JP5844083B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流モータの回転を制御するモータ制御装置に関する。

ブラシ付きの直流モータは、車両において例えば、車両の空調ユニットにおける温度調整用のエアミックスダンパや吹き出し口切り替え用のモードダンパなどの各種ダンパの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するモータ制御装置においては、ダンパの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、ダンパの開閉角度が所望の角度となるように制御している。

また、ダンパ駆動用の直流モータを制御するにあたっては、例えば初回駆動時或いは特定のタイミング等で、初期位置を設定するいわゆるイニシャライズを行う必要がある。即ち、ダンパをその駆動範囲（開閉範囲）における一端側まで駆動させてその一端側の壁に突き当て、その突き当たりによって強制的に止まった位置を初期位置として設定する。イニシャライズにより初期位置が設定されると、以後、その初期位置を基準としてモータの回転位置や回転角度等（延いてはダンパの開閉角度や開閉速度等）が制御される。

イニシャライズ実行時におけるモータの具体的駆動方法としては、例えば、一定時間（例えば十数秒）継続して所定の方向へ駆動させ、その一定時間経過後のモータ回転位置（ダンパ位置）を初期位置として設定する方法が知られている（以下「従来制御Ａ」とも言う）。この従来制御Ａは、ダンパがどの位置にあっても上記一定時間駆動させればまず間違いなく壁に突き当たるはず、という考えを前提とした制御方法である。

また例えば、特許文献１に記載のように、突き当たり時の衝撃荷重を軽減すべく、突き当て制御の実行中にその途中からモータの通電デューティ比を低下させてモータのトルクを低下させる方法も知られている（以下「従来制御Ｂ」とも言う）。この特許文献１に記載の従来制御Ｂでは、突き当たったかどうかを回転センサ（エンコーダ）により検出している。即ち、通電途中でデューティ比を低下させた後、エンコーダカウント値が変化しなくなった場合に、突き当たったものと判断して通電駆動を停止するようにしている。

特開２００８−１４１８１１号公報

しかし、上述した各種のイニシャライズ方法は、ダンパをその開閉範囲における端部の壁等に突き当てて強制停止させるため、その突き当たり時の荷重（以下「突き当て荷重」とも言う）によってダンパ或いはユニットの壁が破損したり、直流モータの回転駆動力をダンパに伝達するための複数のギア等からなる駆動力伝達機構が破損したりするおそれがある。

特に上記従来制御Ａの場合、駆動開始後、一定時間はモータへの通電を継続してトルクをかけ続ける。そのため、ダンパがユニットの壁に突き当たることにより突き当て荷重が上昇していってやがて最大荷重に達した後も、その一定時間が経過するまではその最大荷重がかかり続けることになる。

また、上記従来制御Ｂの場合、突き当たる前にデューティ比を低下させるため、その分、突き当て荷重を低減することはできる。しかし、エンコーダを用いて回転位置を検出するようにしているため、モータ制御装置のコストアップや大型化を招く。

しかも、エンコーダによる位置検出結果に基づいて（即ち、エンコーダカウント値の変化が停止したことをもって）突き当たりを判断し通電駆動を停止するようにしているため、細かい精度での停止位置検出が困難である。つまり、エンコーダを用いているが故に、その分解能には物理的な限界があり、実際に突き当たって突き当て荷重が上昇し始めてから通電駆動が停止されるまでの時間が長くなり、その間に突き当て荷重がどんどん大きくなって、突き当て荷重を十分に低減できないおそれがある。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを用いることなく、イニシャライズ時の突き当て荷重を効果的に低減することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転することにより駆動対象を駆動するよう構成された直流モータを制御するモータ制御装置であって、駆動対象は、直流モータが少なくとも何れか一方の回転方向に回転して駆動されると、予め設けられた固定部材へ当接し、これによりその駆動が強制的に停止されるよう構成されており、直流モータは、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシを有すると共に、その一対のブラシ間のインピーダンスが該直流モータの回転に伴って周期的に変化するよう構成されている。

当該モータ制御装置は、上記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、この交流重畳手段により直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量の変化に基づいて、直流モータの回転速度を示す情報である速度関連情報を検出する速度関連情報検出手段と、この速度関連情報検出手段により検出された速度関連情報に基づいて直流モータへの通電を制御して該直流モータの回転を制御する制御手段と、を備えている。

そして、制御手段は、直流モータを上記少なくとも何れか一方の回転方向（即ちその方向へ回転させ続けるとやがて駆動対象が固定部材へ当接する方向）へ回転させている間、速度関連情報検出手段により検出された速度関連情報が、直流モータの回転速度が所定の速度閾値より低くなったことを示すものであるか否か判断し、該速度閾値より低くなったことを示すものであったならば、直流モータの回転を停止させるための制動制御を実行する。
また、制御手段は、最大速度関連情報記録手段と、閾値情報設定手段とを備えている。
最大速度関連情報記録手段は、直流モータの回転開始後に該直流モータの最大回転速度を示す最大速度関連情報を記録するものであって、所定の更新タイミング毎に、その更新タイミングにおいて速度関連情報検出手段により検出された速度関連情報が、直流モータの回転速度が現在記録されている最大速度関連情報が示す最大回転速度より大きいことを示すものであるか否か判断し、その最大回転速度より大きいことを示すものであったならば、その現在記録されている最大速度関連情報を、その更新タイミングにおける回転速度に対応した最大速度関連情報に更新する。
閾値情報設定手段は、最大速度関連情報記録手段に記録されている最大速度関連情報に対し、予め定められた設定方法にて、その最大速度関連情報が示す最大回転速度よりも所定量低い回転速度を速度閾値としてその速度閾値を示す情報を閾値情報として設定する。

このように構成されたモータ制御装置では、直流モータの回転開始後（即ち駆動対象の駆動開始後）、その回転速度を示す速度関連情報に基づき、回転速度が速度閾値より低くなったことを示すものであったならば、制動制御を実行する。

駆動対象がその駆動開始後に固定部材へ当接する（突き当たる）と、その後、突き当て荷重は徐々に上昇し、逆に直流モータの回転速度は低下していく。そのため、回転速度が低下して速度閾値より低くなったことをもって、駆動対象が固定部材に当接したものと判断することができる。

また、本発明では、速度関連情報を、エンコーダ等のセンサを用いることなく、交流重畳手段によって直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出し、その電気量の変化に基づいて検出するようにしている。即ち、直流モータに対し、駆動用の直流電圧とは別に、交流重畳手段によって交流電圧も重畳可能に構成されている。直流モータの駆動は、周知の通り、直流電源からの直流電力によって行われるものであるため、交流重畳手段によって交流電圧が印加されたとしても、その交流電圧は直流モータのトルクに影響を与えない。

一方、直流モータは、回転に伴って一対のブラシ間のインピーダンスが周期的に変化するよう構成されていることから、直流モータに流れる電流のうち、交流重畳手段による交流成分（交流電流）の振幅は、直流モータの回転に伴って（即ちインピーダンスの周期的変化に伴って）周期的に変化する。そのため、その交流電流に関する電気量を検出すれば、その電気量に基づいて直流モータの回転状態を検出することが可能となるのである。尚、電気量としては、例えば、電流、電圧、又は電力などが考えられる。

そのため、エンコーダ等のセンサを用いる場合に比べ、小型且つ低コストで、しかもより高い分解能・精度で速度関連情報を検出することができる。そして、その速度関連情報を用いることで、回転速度が速度閾値より低くなった場合にそれを迅速に判断することができ、その判断結果に基づいて制動制御を迅速に実行し、突き当たった後の荷重の上昇を早い段階で抑えることができる。

従って、本発明のモータ制御装置によれば、エンコーダ等のセンサを用いることなく、イニシャライズの際に駆動対象を固定部材に突き当てる必要があるような場合においてもその突き当て荷重を効果的に低減することが可能となる。

上記構成のモータ制御装置では、直流モータの回転開始後、その最大回転速度を示す最大速度関連情報が更新タイミング毎に更新されていく。そして、現在記録されている最新の最大回転速度（駆動開始から現在に至るまでの回転速度の最大値）に対してそれより所定量低い回転速度を示す情報が閾値情報として設定される。そのため、制御手段は、その設定された閾値情報に基づいて、制動制御の実行タイミングを判断することができる。

尚、更新タイミングは、少なくとも、直流モータの回転周期の１／２以下の時間間隔、好ましくは１／１０以下の時間間隔とするのがよく、直流モータの回転周期よりも短い時間間隔であればあるほど、制動制御の適切な実行タイミングをより高精度に判断できる。

