JP2021052229A - Ｐｗｍ制御回路及び医用画像診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】現実的なクロックを用いつつ、高い分解能のＰＷＭ信号を発生することができるようにすること。【解決手段】実施形態に係るＰＷＭ制御回路は、発振器と、カウンタと、第１のコンパレータ回路と、鋸歯状波形発生回路と、サンプルアンドホールド回路と、Ｄ／Ａコンバータと、第２のコンパレータ回路と、を具備する。カウンタは、発振器の信号をカウントする。第１のコンパレータ回路は、カウンタのカウント値と設定されたカウント値とを比較する。鋸歯状波形発生回路は、第１のコンパレータ回路の一致信号を受けてカウンタと同期して動作し、アナログ信号としての鋸歯状波形を発生する。サンプルアンドホールド回路は、鋸歯状波形のピーク値をホールドする。Ｄ／Ａコンバータは、サンプルアンドホールド回路の出力をリファレンスとする。第２のコンパレータ回路は、鋸歯状波形とＤ／Ａコンバータの出力との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する。【選択図】図７

Description

本発明の実施形態は、ＰＷＭ制御回路及び医用画像診断装置に関する。

近年、Ｘ線ＣＴ（Computed Tomography）装置やＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置など、診断時に大電力を消費する医用画像診断装置において、電力を平準化するために、蓄電デバイスと昇降圧コンバータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ回路）によるパワーアシスト装置が導入されている。

このパワーアシスト装置に使用する昇降圧コンバータ回路は、診断動作中においては、例えば数百キロヘルツ（ｋＨｚ）の周波数で動作し、数百アンペア（Ａ）オーダーの大電流を流す。一方、充電動作において蓄電デバイスのセルバランスを調整する際には、数十ミリアンペア（ｍＡ）オーダーの電流を用いた動作が要求される。

しかしながら、この様な制御を従来のデジタルＰＷＭ制御回路で実現しようとすると、ＰＷＭ制御回路のクロック周波数が数十ギガヘルツ（ＧＨｚ）のオーダーとなり、現実的ではない。一方、クロック周波数を現実的な値に設定したときは、例えば微小な電流を制御する充電動作に必要な時間分解能を得ることができない。

特開２００９−５０８３８０号公報

本発明が解決しようとする課題は、現実的なクロック周波数を用いつつ、正確で高時間分解能のＰＷＭ信号を発生することができるようにすることである。

実施形態に係るＰＷＭ制御回路は、発振器と、カウンタと、第１のコンパレータ回路と、鋸歯状波形発生回路と、サンプルアンドホールド回路と、Ｄ／Ａコンバータと、第２のコンパレータ回路と、を具備する。前記カウンタは、前記発振器の信号をカウントする。前記第１のコンパレータ回路は、前記カウンタのカウント値と設定されたカウント値とを比較する。前記鋸歯状波形発生回路は、前記第１のコンパレータ回路の一致信号を受けて前記カウンタと同期して動作し、アナログ信号としての鋸歯状波形を発生する。前記サンプルアンドホールド回路は、前記鋸歯状波形のピーク値をホールドする。前記Ｄ／Ａコンバータは、前記サンプルアンドホールド回路の出力をリファレンスとする。第２のコンパレータ回路は、前記鋸歯状波形と前記Ｄ／Ａコンバータの出力との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する。

図１は、実施形態に係るＰＷＭ制御回路を使用するパワーアシスト装置と、パワーアシスト装置を具備する、実施形態に係る医用画像診断装置の一部の構成例を示すブロック図である。 図２は、コンバータユニットの回路構成の一例を示した図である。 図３は、パワーアシスト時における複数のコンバータユニットのＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を説明するための図である。 図４は、充電時における複数のコンバータユニットのＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を説明するための図である。 図５は、充電時における複数のコンバータユニットのＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を説明するための図である。 図６は、充電時における複数のコンバータユニットのＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を説明するための図である。 図７は、実施形態に係るＰＷＭ制御回路のブロック図の一例である。 図８は、鋸歯状波形Ａと、カウンタのカウント値と、Ｄ／Ａコンバータの設定値と、アナログコンパレータからの出力されるＰＷＭ信号との関係を示したものである。 図９は、コンデンサの電流源が接続された端子に発生する鋸歯状波形と、Ｄ／Ａコンバータから出力される設定値との関係を示した図である。 図１０は、図９に示した鋸歯状波形とＤ／Ａコンバータの出力値との対応関係を説明するための図である。 図１１は、変形例１に係るＰＷＭ制御回路の構成を示したブロック図である。 図１２は、変形例２に係るＰＷＭ制御回路の構成を示したブロック図である。

