JP2011176927A - 系統電力平準化装置および画像診断システム - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動しても、系統電力の平準化が可能な系統電力平準化装置を実現させる。
【解決手段】電源1からの電力を負荷3に供給する系統母線9に、スイッチング素子411,412を有する双方向コンバータ41を介して接続されている蓄電デバイス42と、負荷3の消費電力を特定し、その消費電力を基に双方向コンバータ41を制御して蓄電デバイス42の充電／放電を行うと共に、充電／放電の電流または電力を特定する制御回路43とを備えた構成とし、制御回路43は、充電／放電の電流または電力の目標値と特定値との差分が所定の閾値未満になるまでスイッチング素子411（412）のオンまたはオフを保持した後、スイッチング素子411（412）のオン・オフ動作（スイッチング動作）を、パルス幅変調にて、特定値が目標値に近づくようフィードバック制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、双方向コンバータ（converter）と蓄電デバイス（device）とを用いて系統電力を平準化する系統電力平準化装置、および、その装置を備えた画像診断システム（system）に関する。

電気機器を使用する施設の電源設備への負担を軽減するなどの目的のため、その電気機器における系統電力（本書においては、電源から電気機器に供給される電力という意味で用いる）を平準化する方法が種々提案されている。例えば、電気機器における、電源から負荷に電力を供給する系統母線に、双方向コンバータを介して蓄電デバイスを接続する。そして、負荷の消費電力を特定し、その消費電力が小さいときに蓄電デバイスの充電を行い、その消費電力が大きいときに蓄電デバイスの放電を行うよう、双方向コンバータを制御する。すなわち、負荷の消費電力が小さいときには、系統電力の一部を蓄電にまわし、負荷の消費電力が大きいときには、負荷の消費電力の一部を蓄電エネルギー（energy）で補う（例えば、特許文献１，要約等参照）。これにより、系統電力を平準化する。

特開２００２−２７１９９３号公報

ところで、双方向コンバータは、降圧用のスイッチング（switching）素子と昇圧用のスイッチング素子を備えている。そして、昇圧用のスイッチング素子をオフ（off）した状態で、降圧用のスイッチング素子をスイッチング動作、すなわちオン（on）とオフとを交互に繰り返す動作をさせることにより、降圧型コンバータの動作をさせ、蓄電デバイスの充電を行う。また、降圧用のスイッチング素子をオフした状態で、昇圧用のスイッチング素子をスイッチング動作させることにより、昇圧型コンバータの動作をさせ、蓄電デバイスの放電を行う。なお、このスイッチング動作には、パルス幅変調（ＰＷＭ；pulse width modulation）を用い、充放電の電流や電力が目標値に近づくよう、ＰＷＭのデューティー比（duty ratio）、すなわちオン・オフ１サイクル（cycle）の期間に対するオン期間とオフ期間との比率をＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative）制御等でフィードバック（feed-back）制御する。また、このフィードバック制御のゲインパラメータ（gain
parameter）は、通常、負荷の消費電力が急激に変動しても充放電の電流がオーバーシュート（over-shoot）等しないよう、比較的穏やかな応答特性が得られるように設定される。

一方、電気機器の種類によっては、正常な稼動状態にあっても、負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動するものがある。例えば、Ｘ線ＣＴ（Computed Tomography）システム、胸部Ｘ線システム、ＭＲ（Magnetic
Resonance）システムなどの画像診断システムは、その代表的な例である。これらの画像診断システムは、大電力を消費するＸ線発生部や磁場発生部などの負荷を備えており、稼動時にはこれらの負荷のオン・オフを瞬間的に繰返し行うことが多い。

このような負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動する電気機器に、上述した電力平準化方法を適用しようとすると、上記のフィードバック制御における穏やかな応答特性により、蓄電デバイスの充放電における電流の目標値への収束が負荷の消費電力の変動に追いつかない。その結果、系統電力が適正に平準化されず、系統電力が定められた所定の電力を超えてしまうリスク（risk）があり、電源設備への負担を軽減できない。

このような事情により、負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動しても、系統電力を平準化することができる系統電力平準化装置、および、その装置を備えた画像診断システムが望まれている。

第１の観点の発明は、電源からの電力を負荷に供給する系統母線に接続されており、第１および第２のスイッチング素子を有する双方向コンバータと、該双方向コンバータに接続されている蓄電デバイスと、前記負荷の消費電力を特定する第１の特定部と、前記第１の特定部により特定された消費電力に基づいて、前記双方向コンバータを制御することにより、前記蓄電デバイスの充電および放電を制御する充放電制御部と、前記充電および放電の電流または電力を特定する第２の特定部とを備えており、前記充放電制御部は、前記充電または放電を行う際に、前記第１および第２のスイッチング素子の一方をオフしたまま、該充電または放電の電流または電力の目標値と前記第２の特定部による特定値との差分が第１の閾値より小さくなるまで、他方をオンまたはオフに保持した後、前記他方のスイッチング素子のオン・オフ動作を、パルス幅変調を用いて、前記特定値が前記目標値に近づくようフィードバック制御する第１のオン・オフ制御部を有している系統電力平準化装置を提供する。

第２の観点の発明は、前記充放電制御部が、前記充電または放電を開始する際に、前記差分が、前記第１の閾値より大きい第２の閾値より大きいかを判定する判定部と、前記充電または放電を行う際に、前記第１および第２のスイッチング素子の一方をオフしたまま、前記他方のスイッチング素子のオン・オフ動作を、パルス幅変調を用いて、前記特定値が前記目標値に近づくようフィードバック制御する第２のオン・オフ制御部とを有しており、前記判定部により前記差分が前記第２の閾値より大きいと判定された場合に、前記第１のオン・オフ制御部による制御を行わせ、前記判定部により前記差分が前記第２の閾値以下であると判定された場合に、前記第２のオン・オフ制御部による制御を行わせる上記第１の観点の系統電力平準化装置を提供する。

第３の観点の発明は、前記電源が、交流電源であり、前記第１の特定部が、前記交流電源の電圧波形の周期または該周期の所定数分の１の期間ごとに、前記負荷の消費電力を特定し、前記充放電制御部が、前記第１の特定部により特定された直近の所定回数分の消費電力に基づいて、前記充電および放電を制御する上記第１観点または第２の観点の系統電力平準化装置を提供する。

