CN103998899B - 旋转变压器励磁装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及旋转变压器励磁装置，能够灵活地应对广泛的电源电压范围，通过低损耗的电路构成，对旋转变压器的励磁绕组赋予具有励磁所需的振幅的正弦波状的励磁信号。调整正弦波状的励磁源信号(RDout)的振幅、生成预先规定的振幅的励磁信号(Vout)的旋转变压器励磁装置(1)构成为具有：并联谐振电路，其具有相对于励磁绕组(Lr)的阻抗(Zr)作为并联谐振阻抗(Zxp)发挥作用的并联谐振元件(2p)；以及串联谐振电路，其具有相对于励磁绕组(Lr)的阻抗(Zr)作为串联谐振阻抗(Zxs)发挥作用的串联谐振元件(2s)。

Description

旋转变压器励磁装置

技术领域

本发明涉及为了使旋转变压器的励磁绕组励磁，而调整正弦波状的励磁源信号的振幅，生成预先规定的振幅的励磁信号的旋转变压器励磁装置。

背景技术

作为用于检测旋转电机的旋转(转子的旋转速度、旋转位置(旋转角度))的旋转检测传感器，有时使用旋转变压器。旋转变压器通常在定子侧具有励磁绕组，利用根据被设置于转子侧的输出绕组感应的输出电压检测转子的旋转角的原理，检测旋转电机的旋转。由此，通常，交流信号被给予至励磁绕组。用于给予交流信号的励磁装置构成为具有生成正弦波振荡信号的正弦波振荡电路、和将该正弦波振荡信号的振幅放大并向励磁绕组供给的驱动电路(例如放大电路)。日本特开2009－180585号公报(专利文献1)中公开有，作为该驱动电路，使用具有针对旋转变压器的励磁绕组的串联谐振电容器的串联谐振电路的例子(第6段、图5等)。根据专利文献1，该电容器的静电电容和励磁绕组的电感以提高谐振电路的锐度Q的方式被设定，并且适当地设定励磁信号的频率，由此调整励磁信号的振幅。换句话说，对由正弦波振荡电路生成的正弦波振荡信号的振幅进行放大，并施加到励磁绕组。

这种构成若与具有使用计算放大器等的放大电路的情况相比，则电路规模变小，有助于小规模化、低成本化。但是，在使用这种电路的情况下，需要满足励磁绕组的直流电阻成分足够小(换句话说锐度Q高)、施加到励磁绕组的信号的振幅是通常的电子电路的电源电压左右(例如专利文献1中被励磁那样的5[V]左右)、振幅的放大率比较小等条件。

另一方面，在对用作近年来需求扩大的混合动力汽车、电动汽车等的驱动力源、电力源的旋转电机的旋转进行检测的旋转变压器中，施加到励磁绕组的交流信号的波高值(峰到峰)要求20～30[V]左右。与此相对，由于励磁信号的源信号由通常的电路生成，所以其波高值为2～3[V]左右，需要比较大的放大率。另外，生成励磁信号的源信号的电路多被广泛使用，即使励磁信号的频率也能够择一的选择，通常多固定为10[kHz]、20[kHz]等。由此，如专利文献1那样，将励磁信号的频率灵活且适当地设定在实用上并不容易。因此，对这样的旋转变压器励磁的励磁装置在多数的情况下，构成为具备具有10倍左右的放大率的放大电路。

另外，为了得到波高值为20～30[V]左右的励磁信号，需要具有比较宽的电源电压范围(25～35[V]左右)的电源。其中，存在若电源电压变高，则伴随于此电路的损耗也增加的趋势。由此，存在添加针对励磁绕组的并联谐振电容器而构成并联谐振电路，从而减少电路(励磁装置)的损耗的情况。对励磁装置来说在具备具有最佳的电源电压值的电源的情况下损耗小，但除此以外的情况下有可能损耗变大。例如，在励磁装置所具备的电源的电压值比最佳的电源电压值高的情况下，电源电压值越高损耗越大。另外，励磁装置所具备的电源的电压值比最佳的电源电压值低的情况下，励磁装置无法输出所需的振幅的正弦波，输出相对于正弦波失真的波形。

专利文献1:日本特开2009－180585号公报

发明内容

鉴于上述背景，希望提供能够灵活地应对广泛的电源电压范围，并通过低损耗的电路构成，能够对旋转变压器的励磁绕组给予具有励磁所需的振幅的正弦波状的励磁信号的技术。

鉴于上述课题的本发明所涉及的旋转变压器励磁装置的特征构成是为了使旋转变压器的励磁绕组励磁，而调整正弦波状的励磁源信号的振幅，生成预先规定的振幅的励磁信号的旋转变压器励磁装置，该旋转变压器励磁装置具备：并联谐振电路，其具有相对于上述励磁绕组的阻抗作为并联谐振阻抗发挥作用的并联谐振元件；以及串联谐振电路，其具有相对于上述励磁绕组的阻抗作为串联谐振阻抗发挥作用的串联谐振元件。

如上所述，并联谐振电路在减少旋转变压器励磁装置的损耗的方面有效，但为了得到励磁绕组的励磁所需的振幅，需要另外放大励磁信号的振幅。但是，为了该放大，需要具有超过励磁信号的波高值的电压范围的电源电压，缺乏电源电压的灵活性。另外，电源电压越高，损耗也会越大。另一方面，串联谐振电路能够输出具有超过电源电压的电压范围的波高值的励磁信号。其中，为了抑制电路损耗，还是需要电源电压的最佳化，缺乏电源电压的灵活性。如本特征构成那样，若具有并联谐振电路和串联谐振电路而构成旋转变压器励磁装置，则在例如放大器组合串联谐振电路的特性，生成规定的振幅的励磁信号，并且还能够利用并联谐振电路的功能减少电路的损耗。即，根据本特征构成，能够提供能灵活地应对广泛的电源电压范围，通过低损耗的电路构成，能够对旋转变压器的励磁绕组赋予具有励磁所需的振幅的正弦波状的励磁信号的旋转变压器励磁装置。

并联谐振元件和串联谐振元件能够使用电容性元件(电容器)、感应性元件(线圈，电感)。通常，电容性元件与感应性元件相比正在普及，元件单价也为低价格。因此，作为并联谐振元件和串联谐振元件优选为使用电容性元件。作为一个方式，本发明所涉及的旋转变压器励磁装置优选为，上述并联谐振电路构成为具有对于上述励磁绕组以并联的方式连接的电容性元件，上述串联谐振电路构成为具有对于上述励磁绕组以串联的方式连接的电容性元件。

并联谐振电路和串联谐振电路的组合能够考虑多个。作为一个方式，本发明所涉及的旋转变压器励磁装置优选为在上述并联谐振元件和上述励磁绕组的并联电路连接有上述串联谐振元件。在该电路构成中，并联谐振电路、串联谐振电路和励磁绕组的等效电路比较简洁，并联谐振电路以及串联谐振电路的电路常数也能够通过比较简洁的计算求出。具体地说，在该旋转变压器励磁装置中，优选为上述并联谐振元件的电路常数根据上述励磁源信号的振幅相对于上述励磁信号的振幅的比率而被设定，上述串联谐振元件的电路常数被设定成将上述励磁绕组、上述并联谐振元件以及上述串联谐振元件的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零。

如上所述，并联谐振电路和串联谐振电路的组合可以考虑多个。除了上述的方式之外，本发明所涉及的旋转变压器励磁装置也能够采用在上述串联谐振元件和上述励磁绕组的串联电路，连接有上述并联谐振元件的方式。在该电路构成的旋转变压器励磁装置中，优选为上述串联谐振元件的电路常数根据上述励磁源信号的振幅相对于上述励磁信号的振幅的比率而被设定，上述并联谐振元件的电路常数被设定成将上述励磁绕组、上述并联谐振元件以及上述串联谐振元件的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零。

然而，励磁源信号通过例如使离散的电压值一边按时间序列变化一边输出而被生成。换句话说，励磁源信号存在成为阶梯状的波形的情况。在具有这样的阶梯状的波形的信号中重叠有比基本波成分高得多的频率成分(高频成分)的信号。而且，该高频成分若留在励磁信号中，有可能使磁极位置的检测精度降低。另外，高频成分还有可能使辐射噪声(放射噪声)增加。由此，希望在到励磁源信号作为励磁信号输出为止的期间，减少这种高频成分。例如，优选为通过在电路添加噪声滤波器，而使高频成分衰减。作为一个方式，优选为本发明所涉及的旋转变压器励磁装置构成为具备：反馈控制器，其具有被输入上述励磁源信号的励磁源信号输入线、和将上述励磁信号反馈到上述励磁源信号输入线上的反馈环路，并进行使上述励磁信号的振幅稳定化的反馈控制；以及带通滤波器，其在比反馈上述励磁信号的反馈点靠前段，对上述励磁源信号进行滤波。