次に、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のモータ制御装置であって、速度関連情報検出手段は、直流モータが一定量回転する毎にパルス信号を生成すると共に、そのパルス信号の周期を速度関連情報として検出するよう構成されている。また、最大速度関連情報記録手段は、最大速度関連情報として、パルス信号の周期の最小値である最小周期を記録するよう構成されている。また、閾値情報設定手段は、上記設定方法にて、速度閾値に対応した、上記最小周期よりも所定量大きい周期である周期閾値を、閾値情報として設定する。そして、制御手段は、速度関連情報検出手段により検出されたパルス信号の周期が、閾値情報設定手段により設定された閾値情報が示す周期閾値より大きくなったならば、制動制御を実行する。

パルス信号の周期は、直流モータの回転速度に依存し、回転速度が高くなるほどパルス信号の周期も短くなり、逆に回転速度が低くなるほどパルス信号の周期も長くなる。そこで、速度関連情報としてパルス信号の周期を用い、最大速度関連情報としてそのパルス信号の最小周期を用い、閾値情報として周期閾値を用いることで、制動制御の実行タイミングを適切に判断することができる。

次に、請求項３に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転することにより駆動対象を駆動するよう構成された直流モータを制御するモータ制御装置であって、駆動対象は、直流モータが少なくとも何れか一方の回転方向に回転して駆動されると、予め設けられた固定部材へ当接し、これによりその駆動が強制的に停止されるよう構成されており、直流モータは、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシを有すると共に、その一対のブラシ間のインピーダンスが該直流モータの回転に伴って周期的に変化するよう構成されている。
当該モータ制御装置は、上記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、この交流重畳手段により直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量の変化に基づいて、直流モータの回転速度を示す情報である速度関連情報を検出する速度関連情報検出手段と、直流電源から直流モータへの通電経路に配置され、その通電経路を導通・遮断するためのスイッチ手段と、速度関連情報検出手段により検出された速度関連情報に基づいて直流モータへの通電を制御して該直流モータの回転を制御する制御手段と、を備えている。
制御手段は、所定のデューティ比にてスイッチ手段をＯＮ・ＯＦＦさせるＰＷＭ制御を行うことによって直流モータを回転させるよう構成されており、交流重畳手段は、制御手段がＰＷＭ制御を実行することによって直流モータに流れる電流がそのＰＷＭ制御の周期に応じて変動することにより実現される。
そして、制御手段は、直流モータを上記少なくとも何れか一方の回転方向（即ちその方向へ回転させ続けるとやがて駆動対象が固定部材へ当接する方向）へ回転させている間、速度関連情報検出手段により検出された速度関連情報が、直流モータの回転速度が所定の速度閾値より低くなったことを示すものであるか否か判断し、該速度閾値より低くなったことを示すものであったならば、直流モータの回転を停止させるための制動制御を実行する。

上記構成のモータ制御装置では、直流モータの回転が、スイッチ手段のＯＮ・ＯＦＦにより制御されるため、そのスイッチ手段のＯＮ・ＯＦＦによって、直流モータに流れる電流に変動が生じる。一方、検出対象の直流モータは回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化する。そのため、上記スイッチ手段のＯＮ・ＯＦＦによる電流変動自体も、直流モータのインピーダンスの変化に応じて変化する。つまり、直流モータに流れる電流には、スイッチ手段のＯＮ・ＯＦＦによって生じる交流成分が含まれることとなる。そのため、その交流成分の変化に基づいて速度関連情報を検出することができる。

つまり、ＰＷＭ制御によって必然的に生じる交流成分を速度関連情報検出用に有効利用するのであり、これにより、交流重畳手段として例えば交流電源などの独立した物理的手段を設ける必要はなくなる。そのため、突き当て荷重の効果的な低減を実現しつつ、モータ制御装置のさらなる低コスト化・小型化が可能となる。

回転状態を良好に検出するためには、回転に伴う電気量（交流成分）の変化も大きい方がよく、そのための直流モータの具体的構成としては、例えば、一回転中、一対のブラシ間に所定の静電容量値の静電容量素子が接続された状態となる静電容量素子接続期間が生じるような構成が考えられる。直流モータがこのように構成されている場合、直流モータの一回転中における静電容量素子接続期間においては、ＰＷＭ制御により直流電源から直流モータへの通電経路が導通される導通タイミングで静電容量素子に充電電流が流れ、また、ＰＷＭ制御により通電経路が遮断される遮断タイミングでは静電容量素子から放電される放電電流が流れる。これら充電電流及び放電電流は、短時間で突発的に生じる電流であり、その値は比較的大きい。

そこで、直流モータが上記例のように（即ち静電容量素子接続期間が生じるように）構成されている場合には、例えば請求項４に記載のように、通電検出手段は、電気量として、上記充電電流及び放電電流のうち少なくとも一方を検出するようにするとよい。

このように、静電容量素子接続期間において生じる充電電流や放電電流に基づいて回転状態を検出することで、回転状態をより確実に検出することが可能となる。即ち、静電容量素子接続期間とそうでない期間とのブラシ間のインピーダンス比が、周波数が高くなるほど大きくなり、よってそのインピーダンス比の違いにより生じる交流成分の変化を確実に検出することができる。しかも、ＰＷＭ制御における通電経路の導通・遮断によって生じる上記充電電流、放電電流は、高い周波数成分を含む電流波形（例えばパルスに近い波形）となる。そのため、ＰＷＭ制御の導通・遮断による損失（一般にスイッチング損失と呼ばれているもの）を小さくすべく、そのＰＷＭ制御の周波数（上記導通・遮断の周波数）を低くしても、高い周波数成分を検出でき、これにより速度関連情報を確実に検出できる。

実施形態のエアコンユニットにおけるダンパ（エアミックスダンパ）近傍の概略構成を表す構成図である。 第１実施形態のダンパ駆動システムの概略構成を表す構成図である。 第１実施形態のモータの概略構成を表す構成図である。 第1実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を説明するための説明図である。 第１実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 第１実施形態の電流検出部及び信号処理部の構成を表す回路図である。 第１実施形態の信号処理部の動作を説明するための説明図である。 第１実施形態のイニシャライズ時におけるダンパ突き当て荷重とモータ回転速度の変化例を表す説明図である。 第１実施形態のイニシャライズ処理を表すフローチャートである。 第２実施形態のダンパ駆動システムの概略構成を表す構成図である。 第２実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形及びそれに基づいて生成される回転パルスＳｐの一例を表す図である。

以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１は、本実施形態のエアコンユニット１００の一部である、エアミックスダンパ（以下「ダンパ」と略す）５０近傍の概略構成を表すものである。エアコンユニット１００は、車両に搭載されて車両室内の空調を担うものであり、図示しないエバポレータを経た冷風が、冷風送出壁１０１の中央部において開口するように形成された冷風口１０１ａから送出され、また、図示しないヒータを経た温風が、温風送出壁１０２の中央部において開口するように形成された温風口１０２ａから送出される。そして、冷風口１０１ａ及び温風口１０２ａから送出した冷風及び温風が混合され、図示しない吹き出し口から車室内へ送出される。

そして、吹き出し口から車室内へ送出される混合風の温度は、ダンパ５０の位置（開度）によって制御される。ダンパ５０は、図１に示すように、略板状に形成されていてその一端辺が第３減速ギア１１４においてその回転軸と平行となるように取り付けられている。これにより、第３減速ギア１１４が回転すると、その回転軸を略中心としてスイングするように駆動される。

即ち、第３減速ギア１１４が図中時計回り方向に回転すると、ダンパ５０は温風口１０２ａ側に駆動され、やがて温風送出壁１０２の壁面１０２ｂに突き当たり、これにより温風口１０２ａが閉じられる。つまり、ダンパ５０が温風口１０２ａに近づくほど、冷風の量に対して温風の量が相対的に少なくなって車室内に送出される混合風の温度は低くなる。逆に、第３減速ギア１１４が図中反時計回り方向に回転すると、ダンパ５０は冷風口１０１ａ側に駆動され、やがて冷風送出壁１０１の壁面１０１ｂに突き当たり、これにより冷風口１０１ａが閉じられる。つまり、ダンパ５０が冷風口１０１ａに近づくほど、温風の量に対して冷風の量が相対的に少なくなって車室内に送出される混合風の温度は高くなる。尚、各送出壁１０１，１０２は本発明の固定部材に相当する。

