JP2011147525A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において複数の超音波ビームから並列的に生体内情報を抽出する。
【解決手段】変調処理された連続波に基づいて、第１送信ビームフォーマ１６Ａは、第１超音波ビームの送信信号を形成し、第２送信ビームフォーマ１６Ｂは、第２超音波ビームの送信信号を形成する。ビーム合成部１４において第１超音波ビームと第２超音波ビームの送信信号が合成される。第１受信ビームフォーマ１８Ａは、第１超音波ビームに沿った受信信号を形成し、受信ミキサ３０Ａは、目標位置に応じて遅延処理された参照信号を用いて第１超音波ビームの受信信号を復調処理する。一方、第２受信ビームフォーマ１８Ｂは、第２超音波ビームに沿った受信信号を形成し、受信ミキサ３０Ｂは、目標位置に応じて遅延処理された参照信号を用いて第２超音波ビームの受信信号を復調処理する。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願の発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願の発明者は、特許文献２〜４において、変調処理された連続波を用いることにより、選択的に生体内組織の所望の位置からドプラ情報を抽出することができる極めて画期的な技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００８−２８９８５１号公報 特開２００９−２９１２９４号公報 特開２００９−２９７３５１号公報

特許文献１〜４に記載された連続波の技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究開発を重ねてきた。特に、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術に注目して研究開発を重ねてきた。

本発明は、その研究開発の過程において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において、複数の超音波ビームから並列的に生体内情報を抽出することにある。

上記目的にかなう好適な超音波診断装置は、周期的な信号に基づいて変調処理された第１連続波を用いて第１超音波ビームに対応した第１送信信号を形成し、周期的な信号に基づいて変調処理された第２連続波を用いて第２超音波ビームに対応した第２送信信号を形成する送信処理部と、前記第１送信信号と前記第２送信信号を合成した合成送信信号に基づいた超音波を生体に送波し、生体から超音波を受波することにより合成受信信号を得る超音波送受部と、前記合成受信信号に基づいて第１超音波ビームに対応した第１受信信号と第２超音波ビームに対応した第２受信信号を形成する受信処理部と、生体内の第１目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記第１受信信号に対して復調処理を施すことにより第１復調信号を形成し、生体内の第２目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記第２受信信号に対して復調処理を施すことにより第２復調信号を形成する復調処理部と、前記第１復調信号から第１目標位置に対応した生体内情報を抽出し、前記第２復調信号から第２目標位置に対応した生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有することを特徴とする。

望ましい具体例において、前記超音波診断装置は、互いに周期性を異ならせた変調処理により前記第１連続波と前記第２連続波を形成する変調処理部をさらに有する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記変調処理部は、第１変調信号と第２変調信号との間の位相差を調整してから、第１変調信号を用いて搬送波を変調処理することにより第１連続波を形成し、第２変調信号を用いて搬送波を変調処理することにより第２連続波を形成することを特徴とする。

望ましい具体例において、前記変調処理部は、第１符号を繰り返す信号列を用いたデジタル変調処理により第１連続波を形成し、第２符号を繰り返す信号列を用いたデジタル変調処理により第２連続波を形成する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記変調処理部は、周波数変調処理と位相変調処理とＰＳＫ変調処理とＦＳＫ変調処理のうちのいずれかの変調処理により第１連続波を形成し、当該第１連続波とは異なる前記いずれかの変調処理により第２連続波を形成する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記変調処理部は、前記第１目標位置と前記第２目標位置の深さの差に応じて、第１変調信号と第２変調信号との間の位相差を調整する、ことを特徴とする。

望ましい具体例において、前記変調処理部は、第１符号を繰り返す信号列と当該第１符号とは異なる符号パターンの第２符号を繰り返す信号列を用いる、ことを特徴とする。

本発明により、連続波を利用して選択的に目標位置から生体内情報を抽出する技術において、複数の超音波ビームから並列的に生体内情報を抽出することが可能になる。

本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。 複数の超音波ビームを利用した生体内情報の抽出を示す概念図である。 変調信号の位相調整を説明するための図である。 デジタル変調処理における信号列の位相調整を説明するための図である。 複数の目標位置を対象とした処理を説明するための図である。