以下、図面を参照しながら、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路及び医用画像診断装置について説明する。なお、本実施形態に係る医用画像診断装置とは、例えばＸ線ＣＴ装置、ＭＲＩ装置、Ｘ線診断装置である。

図１は、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路を使用するパワーアシスト装置ＰＡと、本パワーアシスト装置ＰＡを具備する、本実施形態に係る医用画像診断装置ＤＡの一部の構成例を示すブロック図である。

図１に示す様に、医用画像診断装置ＤＡは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２、大電力電源３、パワーアシスト装置ＰＡを具備している。また、パワーアシスト装置ＰＡは、昇降圧コンバータ５、蓄電デバイス４を具備している。パワーアシスト装置ＰＡは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２と大電力電源３との間の配線に分岐して接続されている。

ＡＣ／ＤＣコンバータ２は、三相交流電源１から供給された三相の交流電圧を直流電圧に変換する。ＡＣ／ＤＣコンバータ２は、変換後の直流電圧を大電力電源３又はパワーアシスト装置ＰＡに供給する。

大電力電源３は、例えば、Ｘ線ＣＴ装置やＸ線診断装置のＸ線高電圧電源、ＭＲＩ装置の傾斜磁場電源である。

蓄電デバイス４は、昇降圧コンバータ５に接続されている。蓄電デバイス４は、直列接続された複数のセルを有する。各セルは、ＥＤＬＣ（Electric Double-Layer Capacitor）やリチウムイオンキャパシタから構成されている。

パワーアシスト装置ＰＡを用いる医用画像診断装置において、蓄電デバイス４の放電と充電が繰り返されると、蓄電デバイス４内のＥＤＬＣやリチウムイオンキャパシタのセルバランスが徐々に崩れる。そのため、医用画像診断装置の比較的長い休止期間、例えば昼休み時間や夜間などに、蓄電デバイス４のセルバランスを整えるための充電処理が実行される。

昇降圧コンバータ５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２から大電力電源３に直流電圧を供給する配線に分岐して接続されている。蓄電デバイス４を放電するとき、昇降圧コンバータ５は、昇圧コンバータとして動作し、蓄電デバイス４からの電圧を大電力電源３に供給する。蓄電デバイス４を充電するとき、昇降圧コンバータ５は、降圧コンバータとして動作し、ＡＣ／ＤＣコンバータ２からの電圧を蓄電デバイス４に供給する。

昇降圧コンバータ５は、複数のコンバータユニット５−１〜５−ｎを有している。

図２は、コンバータユニット５−１の回路構成の一例を示した図である。なお、コンバータユニット５−２〜５−ｎについても、コンバータユニット５−１と同様の回路構成を有している。

図２に示す様に、コンバータユニット５−１は、第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１、第２のパワーＭＯＳＦＥＴ５１２、第１のダイオード５１３、第２のダイオード５１４を有している。

第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１は、コンバータユニット５−１を降圧コンバータとして機能させるためのスイッチである。第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１は、例えば充電時において、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路（後述）が発生するＰＷＭ信号に基づいてＯＮとＯＦＦと切り替え制御し、蓄電デバイス４への入力電流を制御する。すなわち、蓄電デバイス４への入力電流は、第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１のＯＮ時間とＯＦＦ時間に応じて可変に制御することができる。

第２のパワーＭＯＳＦＥＴ５１２は、コンバータユニット５−１を昇圧コンバータとして機能させるためのスイッチである。第２のパワーＭＯＳＦＥＴ５１２は、例えば診断時等の大電力出力時において、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路が発生するＰＷＭ信号に基づいてＯＮとＯＦＦと切り替え制御し、蓄電デバイス４からの出力電流を制御する。

第１のダイオード５１３は、第２のパワーＭＯＳＦＥＴ５１２がＯＮからＯＦＦに切り替わったときにコイルに蓄えられたエネルギーを還流する。第２のダイオード５１４は、第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１がＯＮからＯＦＦに切り替わったときにコイルに蓄えられたエネルギーを還流する。