そして、ダンパ５０は、モータ２により駆動される。即ち、モータ２の回転駆動力が、モータ２の回転軸に固定されたウォームギア１１１、このウォームギア１１１と噛み合うように設けられた第１減速ギア１１２、この第１減速ギア１１２と噛み合うように設けられた第２減速ギア１１３、及びこの第２減速ギア１１３と噛み合うように設けられた第３減速ギア１１４を介して、駆動対象としてのダンパ５０に伝達される。尚、モータ２は、後述するようにブラシ付きの直流モータである。また、図１中の符号１２０は荷重センサであるが、この荷重センサ１２０については後述する。

次に、モータ２の回転を制御（延いてはダンパ５０の駆動を制御）するためのダンパ駆動システムについて、図２を用いて説明する。
本実施形態のダンパ駆動システムは、モータ２及び上述した各ギア１１１〜１１４からなるモータユニット１１０と、モータ２を回転駆動させる（トルクを発生させる）ための直流電圧を出力する直流電源３とを備えている。また、直流電源３の正極からモータ２を経てグランドライン（グランド電位）に至る通電経路における、直流電源３の正極とモータ２の第１端子２ａとの間には、モータ２に流れる電流（モータ電流）を検出するための電流検出部２１が設けられている。また、上記通電経路における、直流電源３の正極と電流検出部２１の間には、インピーダンス素子２６が設けられている。また、上記通電経路における電流検出部２１の上流側とモータ２の第２端子２ｂとの間には、ダイオードＤｂが並列接続されている。このダイオードＤｂは、モータ２の第２端子２ｂから電流検出部２１の上流側への通電方向が順方向となるように接続されている。また、直流電源３は、所定電圧値Ｖｂの直流電圧を出力するものであり、その直流電圧がモータ２に印加される（詳しくは各ブラシ１６，１７間に印加される）。

尚、インピーダンス素子２６は、電流検出部２１にてモータ電流を確実に検出できるようにする（特に後述するようにモータ電流に含まれる交流成分を確実に検出できるようにする）ために設けられており、そのインピーダンス値は、モータ２のインピーダンス値に比べて非常に小さいものである。このインピーダンス素子２６は、具体的には例えばコイルや抵抗により実現できる。

尚、本実施形態のダンパ駆動システムは、実際には、モータ２の回転方向を切り替え可能に構成されている。具体的には、図１では、モータ２に対して第１端子２ａから第２端子２ｂの方向（正方向）へ通電してモータ２を正転させる（ダンパ５０を冷風送出壁１０１側へ駆動する）ための回路が示されているが、その他にも、モータ２に対して第２端子２ｂから第１端子２ａの方向（逆方向）へ通電してモータ２を逆転させる（ダンパ５０を温風送出壁１０２側へ駆動する）ことも可能に構成されている。但し、本明細書では、説明の簡略化のため、逆方向への通電のための回路及びその制御については説明を省略し、正方向への通電のための回路に着目して説明する。尚、後述するイニシャライズも、本実施形態では基本的にはモータ２を正転させる（ダンパ５０を冷風送出壁１０１へ突き当てる）ことにより行われる。

また、上記通電経路におけるモータ２の下流側、即ちモータ２の第２端子２ｂとグランドラインの間には、この経路を導通・遮断するためのスイッチＭＯＳ（本発明のスイッチ手段に相当）が配置されている。このスイッチＭＯＳは、本実施形態ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、制御ユニット２０の制御部２４からの駆動信号Ｓｍに従ってＯＮ・ＯＦＦされる。制御部２４からの駆動信号Ｓｍは、０Ｖ（ローレベル）又は５Ｖ（ハイレベル）のパルス状の信号であり、スイッチＭＯＳは、駆動信号Ｓｍが０ＶのときはＯＦＦされ、駆動信号Ｓｍが５ＶのときにＯＮされる。

制御ユニット２０は、スイッチＭＯＳを制御することによりモータ２の通電を制御するものであり、既述の電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出されたモータ電流に基づく各種信号処理を行ってモータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐを生成する信号処理部２２と、この信号処理部２２からの回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転状態（本実施形態では少なくとも回転角及び回転速度）を検出する回転検出部２３と、この回転検出部２３により検出された回転状態に基づいて駆動信号Ｓｍを生成することによりモータ２への通電を制御する制御部２４と、を備えている。

本実施形態の制御部２４は、モータ２の起動から停止までの全期間で、スイッチＭＯＳを所定のＤｕｔｙ（デューティ比）にてＯＮ・ＯＦＦさせるいわゆるＰＷＭ制御によって、モータ２の回転を制御する。

より具体的には、起動〜定常回転中は、例えば５：５のＤｕｔｙ（５０％）でスイッチＭＯＳをＯＮ・ＯＦＦ制御する。そして、定常回転中のモータ２を停止させるための制動制御（ブレーキ）時は、例えば１：９のＤｕｔｙ（１０％）でスイッチＭＯＳをＯＮ・ＯＦＦ制御する。

但し、後述するイニシャライズ処理では、起動後、ダンパ５０が所定の突き当て直前位置（冷風送出壁１０１に突き当たる位置よりも所定角度前の位置）へ駆動されるまではＤｕｔｙ９０％で駆動（定常回転）し、突き当て直前位置に到達した以後はＤｕｔｙ７０％に切り替え、更に、突き当てを検出したらＤｕｔｙ１０％として制動制御（ブレーキ）を行う。

このようなＰＷＭ制御により、ＤｕｔｙにおけるＯＮの比率を大きくすればモータ２のトルクも上昇し、逆に、ＯＦＦの比率を大きくするほどモータ２のトルクや回転速度は小さくなって、上記例の１０％（１：９）のようにＯＦＦの比率を非常に大きくすると、ＯＮの期間があるもののモータ２は停止する。

そのため、回転時にモータ２に流れる電流は、図５に示すように、ＰＷＭ制御の周波数（ＰＷＭ周波数Ｓｆ）で増減（脈動）する電流となる。なお、図５は、制御部２４がスイッチＭＯＳを５：５のＤｕｔｙにてＯＮ・ＯＦＦ制御する起動〜定常回転時におけるモータ電流の一例を示している。図５から明らかなように、駆動信号Ｓｍが５ＶとなってスイッチＭＯＳがＯＮされるとモータ電流は増加し、逆に駆動信号Ｓｍが０ＶとなってスイッチＭＯＳがＯＦＦされるとモータ電流は減少し、これがＰＷＭ周波数Ｓｆで繰り返される。

モータ２は、図３に示すように、軟磁性体の継鉄（ヨーク）で形成されたハウジング４０を有し、このハウジング４０内に、電機子コイルや図示しないロータコアなどの各種構成部品が収容されている。ハウジング４０は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの磁石４１，４２が径方向に互いに対向するように固定されている。各磁石４１，４２はいずれも永久磁石であり、電機子コイルと対向する面側の極性が一方はＮ極で他方がＳ極である。また、モータ２は、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７を備え、電機子コイルとして３相の相コイルを有している。つまり、本実施形態のモータ２は、界磁が２極のブラシ付き３相直流モータとして構成されている。

このモータ２は、各ブラシ１６，１７と接触する３つの整流子片１１，１２，１３からなる整流子１０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。

即ち、第３整流子片１３と第１整流子片１１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片１１と第２整流子片１２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片１２と第３整流子片１３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３からなる電機子コイル及び整流子１０により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２／３πずつ離れるように配置されている。

そして、３つの整流子片１１，１２，１３のうちいずれか２つが、各ブラシ１６，１７にそれぞれ接触しており、モータ２の回転による整流子１０の回転に伴って、各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。

各ブラシのうち一方のブラシ１６は第１端子２ａに接続され、他方のブラシ１７は第２端子２ｂに接続されている。そして、直流電源３からの直流電圧は、各ブラシ１６，１７の間に印加される。これにより、各ブラシ１６，１７間に形成される、モータ２内部の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３等からなる回路（モータ回路）には、各ブラシ１６，１７及びこれに接触している整流子片を介して電流が流れる。

更に、本実施形態では、モータ２において、第１相コイルＬ１と並列に、コンデンサＣ１が接続されている。
コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には周波数が高くなればなるほど電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源３からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源３からの直流電流は各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３にのみ流れることとなる。