図１は、本発明の実施において好適な超音波診断装置の全体構成を示す図である。送信用振動子１０は、生体内へ超音波を連続的に送波し、受信用振動子１２は、生体内からの超音波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。

図１の超音波診断装置で利用される連続波は、周期的な信号に基づいた変調処理により形成される。変調処理部２０Ａ，２０Ｂは、周期的な信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して変調処理を施して連続波を発生する。変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおける変調処理としては、周波数変調（ＦＭ）および位相変調（ＰＭ）などのアナログ変調処理と、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理が好適である。変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおける変調処理やそれにより形成される連続波の波形等については後に詳述する。

第１送信ビームフォーマ（第１送信ＢＦ）１６Ａは、第１超音波ビームに対応した送信信号を形成する。第１送信ビームフォーマ１６Ａには、変調処理部２０Ａから、変調処理された連続波の送信信号（第１連続波）が供給され、第１送信ビームフォーマ１６Ａは、その送信信号に対して、送信用振動子１０が備える各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。

また、第２送信ビームフォーマ（第２送信ＢＦ）１６Ｂは、第２超音波ビームに対応した送信信号を形成する。第２送信ビームフォーマ１６Ｂには、変調処理部２０Ｂから、変調処理された連続波の送信信号（第２連続波）が供給され、第２送信ビームフォーマ１６Ｂは、その送信信号に対して、送信用振動子１０が備える各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。

そして、ビーム合成部１４において、第１超音波ビームに対応した送信信号と第２超音波ビームに対応した送信信号が合成される。例えば、各振動素子ごとに２つのビームに対応した２つの送信信号が加算される。こうして、合成された送信信号が送信用振動子１０の複数の振動素子に供給され、送信用の第１超音波ビームと第２超音波ビームが並列的に（例えば同時に）形成される。なお、ビーム合成部１４から出力される各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。

受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号は、第１受信ビームフォーマ（第１受信ＢＦ）１８Ａと第２受信ビームフォーマ（第２受信ＢＦ）１８Ｂへ出力される。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、第１受信ビームフォーマ１８Ａと第２受信ビームフォーマ１８Ｂに複数の受波信号が供給されてもよい。

第１受信ビームフォーマ１８Ａは、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して、受信用の第１超音波ビームに沿った受信信号を形成する。つまり、第１受信ビームフォーマ１８Ａは、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理する。こうして、受信用の第１超音波ビームに沿った受信信号（受信ＲＦ信号）が形成され、後段の受信ミキサ３０Ａへ出力される。

受信ミキサ３０Ａは、第１受信ビームフォーマ１８Ａから出力される受信ＲＦ信号、つまり、第１超音波ビームに対応した受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２Ａ，３４Ａで構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合（乗算）する回路である。

受信ミキサ３０Ａの各ミキサに供給される参照信号は、変調処理部２０Ａから出力される変調された連続波に基づいて生成される。つまり、変調処理部２０Ａから出力される連続波が遅延回路２５Ａにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ａには遅延処理された連続波が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４Ａには遅延処理された連続波がπ／２シフト回路２６Ａを経由して参照信号として供給される。

π／２シフト回路２６Ａは、遅延処理された参照信号の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２Ａ，３４Ａの一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力されて他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０Ａの後段に設けられたＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ａ，３８Ａにより、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

この復調処理において、遅延回路２５Ａは、第１超音波ビーム上の目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。これにより、後に詳述するように、目標位置に対応した復調信号が得られる。

ＦＦＴ処理部（高速フーリエ変換処理部）４０Ａは、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ処理部４０Ａにおいて、第１超音波ビームから得られる復調信号が周波数スペクトラムに変換される。

第１受信ビームフォーマ１８ＡからＦＦＴ処理部４０Ａにおける第１超音波ビームに関する処理と並行して、第１超音波ビームに関する処理と同様に、第２受信ビームフォーマ１８ＢからＦＦＴ処理部４０Ｂにおいて、第２超音波ビームに関する処理が実行される。