在此，优选为该带通滤波器朝向上述反馈控制器从前段侧起，按低通滤波器、高通滤波器的顺序构成。低通滤波器存在相对于后段的电路成为电容性的负载的情况。低通滤波器若成为多数情况下使用计算放大器而构成的反馈控制器的输入负载则电路特性方面不为优选。因此，带通滤波器如上所述，从前段侧起按低通滤波器、高通滤波器的顺序构成即可。

附图说明

图1是串并联谐振方式的旋转变压器励磁装置的励磁电路的示意电路图。

图2是示意性地表示旋转变压器、励磁电路和R/D转换器的关系的框图。

图3是将并联谐振方式和串并联谐振方式的电路的特性进行比较的说明图，(a)是并联谐振方式的励磁电路的示意电路图，(b)是串并联谐振方式的励磁电路的示意电路图，(c)是表示并联谐振方式的励磁电路的特性的波形图，(d)是表示串并联谐振方式的励磁电路的特性的波形图。

图4是表示不具有谐振电路的励磁电路的基本电路的一个例子的示意电路图。

图5是表示旋转变压器的励磁绕组的阻抗和电流电压波形的关系的图，(a)是励磁绕组的阻抗的矢量图，(b)是电流电压波形图。

图6是表示基于串并联谐振的负载阻抗的调整原理的矢量图。

图7是表示基于并联谐振的负载阻抗的调整原理的矢量图。

图8是表示基于串联谐振的负载阻抗的调整原理的矢量图。

图9是励磁电路的第一电路例的示意电路图。

图10是第一电路例的负载阻抗的等效电路图。

图11是表示第一电路例的负载阻抗的调整原理的矢量图。

图12是表示励磁电路的第二电路例的示意电路图。

图13是第二电路例的负载阻抗的等效电路图。

图14是表示第二电路例的负载阻抗的调整方法的矢量图。

图15是表示励磁电路的电源电压和负载阻抗的关系的图表。

图16是表示励磁电路的电源电压和第一电路例的电路常数的关系的图表。

图17是表示励磁电路的电源电压和第二电路例的电路常数的关系的图表。

图18是表示第一电路例的特性(a)和第二电路例的特性(b)的波形图。

图19是励磁电路的第三电路例的示意电路图。

图20是第三电路例的负载阻抗的等效电路图。

图21是表示第三电路例的负载阻抗的调整方法的矢量图。

图22是励磁电路的第四电路例的示意电路图。

图23是第四电路例的负载阻抗的等效电路图。

图24是表示第四电路例的负载阻抗的调整方法的矢量图。

图25是表示第三电路例的负载阻抗的其他调整方法的矢量图。

图26是励磁电路的第五电路例的示意电路图。

图27是第五电路例的负载阻抗的等价电路图。

图28是表示第五电路例的负载阻抗的调整方法的矢量图。

图29是励磁电路的第六电路例的示意电路图。

图30是第六电路例的负载阻抗的等效电路图。

图31是表示第六电路例的负载阻抗的调整方法的矢量图。

图32是表示励磁电路的电源电压和各电路例的适合一览的图。

图33是单电源构成的实用的第一电路例的励磁电路的示意电路图。

图34是单电源构成的实用的第一电路例的励磁电路的示意电路图。

图35是单电源构成的实用的第一电路例的励磁电路的示意电路图。

图36是单电源构成的实用的第一电路例的励磁电路的示意电路图。

图37是单电源构成的实用的第二电路例的励磁电路的示意电路图。

图38是单电源构成的实用的第二电路例的励磁电路的示意电路图。

图39是单电源构成的实用的第二电路例的励磁电路的示意电路图。

图40是表示成为阶梯状的励磁源信号的波形例的波形图。

图41是在图33的励磁电路中安装有滤波器的电路的示意电路图。

图42是在图33的励磁电路中安装有滤波器的电路的示意电路图。

图43是图41的励磁电路的一个周期传递函数的伯德图。

图44是图42的励磁电路的一个周期传递函数的伯德图。

图45是在图33的励磁电路中安装有滤波器的电路的示意电路图。

图46是图45的励磁电路的一个周期传递函数的伯德图。

具体实施方式

以下，参照附图来例示发明所涉及的旋转变压器励磁装置所应用的励磁电路，对本发明的实施方式进行说明。图1的示意电路图表示用于说明本发明的要旨的励磁电路1。另外，图2的框图表示励磁电路1、旋转变压器40和后述的R/D转换器(旋转变压器数字转换器)51的关系。励磁电路1(旋转变压器励磁装置)中为了使旋转变压器40的励磁绕组Lr励磁，而调整正弦波状的励磁源信号RDout的振幅，生成预先规定的振幅(例如与图3所示的波高值“H”的1/2的值对应)的励磁信号Vout。该励磁电路1构成为具有励磁源信号供给部50、与旋转变压器的励磁绕组Lr的谐振部2、和耦合电容器Cc，该励磁源信号供给部50具有输出励磁源信号RDout的R/D转换器51、进行励磁源信号RDout的阻抗转换等的缓冲部52、和电流放大电路53。

谐振部2具有作为针对励磁绕组Lr的阻抗Zr的串联谐振阻抗Zxs发挥作用的串联谐振元件2s、和作为针对励磁绕组Lr的阻抗Zr的并联谐振阻抗Zxp发挥作用的并联谐振元件2p。即，励磁电路1构成为具有：并联谐振部，其具有相对于励磁绕组Lr的阻抗Zr作为并联谐振阻抗Zxp发挥作用的并联谐振元件2p；以及串联谐振部，其具有相对于励磁绕组Lr的阻抗Zr作为串联谐振阻抗Zxs发挥作用的串联谐振元件2s。换而言之，励磁电路1构成为具备由励磁绕组Lr和具有并联谐振元件2p的并联谐振部构成的并联谐振电路、和由励磁绕组Lr和具有串联谐振元件2s的串联谐振部构成的串联谐振电路。此外，在图1(以及图3(b))中以并联的方式连接于串联谐振元件2s的电阻器是为了在电源接通时的耦合电容器Cc充电时设定适当的时间常数，以及为了抑制耦合电容器Cc的漏电电流带来的直流动作点的偏移而设置的。

旋转变压器40构成为具有：旋转变压器转子41所具备的励磁绕组Lr；以及相互在电性上具有90度的相位差地设置的2个检测绕组(L1，L2)。旋转变压器40是根据施加到转子(旋转变压器转子41)的励磁绕组Lr的电压，基于被多个定子的检测绕组(L1，L2)感应的电压而能够检测与转子同步旋转的被检测体(例如旋转电机的转子)的旋转状态(旋转速度、旋转位置(旋转角度))的旋转检测传感器。具体地说，旋转变压器40根据旋转变压器转子41的旋转，基于被2个检测绕组(L1，L2)感应的不同相位的信号的相关关系，检测被检测体的旋转状态。R/D转换器51构成为在内部具有角度计算部58，基于从2个检测绕组(L1，L2)得到的检测信号，计算旋转变压器转子41的旋转角(电角度)。该旋转角通过数字数据经由输入输出接口部59提供给外部的控制装置等。另外，在R/D转换器51中还具备生成成为用于使励磁绕组Lr励磁的励磁信号的源的励磁源信号RDout的励磁源信号生成部57。

励磁源信号RDout例如是波高值(峰到峰)为2[V]、频率为10[kHz]～20[kHz]的正弦波状的信号(以下，对于波高值，适当地记为“2[Vp－p]”等。)。通常地，在使旋转变压器40的励磁绕组Lr励磁的情况下，需要波高值为20[Vp－p]左右的正弦波状的信号。由此，作为一个例子，励磁电路1对被R/D转换器51提供的2[Vp－p]的励磁源信号RDout的振幅进行调整而生成20[Vp－p]的励磁信号Vout。本发明在该励磁电路1(旋转变压器励磁装置)的构成方面具备特征。

图3是将以往的励磁电路100(图3(a))与本发明所涉及的励磁电路1(图3(b))进行了比较的说明图。在此，以旋转变压器40被用于检测作为车辆的驱动源利用的旋转电机的旋转的用途的情况为例进行说明。在通常的车辆中搭载有电源电压为12V的电池，励磁电路(1，100)能够将该电池用作直流电压源。但是，为了生成20[Vp－p]的励磁信号Vout，电源电压范围Epp不足。

