖ＋Ｖｄ ・・・(4-5)
この場合には、電源電圧Ｅが高い分を拡大比で調整すればよい。つまり、拡大比を“１”未満として、振幅を縮小させればよい（「縮小比」を設定すると称してもよい。）。例えば、後述するように、第２回路例１２を改変した第５回路例１５（図２６）によって拡大比を“１”未満とすることが可能である。即ち、第５回路例１５の回路構成を用いて、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を、電流増幅回路５３を経た励磁源信号Ｖｉｎに対して縮小させることも可能である。

図２６〜図２８は、本発明の励磁回路１の第５回路例１５の模式的回路図（図２６）及びその負荷インピーダンスＺｓｐ５の等価回路（図２７）及び複素平面上でのベクトル図（図２８）を示している。第５回路例１５は、図２６に示すように、直列共振素子２ｓとしての直列共振インダクタＬｓ５、並列共振素子２ｐとしての並列共振コンデンサＣｐ５を有して構成されている。第５回路例１５は、直列共振素子２ｓとして第２回路例１２（図１２）の直列共振コンデンサＣｓ２の代わりに直列共振インダクタＬｓ５を有している。上述したように、コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第２回路例１２では、図１４に示すように、直列共振素子２ｓ（直列共振コンデンサＣｓ２）により虚数成分が“０”となる方向へインピーダンスのベクトルが移動した。しかし、直列共振素子２ｓとして直列共振インダクタＬｓ５を用いた第５回路例１５では、図２８に示すように、直列共振素子２ｓ（直列共振インダクタＬｓ５）により、虚数成分（リアクタンス成分）が大きくなる方向へベクトルＹ１が移動し、ベクトルＹ５１となる。そして、並列共振コンデンサＣｐ５によってベクトルＹ５１で示されるインピーダンスＺｓ５の並列共振点（Ｚｓｐ５）まで、さらにベクトルＹ５１が移動し、ベクトルＹ５２となる。

尚、図２８に示すように、この際のインピーダンスのベクトルの軌跡は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、インピーダンスＺｒに対する並列共振点（Ｚ０）と、複素平面の原点とを通る円の外側に設定される円周上である。具体的には、この外側の円周は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と、ベクトルＹ５１で示されるインピーダンスＺｓ５とを通る円である。第５回路例１５における拡大比（縮小比）は、上述した第２回路例１２における拡大比を表す式(7)と同様に、下記式(11)に示す通りである。

同様に、電源電圧Ｅが下記に再掲する式(4-5)に示すように、式(4-3)で規定される範囲よりも大きい場合、上述した第５回路例１５（図２６）とは別の回路構成を採用することもできる。
Ｅ ＞ Ｖ＋Ｖｄ ・・・(4-5)
つまり、第２回路例１２を改変した第５回路例１５（図２６）と同様に、第２回路例１２を改変した第６回路例１６（図２９）によって拡大比を“１”未満とすることも可能である。図２９〜図３１は、本発明の励磁回路１の第６回路例１６の模式的回路図（図２９）及びその負荷インピーダンスＺｓｐ６の等価回路（図３０）及び複素平面上でのベクトル図（図３１）を示している。第５回路例１５は、第２回路例１２（図１２）の直列共振コンデンサＣｓ２の代わりに直列共振インダクタＬｓ５を有して構成されていたが、第６回路例１６は、図２９に示すように、第２回路例１２（図１２）の並列共振コンデンサＣｐ２の代わりに並列共振インダクタＬｐ６を有して構成されている。

第２回路例１２においては、図１４に示すように直列共振コンデンサＣｓ２の作用では、ベクトルが実軸Ｒｅには達していない。即ち、第２回路例１２では、図１４に示すように、直列共振コンデンサＣｓ２によるインピーダンスのベクトルの移動は、複素平面の第１象限内で完結していた。これに対して、第６回路例１６では、図３１に示すように、直列共振コンデンサＣｓ２の作用により、ベクトルは実軸Ｒｅを越えて複素平面の第４象限まで移動する。上述したように、コンデンサとインダクタとは、複素平面上でのベクトル軌跡の進行方向が逆方向である。第２回路例１２では、図１４に示すように、直列共振コンデンサＣｓ２の作用により移動した後のベクトルＹ２１が、並列共振コンデンサＣｐ２の作用により円周上を時計回りに移動して、当該ベクトルＹ２１の並列共振点（Ｚｓｐ２）に達した。これに対して、第６回路例１６では、図３１に示すように、直列共振インダクタＬｓ６の作用により移動した後のベクトルＹ６１が、並列共振コンデンサＣｐ６の作用により円周上を反時計回りに移動して当該ベクトルＹ６１の並列共振点（Ｚｓｐ６）に達する。