第４の観点の発明は、前記所定回数が、１から１０までの範囲の整数である上記第３の観点の系統電力平準化装置を提供する。

第５の観点の発明は、前記第１の特定部が、前記交流電源のゼロクロス（zero-cross）位相に同期して、前記負荷の消費電力を特定する上記第３の観点または第４の観点の系統電力平準化装置を提供する。

ここで、「ゼロクロス位相」とは、交流電源の電圧波形が中性相の電圧（ゼロボルト（zero volt）に規定することが多い）を交差する位相のことである。

第６の観点の発明は、前記充放電制御部が、さらに、前記第１の特定部により特定された直近のＮ１回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ１未満となったときに前記充電を開始して、前記第１の特定部により特定された直近のＮ２回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ２以上となったときに該充電を終了する制御と、前記第１の特定部により特定された直近のＮ３回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ３以上となったときに前記放電を開始して、前記第１の特定部により特定された直近のＮ４回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ４未満となったときに該放電を終了する制御とを行い、前記ＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、およびＴＨ４が、ＴＨ１≧ＴＨ２＞ＴＨ４≧ＴＨ３の関係を有している上記第３の観点から第５の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第７の観点の発明は、前記Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、およびＮ４が、１から１０までの範囲の整数である上記第６の観点の系統電力平準化装置を提供する。

第８の観点の発明は、前記交流電源が、三相交流電源であり、前記第１の特定部が、前記周期の６分の１の期間ごとに前記負荷の消費電力を特定し、前記Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、およびＮ４が、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝Ｎ４＝３である上記第７の観点の系統電力平準化装置を提供する。

第９の観点の発明は、前記ＴＨ１およびＴＨ２の組合せと、前記ＴＨ３およびＴＨ４の組合せとの少なくとも一方は、互いに異なる値による組合せである上記第６の観点から第８の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第１０の観点の発明は、前記放電の電力の目標値が、前記第１の特定部により特定された直近のＮ５回分の消費電力の代表値から、前記電源に負担させる最大電力を減算して成る電力値である上記第６の観点から第９の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第１１の観点の発明は、前記代表値が、平均値、中間値、中央値、または皮相電力相当値である上記第６の観点から第１０の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第１２の観点の発明は、前記充電の電流の目標値が、所定の固定値である上記第１の観点から第１１の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第１３の観点の発明は、前記フィードバック制御が、ＰＩＤ制御、Ｈ無限大（∞）制御、またはＬＱＩ制御を含んでいる上記第１の観点から第１２の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第１４の観点の発明は、前記蓄電デバイスが、電気二重層キャパシタ（capacitor）を含んでいる上記第１の観点から第１３の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を提供する。

第１５の観点の発明は、上記第１の観点から第１４の観点のいずれか一つの観点の系統電力平準化装置を備えている画像診断システムを提供する。

第１６の観点の発明は、前記負荷の少なくとも一部としてＸ線発生部を備えており、該Ｘ線発生部を用いてＸ線ＣＴ撮影を行う上記第１５の観点の画像診断システムを提供する。

第１７の観点の発明は、前記負荷の少なくとも一部としてＸ線発生部を備えており、該Ｘ線発生部を用いてＸ線撮影を行う上記第１５の観点の画像診断システムを提供する。

第１８の観点の発明は、前記負荷の少なくとも一部として磁場発生部を備えており、該磁場発生部を用いてＭＲ撮影を行う上記第１５の観点の画像診断システムを提供する。

上記観点の発明の系統電力平準化装置によれば、蓄電デバイスの充電または放電の制御において、双方向コンバータのスイッチング素子を、一旦、オンまたはオフに保持して、充電または放電の電流または電力を目標値の近くまで一気に上昇または下降させた後に、そのスイッチング素子のオン・オフをパルス幅変調にてフィードバック制御することができ、その充電または放電の電流または電力が目標値と離れていても、充放電の電流または電力をオーバーシュート等の過渡的な現象を伴わずに、目標値へ高速に収束させることができる。これにより、負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動しても、系統電力を平準化することができる。

発明の実施形態によるＸ線ＣＴシステムの構成を概略的に示す図である。 ゼロクロスパルス発生回路の具体例を示す図である。 負荷電流のリップル電流の微分成分と、これを基に生成されるゼロクロスパルスとの関係を示す図である。 Ｘ線発生開始時における、電源の電圧波形、ゼロクロスパルス、負荷電流、負荷電圧、および負荷の消費電力の時間変化を、同一時間軸上で見たときの図の一例である。 制御回路による系統電力平準化処理の一例のフローチャート（flowchart）である。 充電／放電制御処理の開始／停止を決定する閾値判定の閾値設定の一例を示す図である。 充電／放電制御処理の一例のフローチャートを示す図である。 充電／放電制御処理の他の例のフローチャートを示す図である。 図５に示す系統電力平準化処理の一例に対応した状態遷移図である。 図７に示す充電／放電制御処理の一例に対応した状態遷移図である。 図８に示す充電／放電制御処理の多の例に対応した状態遷移図である。 充電／放電制御を開始してからのキャパシタ電流の時間変化を示す図である。

以下、発明の実施形態について説明する。

図１は、本実施形態によるＸ線ＣＴシステムの構成を概略的に示す図である。

Ｘ線ＣＴシステム１００は、図１に示すように、電源１と接続されており、この電源１から電力の供給を受ける。電源１は、例えば、電力会社等が提供する電力系統に接続された変圧器の出力として実現される。ここでは、電源１は、交流三相電源であり、電源仕様は、例えば４８０〔ＶＡＣ〕、５０〔Ｈｚ〕である。

Ｘ線ＣＴシステム１００は、図１に示すように、ＡＣ−ＤＣ変換器２と、Ｘ線発生部３とを備えている。Ｘ線発生部３は、さらに、高電圧発生回路３１と、Ｘ線管３２とを備えている。ＡＣ−ＤＣ変換器２は、電源１に接続されており、電源１の電圧を交流から直流に変換する。高電圧発生回路３１は、ＡＣ−ＤＣ変換器２のＤＣ出力側に系統母線９を介して接続されており、Ｘ線発生の要求を受けてＸ線管３２に高電圧による電力を供給する。Ｘ線管３２は、その電力供給を受けてＸ線を発生させる。Ｘ線発生部３は、Ｘ線ＣＴシステム１００の負荷の一部であり、Ｘ線発生時には瞬間的に大電力を消費する。なお、ＡＣ−ＤＣ変換器２は、例えば、ダイオードブリッジ（diode bridge）などを含む整流器とすることができる。