然而，在作为驱动源利用旋转电机那样的车辆中，作为用于检测流过旋转电机的线圈的电流的电流传感器等其他传感器的电源，存在具有例如18V左右的电源的情况，也能够将这种电源用于励磁电路1。但是，为了生成20[Vp－p]的励磁信号Vout，电源电压范围依然不足。由此，存在利用电池的12[V]电源生成负电源(－E2＝－12[V])，与传感器用的电源(+E1＝+18[V])一并构成具有30[Vp－p]的电源电压范围Epp2(Epp)的直流电源的情况。

图3(a)所示的以往的励磁电路100是通过这样生成的正负两电源(+E1～－E2)来驱动的电路。如图3(a)所示，从励磁源信号供给部50输出的励磁源信号Vin具有励磁信号Vout所要求的波高值H(例如20[Vp－p])，励磁信号Vout保持该波高值H地向励磁绕组Lr输出。此外，在以往的励磁电路100中，相对于励磁绕组Lr，构成使用了并联谐振电容器Cp的并联谐振部(谐振部102)，实现电路损耗的减少。

另一方面，在图3(b)所示的本发明的励磁电路1中，不使用负电源，电源电压范围Epp1(Epp)为“+E1～0”的范围(18[Vp－p])。因此，从励磁源信号供给部50输出、并输入谐振部2的励磁源信号Vin的波高值H1是比输出所要求的波高值H小得多的值(例如，12[Vp－p]左右。)。但是，该励磁源信号Vin在通过谐振部2后，生成具有所要求的波高值H的励磁信号Vout。更详细来说，该励磁源信号Vin在通过谐振部2的串联谐振元件2s后，成为具有超过电源电压范围Epp1(例如18[Vp－p])的波高值(例如H：20V[p－p])的信号(Vm)。然后，经由耦合电容器Cc，将波高值H的励磁信号Vout向励磁绕组Lr输出。另外，在励磁电路1的谐振部2构成使用了并联谐振元件2p的并联谐振部，实现励磁电路1的电路损耗的减少。此外，并联谐振元件2p并不局限于比耦合电容器Cc靠励磁绕组Lr一侧，例如，如在图3(b)用虚线所示，也可以设置在电流放大电路53与串联谐振元件2s之间(与参照图12、图26、图29后述的第二电路例12、第五电路例15、第六电路例16等对应。)。

若对表示以往的励磁电路100的特性的图3(c)和表示本发明的励磁电路1的特性的图3(d)进行比较，则在任何的情况下都生成相同波形的励磁信号Vout，并提供给励磁绕组Lr。换句话说，本发明的励磁电路1能够至少不使用负电源地，生成与使用负电源的以往的励磁电路100相同的励磁信号Vout，进行输出。因此，电路构成被简化，能够实现低成本化。另外，图3中虽没有表现，但励磁电路1的该电路中的损耗也与在以往的励磁电路100中电源电压被设定为最佳值的情况同样地得到足够的减少效果。

以下，示出具体的电路例并且对本发明的励磁电路1的特征进行详述。如上所述，本发明的励磁电路1能够不使用正负两电源就生成具有预先规定的波高值H的励磁信号Vout。其中，在此，为了聚焦于发明的特征进行说明，首先，例示具备正负两电源(±E)简化了的电路进行说明(图4～图31)。对于更实用的电路构成(由单电源构成的电路构成)，使之与简化的电路例对应进行后述(图33～图39)。

首先，参照表示不具有谐振部2的励磁电路200、即励磁电路的基本电路的一个例子的图4，对电路损耗进行说明。在该励磁电路200中缓冲部52以计算放大器IC1为核心构成。该计算放大器IC1作为从R/D转换器51输出的励磁源信号RDout的阻抗转换器发挥作用，并且作为使经由电阻器(反馈电阻R2)被反馈的励磁信号Vout的振幅稳定化的反馈控制器发挥作用。另外，电容器C1是用于仅将励磁源信号RDout的交流成分传递到计算放大器IC1的耦合电容器，电阻器R1是计算放大器IC的输入电阻。在以下说明的本发明的励磁电路1的各电路例中，对于计算放大器IC1、R2等、缓冲部52的功能也是同样。那么，如图4所示，在基本电路(励磁电路200)中，电流放大后的励磁源信号Vin与被施加到励磁绕组Lr的励磁信号Vout是相同的信号。励磁信号Vout(励磁电压v(t))在设振幅为“V”时以下述式(1)表示。

[数式1]

V_out＝v(t)＝V·sin(ω0·t+θ)...(1)

在上述式(1)中，“ω0”为励磁角频率，在将励磁频率设为“f0”的情况下以“ω0＝2π·f0”表现。如图5(a)所示，“θ”是虚轴Im和实轴Re的正交矢量空间亦即复平面(高斯平面)中的励磁绕组Lr的阻抗Zr的相位角。另外，如图5(b)所示，“θ”与励磁信号Vout的电压(励磁电压v(t))与电流(励磁电流i(t))的相位差对应。如图4所示，励磁绕组Lr的等效电路由电阻和线圈(电感)构成。因此，励磁绕组Lr的阻抗Zr具有电阻成分“R”(复平面上的实轴Re的成分“R”)和电抗成分“X”(复平面上的虚轴Im的成分“jX”)。另外，“X”在使用励磁绕组Lr的电感“L”的情况下，以“X＝ω0·L”表示。如图5(a)所示作为复阻抗的“Zr”的矢量与实轴Re所成的角度为相位角θ。在此，励磁信号Vout的一个周期T(＝2π/ω0)中的、电流放大电路53的一个电流放大元件(晶体管)的损耗P能够如下述式(2)所示那样概算。此外，在此不考虑晶体管的基础电流带来的损耗等。

[数式2]

$P=\frac{1}{T}{\∫}_0^{\frac{T}{2}}\{(E-v\left(t\right))\·i\left(t\right)\}\mathrm{dt}=\frac{1}{\mathrm{\π}}\·\frac{E\·V}{\left|\mathrm{Zr}\right|}-\cos \mathrm{\θ}\·\frac{V^2}{4\·\left|\mathrm{Zr}\right|}...\left(2\right)$

通常，存在对于励磁电路的损耗而言电流放大元件所占据的比例变大的趋势。由此，通过减小电流放大元件中的损耗，能够大幅改善该电路的损耗。如果参照上述式(2)，则为了减少励磁电路200的损耗，可知优选：

[1]将从励磁电路侧观察到的励磁绕组Lr的阻抗Zr(负载阻抗)的绝对值增大，

[2]使相位角θ接近“0”(使“cosθ”的值接近“1”)从而增大式(2)的右边第二项的值。

例如，在图6所示的复平面上，设励磁绕组Lr的阻抗Zr以矢量Y1表示。若使矢量Y1的前端沿图6所示的半圆的圆周上如(1)那样移动，则阻抗的矢量的绝对值变大。换句话说，以矢量Y2表示的阻抗Zp的绝对值变得比励磁绕组Lr的阻抗Zr的绝对值大。换句话说，能够增大从励磁电路侧观察到的励磁绕组Lr的阻抗Zr的绝对值。这样的矢量的移动通过图1所示的并联谐振元件2p，更具体地说通过并联谐振电容器Cp能够实现。在此，图6中的半圆表示在实轴Re上具有中心、并通过复平面的原点、并联谐振点(阻抗Z0)和励磁绕组Lr的阻抗Zr的圆周(半圆的圆弧)。此外，在图6中，阻抗Z0表示并联谐振电容器Cp和励磁绕组Lr的并联谐振点处的阻抗，并以下述式(3-1)表示。另外，若将并联谐振电容器Cp的并联谐振点处的值设为“C0”，则“C0”以下述式(3-2)表示。

[数式3]

$Z0=\frac{R^2+{\mathrm{\ω}0}^2\·L^2}{R}...(3-1)$

$C0=\frac{L}{R^2+{\mathrm{\ω}0}^2\·L^2}...(3-2)$

另外，在图6中，若如以(2)表示那样使矢量Y1、矢量Y2的前端沿虚轴Im向实轴Re的方向移动，则相位角θ的值从“θr”依次变小，在到达实轴Re的时刻为“0”。换句话说，能够使相位角θ接近“0”(使“cosθ”的值接近“1”)来增大上述式(2)的右边第二项的值。这样的矢量的移动通过图1所示那样的串联谐振元件2s，更具体地说通过串联谐振电容器Cs能够实现。此外，在图6中阻抗Z0s表示串联谐振电容器Cs和励磁绕组Lr的串联谐振点。