尚、図３１に示すように、この際のインピーダンスのベクトルの軌跡は、励磁巻線ＬｒのインピーダンスＺｒと、インピーダンスＺｒに対する並列共振点（Ｚ０）と、複素平面の原点とを通る円の外側に設定される円周上である。具体的には、この外側の円周は、実軸Ｒｅ上に中心を有し、複素平面の原点と、インピーダンスのベクトルＹ６１で示されるインピーダンスＺｓ６とを通る円である。但し、両円において、ベクトル軌跡がプロットされる範囲はそれぞれ半円の円周上であり、複素平面のそれぞれ異なる象限（第１象限と第４象限）に描かれる半円の円周上となる（図３１）。また、第６回路例１６における拡大比（縮小比）は、上述した第２回路例１２及び第５回路例１５における拡大比を表す式(7)及び式(11)と同様に、下記式(12)に示す通りである。

以上、種々の回路例（１１〜１６）を示して説明したように、本発明の励磁回路１は、広範囲の電源電圧Ｅに柔軟に対応させて、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓを設定することができる。図３２の一覧表に、電源電圧Ｅに対して好適な励磁回路１（１１〜１６）の組み合わせを示す。尚、図３２では、並列共振回路のみで構成される場合（“Ｅ”が式(4-3)の右辺に等しい場合）、及び直列共振回路のみで構成される場合（“Ｅ”が式(4-3)の左辺に等しい場合）の励磁回路１は省略している。図３２から明らかなように、本発明の励磁回路１は、電源電圧Ｅなどに応じて、最適な回路構成を選択することが可能な優れたレゾルバ励磁装置を構成する。また、代表的な例として式(5)〜式(8-2)に示したように、電源電圧Ｅ等に応じて、並列共振素子２ｐ及び直列共振素子２ｓの回路定数も、適宜設定可能である。従って、同一の回路パターンを有して構成された回路基板に、異なる回路定数の部品を実装することによって、種々のレゾルバ４０に広く対応させることも可能である。

ところで、上記説明においては、発明の特徴に焦点を当てるために、正負両電源（±Ｅ）を備えて単純化した回路例（１１〜１６）を用いて説明した。しかし、より実用的には、グラウンドと正極との間を電源電圧範囲Ｅｐｐとする片電源により励磁回路１が構成されることが好ましい。ここで、図３３〜図３９に、第１回路例１１及び第２回路例１２に対応し、実用的な片電源（正極Ｖｃｃ−グラウンド間）による励磁回路１の模式的回路図を示す。図３３〜図３６は、第１回路例１１の励磁回路１の各バリエーション（１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ）を示している。図３７〜図３９は、第２回路例１２の励磁回路１の各バリエーション（１２Ａ，１２Ｃ，１２Ｄ）を示している。

図３３〜図３９に示す各励磁回路１の電源は、片電源であるから励磁巻線Ｌｒに励磁信号Ｖｏｕｔを印加するに際して直流成分をカットする必要がある。このため、図３３〜図３９に示す各励磁回路１には、カップリングコンデンサＣｃが備えられている。また、電源投入時におけるカップリングコンデンサＣｃの充電に際して適切な時定数を設定するため、及びカップリングコンデンサＣｃのリーク電流による直流動作点のずれを抑制するために、直列共振コンデンサ（Ｃｓ１，Ｃｓ２）に対して並列に抵抗器Ｒ５が接続されている。カップリングコンデンサＣｃの回路定数は、励磁源信号ＲＤｏｕｔや励磁信号Ｖｏｕｔの周波数（ｆ０＝ω０／２π＝１０〜２０［ｋＨｚ］）に応じて設定され、例えば、１００［μＦ］程度である。これに対して、並列共振コンデンサＣｐ、直列共振コンデンサＣｓの回路定数は、例えば、“Ｒ＝３０［Ω］”、“Ｌ＝１２００［μＨ］”程度のレゾルバに対して第１回路例１１を適用した場合に、概ね０．１〜１［μＦ］程度であるから、周波数特性が異なり、互いに大きく影響することはない。