一方、各ブラシ１６，１７間のモータ２内の回路（モータ回路）を交流回路としてみれば、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図２に示す状態からモータ２が時計回りに回転（即ち整流子１０が時計回りに回転）して、通電経路の下流側（グランド電位側）のブラシ１７に第１整流子片１１が接触するようになると、各ブラシ１６，１７間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路（並列共振回路）が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは並列共振特性を有し、その共振周波数以上の周波数帯域では周波数が高くなればなるほどインピーダンスは低くなる。

つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源３からの直流電流によって回転するモータ２の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。

これに対し、交流的にみれば、モータ２の回転角に応じて各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。

図４（ａ）に、モータ２が１８０°回転する間における、モータ２内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を示す。図４（ａ）に示すように、本実施形態のモータ２のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、主として状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。

状態Ａは、図示の如く、直流電源３の正極側（以下「Ｖｂ側」ともいう）のブラシ１６に第１整流子片１１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１７に第２整流子片１２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２の等価回路、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。

この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３によるインダクタンスが支配的となってモータ回路全体のインピーダンスは高くなる。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１７には第２整流子片１２が接触している。

この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでもモータ回路全体のインピーダンスは高い。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ，Ｂのときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１６には第３整流子片１３が接触している。

この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２及び第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。つまり、各ブラシ間に並列共振回路が接続された状態となる。これにより、モータ回路のインピーダンスは、その並列共振回路の共振周波数より高い領域においては、周波数が高くなるほどコンデンサＣ１が支配的となってインピーダンスは低くなる。

このように、モータ２が１８０°回転する間には、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１６，１７間のモータ回路は状態Ａ，Ｂ，Ｃの三種類に切り替わる。但し状態Ａと状態Ｂは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二段階である。

尚、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片１３から第２整流子片１２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第１整流子片１１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。

この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１６には第２整流子片１２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。

この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第３整流子片１３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。

そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ２は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。

図４（ｂ）に、各状態におけるモータ回路のインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、周波数ｆａで小さなピーク値（共振点）が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。

これに対し、状態Ｃ，Ｃ’の場合、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆｂを中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’と状態Ｃ，Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆｃを除き、インピーダンスが異なる。特に、周波数ｆｃよりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。

そして、上述したモータ回路のインピーダンスの変化は、モータ２に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の変化として直接現れる。
具体的には、図５に示すように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの経路が存在せずモータ回路のインピーダンスは大きいため、比較的小さな振幅で、スイッチＭＯＳのＯＮ・ＯＦＦに追随して電流が脈動する。

一方、状態Ｃ、Ｃ’のときは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの経路が生じる。そのため、この状態Ｃ，Ｃ’の期間では、スイッチＭＯＳがＯＮされると、そのＯＮの瞬間に、コンデンサＣ１への突入電流（パルス状の電流）が流れる。この突入電流は、コンデンサＣ１を充電させるための充電電流である。この突入電流によってコンデンサＣ１が瞬間的に充電されると、以後、ＯＦＦされるまで、モータ電流はモータ回路の合成インダクタンス値に応じた傾きで増加していく。

そして、スイッチＭＯＳがＯＦＦされると、そのＯＦＦの瞬間に、コンデンサＣ１の充電電荷が放電され、その放電によってパルス状の電流（放電電流）が流れる。この放電電流によってコンデンサＣ１の電荷が瞬間的に放電されると、以後、再びＯＮされるまで、モータ電流はモータ回路の合成インダクタンス値に応じた傾きで減少していく。

つまり、状態Ｃ、Ｃ’のときは、他の状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときと同じようにＰＷＭ周波数（ＰＷＭ周期）での電流の脈動が生じるのに加えて、更に、スイッチＭＯＳのＯＮ時及びＯＦＦ時のそれぞれにおいて、各ブラシ１６，１７間に接続されたコンデンサＣ１の充電、放電に伴うパルス状の電流が流れる。

そこで本実施形態では、信号処理部２２が、モータ２の回転に伴うモータ回路のインピーダンス変化によって生じる、モータ電流の変化（本実施形態では特に、上述したパルス状の電流の有無）に基づいて、回転パルスＳｐを生成する。そして、その回転パルスＳｐに基づき、回転検出部２３が、モータ２の回転角及び回転速度を検出する。

図６に、電流検出部２１及び信号処理部２２の具体的構成を示す。電流検出部２１は、モータ電流が流れる通電経路に配置された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端のうちモータ２側に接続されている一端とグランドの間の電圧が、モータ電流に応じた検出信号（本発明の電気量に相当）として信号処理部２２へ取り込まれる。

尚、このように電流検出抵抗Ｒ１の一端（モータ２側）とグランドの間の電圧を検出することによってモータ電流を検出する構成はあくまでも一例であり、モータ電流を直接又は間接的に検出できる限り、その具体的構成は他にも種々考えられる。例えば、電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧を差動増幅回路で増幅し、その差動増幅後の電圧（モータ電流を示す電圧）を信号処理部２２に入力するようにしてもよい。また例えば、電流プローブを設けて電流を検出するようにしてもよい。

信号処理部２２は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３１と、増幅部３２と、包絡線検波部３３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３４と、パルス生成閾値設定部３５と、比較部３６と、を備えている。

ＨＰＦ３１は、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ２からなる周知の高域通過フィルタ回路である。信号処理部２２に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ３１によって所定の遮断周波数より低い帯域の信号がカットされ、遮断周波数以上の帯域の信号が通過する。

この遮断周波数は、図４（ｂ）に示した、周波数ｆｃよりも大きい周波数ｆ１に設定されており、この周波数ｆ１以上の帯域が通過帯域としてこのＨＰＦ３１を通過する。
この周波数ｆ１以上の通過帯域には、上述した、状態Ｃ，Ｃ’においてスイッチＭＯＳのＯＮ、ＯＦＦの瞬間に生じるパルス状の電流の周波数成分も含まれている。このパルス状の電流は、遮断周波数ｆ１よりも高い所定の周波数を基本波周波数として、その基本波周波数の成分を含むのはもちろん、その基本波周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数ｆｎであるｎ倍波（２倍波、３倍波、４倍波、・・・）が含まれる。本実施形態では、パルス状の電流が有する全ての周波数成分がＨＰＦ３１を通過し、後段の増幅部３２へ入力される。

増幅部３２は、オペアンプ７と、オペアンプ７の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ７の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗Ｒ４とを備え、非反転入力端子に入力される信号（ＨＰＦ３１からの検出信号）が所定の増幅率にて増幅される。

増幅部３２にて増幅された検出信号は、包絡線検波部３３にて包絡線検波される。この包絡線検波部３３は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１２とを備えてなるものであり、ダイオードＤ１のアノードに、増幅部３２からの検出信号が入力される。

この包絡線検波部３３により、増幅部３２から入力された検出信号が包絡線検波され、その振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。
そして、その生成された検波信号は、ＬＰＦ３４にて高周波成分がカットされた上で、比較部３６に入力される。ＬＰＦ３４は、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１３からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ６にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。

比較部３６は、コンパレータ８と、コンパレータ８の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ９と、一端がコンパレータ８の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ３４に接続された抵抗Ｒ７と、一端がコンパレータ８の反転入力端子に接続されて他端がパルス生成閾値設定部３５に接続された抵抗Ｒ８とを備えてなるものである。

包絡線検波部３３から出力された検波信号は、ＬＰＦ３４を介して比較部３６に入力され、この比較部３６において抵抗Ｒ７を介してコンパレータ８の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ８の反転入力端子には、抵抗Ｒ８を介してパルス生成閾値設定部３５からのパルス生成閾値が入力される。これにより、コンパレータ８では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。

パルス生成閾値設定部３５にて設定され比較部３６に入力されるパルス生成閾値は、本実施形態では、インピーダンスが大きい状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間での検波信号よりも大きく、且つ、インピーダンスが小さくてスイッチＭＯＳのＯＮ・ＯＦＦのタイミングでパルス状の電流が流れる状態Ｃ、Ｃ’の期間での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。

そのため、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間では、包絡線検波部３３から比較部３６へ入力される検波信号は０Ｖであってパルス生成閾値設定部３５からの閾値よりも小さいため、コンパレータ８からはローレベルの信号が出力される。一方、状態Ｃ、Ｃ’の期間では、包絡線検波部３３から比較部３６へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ８からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ８から出力されたローレベル、ハイレベルの信号が、モータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐとして、回転検出部２３へ出力される。
このように、信号処理部２２では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して各種信号処理を行った上で回転パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスＳｐが生成される。