次に、パワーアシスト装置ＰＡの制御について、図３乃至図６を参照しながら説明する。

図３は、パワーアシスト時における複数のコンバータユニット５−１〜５−ｎのＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を説明するための図である。図４、図５、図６は、充電時における複数のコンバータユニット５−１〜５−ｎのＯＮ／ＯＦＦ制御の一例を説明するための図である。なお、図３乃至図６においては、説明を具体的にするため、ｎ＝８として、コンバータユニットが８個である場合を例とする。

図３に示す様に、８個のコンバータユニット５−１〜５−８は、インターリーブ動作するように４５度ずつ位相をずらしてＯＮ／ＯＦＦ制御される。各コンバータユニット５−１〜５−８は、制御信号がＨｉｇｈの期間において大電力電源３に電力を供給する。

また、充電時における複数のコンバータユニット５−１〜５−８のＯＮ／ＯＦＦ制御は、図４に示す様に、１台のみを対象として充電する場合と、図５に示す様に、８台全部を対象として周期的に切り替えながら充電する場合とがある。さらに、セルバランスを取る充電処理時には、必要な電力は小さくて済むことから、図６に示す様に、さらに繰り返し周期を長くすることも可能である。

この様に、コンバータユニット５−１〜５−８は、マルチフェーズによって、周期的に切り替えながら均等に負荷を分担するように制御される。これにより、昇降圧コンバータ５において、リプル電圧を低減させつつ大電力化を実現している。

なお、昇降圧コンバータ５の入力電圧をＶｉｎ、昇降圧コンバータ５の出力電圧をＶｏｕｔ、第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１のオン時間をＴｏｎ、第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１のオフ時間をＴｏｆｆとすると、蓄電デバイス４に出力する電圧Ｖｏｕｔは、以下の式（１）によって表すことができる。

Ｖｏｕｔ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）・Ｖｉｎ （１）

ここで、ＰＷＭのデューティー比Ｄは、以下の式（２）によって表すことができる。

Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） （２）

従って、出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式（３）の様に表すことができる。

Ｖｏｕｔ＝Ｄ・Ｖｉｎ （３）
（ＰＷＭ制御回路）
次に、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路について説明する。本実施形態に係るＰＷＭ制御回路は、各コンバータユニット５−１〜５−ｎの第１のパワーＭＯＳＦＥＴ５１１のゲート端子、第２のパワーＭＯＳＦＥＴ５１２のゲート端子に対してＰＷＭ信号を出力し、ＰＷＭ制御を実行するものである。

図７は、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路５７の一実施例を示すブロック図である。図７に示す様に、ＰＷＭ制御回路５７は、発振器５７−１、カウンタ５７−２、周期レジスタ５７−３、デジタルコンパレータ５７−４、パルス生成器５７−６、電流源５７−７、コンデンサ５７−８、ＭＯＳＦＥＴ５７−９、バッファアンプ５７−１０、ゲートドライバ５７−１１、サンプルアンドホールド回路５７−１２、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３、電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４、アナログコンパレータ５７−１５を具備している。

発振器５７−１は、一定周期でのクロックを発生するＰＷＭオシレータである。

カウンタ５７−２は、発振器５７−１で作成されたクロックをアップカウントし、そのカウント値をデジタルコンパレータ５７−４に逐次出力する。カウンタ５７−２は、設定された上限値までのカウント後再び０からカウントを開始する。

周期レジスタ５７−３は、設定されたカウント値を、デジタルコンパレータ５７−４及びＤ／Ａコンバータ５７−１３に出力する。

デジタルコンパレータ５７−４は、カウンタ５７−２のカウント値と周期レジスタ５７−３に設定されたカウント値とを比較する第１のコンパレータである。すなわち、デジタルコンパレータ５７−４は、カウンタ５７−２からのカウント値と、周期レジスタ５７−３からのカウント値とを入力し、双方のカウント値が一致すると、パルス生成器５７−６に一致したことを示す信号を出力する。

パルス生成器５７−６は、デジタルコンパレータ５７−４からの信号を入力し、カウンタ５７−２と、ゲートドライバ５７−１１と、サンプルアンドホールド回路５７−１２とにパルス信号を出力する。

電流源５７−７、コンデンサ５７−８、ＭＯＳＦＥＴ５７−９、バッファアンプ５７−１０、ゲートドライバ５７−１１は、デジタルコンパレータ５７−４の一致信号を受け、カウンタ５７−２と同期して動作する鋸歯状波形発生回路５７−２０を構成する。鋸歯状波形発生回路５７−２０は、デジタルコンパレータ５７−４の一致信号を受けてカウンタ５７−２と同期して動作し、アナログ信号としての鋸歯状波形を発生する。