また、図３３〜図３９に示す各励磁回路１の電源は片電源であるから、交流信号である励磁源信号ＲＤｏｕｔを演算増幅器ＩＣ１に入力するために、演算増幅器ＩＣ１の基準電圧（直流動作点）を正極Ｖｃｃとグラウンドとの間に設定する必要がある。この基準電圧は、好適には、正極Ｖｃｃとグラウンドとの中間電位（例えば“Ｖｃｃ／２”）に設定される。従って、分圧抵抗である抵抗器Ｒ３と抵抗器Ｒ４とは、抵抗値の等しい抵抗器が用いられる。

図３３の励磁回路１１Ａは、図９に原理を示した第１回路例１１の最も一般的な回路構成である。この励磁回路１１Ａと図３４の励磁回路１１Ｂとは、カップリングコンデンサＣｃの配置が異なるのみで他の点については同様である。図３５の励磁回路１１Ｃ及び図３６の励磁回路１１Ｄは、励磁回路１１Ａ及び励磁回路１１Ｂとは異なり、励磁巻線Ｌｒとグラウンドとの間にカップリングコンデンサＣｃが配置されている。励磁巻線Ｌｒの抵抗成分は小さいため、励磁回路１１Ａ及び励磁回路１１Ｂでは、励磁巻線Ｌｒが正極Ｖｃｃに短絡した場合（天絡した場合）、正極Ｖｃｃとグラウンドとの間が、ほぼ短絡状態となり大電流が流れる可能性がある。これに対して、励磁回路１１Ｃ及び励磁回路１１Ｄでは、グラウンドと励磁巻線Ｌｒとの間にカップリングコンデンサＣｃが存在するために、励磁巻線Ｌｒが天絡しても、正極Ｖｃｃとグラウンドとの間が短絡状態となって大電流がながれることが抑制される。尚、図３５の励磁回路１１Ｃと図３６の励磁回路１１Ｄとは、カップリングコンデンサＣｃの配置が異なるのみで他の点については同様である。

図３７の励磁回路１２Ａは、図１２に原理を示した第２回路例１２の最も一般的な回路構成である。図３８の励磁回路１２Ｃ及び図３９の励磁回路１２Ｄは、励磁回路１２Ａとは異なり、励磁巻線Ｌｒとグラウンドとの間にカップリングコンデンサＣｃが配置された構成である。つまり、上述した励磁回路１１Ｃ（図３５）及び励磁回路１１Ｄ（図３６）と同様に、励磁巻線Ｌｒの天絡に対して保護が容易な回路構成の一例である。尚、図３８の励磁回路１２Ｃと図３９の励磁回路１２Ｄとは、カップリングコンデンサＣｃの配置が異なるのみで他の点については同様である。

ところで、図２を参照して上述したように、Ｒ／Ｄコンバータ５１は、励磁巻線Ｌｒを励磁するための励磁源信号ＲＤｏｕｔを生成する。励磁源信号ＲＤｏｕｔは、例えば波高値が２［Ｖ］、周波数が１０［ｋＨｚ］〜２０［ｋＨｚ］の正弦波状の信号である（例えば図１８参照）。励磁源信号生成部５７を簡潔に構成するために、励磁源信号ＲＤｏｕｔは、例えば離散的な電圧値を時系列に変化させながら出力することによって生成される。つまり、励磁源信号ＲＤｏｕｔは、時系列にデジタル信号をつなげてアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換（デジタル・アナログ変換）のような手法で生成される。このため、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力される励磁源信号ＲＤｏｕｔは、図４０に示すように階段状の波形となる場合がある。このような階段状の波形を有する信号には、基本波成分よりも遙かに高い周波数成分（高周波成分）の信号が重畳されていることになる。この高周波成分が励磁信号Ｖｏｕｔに残留していると、磁極位置の検出精度を低下させる可能性がある。また、高周波成分は、高周波の輻射ノイズ（放射ノイズ）を増加させる可能性もある。