如图6所示，励磁绕组Lr的阻抗Zr通过并联谐振电容器Cp而能够转换为合成阻抗“Zp”，进而，该阻抗“Zp”通过串联谐振电容器Cs而能够转换为合成阻抗“Zps”。这样，通过谐振部2(并联谐振电容器Cp、串联谐振电容器Cs)能够使从励磁电路1观察到的励磁绕组Lr的阻抗发生变化。将包含这些谐振部2的、从励磁电路1观察到的励磁绕组Lr的阻抗称为负载阻抗。

如上所述，在励磁电路1中作为谐振部2，通过设置具有图1所示那样的并联谐振元件2p的并联谐振部、以及具有串联谐振元件2s的串联谐振部而能够大幅减少电流放大元件的损耗。详细内容后述，但通过图6所述的矢量Y2和矢量Y3之比，决定励磁信号Vout相对于电流放大后的励磁源信号Vin的放大比。因此，图1中示出该要旨而上述的本发明的励磁电路1能够构成将电源电压范围Epp抑制在实用的范围、并能够大幅减少电路的损耗的较好的励磁装置。另外，该电源电压范围Epp能够在由电源电压、励磁绕组Lr的阻抗Zr等规定的规定范围内(例如优选地以后述的式(4-3)规定的范围内)取任意的值。

然而，在本实施方式中，由R/D转换器51的励磁源信号生成部57生成的励磁源信号RDout经由缓冲部52以及电流放大电路53成为电流放大后的励磁源信号Vin，谐振部2对该励磁源信号Vin起作用。即，从作为“负载”的谐振部2以及励磁绕组Lr观察到的励磁源信号在本实施方式中为“Vin”。但是，未必必须在励磁源信号供给部50中包括缓冲部52和用于电流放大的电流放大电路53，也并不妨碍构成为仅具有励磁源信号生成部57。因此，本发明的概念上的励磁源信号是也包括“RDout”以及“Vin”的信号。例如，在励磁源信号供给部50中不包括缓冲部52和用于电流放大的电流放大电路53的情况下，也可以是通过图6所示那样的矢量Y2和矢量Y3之比，决定励磁信号Vout相对于从R/D转换器51输出的励磁源信号RDout的放大比的构成。

此外，在图6中，示出通过并联谐振电容器Cp的功能使得阻抗的矢量从“Y1”成为“Y2”，进而通过串联谐振电容器Cs的功能使得虚数成分(电抗成分)成为“0”的“Y3”的例子。但是，并不局限于该例，也可以通过串联谐振电容器Cs的功能使得在具有虚数成分的状态下使矢量移动，并通过并联谐振电容器Cp的功能使得以虚数成分进一步变为“0”的方式使矢量移动。对于该情况下的电路构成例、矢量图后述(图12～图14等)。另外，在图6中，示出使用电容器(电容性元件)使阻抗的矢量移动的例子，但作为用于使矢量移动的电抗成分，也可以不限于电容器地使用电感(感应性元件)。对于使用电感的电路构成例进行后述(图19～图31等)。

在此，仅着眼于上述[2]的条件，“使相位角θ接近“0”(使“cosθ”的值接近“1”)而增大式(2)的右边第二项的值”，对此时所需的电源电压范围Epp进行考察。首先，作为极端的例子，考虑仅并联谐振电容器Cp给负载阻抗带来影响的情况。如图7的复平面所示，若从励磁电路侧观察到的励磁绕组Lr的阻抗Zr的矢量Y1在圆周上移动到电抗成分为“0”(移动到并联谐振点(阻抗Z0))从而成为矢量Y4则相位角θ为“0”。

在该情况下，需要将励磁源信号RDout的振幅的放大全部在励磁源信号供给部50(电流放大电路53)实施，电源电压范围Epp至少需要励磁信号Vout的波高值H。其中，例如由晶体管构成的电流放大元件的发射极－集电极间电压由于基极－发射极间的二极管的正向电压等的影响而产生下降电压Vd。因此，对于施加到电流放大电路53的正负两端子间的电源电压范围Epp，对励磁信号Vout要求相对于正负两电源进一步加上下降电压Vd而得的电压。例如，若设励磁信号Vout的振幅为“V”，则对电源电压范围Epp要求如下。

Epp：±(V+Vd)...(4-1)

接下来，作为另一个极端例子，考虑仅串联谐振电容器Cs给负载阻抗带来影响的情况。如图8的复平面所示，若从励磁电路侧观察到的励磁绕组Lr的阻抗Zr的矢量Y1向电抗成分变小的方向(电抗成分为“0”的方向，换句话说阻抗“Z0s”的串联谐振点的方向)沿虚轴Im移动从而成为矢量Y6则相位角θ为“0”。

在该情况下，励磁信号Vout相对于电流放大后的励磁源信号Vin的振幅的放大比根据移动前后的矢量的大小之比而被决定。换句话说，放大比被励磁绕组Lr的阻抗Zr的大小与通过串联谐振电容器Cs发生变化后的负载阻抗Zs的大小之比(|Zr|/|Zs|)决定。因此，对于施加到电流放大电路53的正负两端子间的电源电压范围Epp而言，能够考虑该放大比而抑制为比励磁信号Vout的波高值H小的值。具体地说，电源电压范围Epp的范围若设阻抗Zr的电阻成分为“R”则为下述式(4-2)所示那样的值。

[数式4]

$\mathrm{Epp}:\±(V\·\frac{R}{\left|\mathrm{Zr}\right|}+\mathrm{Vd})...(4-2)$

图1示出其要旨而上述的本发明的励磁电路1使用并联谐振元件2p和串联谐振元件2s双方。换句话说，本发明的励磁电路1能够构成将电源电压范围Epp抑制在实用的范围，并且还减少电路的损耗的较好的旋转变压器励磁装置。从电源电压范围Epp的观点出发，本发明的励磁电路1在电源电压范围Epp由正负两电源±E实现的情况下，电源电压“E”为下述式(4-3)的范围内时被最有效应用。

{V·(R/|Zr|)}+Vd＜E＜V+Vd...(4-3)

以下，对在电源电压“E”为式(4-3)的范围内的情况下优选的、本发明所涉及的励磁电路1的具体的构成例进行表示说明。

图9是表示本发明的励磁电路1的第一电路例11的示意电路图。另外，图10是从第一电路例11中的励磁电路1观察到的负载阻抗Zps1(励磁绕组Lr、串联谐振电容器Cs1、并联谐振电容器Cp1的合成阻抗)的等效电路图。另外，图11是表示励磁绕组Lr的阻抗Zr和第一电路例11的负载阻抗Zps1的关系的复平面上的矢量图。如图9以及图10所示，第一电路例11构成为在与并联谐振元件2p对应的并联谐振电容器Cp1和励磁绕组Lr的并联电路连接有与串联谐振元件2s对应的串联谐振电容器Cs1。通过这样的电路构成，如图11所示，励磁绕组Lr的阻抗的矢量Y1通过并联谐振电容器Cp1的功能而在圆周上移动到矢量Y11，并通过串联谐振电容器Cs1的功能进一步沿虚轴Im向实轴Re的方向移动直至矢量Y12。在本例中，矢量Y12是虚数成分为“0”的矢量。对于并联谐振电容器Cp1以及串联谐振电容器Cs1的电路常数而言，负载阻抗Zps1的虚数成分为“0”，并被选定为满足下述式(5)。

[数式5]

$\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}=\frac{\left|\mathrm{Zp}1\right|}{\left|\mathrm{Zps}1\right|}...\left(5\right)$

式(5)的右边表示图11的复平面上的矢量Y11和矢量Y12的大小之比。换句话说，式(5)表示通过串联谐振电容器Cs1而发生变化的负载阻抗的变化前后的大小(绝对值)之比。而且，该比表示励磁信号Vout相对于电流放大后的励磁源信号Vin的放大率。换句话说，以相对于被给予的电源电压“±E”能够确保励磁信号Vout的振幅、且还能够抑制励磁电路1的损耗的方式，设定并联谐振电容器Cp1以及串联谐振电容器Cs1的电路常数。详细的中间计算式虽省略，但通过下述式(6-1)以及式(6-2)，能够设定并联谐振电容器Cp1以及串联谐振电容器Cs1的电路常数。在此，“ω0”如上所述是励磁角频率，“Z0”以及“C0”如式(3-1)以及式(3-2)所示，是并联谐振点处的阻抗以及并联谐振电容器Cp1的值。

[数式6]

$\mathrm{Cp}1=C0-\frac{1}{\mathrm{\ω}0\·Z0}\sqrt{{\left(\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}\right)}^2-1}...(6-1)$

$\mathrm{Cs}1=\frac{1+{\mathrm{\ω}0}^2{\·Z{0}^2(C0-\mathrm{Cp}1)}^2}{{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2(C0-\mathrm{Cp}1)}...(6-2)$