つまり、第２受信ビームフォーマ（第２受信ＢＦ）１８Ｂにおいて、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号から、受信用の第２超音波ビームに沿った受信信号（受信ＲＦ信号）が形成され、受信ミキサ３０Ｂにおいてその受信信号が復調処理される。

受信ミキサ３０Ｂの各ミキサに供給される参照信号は、変調処理部２０Ｂから出力される変調された連続波に基づいて生成される。つまり、変調処理部２０Ｂから出力される連続波が遅延回路２５Ｂにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ｂには遅延処理された連続波が参照信号として直接供給され、一方、ミキサ３４Ｂには遅延処理された連続波がπ／２シフト回路２６Ｂを経由して参照信号として供給される。そして、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６Ｂ，３８Ｂにより、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

この復調処理において、遅延回路２５Ｂは、第２超音波ビーム上の目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。これにより、後に詳述するように、目標位置に対応した復調信号が得られる。そして、ＦＦＴ処理部４０Ｂにおいて、第２超音波ビームから得られる復調信号が周波数スペクトラムに変換される。

ドプラ情報解析部５０は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ信号を抽出する。後に詳述するが、図１の超音波診断装置では、遅延回路２５Ａ，２５Ｂにおける遅延処理により目標位置が設定され、これにより、ドプラ情報解析部５０において目標位置からのドプラ信号が選択的に抽出される。つまり、第１超音波ビーム上の目標位置からのドプラ信号と第２超音波ビーム上の目標位置からのドプラ信号が抽出される。そしてドプラ情報解析部５０は、例えば、時間的に変化するドプラ信号の表示波形を形成する。

表示部５２は、ドプラ情報解析部５０において形成されたドプラ信号の波形などを表示する。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部６０によって制御される。つまり、システム制御部６０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、図１の超音波診断装置では、変調処理された連続波に対応した超音波を送受して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出している。そこで、図１の超音波診断装置による位置選択性について説明する。なお、既に図１に示した構成（部分）については、以下の説明において図１の符号を利用する。

変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおける変調方式としては、例えば、周波数変調（ＦＭ）などが好適である。そこで、変調波として正弦波を用いてＦＭ変調処理する場合における位置選択性について説明する。また、第１超音波ビームに関する位置選択性と第２超音波ビームに関する位置選択性は、共に同じ原理で個別的に実現されるため、以下においては、第１超音波ビームに関する位置選択性を中心に説明する。

周波数ｆ_０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆ_ｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。次式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆ_ｍの比であるβはＦＭの変調指数（変調度）である。

また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。なお、次式において、ｆ_ｍに対するドプラシフトは、ｆ_０のシフト分ｆ_ｄに比べて小さいので無視している。

数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。つまり、変調処理部２０Ａから出力される変調処理された連続波が参照信号として利用され、遅延回路２５Ａにおいて遅延処理され、ミキサ３２Ａには遅延処理された連続波が直接供給され、ミキサ３４Ａには遅延処理された連続波がπ／２シフト回路２６Ａを経由して供給される。したがって、ミキサ３２Ａへ供給される参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４Ａへ供給される参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。

数３式において、φ_ｍｒは、遅延回路２５Ａにおける遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ_０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。

受信ミキサ３０Ａでは、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２Ａにおいて受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４Ａにおいて受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。

ミキサ３２Ａにおける受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＩ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６Ａによって除去される。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。

一方、ミキサ３４Ａにおける受信ＲＦ信号ｖ_Ｒ（ｔ）と参照信号ｖ_ｒＱ（ｔ）の乗算ｖ_ＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ_０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８Ａによって除去される。

ここで、数６式のｖ_ＤＩ（ｔ）と数７式のｖ_ＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆ_ｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。

次に、ｖ_ＤＩ（ｔ）とｖ_ＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆ_ｍの成分、変調周波数ｆ_ｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。

数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆ_ｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆ_ｍの成分と変調周波数ｆ_ｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。

ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５Ａにおける遅延処理によりφ_ｍｒを調整してφ_ｍと一致させた場合（φ_ｍｒ＝φ_ｍ）を考える。φ_ｍｒとφ_ｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果をベッセル関数に適用すると、第１次ベッセル関数の性質により、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。