このため、励磁源信号ＲＤｏｕｔが励磁信号Ｖｏｕｔとして出力されるまでの間に、このような高周波成分が低減されることが望ましい。例えば、励磁回路１にローパスフィルタを付加することによって、階段状の波形を鈍らせ、高周波成分を減衰させることができる。以下、実用的な回路の形態として、図３３に例示した回路構成の励磁回路１１Ａにローパスフィルタを付加する実施形態を例示しながら説明する。図３３に示した励磁回路１１Ａは、励磁源信号ＲＤｏｕｔが入力される励磁源信号入力ラインと、励磁信号Ｖｏｕｔを励磁源信号入力ライン上にフィードバックするフィードバックループとを有し、励磁信号Ｖｏｕｔの振幅を安定化するフィードバック制御を行うフィードバック制御器（演算増幅器ＩＣ１）を有して構成されている。ここで、１つの態様として図４１に示す例では、演算増幅器ＩＣ１のフィードバックループにローパスフィルタとして機能するコンデンサＣｆが、励磁回路１１Ａに付加されて、ローパスフィルタを有する励磁回路１１Ｅが構成される。コンデンサＣｆは、演算増幅器ＩＣ１による信号増幅のゲインを設定するフィードバック抵抗Ｒ２に対して並列接続される。尚、信号増幅のゲインは、演算増幅器ＩＣ１の入力抵抗（抵抗器Ｒ１）とフィードバック抵抗Ｒ２との比率（Ｒ２／Ｒ１）により定まる。例えば、“Ｒ１＝１［ｋΩ］”、“Ｒ２＝１０［ｋΩ］”の場合、ゲインは１０倍である。

尚、演算増幅器ＩＣ１のフィードバックループにコンデンサＣｆを付加する形態は、図４１に示す励磁回路１１Ｅに限らず、例えば図４２に示すような励磁回路１１Ｆの形態を採ることも可能である。図４２の励磁回路１１Ｆでは、フィードバック抵抗Ｒ２が第１フィードバック抵抗Ｒ２１と、第２フィードバック抵抗Ｒ２２との２つに分割され、一方のフィードバック抵抗である第１フィードバック抵抗Ｒ２１と並列にコンデンサＣｆが接続されている。フィードバック抵抗Ｒ２は、第１フィードバック抵抗Ｒ２１と第２フィードバック抵抗Ｒ２２との和がフィードバック抵抗Ｒ２と同じ値となるように分割される。例えば“Ｒ２＝１０［ｋΩ］”の場合、“Ｒ２１＝Ｒ２２＝５［ｋΩ］”とすることができる。演算増幅器ＩＣ１のゲインは“（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ１”であり、励磁回路１１Ｅと励磁回路１１Ｆとにおいて演算増幅器ＩＣ１のゲインは同じである。

ところで、励磁回路１１のようなフィードバック制御器を有する回路では、回路を安定化させるためにフィードバックループを含む一巡伝達関数の位相余裕が充分に確保されていることが望ましい。一般的には、一巡伝達関数の位相余裕が６０度以上あれば、安定的であるといわれている。図４３及び図４４に示すように、一巡伝達関数のボード線図におけるゼロクロス点（ループゲインが“０［ｄＢ］”となる周波数）での位相とボード線図のマイナス１８０度との差が“位相余裕”である。図４３は、図４１の励磁回路１１Ｅの一巡伝達関数のボード線図を示しており、図４４は、図４２の励磁回路１１Ｆの一巡伝達関数のボード線図を示している。図４３及び図４４の横軸は対数軸である。図４１の励磁回路１１Ｅの位相余裕は約３７度であり、図４２の励磁回路１１Ｆの位相余裕は約６３度である。即ち、図４１の励磁回路１１Ｅと図４２の励磁回路１１Ｆとでは、図４２の励磁回路１１Ｆの方が安定的であるということができる。回路が安定性に欠ける場合には、出力（この場合は、励磁信号Ｖｏｕｔ）が発振する可能性がある。従って、位相余裕を考慮すると、図４１の励磁回路１１Ｅに比べて、図４２の励磁回路１１Ｆの構成を採用することが好ましい。