電流源５７−７は、コンデンサ５７−８に一定の電流を供給する。

コンデンサ５７−８は、電流源５７−７から一定の電流供給を受ける。これにより、コンデンサ５７−８の電圧は直線的に増加する。

ＭＯＳＦＥＴ５７−９は、ゲートドライバ５７−１１からの出力に応答してＯＮ／ＯＦＦ制御される。ＭＯＳＦＥＴ５７−９がオンしたときにコンデンサ５７−８の電圧は０Ｖになり、ＭＯＳＦＥＴ５７−９がオフしたタイミングでコンデンサ５７−８の電圧は再び直線的に増加する。このＭＯＳＦＥＴ５７−９のＯＮ／ＯＦＦ制御により、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子には、アナログ信号としての鋸歯状の波形が発生する。

バッファアンプ５７−１０は、ＭＯＳＦＥＴ５７−９からアナログの信号を増幅する。バッファアンプ５７−１０の出力は、サンプルアンドホールド回路５７−１２に入力される。

ゲートドライバ５７−１１は、デジタルコンパレータ５７−４からの一致出力に応答してゲート信号を発生し、ＭＯＳＦＥＴ５７−９をＯＮする。

サンプルアンドホールド回路５７−１２は、鋸歯状波形発生回路５７−２０を構成するバッファアンプ５７−１０からの出力のピーク値をホールドする。

具体的には、サンプルアンドホールド回路５７−１２は、入力された電圧を、パルス生成器５７−６からの信号をトリガとして、デジタルコンパレータ５７−４の一致出力信号の出力タイミングでエッジをホールドして出力する。サンプルアンドホールド回路５７−１２の出力は、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３のリファレンス端子に接続される。

Ｄ／Ａコンバータ５７−１３は、サンプルアンドホールド回路５７−１２の出力をリファレンスとする。

具体的には、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３は、周期レジスタ５７−３に設定したＤ／Ａ変換の上位ビットと、マイクロコントローラから設定されたＤ／Ａ変換の下位ビットを入力する。Ｄ／Ａコンバータ５７−１３は、例えばＲ−２Ｒ抵抗とスイッチで構成される乗算型のコンバータである。

電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４は、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３から入力したアナログ信号としての電流値を、極性反転して電圧値に変換する。

アナログコンパレータ５７−１５は、鋸歯状波形発生回路５７−２０の波形と電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４からの電圧値との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する第２のコンパレータである。

具体的には、アナログコンパレータ５７−１５は、非反転入力端子と反転入力端子を有する。アナログコンパレータ５７−１５の反転入力端子には、バッファアンプ５７−１０が接続されている。アナログコンパレータ５７−１５の非反転入力端子には、電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４が接続されている。

次に、ＰＷＭ制御回路５７の動作について説明する。

まず、カウンタ５７−２は発振器５７−１で作成されたクロックをアップカウントする。

カウンタ５７−２のカウント値が、周期レジスタ５７−３に設定された値と一致すると、デジタルコンパレータ５７−４の一致出力により、パルス生成器５７−６からの信号をトリガとして、カウンタ５７−２がリセットされる。また、このカウンタ５７−２のリセットと共に、ゲートドライバ５７−１１を介してＭＯＳＦＥＴ５７−９がオンする。

電流源５７−７は、コンデンサ５７−８に一定の電流を供給するため、コンデンサ５７−８の電圧は直線的に増加する。コンデンサ５７−８の電圧は、カウンタ５７−２のリセットタイミングでＭＯＳＦＥＴ５７−９がオンしたときに０Ｖになり、リセットが解除されカウンタのカウント動作が開始すると共に、再び電圧の上昇が開始される。従って、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子には、電圧に応じたアナログ信号としての鋸歯状の波形が発生する。

コンデンサ５７−８の電圧はバッファアンプ５７−１０を経て、サンプルアンドホールド回路５７−１２に入力される。サンプルアンドホールド回路５７−１２は、入力された電圧をデジタルコンパレータ５７−４の一致出力信号のエッジでサンプリングされる。