また、Ｘ線ＣＴシステム１００は、図１に示すように、系統電力平準化装置４を備えている。系統電力平準化装置４は、双方向コンバータ４１と、大容量キャパシタ４２と、制御回路４３と、ゼロクロスパルス生成回路４４と、電圧・電流検出部４５とを備えている。ちなみに、キャパシタは、コンデンサ（condenser）ともいう。なお、双方向コンバータ４１は、発明における双方コンバータの一例であり、大容量キャパシタ４２は、発明における蓄電デバイスの一例であり、制御回路４３は、発明における充放電制御部、第１および第２の特定部の一例である。

双方向コンバータ４１は、系統母線９と接続されており、大容量キャパシタ４２は、双方向コンバータ４１と導線１０を介して接続されている。大容量キャパシタ４２は、ここでは、複数の電気二重層キャパシタにより構成されている。なお、大容量キャパシタ４２は、高分子キャパシタにより構成されていてもよい。また、蓄電デバイスとして、大容量キャパシタの代わりに、化学反応により充放電が行われる二次電池等を用いてもよい。

双方向コンバータ４１は、第１のスイッチング素子４１１、第２のスイッチング素子４１２、リアクトル（reactor）４１３、第１のダイオード４１４、および第２のダイオード４１５を備えている。ちなみに、リアクトルは、コイル（coil）ともいう。第１のスイッチング素子４１１と第２のスイッチング素子４１２は直列回路を形成し、系統母線９と接続されている。また、リアクトル４１３の一端は、これらのスイッチング素子４１１，４１２の接続点に接続されている。第１のダイオード４１４は、電流の流れる向きが第１のスイッチング素子４１１と逆になるよう、第１のスイッチング素子４１１と並列に接続されている。第２のダイオード４１５は、電流の流れる向きが第２のスイッチング素子４１２と逆になるよう、第２のスイッチング素子４１２と並列に接続されている。なお、第１および第２のスイッチング素子４１１，４１２としては、例えば、トランジスタ等を考えることができる。第１のスイッチング素子４１１は、昇圧用のスイッチング素子として機能し、第２のスイッチング素子４１２は、昇圧用のスイッチング素子として機能する。

大容量キャパシタ４２は、そのリアクトル４１３の他端と接続されている。

第２のスイッチング素子４１２をオフした状態で、第１のスイッチング素子４１１をスイッチング動作（オン・オフを繰り返す動作）させると、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作になり、大容量キャパシタ４２の充電が行われる。すなわち、第１のスイッチング素子４１１がオンすると、電源１、系統母線９、第１のスイッチング素子４１１、リアクトル４１３、導線１０、大容量キャパシタ４２、電源１のループで電流が流れ、その電流値は上昇し続ける。次に第１のスイッチング素子４１１がオフすると、その電流値は下降し続ける。

一方、第１のスイッチング素子４１１をオフした状態で、第２のスイッチング素子４１２をスイッチング動作させると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作になり、大容量キャパシタ４２の放電が行われる。すなわち、第２のスイッチング素子４１２がオンすると、大容量キャパシタ４２、導線１０、リアクトル４１３、第２のスイッチング素子４１２、大容量キャパシタ４２のループで電流が流れ、その電流値は上昇し続ける。このとき、リアクトル４１３に電気エネルギーが蓄積される。次に第２のスイッチング素子４１２がオフすると、リアクトル４１３に蓄積された電気エネルギーが放出され、大容量キャパシタ４２、導線１０、リアクトル４１３、第１のダイオード４１４、系統母線９、Ｘ線発生部３、大容量キャパシタ４２のループで電流が流れる。その電流値はオフした直後が最も大きく、徐々に下降する。

双方向コンバータ４１は、制御回路４３の制御を受けて、第１および第２のスイッチング素子４１１，４１２のオン・オフ動作を行う。

ゼロクロスパルス生成回路４４は、電源１および制御回路４３に接続されている。ゼロクロスパルス生成回路４４は、電源１である三相交流電源のいずれか一相の電圧波形をモニタ（monitor）し、その電圧波形が、三相交流電源の中性相の電圧（ゼロ電圧）と交差するゼロクロス位相に同期したゼロクロスパルスＺＣＰを生成する。そして、その生成されたゼロクロスパルスＺＣＰを、制御回路４３に出力する。図２は、ゼロクロスパルス生成回路４４の具体的な構成例を示している。なお、後述するように、電源が交流電源の場合には、負荷電流にリップル（ripple）電流が重畳する。そこで、図３に示すように、負荷電流ｉＬのリップル電流の微分成分ΔｉＬ／ΔｔをＡＣコンバータ等で検出し、これを基にゼロクロスパルスＺＣＰを生成するようにしてもよい。

電圧・電流検出部４５は、さらに、第１の電圧検出部４５１と、第１の電流検出部４５２と、第２の電圧検出部４５３と、第２の電流検出部４５４とを備えている。第１の電圧検出部４５１は、系統母線９の電圧、すなわち高電圧発生回路３１への入力電圧を、負荷電圧ＶＳとして検出する。第１の電流検出部４５２は、系統母線９の高電圧発生回路３１側で流れる電流、すなわち高電圧発生回路３１への入力電流を、負荷電流ｉＬとして検出する。第２の電圧検出部４５３は、導線１０の電圧、すなわち大容量キャパシタ４２の電圧をキャパシタ電圧ＶＣとして検出する。第２の電流検出部４５４は、導線１０に流れる電流、すなわち大容量キャパシタ４２に流れる電流（＝リアクトル４１３に流れる電流）を、キャパシタ電流ｉＣとして検出する。電圧・電流検出部４５は、制御回路４３と接続されており、検出された負荷電圧ＶＳ、負荷電流ｉＬ、キャパシタ電圧ＶＣ、およびキャパシタ電流ｉＣを、制御回路４３に出力する。

制御回路４３は、双方向コンバータ４１、ゼロクロスパルス生成回路４４、および電圧・電流検出部４５と接続されている。制御回路４３は、入力されてくるゼロクロスパルスＺＣＰ、負荷電圧ＶＳ、および負荷電流ｉＬに基づいて、Ｘ線発生部３の消費電力Ｐを所定のタイミング（timing）で逐次特定する。そして、その特定された消費電力Ｐの閾値判定により、大容量キャパシタ４２の充電制御の開始と終了、および、放電制御の開始と終了を決定する。また、制御回路４３は、充電制御および放電制御において、入力されてくるキャパシタ電圧ＶＣおよびキャパシタ電流ｉＣに基づいて、大容量キャパシタ４２の充電および放電の電流または電力を逐次特定する。そして、その特定された電流または電力が、所定の目標値に収束するよう、双方向コンバータ４１の第１および第２のスイッチング素子４１１，４１２のオン・オフを制御する。これにより、系統電力の平準化が行われる。