数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。

数１１式は、参照波（参照信号）の位相φ_ｍｒを送受信間の位相差φ_ｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。

上述した数２式の受信波形は、ある深さからの受信信号の波形である。これに対し、ＦＭＣＷ送信波を利用して、実際に受信用振動子１２において得られる受信信号は、複数の深さからの信号が混在した受信信号である。受信ミキサ３０Ａにおいては、複数の深さからの信号が混在した受信信号と参照信号との乗算に相当する処理が実行される。

数８式などに現れた直流信号成分に対応したドプラ信号の振幅を支配するＪ_０（ｋβ）は、第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときに最大値である１となり、ｋβが０からずれると急激に小さくなる。そのため、遅延回路２５Ａにおいてφ_ｍｒを調整し、目標位置から得られる受信信号のφ_ｍと一致させると、目標位置におけるＪ_０（ｋβ）が最大値である１となり、目標位置以外におけるＪ_０（ｋβ）が極端に小さな値となる。したがって、遅延回路２５Ａにおいてφ_ｍｒを調整し、目標位置から得られる受信信号のφ_ｍと一致させることにより、目標位置におけるドプラ信号（直流付近の信号成分）を選択的に抽出することができる。

このように、遅延回路２５Ａにより参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて、受信ミキサ３０Ａにおいて復調処理を施すことにより、第１超音波ビーム上の目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出することができる。同様に、遅延回路２５Ｂにより参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて、受信ミキサ３０Ｂにおいて復調処理を施すことにより、第２超音波ビーム上の目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出することができる。

図２は、複数の超音波ビームを利用した生体内情報の抽出を示す概念図である。第１超音波ビーム７１は、第１送信ビームフォーマ１６Ａと第１受信ビームフォーマ１８Ａにおいて形成される超音波ビームであり、第２超音波ビーム７２は、第２送信ビームフォーマ１６Ｂと第２受信ビームフォーマ１８Ｂにおいて形成される超音波ビームである。第１超音波ビーム７１と第２超音波ビーム７２の間の角度はθである。また、第１超音波ビーム７１に沿って示される複数の山状の波形は、第１超音波ビーム７１に関する復調処理の結果を示しており、第２超音波ビーム７２に沿って示される複数の山状の波形は、第２超音波ビーム７２に関する復調処理の結果を示している。

第１超音波ビーム７１に関する処理において、遅延回路２５Ａで深さｄ_１に対応した遅延量だけ参照信号が遅延処理されると、例えば深さｄ_１までの超音波の往復の伝播時間だけ参照信号が遅延処理されると、受信ミキサ３０Ａにおける復調処理により深さｄ_１の信号が選択的に抽出される。例えば、図２に示すように、第１超音波ビーム７１上において深さｄ_１に対応した復調信号が他の深さに比べて極端に大きな電力となる。第１送信ビームフォーマ１６Ａと第１受信ビームフォーマ１８Ａにおいて、深さｄ_１を焦点として第１超音波ビーム７１を形成すると、深さｄ_１に関する位置選択性はさらに高められる。

同様に、第２超音波ビーム７２に関する処理において、遅延回路２５Ｂで深さｄ_２に対応した遅延量だけ参照信号が遅延処理されると、第２超音波ビーム７２上で深さｄ_２に対応した復調信号が他の深さに比べて極端に大きな電力となる。また、深さｄ_２を焦点として第２超音波ビーム７２を形成すると深さｄ_２に関する位置選択性はさらに高められる。

超音波ビームの焦点を制御することによる目標位置の絞込みと、参照信号の遅延処理による目標位置の選択のため、目標位置（深さｄ_１，ｄ_２）に関する位置選択性は非常に高められ、実用的には十分な精度を発揮することが期待される。但し、以下に説明する手法により、さらに位置選択の精度を高めることも可能である。