从图11和式(5)、式(6-1)可以看出，在第一电路例11中，与并联谐振元件2p相当的并联谐振电容器Cp1的电路常数根据励磁源信号Vin的振幅相对于励磁信号Vout的振幅的比率而被设定。另外，从图11可以看出，与串联谐振元件2s相当的串联谐振电容器Cs1的电路常数以将励磁绕组Lr、并联谐振元件2p(Cp1)以及串联谐振元件2s(Cs1)的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零的方式设定。

图12是表示本发明的励磁电路1的第二电路例12的示意电路图。另外，图13是从第二电路例12中的励磁电路1观察到的负载阻抗Zsp2的等效电路图。另外，图14是表示图4所示的基本电路的负载阻抗(励磁绕组Lr的阻抗Zr)和第二电路例12的负载阻抗Zsp2的关系的复平面上的矢量图。如图12以及图13所示，第二电路例12构成为在与串联谐振元件2s对应的串联谐振电容器Cs2和励磁绕组Lr的串联电路连接有与并联谐振元件2p对应的并联谐振电容器Cp2。根据这种电路构成，如图14所示，励磁绕组Lr的阻抗的矢量Y1通过串联谐振电容器Cs2的功能而沿虚轴Im向实轴Re的方向移动并移动至矢量Y21。而且，矢量Y21通过并联谐振电容器Cp2的功能而在圆周上移动到矢量Y22。矢量Y22是虚数成分为“0”的矢量。矢量Y22表示的负载阻抗Zsp2相当于矢量Y21表示的负载阻抗Zs2和并联谐振电容器Cp2的并联谐振点处的阻抗。

此外，如图14所示，此时的从矢量Y21到矢量Y22的矢量轨迹是被设定在通过励磁绕组Lr的阻抗Zr、相对于阻抗Zr的并联谐振点、和复平面的原点的圆的内侧的圆周上。具体地说，该内侧的圆是在实轴Re上具有中心，并通过复平面的原点、以矢量Y21表示的负载阻抗Zs2的圆。对于串联谐振电容器Cs2以及并联谐振电容器Cp2而言，负载阻抗Zsp2的虚轴Im的成分为“0”，并被选定为满足下述式(7)。

[数式7]

$\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}=\frac{\left|\mathrm{Zr}\right|}{\left|\mathrm{Zs}2\right|}...\left(7\right)$

式(7)的右边表示图14的复平面中的矢量Y1和Y21的大小之比。换句话说，式(7)表示通过串联谐振电容器Cs2而发生变化的负载阻抗的变化前后的大小(绝对值)之比。而且，该比表示励磁信号Vout相对于电流放大后的励磁源信号Vin的放大率。换句话说，以相对于被给予的电源电压“±E”能够确保励磁信号Vout的振幅、且还能够抑制励磁电路1的损耗的方式，设定串联谐振电容器Cs2以及并联谐振电容器Cp2的电路常数。详细的中间计算式虽省略，但通过下述式(8-1)以及式(8-2)，能够设定串联谐振电容器Cs2以及并联谐振电容器Cp2的电路常数。

[数式8]

$\mathrm{Cs}2=\frac{1+{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·{C0}^2}{{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·C0-\mathrm{\ω}0\·Z0\sqrt{{\left(\frac{E-\mathrm{Vd}}{V}\right)}^2\·(1+{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·{C0}^2)-1}}...(8-1)$

$\mathrm{Cp}2=\frac{\mathrm{Cs}2\·(1+{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·{C0}^2)\·\{{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·C0\·(\mathrm{Cs}2-C0)-1\}}{{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·{\mathrm{Cs}2}^2+{\{{\mathrm{\ω}0}^2\·{Z0}^2\·C0\·(\mathrm{Cs}2-C0)-1\}}^2}...(8-2)$

从图14可以看出，与串联谐振元件2s相当的串联谐振电容器Cs2的电路常数根据励磁源信号Vin的振幅相对于励磁信号Vout的振幅的比率而被设定。另外，从图14、式(7)、式(8-2)可以看出，与并联谐振元件2p相当的并联谐振电容器Cp2的电路常数以将励磁绕组Lr、并联谐振元件2p(Cp2)以及串联谐振元件2s(Cs2)的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为“0”的方式设定。

在此，图15～图17示出第一电路例11以及第二电路例12中的电源电压E和负载阻抗(Zps1，Zsp2)的关系、电源电压E和各谐振电容器(Cp1，Cp2，Cs1，Cs2)的关系。在此，例示设励磁绕组Lr的直流电阻“R”为30[Ω]，设电感L为1200[μH](电抗“X”：75.4[Ω])，根据励磁频率f0为10[kHz]且波高值为2[Vp－p]的励磁源信号RDout来生成波高值为20[Vp－p]的励磁信号Vout的情况。励磁绕组Lr的阻抗Zr约为81.15[Ω]。另外，在图15～图17中，使电源电压E的区域为下述再现的式(4-3)的范围。

{V·(R/|Zr|)}+Vd＜E＜V+Vd...(4-3)

即，从式(4-3)的左边所示的仅串联谐振的情况下的电源电压，变为式(4-3)的右边所示的仅并联谐振的情况下的电源电压的范围。在此，“仅串联谐振”与在第一电路例11以及第二电路例12中并联谐振电容器(Cp1，Cp2)为“0”的情况对应。“仅并联谐振”与在第一电路例11以及第二电路例12中串联谐振电容器(Cs1，Cs2)为“∞”的情况对应。

图15是表示电源电压E和负载阻抗(Zps1，Zsp2)的关系的图表。针对电源电压E的负载阻抗(Zps1，Zsp2)的特性在第一电路例11以及第二电路例12双方中是通用的。如图15所示，负载阻抗(Zps1，Zsp2)在仅并联谐振的情况下变为最大，在仅串联谐振的情况下变为最小。如图15所示，根据电源电压E可以采用的值，能够设定最适当的负载阻抗(Zps1，Zsp2)。

图16是表示第一电路例11中的电源电压E和谐振电容器(Cp1，Cs1)的关系的图表。串联谐振电容器Cs1的轴(右侧的轴)是常用对数轴。如图16以及上述式(6-1)、式(6-2)所示，第一电路例11中的并联谐振电容器Cp1以及串联谐振电容器Cs1根据电源电压E可以采用的值，能够设定最适当的组合。

例如，若设并联谐振电容器Cp1的值约为0.1083[μF]，则约81.15[Ω]的励磁绕组Lr的阻抗Zr被转换为约153.65[Ω]的负载阻抗Zp1。该负载阻抗Zp1的实轴成分约为107.55[Ω]。负载阻抗Zp1通过静电电容约为0.145[μF]的串联谐振电容器Cs1而成为仅实轴成分的负载阻抗Zps1(约107.55[Ω])。在该情况下，串联谐振电容器Cs1带来的振幅的放大比约为1.43(＝153.65/107.55)。因此，得到波高值为20[Vp－p]的励磁信号Vout所需的励磁源信号Vin的波高值，换句话说从电流放大电路53输出的励磁源信号Vin的波高值约为14[Vp－p](波形例参照图18(a))。该情况下在“±7[V]”进一步加上下降电压Vd(2[V])，所需的电源电压为“±E＝±9[V]”。此外，并联谐振点处的阻抗Z0的值约为219.5[Ω]。

图17是表示第二电路例12中的电源电压E和谐振电容器(Cp2，Cs2)的关系的图表。与图16同样地，串联谐振电容器Cs2的轴(右侧的轴)是常用对数轴。如图17以及上述式(8-1)、式(8-2)所示，第二电路例12中的并联谐振电容器Cp2以及串联谐振电容器Cs2也能够根据电源电压E可以采用的值，而设定最适当的组合。

例如，若设串联谐振电容器Cs2的值约为0.5859[μF]，则约81.15[Ω]的励磁绕组Lr的阻抗Zr被转换成约56.8[Ω]的负载阻抗Zs2。该负载阻抗Zs2的虚轴成分约为48.23[Ω]。负载阻抗Zs2通过静电电容约为0.2379[μF]的并联谐振电容器Cp2而成为仅实轴成分的负载阻抗Zsp2(约107.55[Ω])。在该情况下，串联谐振电容器Cs1带来的振幅的放大比约为1.43(＝81.15/56.8)。因此，得到波高值为20[Vp－p]的励磁信号Vout所需的励磁源信号Vin的波高值约为14[Vp－p](波形例参照图18(b))。如上所述，所需的电源电压为“±E＝±9[V]”。

这样，本发明的励磁电路1(11，12)的电源电压范围Epp由正负两电源±E实现，当电源电压E在下述再现的式(4-3)所示的范围内时能够良好地设定谐振电容器(Cp1，Cp2，Cs1，Cs2)的值。