但し、図４２の励磁回路１１Ｆは、６０度以上の位相余裕を確保できる反面、フィードバックループにおけるローパスフィルタの機能が抑制的となる。このため、Ｒ／Ｄコンバータ５１から出力される励磁源信号ＲＤｏｕｔの電圧分解能によっては、階段状の波形を構成する高周波成分の除去が不充分となる可能性がある。つまり、励磁源信号ＲＤｏｕｔの電圧分解能が高ければ、階段状の波形の１段の高さが低くなるため、高周波成分の振幅も小さくなり、除去も容易となる。一方、励磁源信号ＲＤｏｕｔの電圧分解能が低ければ、階段状の波形の１段の高さも高くなり、高周波成分の振幅も大きくなるので、ローパスフィルタにもより高い除去性能が求められる。

図４５の励磁回路１１Ｇは、高周波成分に対する高い除去性能を有したローパスフィルタを備えつつ、６０度以上の位相余裕を確保できる回路構成を例示したものである。図４５の励磁回路１１Ｇは、フィードバック制御器としての演算増幅器ＩＣ１の前段において、励磁源信号ＲＤｏｕｔを濾波するバンドパスフィルタ５４を備えて構成されている。上述したように、“Ｃ１”はカップリングコンデンサであり、励磁源信号ＲＤｏｕｔの直流成分を除去し、交流成分のみを後段の回路（演算増幅器ＩＣ１）に伝達する。つまり、カップリングコンデンサ“Ｃ１”は、実質的に励磁源信号ＲＤｏｕｔに対するハイパスフィルタとして機能している。そして、コンデンサＣ１の前段には、抵抗器Ｒ６及びコンデンサＣｆによりローパスフィルタが構成されている。従って、“Ｃ１”（及び“Ｒ１”）を中核としたハイパスフィルタと、“Ｒ６”及び“Ｃｆ”を中核としたローパスフィルタとにより、バンドパスフィルタ５４が構成される。このバンドパスフィルタ５４は、励磁信号Ｖｏｕｔが演算増幅器ＩＣ１へフィードバックされる帰還点よりもＲ／Ｄコンバータ５１側に配置されている。図４６は、図４５の励磁回路１１Ｇの一巡伝達関数のボード線図を示している。図４５の励磁回路１１Ｇの位相余裕は約７２度であり、６０度を超える充分な位相余裕が確保されている。

図４５の励磁回路１１Ｇでは、バンドパスフィルタ５４が、フィードバック制御器としての演算増幅器ＩＣ１へ向かって前段側（Ｒ／Ｄコンバータ５１側）から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されている。この順序が、前段側から、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタの順であると、演算増幅器ＩＣ１の直前に（入力側に）容量性負荷（コンデンサＣｆ）が付加されることになり、回路特性上好ましくない。従って、図４５の励磁回路１１Ｇのように、バンドパスフィルタ５４は、演算増幅器ＩＣ１に向かって前段側から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されると好適である。尚、演算増幅器ＩＣ１に対して直列接続されるコンデンサＣ１は、容量性負荷とはならないため、カップリングコンデンサ（コンデンサＣ１）と、演算増幅器ＩＣ１の入力抵抗（抵抗器Ｒ１）との接続順序は、逆であっても問題はない。

尚、ここでは図３３の励磁回路１１Ａに対してローパスフィルタやバンドパスフィルタ５４を付加した回路（１１Ｅ，１１Ｆ，１１Ｇ）を例示して説明したが、当然ながらこれらのフィルタは、図３４〜図３９に例示した励磁回路１（１１，１２）にも同様に適用することができる。また、図９、図１２、図１９、図２２、図２６、図２９に示した励磁回路１（１１，１２，１３，１４，１５，１６）にも、同様に適用することができる。ローパスフィルタやバンドパスフィルタの適用後の具体的な回路は、当業者であれば容易に構成することが可能であるから、図示及び詳細な説明は省略する。