受信用振動子１２において得られる超音波の受波信号には、第１超音波ビーム７１に関する信号成分と第２超音波ビーム７２に関する信号成分が混在している。第１受信ビームフォーマ１８Ａにおいては、第１超音波ビーム７１に関するビーム形成が行われるため、その結果として得られる受信ＲＦ信号は、第１超音波ビーム７１に関する受信ＲＦ信号が支配的となる。しかし、理論的には、第２超音波ビーム７２に関する受信ＲＦ信号も含まれている。第２受信ビームフォーマ１８Ｂにおける処理でも同様であり、第２超音波ビーム７２に関する受信ＲＦ信号が支配的となるものの、第１超音波ビーム７１に関する受信ＲＦ信号も完全には除去されない。

そのため、例えば、受信ミキサ３０Ａにおける復調処理により深さｄ_１の信号を選択的に抽出すると、第１超音波ビーム７１上の深さｄ_１における信号の電力が支配的であるものの、第２超音波ビーム７２上の深さｄ_１における信号も選択対象となってしまう。２本の超音波ビームの各々において焦点が制御され、２本の超音波ビームが角度θだけ離れているため、第１超音波ビーム７１に関する復調結果に、第２超音波ビーム７２の信号が混入する割合（混入率）は極めて小さいが、この混入率は、２つの変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおいて利用される変調信号の位相を適宜に調整することにより、さらに低下させることができる。

図３は、変調信号の位相調整を説明するための図である。図３（Ａ）には、変調処理部２０Ａから出力される第１連続波が図示されている。第１連続波は、ＲＦ波に対して正弦波の変調信号によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波（数１式参照）である。また、図３（Ｂ）には、変調処理部２０Ｂから出力される第２連続波が図示されている。第２連続波もＲＦ波に対して正弦波の変調信号によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波である。

図３（Ｃ）には、変調処理部２０Ａにおいて利用される変調信号（実線）と変調処理部２０Ｂにおいて利用される変調信号（破線）が図示されている。実線と破線の変調信号は共に同じ周波数の正弦波であり互いに位相が反転関係にある。

図３（Ｃ）に示すように、第１連続波と第２連続波の変調信号の位相を送信時に反転させておくことにより、第１超音波ビームと第２超音波ビームの互いに同じ深さから得られる受信信号に関する変調の周期性も反転する。そのため、例えば、第１超音波ビーム上において深さｄ_１を選択し、参照信号を遅延処理して復調信号を抽出した場合に、その参照信号と第２超音波ビーム上の深さｄ_１の信号との間の相関は小さいため（位相が反転関係にあるため）、第２超音波ビーム上の深さｄ_１の信号が含まれる割合（混入率）を小さくすることができる。なお、第１連続波と第２連続波の変調信号の位相を完全に反転させなくてもよく、例えば、位相を比較的大きくずらしておく程度でもよい。

また、第１超音波ビームと第２超音波ビームにおいて互いに異なる深さを選択する場合には、２箇所の深さの差に応じて送信時の変調信号の位相を調整すればよい。

図３（Ｄ）には、第１超音波ビームの深さｄ_１から得られる受信信号の周期（実線）と第２超音波ビームの深さｄ_２から得られる受信信号の周期（破線）が図示されている。図３（Ｄ）に示す第１超音波ビームの受信信号の周期（実線）は、図３（Ｃ）に示す送信時の変調信号（実線）が時間τ_１だけ遅延されたものである。時間τ_１は、深さｄ_１までの超音波の往復伝播時間である。一方、図３（Ｄ）に示す第２超音波ビームの受信信号の周期（破線）は、図３（Ｃ）に示す送信時の変調信号（破線）が時間τ_２だけ遅延されたものである。時間τ_２は、深さｄ_２までの超音波の往復伝播時間である。

第１超音波ビームと第２超音波ビームで互いに異なる深さを選択した場合には、図３（Ｄ）に示すように、第１超音波ビームにおいて選択された受信信号の位相と第２超音波ビームにおいて選択された受信信号の位相が比較的近い関係になる可能性がある。そこで、このような場合には、互いに異なる深さの差（ｄ_１−ｄ_２）に応じて、送信時の変調信号の位相が調整される。