以下、制御回路４３による系統電力平準化処理について、詳しく説明する。

図４は、Ｘ線発生開始時における、電源１の電圧波形ＶＺ、ゼロクロスパルスＺＣＰ、負荷電流ｉＬ、負荷電圧ＶＳ、および負荷の消費電力Ｐｎのそれぞれの時間変化を、同一時間軸ｔ上で見たときの図の一例である。

まず、Ｘ線発生部３の消費電力Ｐの特定方法と、消費電力Ｐの閾値判定による充電／放電の開始／終了の決定方法について説明する。

一般的に、電源が交流電源である場合、図４のｉＬにて示すように、負荷電流にリップル電流が重畳する。そして、このリップル電流は、交流電源の周波数に応じた所定の周波数で脈動する。例えば、単相交流電源を半波整流すると、その単相交流電源の周波数と同じ周波数で脈動し、単相交流電源を全波整流すると、その単相交流電源の周波数の２倍の周波数で脈動する。また、三相交流電源を半波整流すると、その三相交流電源の周波数の３倍の周波数で脈動し、三相交流電源を全波整流すると、その三相交流電源の周波数の６倍の周波数で脈動する。一方、負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動するシステムにおいて、系統電力の平準化を行うには、蓄電デバイスの放電／充電の開始／終了を高速に決定する必要があり、負荷の消費電力の特定にも高速性が要求される。例えば、Ｘ線ＣＴシステムでは、Ｘ線を発生させる１００〜２００〔ｍＳ〕程度の期間だけ、負荷の消費電力が３０〜５０〔ｋＷ〕程度増大するようなケース（case）も考えられる。そのため、充電と放電の開始と終了がこの変動に追従できる程度の高速性を持って、負荷の消費電力を特定したい。このような場合に、負荷の消費電力の閾値判定における判定結果のバタツキを無くし、充放電制御を安定させるには、リップルの周期と同じ期間またはその数倍の期間における負荷の消費電力を特定するのがよい。

また、交流電源の周波数は、規格上は５０〔Ｈｚ〕や６０〔Ｈｚ〕のように規定されるが、実際の電圧波形の周波数は、無負荷の状態で±数％の範囲、有負荷の状態で＋数％〜−２０％程度の範囲まで変動することが多い。そのため、交流電源の規格上の周波数ではなく、実際の電圧波形の周波数に同調して、負荷の消費電力を特定するのが望ましい。

さらに、交流電源が三相交流電源である場合には、相アンバランス（unbalance）、例えば各相間の電圧の不均一性などに応じて、個々のリップル間でアンバランスが生じることがある。そのため、負荷の消費電力の閾値判定は、例えばリップル１個分〜１０個分程度の期間における負荷の消費電力に対して行うのが望ましい。三相交流電源の場合には、リップル３個分ごとに同じリップルのパターン（pattern）を繰り返すことが多い。したがって、リップル３個分またはその倍数分の期間における負荷の消費電力に対して閾値判定を行うようにすれば、その判定結果のバタツキをさらに抑えることができる。

本実施形態では、負荷電流ｉＬに重畳するリップル電流は、図４のＶＺにて示すように、電源１の三相交流電源における各相の電圧波形ＶＺ１〜ＶＺ３ごとに、その半周期を周期として出現する。各相の電圧波形の位相は、それぞれ１２０°ずつシフト（shift）しているので、この三相交流電源における一電圧波形の１周期の１／６の周期でリップルが現れることになる。

そこで、制御回路４３は、図４のＧＰにて示すように、入力されてくるゼロクロスパルスＺＣＰに基づいて、このゼロクロスパルスＺＣＰに同調しており、このゼロクロスパルスＺＣＰの１周期Ｔの１／３の周期（三相交流電源における一電圧波形の１周期の１／６の周期）Ｔ′で繰り返されるパルスＧＰを内部で生成する。

そして、図４のＰｎにて示すように、この生成されたパルスＧＰに同期して、周期Ｔ′の期間ごとに、負荷電圧ＶＳの実効値電圧と負荷電流ｉＬの実効値電流とを求め、これらの実効値電圧と実効値電流に基づいて、Ｘ線発生部３の消費電力（例えば、皮相電力）Ｐｎを特定する。

制御回路４３は、直近に特定されたＮ回数分のＸ線発生部３の消費電力Ｐｎの代表値に対して閾値判定を行い、大容量キャパシタ４２の充電制御／放電制御の開始／終了の決定を行う。この代表値としては、例えば、平均値、中間値、中央値、皮相電力相当値などを考えることができるが、ここでは、一例として平均値を用いる。図４のΣＰｎ／３は、一例として、回数Ｎ＝３とした場合におけるＸ線発生部３の消費電力Ｐｎの平均値ΣＰｎ／３を示している。なお、これ以降、直近に特定されたＮ回数分のＸ線発生部３の消費電力Ｐｎの平均値を直近負荷電力と称し、ΣＰｎ／Ｎで表すことにする。

このようにすれば、負荷の消費電力の閾値判定における判定結果のバタツキを無くして充放電制御を安定させることができる。また、Ｘ線ＣＴシステムが設置される施設に応じて微妙に変動する電源周波数、相アンバランスにも対応できる。さらに、三相交流電源と単相交流電源のいずれにも対応できる。

ちなみに、制御回路４３は、アナログ（analog）回路ではなく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのコンフィギュアラブル（configurable）なデジタルＩＣ（digital IC）で構成し、その制御をデジタル制御で行うのが望ましい。デジタル制御であれば、電力計算のための回路が複雑になることもなく、柔軟な設定変更も可能になる。例えば、各施設の系統能力または蓄電容量に応じた管理電力（系統電力が負担する最大電力）の変更が容易になる。また例えば、放電を開始する負荷の消費電力の閾値や、充電を開始する負荷の消費電力の閾値などの設定変更も容易になる。