コンデンサ５７−８の電荷をディスチャージするＭＯＳＦＥＴ５７−９のオンタイミングは、ゲートドライバ５７−１１の動作遅延がある。このため、サンプルアンドホールド回路５７−１２は、コンデンサ５７−８のピーク電圧をサンプリングすることになる。

Ｄ／Ａコンバータ５７−１３には、周期レジスタ５７−３に設定したＤ／Ａ変換の上位ビットと、マイクロコントローラから設定されたＤ／Ａ変換の下位ビットとが逐次入力される。また、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３のリファレンス端子には、サンプルアンドホールド回路５７−１２からのホールド値が逐次入力される。

Ｄ／Ａコンバータ５７−１３は、設定されたデジタル値に応じて、サンプルアンドホールド回路５７−１２からのリファレンス電圧に比例した電流値を出力する。

コンパレータ５７−１５の反転入力には、バッファアンプ５７−１０の出力である鋸歯状波が入力される。また、コンパレータ５７−１５の非反転入力には、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３のアナログ電流出力が、電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４によって変換された電圧が入力される。

コンパレータ５７−１５は、バッファアンプ５７−１０から逐次入力された鋸歯状波電圧と、電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４から入力された電圧値との大小関係に応じて、ＰＷＭ信号を出力する。

すなわち、アナログコンパレータ５７−１５は、バッファアンプ５７−１０から入力した鋸歯状波電圧が、ＰＷＭ設定デジタル信号に応じた電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４から入力した電圧よりも低い期間、ＨｉｇｈレベルのＰＷＭ信号を出力する。また、アナログコンパレータ５７−１５は、バッファアンプ５７−１０から入力した鋸歯状波電圧が、ＰＷＭ設定デジタル信号に応じた電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４から入力した電圧よりも高い期間、ＬｏｗレベルのＰＷＭ信号を出力する。

次に、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路５７において、ＰＷＭ信号の周期の基準について説明する。

図８は、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子に発生する鋸歯状波形Ａと、カウンタ５７−２のカウント値Ｂと、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３の設定値Ｃと、アナログコンパレータ５７−１５からの出力されるＰＷＭ信号Ｄとの関係を示したものである。

図８に示す様に、鋸歯状波形Ａと設定値Ｃとの大小関係がアナログコンパレータ５７−１５によって比較され、設定値Ｃが鋸歯状波形Ａを上回る期間においてＨｉｇｈの状態を示すＰＷＭ信号Ｄが出力される。ＰＷＭ信号ＤのＨｉｇｈからＬｏｗへの切り替えタイミング、及びＰＷＭ信号ＤのＬｏｗからＨｉｇｈへの切り替えタイミングは、階段状に変化するカウント値の間を埋める形で、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３の設定値に応じた細かい設定で制御することができる。

すなわち、ＰＷＭ制御回路５７においては、ＰＷＭ信号ＤのＨｉｇｈとＬｏｗの切り替えタイミング及びその周期は、カウンタ５７−２のカウント値Ｂを基準としてデジタル的に制御されている。このため、ＰＷＭ制御回路５７が発生するＰＷＭ信号の周期については、経年変化もなく調整も不要である。

次に、鋸歯状波形発生回路５７−２０の個体差に起因するバラツキや経変変化の影響と、ＰＷＭ信号との関係について説明する。

図９は、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子に発生する鋸歯状波形と、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３から出力される設定値との関係を示した図である。図１０は、図９に示した鋸歯状波形Ａ１、Ａ２、Ａ３とＤ／Ａコンバータ５７−１３の出力値Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３との対応関係を説明するための図である。

図９において、実線の鋸歯状波形Ａ１は、個体差に起因するバラツキや経変変化の影響がない状態での、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子に発生する電圧の振幅を模式的に示している。一点鎖線の鋸歯状波形Ａ２、Ａ３は、個体差に起因するバラツキや経変変化の影響がある状態での、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子に発生する電圧の振幅を模式的に示している。

また、図９において、実線の設定値Ｃ１は、個体差に起因するバラツキや経変変化の影響がない状態での、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３の出力値を模式的に示している。一点鎖線の設定値は、個体差に起因するバラツキや経変変化の影響がある状態での、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３の出力値Ｃ２、Ｃ３を模式的に示している。

図９からわかるように、ＰＷＭ制御回路５７において、電流源５７−７やコンデンサ５７−８の個体差に起因するバラツキや経変変化の影響を受けた結果、コンデンサ５７−８の電流源５７−７が接続された端子に発生する鋸歯状波形の振幅は、例えば波形Ｃ１からＣ２又はＣ３のように変化する。