{V·(R/|Zr|)}+Vd＜E＜(V+Vd)...(4-3)

此外，本发明的励磁电路1还能够应用于电源电压E在式(4-3)所示的范围外的情况，对其实施方式后述(图19，图25～图31)。

图18示出第一电路例11以及第二电路例12中的模拟波形。图18(a)示出第一电路例11的波形，图18(b)示出第二电路例12的波形。在本模拟波形中，励磁源信号RDout为2[Vp－p]，经过电流放大电路53的励磁源信号Vin为14[Vp－p]，励磁信号Vout为20[Vp－p]。从图18可以看出，第一电路例11以及第二电路例12中，都能够得到具有预先规定的振幅(在此为“10[V]”)的励磁信号Vout。

在上述的第一电路例11以及第二电路例12中，示出作为并联谐振元件2p以及串联谐振元件2s，使用电容器(电容性元件)的例子。但是，并联谐振元件2p以及串联谐振元件2s只要具有电抗成分即可，并不限定于使用电容器的方式。例如，作为并联谐振元件2p以及串联谐振元件2s，也可以使用电感(感应性元件)构成励磁电路1。

图19～图21示出本发明的励磁电路1的第三电路例13的示意电路图(图19)及其负载阻抗Zps3的等效电路(图20)以及复平面上的矢量图(图21)。如图19所示，第三电路例13构成为具有作为串联谐振元件2s的串联谐振电感Ls3、作为并联谐振元件2p的并联谐振电容器Cp3。对第三电路例13来说作为串联谐振元件2s代替第一电路例11(图9)的串联谐振电容器Cs1而具有串联谐振电感Ls3。电容器和电感的复平面上的矢量轨迹的行进方向是相反方向。第一电路例11中，在复平面的第一象限中，阻抗的矢量向虚数成分为“0”的方向进行了移动(图11)。但是，在第三电路例13中，由于矢量的行进方向为相反方向，所以如图21所示阻抗的矢量在复平面的第四象限中进行移动。由此，通过并联谐振电容器Cp3而移动的矢量不限于第一象限中，超过并联谐振点(Z0)到达第四象限。第三电路例13中的振幅的放大比与第一电路例11所相关的式(5)同样，为下述所述的式(9)。

[数式9]

$\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}=\frac{\left|\mathrm{Zp}3\right|}{\left|\mathrm{Zps}3\right|}...\left(9\right)$

图22～图24示出本发明的励磁电路1的第四电路例14的示意电路图(图22)及其负载阻抗Zps4的等效电路(图23)以及复平面上的矢量图(图24)。如图22所示，第四电路例14构成为具有作为并联谐振元件2p的并联谐振电感Ls4、作为串联谐振元件2s的串联谐振电容器Cp4。对第四电路例14来说，作为并联谐振元件2p代替第一电路例11(图9)的并联谐振电容器Cp1而具有并联谐振电感Lp4。如上所述，电容器和电感的复平面上的矢量轨迹的行进方向是相反方向。在第一电路例11中，如图11所示在圆周上沿顺时针进行了移动的矢量在第四电路例14中沿逆时针移动(图24)。振幅的放大比与第一电路例11所涉及的式(5)、第三电路例13所涉及的式(9)同样，为下述所示的式(10)。

[数式10]

$\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}=\frac{\left|\mathrm{Zp}4\right|}{\left|\mathrm{Zps}4\right|}...\left(10\right)$

而且，上述的各电路例(11～14)是电源电压E的范围适于下述再现的式(4-3)的情况的励磁电路1。

{V·(R/|Zr|)}+Vd＜E＜V+Vd...(4-3)

其中，上述的第三电路例13当电源电压E在该范围外的情况下，例如如下述式(4-4)那样，还能够应用于比式(4-3)的左边小的情况。

E＜{V·(R/|Zr|)}+Vd...(4-4)

在该情况下，将电源电压E低的量以放大比补偿即可。例如在上述的第三电路例13中增大放大比即可。具体地说，在上述式(9)中只要缩小“|Zp3|”的值，放大比就变大。这是如图25所示，让通过并联谐振电容器Cp3而使阻抗的矢量移动的范围比图21的矢量轨迹所例示的移动范围大而由此能够实现。

另一方面，在电源电压E在与式(2-4)不同侧(右边侧)中为式(4-3)的范围外的情况下，例如如下述式(4-5)那样也考虑比式(4-3)的右边大的情况。

E＞V+Vd...(4-5)

在该情况下，将电源电压E高的量以放大比调整即可。换句话说，使放大比不到“1”，缩小振幅即可(也可以称为设定“缩小比”。)。例如，如后述那样，通过对第二电路例12进行了改变的第五电路例15(图26)能够使放大比不到“1”。即，使用第五电路例15的电路构成，也能够使励磁信号Vout的振幅，相对于经过电流放大电路53的励磁源信号Vin缩小。

图26～图28示出本发明的励磁电路1的第五电路例15的示意电路图(图26)及其负载阻抗Zsp5的等效电路(图27)以及复平面上的矢量图(图28)。如图26所示，第五电路例15构成为具有作为串联谐振元件2s的串联谐振电感Ls5、作为并联谐振元件2p的并联谐振电容器Cp5。对第五电路例15来说，作为串联谐振元件2s代替第二电路例12(图12)的串联谐振电容器Cs2而具有串联谐振电感Ls5。如上所述，电容器和电感的复平面上的矢量轨迹的行进方向为相反方向。在第二电路例12中，如图14所示，通过串联谐振元件2s(串联谐振电容器Cs2)使得阻抗的矢量向虚数成分为“0”的方向进行了移动。但是，在作为串联谐振元件2s使用了串联谐振电感Ls5的第五电路例15中，如图28所示，通过串联谐振元件2s(串联谐振电感Ls5)，矢量Y1向虚数成分(电抗成分)变大的方向进行了移动，而成为矢量Y51。然后，通过并联谐振电容器Cp5使得矢量Y51进一步移动到以矢量Y51表示的阻抗Zs5的并联谐振点(Zsp5)，成为矢量Y52。

此外，如图28所示，此时的阻抗的矢量的轨迹是被设定在通过励磁绕组Lr的阻抗Zr、针对阻抗Zr的并联谐振点(Z0)、复平面的原点的圆的外侧的圆周上。具体地说，该外侧的圆周是在实轴Re上具有中心、并通过复平面的原点、和以矢量Y51表示的阻抗Zs5的圆。第五电路例15中的放大比(缩小比)与表示上述的第二电路例12中的放大比的式(7)同样，如下述式(11)所示。

[数式11]

$\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}=\frac{\left|\mathrm{Zr}\right|}{\left|\mathrm{Zs}5\right|}...\left(11\right)$

同样地，电源电压E如下述再现的式(4-5)所示，在比以式(4-3)规定的范围大的情况下，也能够采用与上述的第五电路例15(图26)不同的电路构成。

E＞V+Vd...(4-5)

换句话说，与对第二电路例12进行了改变的第五电路例15(图26)同样地，通过对第二电路例12进行了改变的第6电路例16(图29)也能够使放大比不到“1”。图29～图31示出本发明的励磁电路1的第6电路例16的示意电路图(图29)及其负载阻抗Zsp6的等效电路(图30)以及复平面上的矢量图(图31)。对第五电路例15来说，构成为代替第二电路例12(图12)的串联谐振电容器Cs2而具有串联谐振电感Ls5，但第6电路例16如图29所示，构成为代替第二电路例12(图12)的并联谐振电容器Cp2而具有并联谐振电感Lp6。

在第二电路例12中，如图14所示在串联谐振电容器Cs2的作用下，矢量不到达实轴Re。即，在第二电路例12中，如图14所示，串联谐振电容器Cs2带来的阻抗的矢量的移动在复平面的第一象限内完成。与此相对，在第6电路例16中，如图31所示，通过串联谐振电容器Cs2的作用，矢量超过实轴Re而移动到复平面的第四象限。如上所述，电容器和电感的复平面上的矢量轨迹的行进方向为相反方向。在第二电路例12中，如图14所示，通过串联谐振电容器Cs2的作用进行了移动后的矢量Y21，通过并联谐振电容器Cp2的作用而在圆周上沿顺时针移动，到达该矢量Y21的并联谐振点(Zsp2)。与此相对，在第6电路例16中，如图31所示，通过串联谐振电感Ls6的作用而进行了移动后的矢量Y61，通过并联谐振电容器Cp6的作用而在圆周上沿逆时针移动并到达该矢量Y61的并联谐振点(Zsp6)。