なお、本実施形態では、ゼロクロスパルス生成回路４４を備え、このゼロクロスパルスを基に、交流電源である電源１の実際の電圧波形の周波数に同調して消費電力Ｐｎを特定している。しかし、ゼロクロスパルス生成回路に代えて、交流電源である電源１の規格上の周波数若しくはその所定倍の周波数に周波数を固定してパルスを生成するパルス生成回路を備え、このパルスを基に、電源１の規格上の周波数に同調して消費電力Ｐｎを特定してもよい。このようにしても、例えば、電源１の実際の電圧波形の周波数の変動が少なく、相バランスもよい場合には、比較的安定した充放電制御を行うことができる。

次に、系統電力平準化処理の流れについて説明する。

図５は、制御回路４３による系統電力平準化処理のフローチャートである。

ステップ（step）Ｓ１では、制御回路４３は、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ１を求め、この直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ１が、第１の閾値ＴＨ１以上であるか否かを判定する。直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ１が第１の閾値ＴＨ１以上であると判定されたときには、系統電力が大きく、系統への負担が重いと認識し、ステップＳ２に進む。一方、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ１が第１の閾値ＴＨ１未満であると判定されたときには、ステップＳ５に進む。

ステップＳ２では、制御回路４３は、大容量キャパシタ４３の放電制御処理を開始する。その後、ステップＳ３に進む。なお、この放電制御処理については、後ほど詳しく説明する。

ステップＳ３では、制御回路４３は、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ２を求め、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ２が第２の閾値ＴＨ２（≦ＴＨ１）未満であるか否かを判定する。直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ２が第２の閾値ＴＨ２未満であると判定されたときには、系統電力は大きくなく、系統への負担は重くないと認識し、ステップＳ４に進む。一方、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ２が第２の閾値ＴＨ２以上であると判定されたときには、系統への負担は依然として重いと認識し、ステップＳ３に戻り、大容量キャパシタ４３の放電制御処理を継続する。

ステップＳ４では、大容量キャパシタ４３の放電制御処理を終了する。その後、ステップＳ１０に進む。

ステップＳ５では、制御回路４３は、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ３を求め、この直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ３が、第３の閾値ＴＨ３（＜ＴＨ２）未満であるか否かを判定する。直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ３が第３の閾値ＴＨ３未満であると判定されたときには、系統電力が小さく、系統への負担が軽いと認識し、ステップＳ６に進む。一方、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ３が第３の閾値ＴＨ３以上であると判定されたときには、系統電力が小さくなく、系統への負担が軽くないと認識し、ステップＳ１０に進む。

ステップＳ６では、制御回路４３は、大容量キャパシタ４３の充電制御処理を開始する。その後、ステップＳ７に進む。なお、この充電制御処理については、後ほど詳しく説明する。

ステップＳ７では、制御回路４３は、キャパシタ電圧ＶＣの現在値ＶＣｍが、キャパシタ電圧ＶＣの目標値ＶＣｔ以上であるか否かを判定する。目標値ＶＣｔは、通常、大容量キャパシタ４３の定格電圧の９０〜９８％程度に設定される。現在値ＶＣｍが目標値ＶＣｔ以上であると判定されたときには、大容量キャパシタ４３が満タンに充電されたと認識し、ステップＳ９に進む。一方、現在値ＶＣｍが目標値ＶＣｔ未満であると判定されたときには、ステップＳ８に進む。

ステップＳ８では、制御回路４３は、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ４を求め、この直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ４が、第４の閾値ＴＨ４（＜ＴＨ２，≧ＴＨ３）以上であるか否かを判定する。直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ４が第４の閾値ＴＨ４以上であると判定されたときには、系統電力が小さくなく、系統への負担が軽くないと認識し、ステップＳ９に進む。一方、直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ４が第４の閾値ＴＨ４未満であると判定されたときには、ステップＳ７に戻る。

ステップＳ９では、大容量キャパシタ４３の充電制御処理を終了する。その後、ステップＳ１０に進む。

ステップＳ１０では、諸種の情報に基づいて、系統電力平準化処理を終了するか否かを判定する。終了すると判定された場合には、系統電力平準化処理を終了する。一方、継続すると判定された場合には、ステップＳ１に戻って、系統電力平準化処理を継続する。

ただし、閾値ＴＨ１〜ＴＨ４は、ＴＨ１≧ＴＨ２＞ＴＨ４≧ＴＨ３の関係を有している。ここで、回数Ｎ１〜Ｎ４および閾値ＴＨ１〜ＴＨ４の数値は、充電／放電制御処理の開始／終了を決定する上での、Ｘ線発生部３の実際の消費電力の変動に対する感度を決める性格を持つ。回数Ｎ１〜Ｎ４を小さくすれば、Ｘ線発生部３の実効消費電力の平均値に寄与するサンプル数が減るので、その平均値の変動は高速になり、その変動幅は大きくなる。この場合、上記の感度は高くなる。逆に、回数Ｎ１〜Ｎ４を大きくすれば、実効消費電力の平均値に寄与するサンプル数が増えるので、実効消費電力の平均値の変動は低速になり、その変動幅は小さくなる。この場合、上記の感度は低くなる。また、閾値を、ＴＨ１＞ＴＨ２，ＴＨ４＞ＴＨ３の関係にすれば、充電／放電制御処理の開始／終了の決定に係る、Ｘ線発生部３の実効消費電力の平均値の閾値判定において、「開始」の決定に用いる閾値と、「終了」の決定に用いる閾値とに差ができので、これらの閾値判定において、いわゆるヒステリシス（hysteresis）を持たせることなる。そして、閾値ＴＨ１とＴＨ２の差分、閾値ＴＨ３とＴＨ４の差分を大きくすれば、「開始」の決定に用いる閾値と、「終了」の決定に用いる閾値との差が大きくなるので、その閾値判定におけるヒステリシスを大きくすることなる。この場合、上記の感度は低くなる。

なお、回数Ｎ１〜Ｎ４は、Ｘ線発生部３の消費電力の変動に対する高速性やその変動幅等を考慮して、例えば１〜１０の範囲の整数にすることが望ましい。また、閾値ＴＨ１〜ＴＨ４は、実際の充放電制御における回路動作を見て決めるのが望ましい。ここでは、一例として、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝Ｎ４＝３とし、ＴＨ１＝ＴＨ２＝Ｐｏ＞ＴＨ４＝ＴＨ３＝Ｐｕとする。閾値Ｐｏ，Ｐｕは、例えば、図６に示すように、ＰｏをＸ線発生時の直近負荷電力ΣＰｎ／３より少しだけ小さい値とし、ＰｕをＸ線非発生時の直近負荷電力ΣＰｎ／３より少しだけ大きい値とする。