一方、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３のアナログ値としての出力値は、バラツキや経変変化の影響を受けた鋸歯状波形の振幅を基準としていることから、鋸歯状波形の振幅の変化に対応した設定値となる。例えば、鋸歯状波形の振幅がＡ１からＡ２に変化した場合には、この振幅変化に対応して、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３のアナログ値としての出力値はＣ１からＣ２に変化する。また、鋸歯状波形の振幅がＡ１からＡ３に変化した場合には、この振幅変化に対応して、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３のアナログ値としての出力値はＣ１からＣ３に変化する。

図１０に示す様に、サンプルアンドホールド回路５７−１２は、Ｄ／Ａコンバータのリファレンスとして鋸歯状波形発生回路からの入力する波形のピーク値をホールドする。鋸歯状波形発生回路からの入力する波形Ａ１、Ａ２、Ａ３は、アナログ部品の個体差や経年劣化等の影響を受けたものであるので、ホールドするピーク値も影響を受け変化する。

Ｄ／Ａコンバータ５７−１３は、この経年劣化等の影響を受けた波形のピーク値をリファレンスに入力し、当該ピーク値に対応して変化した設定値Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を出力する。従って、鋸歯状波形発生回路５７−２０の経年劣化等に伴う影響をキャンセルすることができる。その結果、調整も不要であり、回路特性や部品の経年変化が動作に影響を与え、再調整などの作業を必要としない。

以上述べた本実施形態に係るＰＷＭ制御回路５７は、発振器５７−１と、発振器５７−１の信号をカウントするカウンタ５７−２と、カウンタ５７−２のカウント値と設定されたカウント値とを比較する第１のコンパレータ回路としてのデジタルコンパレータ５７−４と、デジタルコンパレータ５７−４の一致信号を受けてカウンタ５７−２と同期して動作し、アナログ信号としての鋸歯状波形を発生する鋸歯状波形発生回路５７−２０と、鋸歯状波形のピーク値をホールドするサンプルアンドホールド回路５７−１２と、サンプルアンドホールド回路５７−１２の出力をリファレンスとするＤ／Ａコンバータ５７−１３と、鋸歯状波形とＤ／Ａコンバータ５７−１３の出力との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する第２のコンパレータ回路としてのアナログコンパレータ５７−１５と、を具備する。

従って、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈとＬｏｗの切り替えタイミング及びその周期は、カウンタ５７−２のカウント値Ｂを基準としてデジタル的に制御しつつ、鋸歯状波形の生成には時間分解能の高い鋸歯状波形発生回路５７−２０を用いている。その結果、現実的なクロック周波数を用いつつ、正確で高時間分解能のＰＷＭ信号を発生することができる。

また、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈとＬｏｗの切り替えタイミング及びその周期はデジタル的に制御されるため、経年変化もなく調整も不要である。

さらに、サンプルアンドホールド回路５７−１２のホールドするピーク値は、経年劣化等を伴う鋸歯状波の波高の変化に連動して変化する。従って、鋸歯状波形発生回路５７−２０の経年劣化等に伴う影響をキャンセルすることができる。

従って、調整の必要がなく、経変変化がない、マルチフェーズ・コンバータの制御信号を正確に発生するといった、デジタル回路の良さと、時間分解能が高いアナログ回路の良さを兼ね備えたＰＷＭ制御回路５７を実現することができる。さらに、診断時及び充電時のいずれにおいても単一のＰＷＭ制御回路５７で制御可能となるため、装置のサイズを小型化することができる。

診断途中あるいは、診断と診断の短い間に充電を実行する場合は、蓄電デバイス４に数十アンペア（Ａ）の電流を流す。一方、蓄電デバイス４のセルバランスをとるための充電時は、ミリアンペア（ｍＡ）オーダーの電流を高精度で制御する必要がある。本実施形態に係るＰＷＭ制御回路５７は、いずれの制御に必要とされる時間分解能を、経年劣化等の影響を受けることなく正確に満たすことができる。特に、医用画像診断装置の比較的長い休止時間、例えば昼休み時間や夜間に、セルバランスを整える充電動作を、現実的なクロックのオーダーにより精密に制御することができる。