以上、多様な実施形態を示して説明したように、本発明によれば、広い電源電圧範囲に柔軟に対応可能で、低損失な回路構成により、レゾルバの励磁巻線に対して励磁に必要な振幅を有する正弦波状の励磁信号を与えることが可能なレゾルバ励磁装置を提供することができる。尚、当業者であれば、これらの実施形態を参酌して本発明の要旨を逸脱種々の改変が可能であろうが、そのような改変もまた本発明の技術的範囲に属するものである。

本発明は、レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置に利用することができる。

１ ：励磁回路（レゾルバ励磁装置）
２ｐ ：並列共振素子
２ｓ ：直列共振素子
１１〜１６：第１回路例〜第６回路例（励磁回路）
１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅ，１１Ｆ，１１Ｇ：励磁回路
１２Ａ，１２Ｃ，１２Ｄ：励磁回路
４０ ：レゾルバ
５４ ：バンドパスフィルタ
Ｃｐ ：並列共振コンデンサ（並列共振素子）
Ｃｓ ：直列共振コンデンサ（直列共振素子）
Ｌｒ ：励磁巻線
ＲＤｏｕｔ：励磁源信号
Ｖｉｎ ：励磁源信号
Ｖｏｕｔ ：励磁信号
Ｚｐｓ１ ：負荷インピーダンス
Ｚｓｐ２ ：負荷インピーダンス
Ｚｐｓ３ ：負荷インピーダンス
Ｚｐｓ４ ：負荷インピーダンス
Ｚｓｐ５ ：負荷インピーダンス
Ｚｓｐ６ ：負荷インピーダンス
Ｚｘｐ ：並列共振インピーダンス
Ｚｘｓ ：直列共振インピーダンス

Claims (8)

1. レゾルバの励磁巻線を励磁するために、正弦波状の励磁源信号の振幅を調整して、予め規定された振幅の励磁信号を生成するレゾルバ励磁装置であって、
   前記励磁巻線のインピーダンスに対して並列共振インピーダンスとして機能する並列共振素子を有する並列共振回路と、
   前記励磁巻線のインピーダンスに対して直列共振インピーダンスとして機能する直列共振素子を有する直列共振回路と、
   を備えたレゾルバ励磁装置。
2. 前記並列共振回路は、前記励磁巻線に対して並列に接続された容量性素子を有して構成され、前記直列共振回路は、前記励磁巻線に対して直列に接続された容量性素子を有して構成されている請求項１に記載のレゾルバ励磁装置。
3. 前記並列共振素子と前記励磁巻線との並列回路に対して、前記直列共振素子が接続されている請求項１又は２に記載のレゾルバ励磁装置。
4. 前記直列共振素子と前記励磁巻線との直列回路に対して、前記並列共振素子が接続されている請求項１又は２に記載のレゾルバ励磁装置。
5. 前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、
   前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定される請求項３に記載のレゾルバ励磁装置。
6. 前記直列共振素子の回路定数は、前記励磁信号の振幅に対する前記励磁源信号の振幅の比率に応じて設定され、
   前記並列共振素子の回路定数は、前記励磁巻線及び前記並列共振素子及び前記直列共振素子のインピーダンスを合成した負荷インピーダンスのリアクタンス成分がゼロとなるように設定される請求項４に記載のレゾルバ励磁装置。
7. 前記励磁源信号が入力される励磁源信号入力ラインと、前記励磁信号を前記励磁源信号入力ライン上にフィードバックするフィードバックループとを有し、前記励磁信号の振幅を安定化するフィードバック制御を行うフィードバック制御器と、
   前記励磁信号がフィードバックされる帰還点よりも前段において、前記励磁源信号を濾波するバンドパスフィルタと、を備える請求項１から６の何れか一項に記載のレゾルバ励磁装置。
8. 前記バンドパスフィルタは、前記フィードバック制御器へ向かって前段側から、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタの順に構成されている請求項７に記載のレゾルバ励磁装置。
   

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