尚、本実施形態では、上記のように、ＨＰＦ３１の遮断周波数をｆ１として、この周波数ｆ１以上の成分に基づいて回転パルスＳｐを生成するようにしているが、どの周波数帯域の成分に基づいて回転パルスＳｐを生成するかということは非常に重要である。

例えば、図４（ｂ）に示す周波数ｆｃの成分に基づいて生成しようとしても、この周波数ｆｃではモータ回転中のインピーダンスが変化しない（各状態のインピーダンスが同じ）であるため、交流成分の変化が生じず、回転パルスＳｐを生成できない。また例えば、状態Ｃ，Ｃ’における共振周波数ｆｂの成分、或いは状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’における共振周波数ｆａの成分に基づいて生成しようとすると、モータ２を構成する各素子（各相コイルのインダクタンスやコンデンサＣ１の静電容量など）のばらつきや周囲環境（例えば周囲温度）などの各種要因によって共振周波数がずれてしまうと、インピーダンスも大きく変化して、回転パルスＳｐが正常に生成できなくなる可能性がある。

そのため、各共振周波数ｆａ、ｆｂを避け、且つ周波数ｆｃよりも高い周波数帯域の交流成分に基づいて回転パルスＳｐを生成するようにすれば、多少の共振周波数のずれが生じたとしても、インピーダンス比（状態Ｃ，Ｃ’のインピーダンスとそれ以外の状態のインピーダンスの比）の変化は極めて小さい。そのため、安価なコンデンサＣ１を用いたとしても、安定的に回転パルスＳｐを生成できる。

逆に、共振周波数のずれがほとんど生じないような環境下で使用したり、コンデンサＣ１として周囲環境の変動に対して素子値の変動が小さい高価なものを用いること等によって共振周波数のずれがほとんど生じないように構成されているような場合には、上記共振周波数ｆａ又はｆｂの成分に基づいて回転パルスＳｐを生成してもよい。各共振周波数ｆａ、ｆｂではインピーダンス比が大きい（特に共振周波数ｆｂでのインピーダンス比が大きい）ため、より確実且つ安定的に回転パルスＳｐを生成することができる。

回転検出部２３は、信号処理部２２から入力された回転パルスＳｐに基づき、例えばその回転パルスＳｐの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角や回転速度を検出する。また、本実施形態の回転検出部２３は、回転パルスＳｐをそのまま制御部２４に出力する機能も備えている。制御部２４は、その回転パルスＳｐを、後述するようにイニシャライズを行う際に用いる。即ち、制御部２４は、イニシャライズ時において、回転パルスＳｐの周期Ｔｎを演算し、その周期Ｔｎに基づいてダンパ５０の突き当てを検出してブレーキ（制動制御）を開始するのであるが、その詳細については後述する。

次に、モータ２が起動（回転開始）してから停止するまでのモータ電流波形の一例、及びそのモータ電流に基づく、信号処理部２２による回転パルスＳｐの生成の概要を、図７を用いて説明する。

図７に示すように、起動後、定常回転状態になるまでの初期段階では、一旦電流は急上昇した後に一定の電流値に落ち着いていく。そして、定常回転状態になると、電流値は平均的に一定となる。起動〜定常回転時は、定常時Ｄｕｔｙが５：５（５０％）であるため、スイッチＭＯＳがＯＮされる期間とＯＦＦされる期間は同じである。そして、状態Ｃ，Ｃ’の期間は、ＯＮ・ＯＦＦされる毎にパルス状の電流が発生する。

制動制御が開始されると、本実施形態では既述の通り制動時Ｄｕｔｙが１：９（１０％）であることから、スイッチＭＯＳの制御は、極短い期間ＯＮされてそれよりも遙かに長い期間ＯＦＦされる、という制御が繰り返される。これにより、制動制御開始時はモータ２の逆起電力によりモータ電流が一旦逆方向（定常回転時とは反対方向）に大きく低下するものの徐々に０に近づいていき、やがて、制動時Ｄｕｔｙ１：９の比率に応じた平均電流に落ち着いてモータ２は停止する。この制動開始〜停止の間も、定常回転時と同様、状態Ｃ，Ｃ’の期間は、スイッチＭＯＳがＯＮ・ＯＦＦされる毎にパルス状の電流が発生する。

そのため、ＨＰＦ３１の出力は、起動〜停止までの全期間に渡って、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは基本的に何も出力されず、状態Ｃ，Ｃ’のときに、上記パルス状の電流の周波数成分が出力される。そして、そのパルス状の電流に対応した検出信号が包絡線検波部３３により検波され、ＬＰＦ３４を経た後に、比較部３６にて、パルス生成閾値設定部３５により設定されるパルス生成閾値と検波信号との比較がなされる。そして、検波信号がパルス生成閾値よりも大きい期間において回転パルスＳｐが生成されることとなる。

なお、図７に示したモータ電流波形では、当該モータ電流に含まれる交流成分のうち、状態Ｃ，Ｃ’の期間におけるパルス状の電流のみ図示し、パルス状の電流以外の波形、即ちＰＷＭ周波数Ｓｆにて全期間に渡って生じる脈動（図５参照）については、図示を省略している。

このように、本実施形態では、起動〜定常回転時はもちろん、制動制御時においても、直流電源３からの直流電力の供給を完全に遮断するのではなく、所定のＤｕｔｙにてＰＷＭ制御を行うことにより、モータ２に電流を流すようにしている。制動制御時には、モータ２を停止し得る程度のＤｕｔｙ（上記の制動時Ｄｕｔｙ。本例では１０％。）にてＰＷＭ制御することにより、モータ２が停止するまでＰＷＭ制御を継続する。そのため、回転速度に関係なく回転パルスＳｐを生成でき、モータ２の回転角や回転速度を検出することができるのである。勿論、完全に停止した後も、引き続き、モータ２が回転しない程度の低いＤｕｔｙにてＰＷＭ制御を継続してもよい。

尚、本実施形態ではＰＷＭ周波数Ｓｆは一定に設定されているのであるが、これはあくまでも一例であり、状況に応じてＰＷＭ周波数Ｓｆを可変設定できるようにしてもよい。また、ＰＷＭ周波数Ｓｆは、モータ２の定格上の最大回転速度における、ブラシと整流子片の切り替わり周波数（回転パルスＳｐの周波数でもある）よりも高い周波数に設定されている。これは、本実施形態では上記のようにブラシと整流子片の切り替わりによって周期的に生じるモータ２のインピーダンスの変化を利用してモータ２の回転状態を検出するよう構成されているからである。

次に、イニシャライズについて説明する。本実施形態のダンパ駆動システムでは、制御部２４が、所定のタイミングでイニシャライズを実行する。イニシャライズを行うタイミングは適宜設定でき、例えば、車両のイグニションスイッチがオンされる毎に行ったり、或いは一定期間毎に行ったりすること等が考えられる。

本実施形態のイニシャライズは、既述の通り、基本的にはモータ２を正転させてダンパ５０を冷風送出壁１０１へ突き当てることにより行われる。即ち、モータ２を起動後、ダンパ５０が所定の突き当て直前位置へ駆動されるまではＤｕｔｙ９０％で駆動（定常回転）し、突き当て直前位置に到達した以後はＤｕｔｙ７０％に切り替え、更に、突き当てを検出したらＤｕｔｙ１０％として制動制御（ブレーキ）を行う。

但し、初めてイニシャライズを行う際には、ダンパ５０の位置（開度）が未知であるため、突き当て直前位置も設定されていない。そのため、その初回イニシャライズ時には、起動後、突き当てを検出するまでは一定のＤｕｔｙ（例えば９０％一定或いは７０％一定）で回転させる。そして、付き当てを検出したら、Ｄｕｔｙ１０％として制動制御を行う。

この初回イニシャライズにより、ダンパ５０が冷風送出壁１０１の壁面１０１ｂに突き当たってその駆動が停止された位置が、ダンパ５０の初期位置（モータ２の初期位置）として設定される。制御部２４は、イニシャライズを行うことによりモータ２の初期位置（ダンパ５０の初期位置）を設定し、その初期位置を基準としてモータ２を制御（ダンパ５０の駆動を制御）する。

初回イニシャライズによって初期位置が検出されると、制御部２４は、その初期位置に基づいて突き当て直前位置を設定する。そして、２回目以降のイニシャライズでは、既述の通り、その突き当て直前位置の前後でＤｕｔｙを変化させる。