また、本実施形態に係るＰＷＭ制御回路５７を医用画像診断装置等のパワーアシスト装置に実装することで、装置のピーク電力をアシストする機能に加え、充電動作を高時間分解能でＰＷＭ制御でき、小型で高性能な医用画像診断装置を実現することができる。

（変形例１）
本実施形態に係るＰＷＭ制御回路５７の変形例１について説明する。なお、既に説明した構成要素と同じものについては同一符号を付し、その説明は省略する。

図１１は、変形例１に係るＰＷＭ制御回路５８の構成を示したブロック図である。図１１に示す様に、ＰＷＭ制御回路５８は、発振器５７−１、分周器５８−１、ＰＬＬ回路５８−２、カウンタ５７−２、ｎ個のデジタルコンパレータ５８−３１〜５８−３ｎ、ｎ個の鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎ、ｎ個のアナログコンパレータ５８−５１〜５８−５ｎ、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３、アナログコンパレータ５７−１５、サンプルアンドホールド回路５７−１２を具備している。

分周器５８−１及びＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路５８−２は、発振器５７−１が発するクロックの周波数を１／ｎに分周する。ＰＷＭ制御回路５８から出力されるＰＷＭ信号の周波数は、発振器５７−１と、分周器５８−１とＰＬＬ回路分周器５８−３で設定される。

カウンタ５７−２は、２のべき乗のバイナリカウンタとして動作する。

ｎ個のデジタルコンパレータ５８−３１〜５８−３ｎは、それぞれカウンタ５７−２から出力されたカウント値と、マイクロコントローラからの上位ピットをそれぞれ入力する。各デジタルコンパレータ５８−３１〜５８−３ｎは、入力したカウンタ値と上位ピットとを比較し、双方が一致すると一致したことを示す信号を出力する。

ｎ個の鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎは、ｎ個のデジタルコンパレータ５８−３１〜５８−３ｎに対応して接続されている。鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎのそれぞれの構成は、鋸歯状波形発生回路５７−２０と同じである。各デジタルコンパレータ５８−３１〜５８−３ｎから出力された信号により、ｎ個の鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎの内部のＭＯＳＦＥＴ５７−９がＯＮ／ＯＦＦ制御され、それぞれのタイミングで鋸歯状の波形が発生する。

ｎ個のアナログコンパレータ５８−５１〜５８−５ｎは、ｎ個の鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎに対応して接続されている。アナログコンパレータ５８−５１〜５８−５ｎのそれぞれの構成は、アナログコンパレータ５７−１５と同じである。

サンプルアンドホールド回路５７−１２は、ｎ個の鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎから入力した鋸歯状の波形のピーク値をホールドする。

図１１に示した変形例１に係るＰＷＭ制御回路５８においては、カウンタ５７−２から出力されるｎ段のカウント値に従って、ｎ個のアナログコンパレータ５８−５１〜５８−５ｎがそれぞれのタイミングでＰＷＭ信号を出力する。

なお、図１１に示した変形例１に係るＰＷＭ制御回路５８は、Ｄ／Ａコンバータ５７−１３と電流−電圧変換・極性反転回路５７−１４を１組だけ設け、アナログコンパレータ５８−５１〜５８−５ｎの非反転入力に接続した構成となっている。これは、鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎの相対的なバラツキと相対的な経年変化は少ないと予想されるからである。

（変形例２）
変形例２に係るＰＷＭ制御回路は、上述した変形例１に係るＰＷＭ制御回路５７に対し、アナログ部品のバラツキや経年変化の影響をさらに無くすことができる例である。
図１２は、変形例２に係るＰＷＭ制御回路５８の構成を示したブロック図である。図１２に示す様に、ＰＷＭ制御回路５８は、発振器５７−１、分周器５８−１、ＰＬＬ回路５８−２、カウンタ５７−２、ｎ個のデジタルコンパレータ５８−３１〜５８−３ｎ、ｎ個の鋸歯状波形発生回路５８−４１〜５８−４ｎ、ｎ個のＤ／Ａコンバータ５８−６１〜５８−６ｎ、ｎ個の電流−電圧変換・極性反転回路５８−７１〜５８−７ｎ、ｎ個のアナログコンパレータ５８−５１〜５８−５ｎ、ｎ個のサンプルアンドホールド回路５８−８１〜５８−８ｎを具備している。