次に、制御回路４３による充電／放電制御処理について説明する。なお、充電／放電制御処理では、大容量キャパシタ４２の充電／放電電力を制御する方法もあるが、ここでは、制御がより容易になるよう、大容量キャパシタ４２の充電／放電電流を制御する方法を採用する。また、キャパシタ電流ｉＣは、充電制御では充電時に大容量キャパシタ４２に流れる電流の向きを正とし、放電制御では、放電時に大容量キャパシタ４２に流れる電流の向きを正とする。

図７は、充電／放電制御処理のフローチャートを示す図である。

ステップＴ１では、充電／放電制御におけるキャパシタ電流ｉＣの目標値ｉＣｔを設定する。

放電制御の場合、ここでは、Ｘ線発生部３の消費電力のうち、管理電力（系統母線電力に負担させる最大電力）を除いたものを、大容量キャパシタ４２の放電による電力で補う。そこで、目標値ｉＣｔは、{直近負荷電力ΣＰｎ／Ｎ５−管理電力Ｐａ}／キャパシタ電圧ＶＣに設定する。なお、回数Ｎ５は、例えば１〜１０の整数で、一例として、Ｎ５＝３である。また、放電制御における目標値ｉＣｔは、逐次更新される変動値である。

充電制御の場合、目標値ｉＣｔは、Ｘ線発生部３の消費電力に応じて逐次更新させる変動値としてもよいが、ここでは、充電の管理が容易になるよう、目標値ｉＣｔを固定値ｉ１とする。固定値ｉ１は、一例として、ｉ１＝２０〔Ａ〕程度とする。

ステップＴ２では、キャパシタ電流ｉＣの目標値ｉＣｔと現在値ｉＣｍとの差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、所定の閾値ｉｅ１（発明における第２の閾値）より小さいか否かを判定する。ここで、閾値ｉｅ１は、目標値ｉＣｔと現在値ｉＣｍとが離れていると判断できる基準として設定された値である。差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ１より大きいと判定されたときには、ステップＴ３に進む。一方、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ１以下であると判定されたときには、ステップＴ５に進む。

ステップＴ３では、次に示すように、条件に応じて、第１のスイッチング素子４１１をオンまたはオフに保持し、第２のスイッチング素子４１２をオンまたはオフに保持する制御を開始する。

放電制御の場合であって、目標値ｉＣｔ＞現在値ｉＣｍであれば、第１のスイッチング素子４１１をオフしたまま、第２のスイッチング素子４１２をオンに保持する。この状態では、キャパシタ電流ｉＣは上昇し続ける。

放電制御の場合であって、目標値ｉＣｔ＜現在値ｉＣｍであれば、第１のスイッチング素子４１１をオフしたまま、第２のスイッチング素子４１２をオフに保持する。この状態では、キャパシタ電流ｉＣは下降し続ける。

充電制御の場合であって、目標値ｉＣｔ＞現在値ｉＣｍであれば、第２のスイッチング素子４１２をオフしたまま、第１のスイッチング素子４１１をオンに保持する。この状態では、キャパシタ電流ｉＣは上昇し続ける。

充電制御の場合であって、目標値ｉＣｔ＜現在値ｉＣｍであれば、第２のスイッチング素子４１２をオフしたまま、第１のスイッチング素子４１１をオフに保持する。この状態では、キャパシタ電流ｉＣは下降し続ける。

ステップＴ３の後は、ステップＴ４に進む。

ステップＴ４では、キャパシタ電流ｉＣの目標値ｉＣｔと現在値ｉＣｍとの差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、閾値ｉｅ１より小さい値である閾値ｉｅ２（発明における第１の閾値）より小さいか否かを判定する。ここで、閾値ｉｅ２は、目標値ｉＣｔと現在値ｉＣｍとが近いと判断できる基準として設定された値である。なお、閾値ｉｅ１およびｉｅ２は、例えば、リアクトル４１３の定数、第２のスイッチング素子４１２のスイッチング周波数、キャパシタ電流の目標値ｉＣｔ、大容量キャパシタ４２の容量、Ｘ線発生部３の消費電力のサンプリング周波数等を考慮して設定される。

この判定において、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、閾値ｉｅ２より小さいと判定されたときには、ステップＴ５に進む。一方、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、閾値ｉｅ２以上であると判定されたときには、ステップＴ３に戻る。

ステップＴ５では、第１のスイッチング素子４１１および第２のスイッチング素子４１２の一方をオフしたまま、他方をパルス幅変調にてスイッチング動作させるとともに、キャパシタ電流ｉＣの現在値ｉＣｍが目標値ｉＣｔに近づくよう、そのパルス幅変調のデューティー比をフィードバック制御する制御を開始（既に開始していれば継続）する。

この制御では、放電制御の場合は、第１のスイッチング素子４１１をオフして、第２のスイッチング素子４１２をスイッチング動作させる。充電制御の場合は、第２のスイッチング素子４１２をオフして、第１のスイッチング素子４１１をスイッチング動作させる。ステップＴ５の後は、ステップＴ６に進む。

なお、上記のフィードバック制御としては、例えば、ＰＩＤ制御、Ｈ無限大（∞）制御、またはＬＱＩ制御を含むものを考えることができる。

ステップＴ６では、キャパシタ電流ｉＣの目標値ｉＣｔと現在値ｉＣｍとの差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、閾値ｉｅ２より小さいか否かを判定する。差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、閾値ｉｅ２より小さいと判定されたときには、ステップＴ５に戻る。一方、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が、閾値ｉｅ２以上であると判定されたときには、ステップＴ３に戻る。

このような充電／放電制御処理によれば、まず、キャパシタ電流ｉＣの目標値ｉＣｔと現在値ｉＣｍとの差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ１より大きいか否かを判定することにより、キャパシタ電流ｉＣの目標値と現在値とが離れているかどうかを確認する。そして、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ１より大きいと判定されたとき、すなわち、キャパシタ電流ｉＣの目標値と現在値とが離れていると認められたときには、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ２より小さくなるまで、第２のスイッチング素子４１２をオンまたはオフに保持する制御（以下、この制御をオン・オフ保持制御という）を行う。これにより、キャパシタ電流ｉＣを目標値の付近まで一気に上昇または下降させる。オン・オフ保持制御は、フィードバック制御ではないので、オーバーシュート等の過渡的な現象を伴うことはない。その後、第２のスイッチング素子４１２のスイッチング動作をパルス幅変調にて行うとともに、キャパシタ電流ｉＣの現在値ｉＣｍが目標値ｉＣｔに近づくよう、パルス幅変調のデューティー比をフィードバック制御する制御（以下、この制御をＰＷＭフィードバック制御という）に切り換える。これにより、目標値の付近まで上昇または下降したキャパシタ電流ｉＣを、さらに目標値に近づけてゆく。