此外，如图31所示，此时的阻抗的矢量的轨迹是被设定在通过励磁绕组Lr的阻抗Zr、针对阻抗Zr的并联谐振点(Z0)、和复平面的原点的圆的外侧的圆周上。具体地说，该外侧的圆周是在实轴Re上具有中心、并通过复平面的原点和以阻抗的矢量Y61表示的阻抗Zs6的圆。其中，在两圆中，矢量轨迹被绘制的范围分别在半圆的圆周上，并为复平面的各个不同象限(第一象限和第四象限)所描绘的半圆的圆周上(图31)。另外，第6电路例16中的放大比(缩小比)与表示上述的第二电路例12以及第五电路例15中的放大比的式(7)以及式(11)同样地，如下述式(12)所示。

[数式12]

$\frac{V}{E-\mathrm{Vd}}=\frac{\left|\mathrm{Zr}\right|}{\left|\mathrm{Zs}6\right|}...\left(12\right)$

以上，如对各种电路例(11～16)进行表示说明那样，本发明的励磁电路1能够灵活地应对大范围的电源电压E，设定并联谐振元件2p以及串联谐振元件2s。在图32的一览表中示出相对于电源电压E优选的励磁电路1(11～16)的组合。此外，在图32中，仅由并联谐振电路构成的情况下(“E”与式(4-3)的右边相等的情况下)、以及仅由串联谐振电路构成的情况下(“E”与式(4-3)的左边相等的情况下)的励磁电路1被省略。如图32可以看出，本发明的励磁电路1构成能够根据电源电压E等，选择最佳的电路构成的较好的旋转变压器励磁装置。另外，作为代表的例子如式(5)～式(8-2)所示，根据电源电压E等，并联谐振元件2p以及串联谐振元件2s的电路常数也能够适当地设定。因此，通过在具有相同的电路图案而构成的电路基板上安装不同的电路常数的元件，还能够与各种旋转变压器40广泛对应。

然而，在上述说明中，为了聚焦于发明的特征，利用具有正负两电源(±E)并简化了的电路例(11～16)进行说明。但是，更实用地，优选由将地线和正极之间作为电源电压范围Epp的单电源构成励磁电路1。在此，图33～图39示出与第一电路例11以及第二电路例12对应地，实用的由单电源(正极Vcc－地线间)构成的励磁电路1的示意电路图。图33～图36示出第一电路例11的励磁电路1的各变更(11A，11B，11C，11D)。图37～图39示出第二电路例12的励磁电路1的各变更(12A，12C，12D)。

图33～图39所示的各励磁电路1的电源由于是单电源所以在对励磁绕组Lr施加励磁信号Vout时需要将直流成分去掉。由此，图33～图39所示的各励磁电路1中具备耦合电容器Cc。另外，为了在电源接通时的耦合电容器Cc充电时设定适当的时间常数，以及为了抑制耦合电容器Cc的漏电电流带来的直流动作点的偏移，以与串联谐振电容器(Cs1，Cs2)并联的方式连接有阻器R5。耦合电容器Cc的电路常数根据励磁源信号RDout、励磁信号Vout的频率(f0＝ω0/2π＝10～20[kHz])而被设定，例如，为100[μF]左右。与此相对，并联谐振电容器Cp、串联谐振电容器Cs的电路常数例如在将第一电路例11应用于“R＝30[Ω]”、“L＝1200[μH]”左右的旋转变压器的情况下，大体为0.1～1[μF]左右，因此频率特性不同，相互不会有较大影响。

另外，由于图33～图39所示的各励磁电路1的电源是单电源，所以为了将是交流信号的励磁源信号RDout输入计算放大器IC1，而需要将计算放大器IC1的基准电压(直流动作点)设定在正极Vcc和地线之间。该基准电压优选地，设定为正极Vcc和地线的中间电位(例如“Vcc/2”)。因此，作为分压电阻的电阻器R3和电阻器R4使用电阻值相等的电阻器。

图33的励磁电路11A是在图9示出原理的第一电路例11的最通常的电路构成。该励磁电路11A和图34的励磁电路11B仅耦合电容器Cc的配置不同，其他点相同。图35的励磁电路11C以及图36的励磁电路11D与励磁电路11A以及励磁电路11B不同，在励磁绕组Lr和地线之间配置有耦合电容器Cc。由于励磁绕组Lr的电阻成分小，所以在励磁电路11A以及励磁电路11B中，在励磁绕组Lr在正极Vcc发生短路的情况下(故障短路的情况下)，存在正极Vcc和地线之间几乎成为短路状态流动大电流的可能性。与此相对，在励磁电路11C以及励磁电路11D中，在地线与励磁绕组Lr之间存在耦合电容器Cc，所以即使励磁绕组Lr故障短路，也抑制正极Vcc和地线之间成为短路状态流动大电流的情况。此外，图35的励磁电路11C和图36的励磁电路11D仅耦合电容器Cc的配置不同，其他点相同。

图37的励磁电路12A是在图12示出原理的第二电路例12的最通常的电路构成。图38的励磁电路12C以及图39的励磁电路12D与励磁电路12A不同，是在励磁绕组Lr和地线之间配置有耦合电容器Cc的构成。换句话说，与上述的励磁电路11C(图35)以及励磁电路11D(图36)同样地，是相对于励磁绕组Lr的故障短路容易保护的电路构成的一个例子。此外，图38的励磁电路12C和图39的励磁电路12D仅耦合电容器Cc的配置不同，其他点相同。

然而，参照图2如上所述，R/D转换器51生成用于使励磁绕组Lr励磁的励磁源信号RDout。励磁源信号RDout例如是波高值为2[V]、频率为10[kHz]～20[kHz]的正弦波状的信号(例如参照图18)。为了将励磁源信号生成部57简洁地构成，励磁源信号RDout例如通过使离散的电压值一边按时间序列变化一边输出从而生成。换句话说，励磁源信号RDout以按时间序列将数字信号连接并转换成模拟信号的D/A转换(数字模拟转换)那样的手法而被生成。由此，从R/D转换器51输出的励磁源信号RDout存在如图40所示成为阶梯状的波形的情况。具有这样的阶梯状的波形的信号重叠有比基本波成分高得多的频率成分(高频成分)的信号。若该高频成分留在励磁信号Vout中，则有可能使磁极位置的检测精度降低。另外，高频成分还有可能使高频的辐射噪声(放射噪声)增加。

由此，希望在直到励磁源信号RDout被作为励磁信号Vout输出为止的期间，减少这样的高频成分。例如，通过在励磁电路1中添加低通滤波器，而能够使阶梯状的波形钝化，使高频成分衰减。以下，作为实用的电路的方式，对在图33所例示的电路构成的励磁电路11A中添加低通滤波器的实施方式进行例示说明。图33所示的励磁电路11A构成为具有具备被输入励磁源信号RDout的励磁源信号输入线、和将励磁信号Vout反馈到励磁源信号输入线上的反馈环路，并进行使励磁信号Vout的振幅稳定化的反馈控制的反馈控制器(计算放大器IC1)。在此，作为一个方式在图41所示的例子中，在计算放大器IC1的反馈环路中作为低通滤波器发挥作用的电容器Cf被添加到励磁电路11A中，构成具有低通滤波器的励磁电路11E。电容器Cf与设定由计算放大器IC1带来的信号放大的增益的反馈电阻R2以并联的方式连接。此外，信号放大的增益通过计算放大器IC1的输入电阻(电阻器R1)和反馈电阻R2的比率(R2/R1)而决定。例如，在“R1＝1[kΩ]”、“R2＝10[kΩ]”的情况下，增益为10倍。

此外，在计算放大器IC1的反馈环路中添加电容器Cf的方式并不局限于图41所示的励磁电路11E，能够采用例如图42所示那样的励磁电路11F的形态。在图42的励磁电路11F中，反馈电阻R2被分为第一反馈电阻R21和第二反馈电阻R22这2个，与作为一个反馈电阻的第一反馈电阻R21以并联的方式连接有电容器Cf。反馈电阻R2被分割成第一反馈电阻R21和第二反馈电阻R22之和为与反馈电阻R2相同的值。例如在“R2＝10[kΩ]”的情况下，能够设为“R21＝R22＝5[kΩ]”。计算放大器IC1的增益是“(R21+R22)/R1”，在励磁电路11E和励磁电路11F中计算放大器IC1的增益相同。