ＰＷＭ制御回路５８は、上述した変形例１に係るＰＷＭ制御回路５７に対し、さらに、ｎ個のＤ／Ａコンバータ５８−６１〜５８−６ｎ、ｎ個の電流−電圧変換・極性反転回路５８−７１〜５８−７ｎ、ｎ個のサンプルアンドホールド回路５８−８１〜５８−８ｎを加えたものであり、アナログ部品についてもそれぞれ独立したｎ段のＰＷＭ信号発生系が形成されている。このような構成によれば、アナログ部品のバラツキや経年変化の影響をｎ段のＰＷＭ信号発生系のそれぞれにおいて実質的に取り除くことができる。

（変形例３）
上述した本実施形態においては、医用画像診断装置のパワーアシスト装置にＰＷＭ制御回路５７を適用する場合を例として説明した。当然ながら、ＰＷＭ制御回路５７は、医用画像診断装置のパワーアシスト装置以外にも適用することが可能である。すなわち、ＰＷＭ制御回路５７は、現実的なクロック数の発振器を用いつつ、高時間分解能であるＰＷＭ信号が必要とされる装置であれば、どのような装置であっても適用することが可能である。

以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、現実的なクロック周波数を用いつつ、正確で高時間分解能のＰＷＭ信号を発生することができるようにすることができる。

また、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ 三相交流電源
２ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３ 大電力電源
４ 蓄電デバイス
５ 昇降圧コンバータ
５−１〜５−ｎ コンバータユニット
５７、５８ ＰＷＭ制御回路
５７−１ 発振器
５７−２ カウンタ
５７−３ 周期レジスタ
５７−４ デジタルコンパレータ
５７−６ パルス生成器
５７−７ 電流源
５７−８ コンデンサ
５７−９ ＭＯＳＦＥＴ
５７−１０ バッファアンプ
５７−１１ ゲートドライバ
５７−１２ サンプルアンドホールド回路
５７−１３ Ｄ／Ａコンバータ
５７−１４ 電流−電圧変換・極性反転回路
５７−１５ アナログコンパレータ
５７−２０ 鋸歯状波形発生回路
５８−１ 分周器
５８−２ ＰＬＬ回路
５８−３１〜５８−３ｎ デジタルコンパレータ
５８−４１〜５８−４ｎ 鋸歯状波形発生回路
５８−５１〜５８−５ｎ アナログコンパレータ
５８−８１〜５８−８ｎ サンプルアンドホールド回路
５１１ 第１のパワーＭＯＳＦＥＴ
５１２ 第２のパワーＭＯＳＦＥＴ
５１３ 第１のダイオード
５１４ 第２のダイオード

Claims (5)

1. 発振器と、
   前記発振器の信号をカウントするカウンタと、
   前記カウンタのカウント値と設定されたカウント値とを比較する第１のコンパレータ回路と、
   前記第１のコンパレータ回路の一致信号を受けて前記カウンタと同期して動作し、アナログ信号としての鋸歯状波形を発生する鋸歯状波形発生回路と、
   前記鋸歯状波形のピーク値をホールドするサンプルアンドホールド回路と、
   前記サンプルアンドホールド回路の出力をリファレンスとするＤ／Ａコンバータと、
   前記鋸歯状波形と前記Ｄ／Ａコンバータの出力との比較に基づいて、ＰＷＭ信号を出力する第２のコンパレータ回路と、
   を具備するＰＷＭ制御回路。
2. 前記カウンタは、設定された上限値までのカウント後再び０からカウントを開始する請求項１に記載のＰＷＭ制御回路。
3. 前記発振器と前記カウンタとの間に分周器及びＰＬＬ回路を有する請求項１又は２に記載のＰＷＭ制御回路。
4. 複数の前記第１のコンパレータ回路と、
   複数の前記第１のコンパレータ回路に対応して設けられた複数の前記鋸歯状波形発生回路と、
   複数の前記鋸歯状波形発生回路に対応して設けられた複数の前記第２のコンパレータと、をさらに具備し、
   複数の前記第２のコンパレータは、それぞれ位相のずれた複数のＰＷＭ信号を出力する、
   請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載のＰＷＭ制御回路。
5. ＡＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続された大電力電源と、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記大電力電源とを接続する配線に接続された昇降圧コンバータ回路と、
   前記昇降圧コンバータ回路に接続されたエネルギー蓄積デバイスと、
   前記昇降圧コンバータ回路を制御する請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の前記ＰＷＭ制御回路と、
   を具備する医用画像診断装置。

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