図８に、２回目以降のイニシャライズ時における、ダンパ突き当て荷重とモータ回転速度の変化例を示す。
本実施形態のイニシャライズ処理（２回目以降）では、制御部２４は、まずモータ２をＤｕｔｙ９０％で起動させる。そして、時刻ｔ０にてモータ２の回転位置（ダンパ５０の位置）が突き当て直前位置に到達すると、Ｄｕｔｙを７０％を低下させて引き続き駆動を継続する。

この間、Ｄｕｔｙが９０％で定常回転しているときは、回転パルスＳｐの周期は約１２msecである。そして、時刻ｔ０でＤｕｔｙを７０％に下げると、モータ２の回転速度は低下し、回転パルスＳｐの周期は約１８msecとなる。また、ダンパ５０がユニットに接触するまで（即ちダンパ５０が冷風送出壁１０１の壁面１０１ｂに突き当たるまで）は、ダンパ５０による、壁面１０１ｂに対する荷重（突き当て荷重）は、当然ながら０である。

時刻ｔ１にてダンパ５０が壁面１０１ｂに突き当たると、モータ２の回転速度が低下し始めると共に、突き当て荷重が増加し始める。そのため、回転パルスＳｐの周期も、突き当たる直前の約１８msecから増加し始める。

そこで本実施形態では、その回転パルスＳｐの周期の低下具合に基づいて、ダンパ５０の突き当てを検出するようにしている。具体的には、起動後、回転パルスＳｐの周期の最小値（最低パルス周期Ｔｓｍ）を、回転パルスＳｐが生成される毎に（例えばパルスエッジ立ち上がり毎に）更新・記録する。これは言い換えれば、モータ２の回転速度の最大値（最大回転速度）を更新・記録するということでもある。この記録は、例えば図示しないＲＯＭやフラッシュメモリなどの記憶媒体に対して行う。そして、現在記録されている最低パルス周期Ｔｓｍに基づき、所定の閾値設定係数ｋを乗算することで、周期閾値を算出する。尚、この周期閾値に対応した回転速度は、本発明の速度閾値に相当するものである。

本例では、閾値設定係数ｋは例えば「２」に設定されている。そのため、図８の例では、起動後の最低パルス周期Ｔｓｍが１２msecであるため、この１２msecに閾値設定係数ｋ＝２を乗算することで、周期閾値が２４msecに設定される。

そこで、時刻ｔ１でダンパ５０が冷風送出壁１０１の壁面１０１ｂに突き当たることによりモータ２の回転速度が低下していき、これにより回転パルスＳｐの周期が１８msecから増加していってやがて時刻ｔ２で周期閾値２４msecを超えると、ダンパ５０が突き当たったものと判断して、モータ２のブレーキ（制動制御）を開始する。

ダンパ５０の突き当て荷重は、時刻ｔ１から上昇していくが、時刻ｔ２で突き当てが検出されてブレーキがかかると、その上昇も止まる。そして、本実施形態では、突き当て荷重が所定の目標荷重に達する前にモータ２にブレーキをかけ、これにより突き当て荷重がその目標荷重以上とならないように、閾値設定係数ｋが設定される。

この閾値設定係数ｋの設定方法は種々考えられるが、例えば、当該システムの工場出荷前に、突き当て後の回転パルスＳｐの周期変化と突き当て荷重の変化を計測し、その計測結果に基づいて、突き当て荷重が目標荷重に達する前の所定タイミングでの回転パルスＳｐの周期を基に閾値設定係数ｋを設定することができる。本例では、定常回転時の最低パルス周期が約１２msecであること、及び、突き当たり後に周期が２４msecを超えた時点でブレーキをかければ目標荷重に到達する前にモータ２を停止させることができて且つ最低パルス周期との差異も明確であることから、閾値設定係数ｋを「２」に設定している。尚、突き当て荷重の計測は、例えば、図１に示すように、冷風送出壁１０１の壁面１０１ｂに荷重センサ１２０を設けることにより行うことができる。

図８には、本実施形態における突き当て荷重の変化例に加え、従来制御Ａの場合の荷重変化例及び十例制御Ｂ（特許文献１に記載の方法）の場合の荷重変化例も示されている。図示の如く、従来制御Ａの場合、一律に一定期間（例えば起動から１５秒間）モータへの通電（Ｄｕｔｙ１００％通電）を継続するため、時刻ｔ１で突き当たった後、突き当て荷重は本実施形態よりも急な傾きで上昇していく。そして、その突き当て荷重は、目標荷重の倍に近い約２３［Ｎ］程度にまで上昇する。

また、従来制御Ｂの場合は、突き当たり直前にＤｕｔｙを低下させるため、時刻ｔ１で突き当たった後、突き当て荷重は本実施形態と同程度の傾きで上昇していく。しかし、従来制御Ｂはエンコーダを用いて回転状態を検出し、そのエンコーダカウント値のカウントアップがなくなったことをもってブレーキをかけるようにしているため、突き当たった後、迅速にその突き当たったことを検出できず、突き当たってから本実施形態よりも長い時間が経過した時刻ｔ３にて突き当たりが検出され、ブレーキがかかる。そのため、従来制御Ａと比べると突き当て荷重は約３０％低くなるものの、それでも十分に荷重が低減されているとはいえない。

これに対し、本実施形態の場合は、エンコーダ等のセンサを用いないセンサレスにて、モータ電流の交流成分の変化に基づいて非常に細かい精度で回転パルスＳｐを生成し、その周期に基づいて突き当てを判断するようにしているため、迅速且つ確実に突き当てを判断できる。そのため、従来制御Ｂにおける時刻ｔ３よりも早い時刻ｔ２にて突き当てを判断でき、突き当て荷重の上昇を迅速に止めることができる。尚、初回イニシャライズ時も、時刻ｔ０でのＤｕｔｙ低下がないことを除けば、基本的には図８と同様の特性となる。

次に、制御部２４が実行するイニシャライズ処理について、図９を用いて説明する。尚、図９に示すイニシャライズ処理のフローチャートでは、モータ２の起動後にそのＤｕｔｙを変化させることについては省略しており、イニシャライズ処理全体のうち特に突き当たりの検出に着目してそれに関わる処理を抜粋して図示している。

制御部２４は、所定のイニシャライズ実行タイミングにてこのイニシャライズ処理を開始すると、まずＳ１１０にて、モータ２を起動させる。即ち、Ｄｕｔｙ９０％でモータ２への通電を開始させる。そして、Ｓ１２０で、パルス周期の検出順番を示す周期番号ｎを１に設定する。

Ｓ１３０では、起動後、回転パルスＳｐが２パルス検出されたか否かを判断し、まだ検出されていない場合はＳ１４０に進んでタイムアウトしたか否かを判断する。即ち、このタイムアウトの判断は、モータ起動後、所定時間が経過するまでに２パルス検出されたか否かを判断するためのものであり、例えばダンパ５０が既に壁面１０１ｂに突き当たっている状態となっている場合のように、モータを起動させても回転せずに回転パルスＳｐが２パルス検出されないままその所定時間が経過した場合は、タイムアウトとしてＳ２８０に進む。Ｓ２８０では、イニシャライズが未完了である旨の判断を行う。

Ｓ１４０でタイムアウトと判断される前に回転パルスＳｐが２パルス検出された場合は、Ｓ１５０にて、その２つのパルスの時間間隔である、ｎ番目（ここでは１番目）のパルス周期Ｔｎ（＝Ｔ１）を算出する。そして、その算出したパルス周期Ｔｎを最低パルス周期Ｔｓｍとして記録する。

そして、Ｓ１７０にて、再び回転パルスＳｐが検出されたか否かを判断し、まだ検出されていない場合はＳ１８０に進んでタイムアウトしたか否かを判断する。このタイムアウトの判断は、Ｓ１７０でパルス検出されない状態が所定時間継続したか否かを判断するためのものであり、Ｓ１７０でパルス検出されないままその所定時間が経過した場合は、タイムアウトとしてＳ２８０に進む。

Ｓ１８０でタイムアウトと判断される前に次の回転パルスＳｐが検出された場合は、Ｓ１９０にて、周期番号ｎを１つインクリメントする。そして、Ｓ２００にて、今回Ｓ１７０にて検出された回転パルスＳｐとその直前に検出された回転パルスＳｐとの時間間隔である周期Ｔｎを算出する。