なお、充電制御の場合、オン・オフ保持制御で第１のスイッチング素子４１１をオンしている間も、ＰＷＭフィードバック制御に切り換わって第１のスイッチング素子４１１をオン・オフしている間も、系統母線９から双方向コンバータ４に電流が流れる。放電制御の場合、オン・オフ保持制御で第２のスイッチング素子４１２をオンしている間は、双方向コンバータ４から系統母線９には電流が流れず、ＰＷＭフィードバック制御に切り換わって第２のスイッチング素子４１２が初めてオフしたときに、大容量キャパシタ４２の放電によりリアクトル４１３に蓄積された電気エネルギーが系統母線９に大きな電流となって流れる。

一方、ステップＴ２の判定で、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ１以下であると判定されたとき、すなわち、キャパシタ電流ｉＣの目標値と現在値とが近いと認められたときには、即、ＰＷＭフィードバック制御を行う。これにより、キャパシタ電流ｉＣを目標値に収束させる。

また、ＰＷＭフィードバック制御を行っている最中に、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜が閾値ｉｅ１を超えることがあれば、オン・オフ保持制御に移行する。

このように、オン・オフ保持制御とＰＷＭフィードバック制御をうまく使い分けて制御する、言わばハイブリッド（hybrid）制御を行うことにより、放電制御におけるキャパシタ電流ｉＣすなわち大容量キャパシタ４２の充電／放電電流を、オーバーシュート等の過渡的な現象を伴わずに、目標値へ高速に収束させることが可能となる。

なお、充電／放電制御処理は、図８に示すように、上記のステップＴ２の、差分｜ｉＣｔ−ｉＣｍ｜の閾値判定を省き、ステップＴ１の後、ステップＴ３に進んで、即、オン・オフ保持制御を開始するようにしてもよい。

ちなみに、図９〜図１１は、制御回路４３をステートマシン（state
machine）として考えた場合の状態遷移図であり、図９は、図５に示す系統電力平準化処理の一例、図１０は、図７に示す充電／放電制御処理の一例、図１１は、図８に示す充電／放電制御処理の他の例にそれぞれ対応している。これらの図において、「Ｉｄｌｅ」状態は、充電制御と放電制御のいずれも行っていない状態である。また、充電／放電制御において、オン・オフ保持制御からＰＷＭフィードバック制御に移行するときは、オン・オフ保持制御にて用いられた制御用パラメータが、そのＰＷＭフィードバック制御の開始時に用いられる。

図１２は、充電／放電制御を開始してからのキャパシタ電流ｉＣの時間変化を示す図である。各グラフ（graph）において、横軸は時間ｔ、縦軸はキャパシタ電流ｉＣである。図１２（ａ）のグラフは、キャパシタ電流ｉＣの目標値と現在値とが離れている状態で、双方向コンバータ４１におけるスイッチング素子のスイッチング動作を、従来通り、ＰＷＭを用いたＰＩＤ制御で開始した場合の例である。図１２（ｂ）のグラフは、キャパシタ電流ｉＣの目標値と現在値とが離れている状態で、双方向コンバータ４１におけるスイッチング素子のスイッチング動作を、本実施形態のハイブリッド制御で開始した場合の例である。また、図１２（ｃ）のグラフは、キャパシタ電流ｉＣの目標値と現在値とが近い状態で、双方向コンバータ４１におけるスイッチング素子のスイッチング動作を、本実施形態のハイブリッド制御で開始した場合の例である。

図１２（ａ）に示すように、従来のＰＷＭを用いたＰＩＤ制御では、制御開始からスイッチング素子のスイッチング動作を行うので、キャパシタ電流ｉＣは、上昇と下降を繰り返しながら、徐々に目標値へ近づいてゆく。そのため、制御開始時にキャパシタ電流ｉＣが目標値ｉＣｔから離れていると、キャパシタ電流ｉＣが目標値ｉＣｔに収束するまでの時間ｔａが長くなる。

一方、図１２（ｂ）に示すように、本実施形態のハイブリッド制御では、制御開始時にキャパシタ電流ｉＣが目標値ｉＣｔから離れていると、スイッチング素子をオンまたはオフに保持し、キャパシタ電流ｉＣをｉＣｔ±ｉｅ２の範囲まで一気に上昇または下降させて目標値ｉＣｔに近づけるので、キャパシタ電流ｉＣが目標値ｉＣｔに収束するまでの時間ｔａが短縮できる。

ちなみに、図１２（ｃ）に示すように、本実施形態のハイブリッド制御では、制御開始時にキャパシタ電流ｉＣがｉＣｔ±ｉｅ１の範囲に入るくらい目標値ｉＣｔに近ければ、従来と同様のＰＷＭを用いたＰＩＤ制御を開始するので、キャパシタ電流ｉＣは、従来通り自然な動作で目標値ｉＣｔに収束してゆく。

このように、本実施形態によれば、大容量キャパシタ４２の充電または放電の制御において、双方向コンバータ４１のスイッチング素子のオン・オフをいきなりパルス幅変調でフィードバック制御するのではなく、一旦、オンまたはオフに保持して、その充電または放電の電流を目標値の近くまで一気に上昇または下降させた後に、そのスイッチング素子のオン・オフをパルス幅変調にてフィードバック制御するので、その充電または放電の電流が目標値と離れていても、充放電の電流または電力を、オーバーシュート等の過渡的な現象を伴わずに、目標値へ高速に収束させることができ、負荷の消費電力が高速かつ大幅に変動しても、系統電力を平準化することができる。

なお、発明の実施形態は、本実施形態に限定されず、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の変形が可能である。

例えば、本実施形態では、電源１は、三相交流電源であるが、単相交流電源であってもよいし、直流電源であってもよい。電源１が単相交流電源ある場合には、Ｘ線発生部３の消費電力Ｐｎは、例えば、ゼロクロスパルスＺＣＰに同期して特定するようにする。また、電源１が直流電源である場合には、ＡＣ−ＤＣ変換器２およびゼロクロスパルス発生回路４４は不要であり、Ｘ線発生部３の消費電力Ｐｎは、適当な時間間隔で特定するようにする。