然而，在励磁电路11那样的具有反馈控制器的电路中，为了使电路稳定化而希望充分地确保包含反馈环路的一个周期传递函数的相位余量。通常地，如果一个周期传递函数的相位余量为60度以上，就可以说是稳定的。如图43以及图44所示，一个周期传递函数的伯德图中的零交点(环路增益为“0[dB]”的频率)处的相位和伯德图的负180度之差为“相位余量”。图43示出图41的励磁电路11E的一个周期传递函数的伯德图，图44示出图42的励磁电路11F的一个周期传递函数的伯德图。图43以及图44的横轴是对数轴。图41的励磁电路11E的相位余量约为37度，图42的励磁电路11F的相位余量约为63度。即，在图41的励磁电路11E和图42的励磁电路11F中，可以说图42的励磁电路11F的一方是稳定的。在电路缺乏稳定性的情况下，存在输出(在该情况下，为励磁信号Vout)振荡的可能性。因此，若考虑相位余量，则与图41的励磁电路11E相比，优选采用图42的励磁电路11F的构成。

其中，图42的励磁电路11F能够确保60度以上的相位余量，但反馈环路中的低通滤波器的功能被抑制。由此，根据从R/D转换器51输出的励磁源信号RDout的电压分辨率的不同，存在构成阶梯状的波形的高频成分的除去不充分的可能性。换句话说，如果励磁源信号RDout的电压分辨率高，则阶梯状的波形的1阶的高度变低，所以高频成分的振幅也变小，除去也变得容易。另一方面，如果励磁源信号RDout的电压分辨率低，则阶梯状的波形的1阶的高度也变高，高频成分的振幅也变大，所以对低通滤波器也要求更高的除去性能。

图45的励磁电路11G例示具备具有相对于高频成分的高除去性能的低通滤波器、并且能够确保60度以上的相位余量的电路构成。图45的励磁电路11G构成为在作为反馈控制器的计算放大器IC1的前段，具有对励磁源信号RDout进行滤波的带通滤波器54。如上所述，“C1”为耦合电容器，除去励磁源信号RDout的直流成分，仅将交流成分传递到后段的电路(计算放大器IC1)。换句话说，耦合电容器“C1”实际上作为针对励磁源信号RDout的高通滤波器发挥作用。而且，在电容器C1的前段由电阻器R6以及电容器Cf构成低通滤波器。因此，通过以“C1”(以及“R1”)为核心的高通滤波器、和以“R6”以及“Cf”为核心的低通滤波器，构成带通滤波器54。该带通滤波器54配置在比励磁信号Vout向计算放大器IC1反馈的反馈点靠R/D转换器51侧。图46示出图45的励磁电路11G的一个周期传递函数的伯德图。图45的励磁电路11G的相位余量约为72度，能够确保超过60度的充分的相位余量。

在图45的励磁电路11G中，带通滤波器54朝向作为反馈控制器的计算放大器IC1从前段侧(R/D转换器51侧)起，按低通滤波器、高通滤波器的顺序构成。若该顺序是从前段侧起的高通滤波器、低通滤波器的顺序，则成为在计算放大器IC1紧前(输入侧)添加电容性负载(电容器Cf)，电路特性方面不为优选。因此，如图45的励磁电路11G那样，优选为带通滤波器54朝向计算放大器IC1从前段侧起，按低通滤波器、高通滤波器的顺序构成。此外，与计算放大器IC1以串联方式连接的电容器C1由于不是电容性负载，所以耦合电容器(电容器C1)和计算放大器IC1的输入电阻(电阻器R1)的连接顺序即使相反也没有问题。

此外，在此例示说明了对图33的励磁电路11A添加了低通滤波器、带通滤波器54的电路(11E，11F，11G)，当然这些滤波器也同样能够应用于图34～图39所例示的励磁电路1(11，12)。另外，还同样能够应用于图9、图12、图19、图22、图26、图29所示的励磁电路1(11，12，13，14，15，16)。低通滤波器、带通滤波器的应用后的具体的电路只要是本领域的技术人员就能够容易地构成，所以省略图示以及详细的说明。

以上，如将各式各样的实施方式表示说明那样，根据本发明，能够提供一种旋转变压器励磁装置，能够灵活地应对广泛的电源电压范围，并通过低损耗的电路构成，对旋转变压器的励磁绕组赋予具有励磁所需的振幅的正弦波状的励磁信号。此外，只要是本领域的技术人员，就能够参考这些实施方式在不脱离本发明的要旨地进行各种改变，这样的改变也还属于本发明的技术的范围。

产业上的可利用性

本发明能够用于为了使旋转变压器的励磁绕组励磁，而调整正弦波状的励磁源信号的振幅、生成预先规定的振幅的励磁信号的旋转变压器励磁装置。

附图标记说明

1：励磁电路(旋转变压器励磁装置)；2p：并联谐振元件；2s：串联谐振元件；11～16：第一电路例～第六电路例(励磁电路)；11A、11B、11C、11D、11E、11F、11G：励磁电路；12A、12C、12D：励磁电路；40：旋转变压器；54：带通滤波器；Cp：并联谐振电容器(并联谐振元件)；Cs：串联谐振电容器(串联谐振元件)；Lr：励磁绕组；RDout：励磁源信号；Vin：励磁源信号；Vout：励磁信号；Zps1：负载阻抗；Zsp2：负载阻抗；Zps3：负载阻抗；Zps4：负载阻抗；Zsp5：负载阻抗；Zsp6：负载阻抗；Zxp：并联谐振阻抗；Zxs：串联谐振阻抗。

Claims (12)

1.一种旋转变压器励磁装置，为了旋转变压器的励磁绕组进行励磁，调整正弦波状的励磁源信号的振幅来生成预先规定的振幅的励磁信号，其中，

该旋转变压器励磁装置具有：

并联谐振电路，其具有相对于所述励磁绕组的阻抗作为并联谐振阻抗发挥作用的并联谐振元件；以及

串联谐振电路，其具有相对于所述励磁绕组的阻抗作为串联谐振阻抗发挥作用的串联谐振元件，

所述并联谐振元件是电容性元件或感应性元件。

2.根据权利要求1所述的旋转变压器励磁装置，其中，

所述并联谐振电路构成为具有相对于所述励磁绕组以并联的方式连接的电容性元件，所述串联谐振电路构成为具有相对于所述励磁绕组以串联的方式连接的电容性元件。

3.根据权利要求1所述的旋转变压器励磁装置，其中，

对于所述并联谐振元件和所述励磁绕组的并联电路连接有所述串联谐振元件。

4.根据权利要求2所述的旋转变压器励磁装置，其中，

对于所述并联谐振元件和所述励磁绕组的并联电路连接有所述串联谐振元件。

5.根据权利要求1所述的旋转变压器励磁装置，其中，

对于所述串联谐振元件和所述励磁绕组的串联电路连接有所述并联谐振元件。

6.根据权利要求2所述的旋转变压器励磁装置，其中，

对于所述串联谐振元件和所述励磁绕组的串联电路连接有所述并联谐振元件。

7.根据权利要求3所述的旋转变压器励磁装置，其中，

所述并联谐振元件的电路常数根据所述励磁源信号的振幅相对于所述励磁信号的振幅的比率而被设定，

所述串联谐振元件的电路常数被设定成将所述励磁绕组、所述并联谐振元件以及所述串联谐振元件的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零。

8.根据权利要求4所述的旋转变压器励磁装置，其中，

所述并联谐振元件的电路常数根据所述励磁源信号的振幅相对于所述励磁信号的振幅的比率而被设定，

所述串联谐振元件的电路常数被设定成将所述励磁绕组、所述并联谐振元件以及所述串联谐振元件的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零。

9.根据权利要求5所述的旋转变压器励磁装置，其中，

所述串联谐振元件的电路常数根据所述励磁源信号的振幅相对于所述励磁信号的振幅的比率而被设定，

所述并联谐振元件的电路常数被设定成将所述励磁绕组、所述并联谐振元件以及所述串联谐振元件的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零。

10.根据权利要求6所述的旋转变压器励磁装置，其中，

所述串联谐振元件的电路常数根据所述励磁源信号的振幅相对于所述励磁信号的振幅的比率而被设定，

所述并联谐振元件的电路常数被设定成将所述励磁绕组、所述并联谐振元件以及所述串联谐振元件的阻抗合成而得的负载阻抗的电抗成分为零。

11.根据权利要求1～10中任一项所述的旋转变压器励磁装置，其中，具有：

反馈控制器，其具有被输入所述励磁源信号的励磁源信号输入线、和将所述励磁信号反馈到所述励磁源信号输入线上的反馈环路，并进行使所述励磁信号的振幅稳定化的反馈控制；以及

带通滤波器，其在比所述励磁信号被反馈的反馈点靠前段，对所述励磁源信号进行滤波。

12.根据权利要求11所述的旋转变压器励磁装置，其中，

所述带通滤波器朝向所述反馈控制器从前段侧起按低通滤波器、高通滤波器的顺序构成。