そして、Ｓ２１０にて、その算出した周期Ｔｎが、現在記録されている最低パルス周期Ｔｓｍより小さいか否か判断する。ここで、周期Ｔｎが現在の最低パルス周期Ｔｓｍ以上ならばＳ２４０に進むが、周期Ｔｎが現在の最低パルス周期Ｔｓｍより小さい場合は、Ｓ２２０にて、最低パルス周期Ｔｓｍをその周期Ｔｎに更新・記録する。更に、Ｓ２３０にて、その最低パルス周期Ｔｓｍとして更新された周期Ｔｎの周期番号ｎを、最低パルス周期番号ｘとして設定する。

そして、Ｓ２４０にて、現在記録されている最低パルス周期Ｔｓｍに閾値設定係数ｋを乗算することにより周期閾値を算出し、現在の周期Ｔｎがその周期閾値より大きく、且つ現在の周期番号ｎが最低パルス周期番号ｘより大きいか否かを判断する。そして、周期Ｔｎが周期閾値より大きく且つｎ＞ｘならば、ダンパ５０が壁面１０１ｂに突き当たったものと判断し、Ｓ２５０にてブレーキ（制動制御）を開始する。

そして、Ｓ２６０にて、回転パルスＳｐが一定期間継続して検出されなくなるまで待機し、一定期間継続して検出されなくなったら、Ｓ２７０にてイニシャライズ完了と判断して、このイニシャライズ処理を終了する。

尚、Ｓ２８０にてイニシャライズ未完了と判断された場合は、制御部２４は、例えば再度イニシャライズ処理を実行してみたり、或いはモータ２を逆転させてダンパ５０を温風送出壁１０２の壁面１０２ｂに突き当てることによるイニシャライズ処理に切り替えたりするなどの処理を行う。この逆転によるイニシャライズ処理は、モータ２の回転方向が異なるだけであって、イニシャライズ処理自体は図８と同様に行うことができる。

以上説明したように、本実施形態のダンパ駆動システムでは、回転パルスＳｐの周期に基づいてダンパ５０が壁面１０１ｂへの突き当てを検出する。その回転パルスＳｐは、ＰＷＭ制御を行うことによってモータ電流に含まれる交流成分の変化に基づいて生成されるものであり、エンコーダ等のセンサによって得られるパルス信号に比べて非常に高い分解能とすることができる。

そのため、システムのコストアップや大型化を抑えつつ、イニシャライズの際におけるダンパ５０の突き当て荷重を効果的に低減することができる。
また、本実施形態では、モータ２の起動後、最低パルス周期Ｔｓｍを更新・記録すると共に、その最低パルス周期Ｔｓｍ及び閾値設定係数ｋ（本例ではｋ＝２）をもとに周期閾値を設定して、現在のパルス周期Ｔｎがその周期閾値より大きくなったか否かをもってダンパ５０の突き当てを判断するようにしている。そのため、突き当ての判断（延いてはブレーキ開始タイミングの判断）を適切に行うことができる。

更に、本実施形態では、ＰＷＭ制御によって必然的に生じる交流成分を回転パルスＳｐの生成に有効利用している。モータ電流に交流成分を含ませる方法としては、本例以外にも、例えば後述する第２実施形態の交流重畳部４のように、交流電圧を印加するための独立した構成部材を設けることでも実現可能である。しかし、本例ではそういった独立した構成部材を設ける必要がないため、その分、システムのさらなる低コスト化・小型化が可能となる。

また、本実施形態では、モータ２として、第１相コイルＬ１に対して並列にコンデンサＣ１を接続した構成のものを用いており、これにより、図４で説明したように、状態Ｃ，Ｃ’とそうでない状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’とで、周波数が高いほどブラシ間のインピーダンス比が大きくなる。また、このようなモータ２の構成により、状態Ｃの期間中、ＰＷＭ制御によってスイッチＭＯＳがＯＮ・ＯＦＦされると、ＯＮの瞬間にコンデンサＣ１にパルス状の充電電流が流れ、ＯＦＦの瞬間にもパルス状の放電電流が流れる。これら充電電流、放電電流は、上述したように高い周波数成分を含むものであるため、スイッチング損失を小さくすべくＰＷＭ制御の周波数を低くしても、状態Ｃ，Ｃ’の期間においてその高い周波数成分を検出でき、これにより回転状態を確実に検出できる。

尚、図９のイニシャライズ処理において、Ｓ１５０及びＳ２００の処理は本発明の速度関連情報検出手段が実行する処理に相当し、Ｓ２１０〜Ｓ２２０の処理は本発明の最大速度関連情報記録手段が実行する処理に相当する。また、Ｓ２４０の判断処理において行われる、周期閾値の算出（最低パルス周期Ｔｓｍと閾値設定係数ｋの乗算）は、本発明の閾値情報設定手段が実行する処理に相当する。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態のダンパ駆動システムについて、図１０を用いて説明する。本実施形態のダンパ駆動システムは、図２に示した第１実施形態のダンパ駆動システムと比較して、主に次の三点が異なる。１つ目は、交流重畳部４を備えていること、２つ目は、モータ２への通電をＰＷＭ制御ではなく単に通電時はスイッチＭＯＳを常時ＯＮ、非通電時はスイッチＭＯＳを常時ＯＦＦさせることにより行うこと、３つ目は、電流検出部２１により検出されるモータ電流が図１１のような波形となって信号処理部２２はこのから回転パルスＳｐを生成すること、である。

交流重畳部４は、モータ２の回転状態を検出するための所定周波数の交流電圧を生成する交流信号発生部５と、モータ２の通電経路に交流信号発生部５で生成された交流電圧を重畳させてモータ２へ供給するためのカップリングコンデンサＣ２０とを備えている。カップリングコンデンサＣ２０の出力端は、モータ２の通電経路における、モータの第２端子２ｂとスイッチＭＯＳの間の経路に接続されている。また、その通電経路における、カップリングコンデンサＣ２０の出力端の接続部とスイッチＭＯＳの間には、インピーダンス素子２７が設けられている。尚、交流信号発生部５が生成する交流電圧は正弦波である。但し、正弦波であることはあくまでも一例にすぎず、例えば方形波や三角波などの他の種類の交流波形を用いても良い。

尚、スイッチＭＯＳがＯＮされてモータ２が回転している状態から、ブレーキをかけるべくスイッチＭＯＳをＯＦＦさせると、直流電源３からの直流電流はモータ２に流れなくなるが、交流重畳部４からの交流電流は、モータ２及びダイオードＤｂを含む電流ループを流れる。そのため、スイッチＭＯＳの状態にかかわらず、またモータ２の回転状態にかかわらず、モータ２には常に交流重畳部４からの交流電圧が印加され、交流電流が流れることとなる。

制御ユニット６０を構成する制御部６１は、モータ２を回転させる（延いてはダンパ５０を駆動する）際はスイッチＭＯＳを常時ＯＮさせ、モータ２の回転を停止させる（延いてはダンパ５０の駆動を停止する）際はスイッチＭＯＳをＯＦＦする。

また、制御部６１は、第１実施形態と同様、図８に示したイニシャライズ処理を行う。即ち、本実施形態でも、第１実施形態と同様、電流検出部２１により検出されたモータ電流に基づいて信号処理部２２が回転パルスＳｐを生成し、その回転パルスＳｐに基づいて回転検出部２３がモータ２の回転状態を検出する。そして、制御部６１が、その検出された回転状態に基づいてモータ２の駆動を制御すると共に、イニシャライズ処理を行う際には、回転パルスＳｐ及びその周期等に基づいてダンパ突き当てを検出し、ブレーキ（制動制御）を行う。

但し、本実施形態では、交流重畳部４によって正弦波交流電圧を重畳するため、モータ電流波形が第１実施形態とは異なる。具体的には、モータ電流は図１１（ａ）に示すように変化する。即ち、全体としては正弦波状に変化する波形であるが、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。そのため、信号処理部２２におけるパルス生成閾値設定部３５で生成すべきパルス生成閾値を、状態Ａのときの検波信号と状態Ｃのときの検波信号の中間値付近の値に設定すれば、比較部３６による比較がより正確に行われ、図１１（ｂ）に示すように回転角に応じた正確な回転パルスＳｐを確実に生成することができる。

そして、制御部６１は、上記のようにして生成された回転パルスＳｐに基づいて、第１実施形態と同様にイニシャライズ処理を行うことができる。但し本実施形態では、第１実施形態のようなＰＷＭ制御は行わないことから、起動後、突き当てが検出されるまではスイッチＭＯＳが常時ＯＮされてモータ２への通電が行われる。これは即ち、突き当てが検出されるまでＤｕｔｙ１００％で通電されるということである。そして、図８のイニシャライズ処理によって突き当てが検出された後は、スイッチＭＯＳがＯＦＦされ、これにより直流電源３からモータ２への直流電流の供給は停止されることとなる。