また、例えば、本実施形態は、Ｘ線ＣＴ撮影を行う画像診断システムに、系統電力平準化装置を適用した例である。しかし、例えば、負荷の一部としてＸ線発生部を備えており、単純なＸ線撮影を行う画像診断システムや、負荷の一部として磁場発生部を備えており、ＭＲ撮影を行う画像診断システム等に、系統電力平準化装置を適用した例もまた、発明の実施形態として考えられる。また、このような画像診断システム以外の電気機器に系統電力平準化装置を適用した例も、もちろん、発明の実施形態として考えられる。

１ 電源
２ ＡＣ−ＤＣ変換器
３ Ｘ線発生部（負荷）
３１ 高電圧発生回路
３２ Ｘ線管
４ 系統電力平準化装置
４１ 双方向コンバータ（双方向コンバータ）
４１１ 第１のスイッチング素子
４１２ 第２のスイッチング素子
４１３ リアクトル
４１４ 第１のダイオード
４１５ 第２のダイオード
４２ 大容量キャパシタ（蓄電デバイス）
４３ 制御回路（充放電制御部，第１の特定部，第２の特定部）
４４ ゼロクロスパルス生成回路
４５ 電圧・電流検出部
４５１ 第１の電圧検出部
４５２ 第１の電流検出部
４５３ 第２の電圧検出部
４５４ 第２の電流検出部
９ 系統母線
１０ 導線

Claims (18)

1. 電源からの電力を負荷に供給する系統母線に接続されており、第１および第２のスイッチング素子を有する双方向コンバータと、
   該双方向コンバータに接続されている蓄電デバイスと、
   前記負荷の消費電力を特定する第１の特定部と、
   前記第１の特定部により特定された消費電力に基づいて、前記双方向コンバータを制御することにより、前記蓄電デバイスの充電および放電を制御する充放電制御部と、
   前記充電および放電の電流または電力を特定する第２の特定部とを備えており、
   前記充放電制御部は、前記充電または放電を行う際に、前記第１および第２のスイッチング素子の一方をオフしたまま、該充電または放電の電流または電力の目標値と前記第２の特定部による特定値との差分が第１の閾値より小さくなるまで、他方をオンまたはオフに保持した後、前記他方のスイッチング素子のオン・オフ動作を、パルス幅変調を用いて、前記特定値が前記目標値に近づくようフィードバック制御する第１のオン・オフ制御部を有している系統電力平準化装置。
2. 前記充放電制御部は、
   前記充電または放電を開始する際に、前記差分が、前記第１の閾値より大きい第２の閾値より大きいかを判定する判定部と、
   前記充電または放電を行う際に、前記第１および第２のスイッチング素子の一方をオフしたまま、前記他方のスイッチング素子のオン・オフ動作を、パルス幅変調を用いて、前記特定値が前記目標値に近づくようフィードバック制御する第２のオン・オフ制御部とを有しており、
   前記判定部により前記差分が前記第２の閾値より大きいと判定された場合に、前記第１のオン・オフ制御部による制御を行わせ、前記判定部により前記差分が前記第２の閾値以下であると判定された場合に、前記第２のオン・オフ制御部による制御を行わせる請求項１に記載の系統電力平準化装置。
3. 前記電源は、交流電源であり、
   前記第１の特定部は、前記交流電源の電圧波形の周期または該周期の所定数分の１の期間ごとに、前記負荷の消費電力を特定し、
   前記充放電制御部は、前記第１の特定部により特定された直近の所定回数分の消費電力に基づいて、前記充電および放電を制御する請求項１または請求項２に記載の系統電力平準化装置。
4. 前記所定回数は、１から１０までの範囲の整数である請求項３に記載の系統電力平準化装置。
5. 前記第１の特定部は、前記交流電源のゼロクロス位相に同期して、前記負荷の消費電力を特定する請求項３または請求項４に記載の系統電力平準化装置。
6. 前記充放電制御部は、さらに、前記第１の特定部により特定された直近のＮ１回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ１未満となったときに前記充電を開始して、前記第１の特定部により特定された直近のＮ２回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ２以上となったときに該充電を終了する制御と、前記第１の特定部により特定された直近のＮ３回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ３以上となったときに前記放電を開始して、前記第１の特定部により特定された直近のＮ４回分の消費電力の代表値が閾値ＴＨ４未満となったときに該放電を終了する制御とを行い、
   前記ＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、およびＴＨ４は、ＴＨ１≧ＴＨ２＞ＴＨ４≧ＴＨ３の関係を有している請求項３から請求項５のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
7. 前記Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、およびＮ４は、１から１０までの範囲の整数である請求項６に記載の系統電力平準化装置。
8. 前記交流電源は、三相交流電源であり、
   前記第１の特定部は、前記周期の６分の１の期間ごとに前記負荷の消費電力を特定し、
   前記Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、およびＮ４は、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝Ｎ４＝３である請求項７に記載の系統電力平準化装置。
9. 前記ＴＨ１およびＴＨ２の組合せと、前記ＴＨ３およびＴＨ４の組合せとの少なくとも一方は、互いに異なる値による組合せである請求項６から請求項８のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
10. 前記放電の電力の目標値は、前記第１の特定部により特定された直近のＮ５回分の消費電力の代表値から、前記電源に負担させる最大電力を減算して成る電力値である請求項６から請求項９のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
11. 前記代表値は、平均値、中間値、中央値、または皮相電力相当値である請求項請求項６から請求項１０のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
12. 前記充電の電流の目標値は、所定の固定値である請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
13. 前記フィードバック制御は、ＰＩＤ制御、Ｈ無限大（∞）制御、またはＬＱＩ制御を含んでいる請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
14. 前記蓄電デバイスは、電気二重層キャパシタを含んでいる請求項１から請求項１３のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置。
15. 請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載の系統電力平準化装置を備えている画像診断システム。
16. 前記負荷の少なくとも一部としてＸ線発生部を備えており、該Ｘ線発生部を用いてＸ線ＣＴ撮影を行う請求項１５に記載の画像診断システム。
17. 前記負荷の少なくとも一部としてＸ線発生部を備えており、該Ｘ線発生部を用いてＸ線撮影を行う請求項１５に記載の画像診断システム。
18. 前記負荷の少なくとも一部として磁場発生部を備えており、該磁場発生部を用いてＭＲ撮影を行う請求項１５に記載の画像診断システム。

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