このように構成された本実施形態のダンパ駆動システムによっても、システムのコストアップや大型化を抑えつつ、イニシャライズの際におけるダンパ５０の突き当て荷重を効果的に低減することができる。

［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、回転パルスＳｐの周期に基づいてイニシャライズ時におけるダンパ突き当てを検出するようにしたが、周期以外に例えば回転速度に基づいて検出することもできる。回転パルスＳｐの周期は、実質的には回転速度に依存する物理量であり、回転速度を示す情報でもある。そのため、周期に限らず、回転速度を直接又は間接的に示す情報であれば、それに基づいてダンパ突き当てを検出することができる。

また、上記実施形態では、モータ２の起動後に最低パルス周期Ｔｓｍを更新・記録し、その最低パルス周期Ｔｓｍ及び閾値設定係数ｋによって周期閾値を設定するようにしたが、このような周期閾値の設定方法はあくまでも一例であり、ダンパ突き当てを確実且つ迅速に検出することが可能な周期閾値を適切に設定することができる限り、その設定方法は適宜決めればよい。

また、上記実施形態では、直流モータとして、一対のブラシを備えたΔ結線の３相直流モータを例示したが、これもあくまでも一例である。
更に、回転に伴ってブラシ間のインピーダンスを周期的に変化させるために、上記実施形態では第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１を接続したが、このような構成もあくまでも一例に過ぎない。

また、上記実施形態では、車両のエアコンユニット１００を構成するダンパ５０を駆動対象とするモータ２を例に挙げてその制御手法（特にイニシャライズ時のダンパ突き当て検出方法）を説明したが、本発明の適用はダンパ５０の駆動に限定されるものでないことはいうまでもない。

２…モータ、２ａ…第１端子、２ｂ…第２端子、３…直流電源、４…交流重畳部、５…交流信号発生部、７…オペアンプ、８…コンパレータ、１０…整流子、１１…第１整流子片、１２…第２整流子片、１３…第３整流子片、１６，１７…ブラシ、２０，６０…制御ユニット、２１…電流検出部、２２…信号処理部、２３…回転検出部、２４，６１…制御部、２６，２７…インピーダンス素子、３１…ＨＰＦ、３２…増幅部、３３…包絡線検波部、３４…ＬＰＦ、３５…パルス生成閾値設定部、３６…比較部、４０…ハウジング、４１，４２・・・磁石、５０…ダンパ、６１…制御部、１００…エアコンユニット、１０１…冷風送出壁、１０１ａ…冷風口、１０１ｂ…壁面、１０２…温風送出壁、１０２ａ…温風口、１０２ｂ…壁面、１１０…モータユニット、１１１…ウォームギア、１１２…第１減速ギア、１１３…第２減速ギア、１１４…第３減速ギア、１２０…荷重センサ、Ｃ１，Ｃ１２，Ｃ１３…コンデンサ、Ｃ２０…カップリングコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄｂ…ダイオード、Ｌ１…第１相コイル、Ｌ２…第２相コイル、Ｌ３…第３相コイル、ＭＯＳ…スイッチ、Ｒ１…電流検出抵抗、Ｒ２〜Ｒ９…抵抗

Claims (4)

1. 直流電源からの電力供給を受けて回転することにより駆動対象を駆動するよう構成された直流モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記駆動対象は、前記直流モータが少なくとも何れか一方の回転方向に回転して駆動されると、予め設けられた固定部材へ当接し、これによりその駆動が強制的に停止されるよう構成されており、
   前記直流モータは、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシを有すると共に、その一対のブラシ間のインピーダンスが該直流モータの回転に伴って周期的に変化するよう構成されており、
   当該モータ制御装置は、
   前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
   前記交流重畳手段により前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量の変化に基づいて、前記直流モータの回転速度を示す情報である速度関連情報を検出する速度関連情報検出手段と、
   前記速度関連情報検出手段により検出された前記速度関連情報に基づいて前記直流モータへの通電を制御して該直流モータの回転を制御する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記直流モータを前記少なくとも何れか一方の回転方向へ回転させている間、前記速度関連情報検出手段により検出された前記速度関連情報が、前記直流モータの回転速度が所定の速度閾値より低くなったことを示すものであるか否か判断し、該速度閾値より低くなったことを示すものであったならば、前記直流モータの回転を停止させるための制動制御を実行し、
   前記制御手段は、
   前記直流モータの回転開始後に該直流モータの最大回転速度を示す最大速度関連情報を記録するものであって、所定の更新タイミング毎に、その更新タイミングにおいて前記速度関連情報検出手段により検出された前記速度関連情報が、前記直流モータの回転速度が現在記録されている前記最大速度関連情報が示す前記最大回転速度より大きいことを示すものであるか否か判断し、該最大回転速度より大きいことを示すものであったならば、その現在記録されている前記最大速度関連情報を、その更新タイミングにおける前記回転速度に対応した前記最大速度関連情報に更新する、最大速度関連情報記録手段と、
   前記最大速度関連情報記録手段に記録されている前記最大速度関連情報に対し、予め定められた設定方法にて、その最大速度関連情報が示す前記最大回転速度よりも所定量低い回転速度を前記速度閾値としてその速度閾値を示す情報を閾値情報として設定する、閾値情報設定手段と、
   を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
   前記速度関連情報検出手段は、前記直流モータが一定量回転する毎にパルス信号を生成すると共に、そのパルス信号の周期を前記速度関連情報として検出するよう構成されており、
   前記最大速度関連情報記録手段は、前記最大速度関連情報として、前記パルス信号の周期の最小値である最小周期を記録するよう構成されており、
   前記閾値情報設定手段は、前記設定方法にて、前記速度閾値に対応した、前記最小周期よりも所定量大きい周期である周期閾値を、前記閾値情報として設定し、
   前記制御手段は、前記速度関連情報検出手段により検出された前記パルス信号の周期が、前記閾値情報設定手段により設定された前記閾値情報が示す前記周期閾値より大きくなったならば、前記制動制御を実行する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 直流電源からの電力供給を受けて回転することにより駆動対象を駆動するよう構成された直流モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記駆動対象は、前記直流モータが少なくとも何れか一方の回転方向に回転して駆動されると、予め設けられた固定部材へ当接し、これによりその駆動が強制的に停止されるよう構成されており、
   前記直流モータは、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシを有すると共に、その一対のブラシ間のインピーダンスが該直流モータの回転に伴って周期的に変化するよう構成されており、
   当該モータ制御装置は、
   前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
   前記交流重畳手段により前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量の変化に基づいて、前記直流モータの回転速度を示す情報である速度関連情報を検出する速度関連情報検出手段と、
   前記直流電源から前記直流モータへの通電経路に配置され、該通電経路を導通・遮断するためのスイッチ手段と、
   前記速度関連情報検出手段により検出された前記速度関連情報に基づいて前記直流モータへの通電を制御して該直流モータの回転を制御する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、所定のデューティ比にて前記スイッチ手段をＯＮ・ＯＦＦさせるＰＷＭ制御を行うことによって前記直流モータを回転させるよう構成されており、
   前記交流重畳手段は、前記制御手段が前記ＰＷＭ制御を実行することによって前記直流モータに流れる電流がそのＰＷＭ制御の周期に応じて変動することにより実現され、
   前記制御手段は、前記直流モータを前記少なくとも何れか一方の回転方向へ回転させている間、前記速度関連情報検出手段により検出された前記速度関連情報が、前記直流モータの回転速度が所定の速度閾値より低くなったことを示すものであるか否か判断し、該速度閾値より低くなったことを示すものであったならば、前記直流モータの回転を停止させるための制動制御を実行する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置であって、
   前記直流モータは、一回転中、前記一対のブラシ間に所定の静電容量値の静電容量素子が接続された状態となる静電容量素子接続期間が生じるように構成されており、
   前記通電検出手段は、前記電気量として、前記直流モータの一回転中における前記静電容量素子接続期間において生じる、前記ＰＷＭ制御により前記直流電源から前記直流モータへの通電経路が導通される導通タイミングで前記静電容量素子に流れる充電電流、及び、前記ＰＷＭ制御により前記通電経路が遮断される遮断タイミングで前記静電容量素子から放電される放電電流、のうち少なくとも一方を検出する
   ことを特徴とするモータ制御装置。