図３（Ｃ´）には、変調処理部２０Ａにおいて利用される位相調整された変調信号（実線）と、変調処理部２０Ｂにおいて利用される位相調整された変調信号（破線）が図示されている。そして、この位相調整によって得られる受信信号の周期が図３（Ｄ´）に図示されている。図３（Ｄ´）には、第１超音波ビームの深さｄ_１から得られる受信信号の周期（実線）と第２超音波ビームの深さｄ_２から得られる受信信号の周期（破線）が図示されている。

図３（Ｄ´）では、第１超音波ビームにおいて選択された受信信号の位相と第２超音波ビームにおいて選択された受信信号の位相が反転関係にある。そのため、第１超音波ビーム上において深さｄ_１を選択し、参照信号を遅延処理して復調信号を抽出した場合に、その参照信号と第２超音波ビーム上の深さｄ_２の信号との間の相関は小さいため（位相が反転関係にあるため）、第２超音波ビーム上の深さｄ_２の信号が含まれる割合（混入率）を小さくすることができる。なお、図３（Ｄ´）に示すように受信信号の位相を完全に反転させなくてもよく、例えば、位相を比較的大きくずらしておく程度の制御でもよい。

以上、変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおける変調方式として、周波数変調処理について説明したが、他の変調方式を利用することもできる。例えば、周波数変調処理に代えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として一般的によく知られている位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号に対して位相変調処理を施すことにより、変調処理部２０Ａ，２０Ｂから出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。

また、周波数変調処理に代えて、例えば、特許文献３（特開２００９−２９１２９４号公報）に記載された位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や、特許文献４（特開２００９−２９７３５１号公報）に記載された周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などのデジタル変調処理を利用して、位置選択性を実現してもよい。

例えば、ＰＳＫを利用する場合には、特許文献３に記載された位置選択性の原理を利用する。つまり、変調処理部２０Ａ，２０Ｂは、一定の符号（ＰＮパターンなど）を繰り返す周期的な信号列を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して、ＰＳＫの変調処理を施す。そして、ＰＳＫの場合においても、変調処理部２０Ａ，２０Ｂで形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ３０Ａ，３０Ｂにおいて、その参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理が行われる。これにより、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。なお、ＦＳＫを利用する場合には、特許文献４に記載された位置選択性の原理を利用すればよい。

また、ＰＳＫやＦＳＫのデジタル変調処理を利用する場合にも、２つの変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおける変調信号（周期的な信号列）の位相を適宜に調整することにより、既に説明した混入率をさらに低下させることができる。

図４は、デジタル変調処理における信号列の位相調整を説明するための図である。図４（Ａ）には、変調処理部２０Ａから出力されるＰＳＫ処理された第１連続波が図示されている。また、図４（Ｂ）には、変調処理部２０Ｂから出力されるＰＳＫ処理された第２連続波が図示されている。

図４（Ｃ）には、変調処理部２０Ａにおいて利用される信号列と、変調処理部２０Ｂにおいて利用される信号列が図示されている。第１符号のＰＮパターンを繰り返す信号列が変調処理部２０Ａで利用され、第２符号のＰＮパターンを繰り返す信号列が変調処理部２０Ｂで利用される。第１符号と第２符号は、例えば同一のＰＮパターンである。但し、第１符号を繰り返す信号列と第２符号を繰り返す信号列は、互いに位相が反転関係にある。つまり、ＰＮパターン長の半分だけ互いに時間的にずらされている。

これにより、図３（Ｃ）の場合と同様な原理により、第１超音波ビームと第２超音波ビームの互いに同じ深さから得られる受信信号に関する信号列の周期性が反転され、互いに同じ深さから得られる受信信号間の混入率が低下する。なお、第１超音波ビームと第２超音波ビームで互いに異なる深さを選択する場合には、図３（Ｃ´）の場合と同様な原理により、互いに異なる深さの差（ｄ_１−ｄ_２）に応じて、送信時の変調列の位相を調整すればよい。

なお、第１符号と第２符号のパターンを異ならせて、第１超音波ビームと第２超音波ビームとの間の相関を弱めることにより、混入率を低下させるようにしてもよい。また、第１超音波ビームにおいてＦＭ変調を利用し、第２超音波ビームにおいてＰＳＫ処理を利用するなど、互いに異なる変調処理を利用して、第１超音波ビームと第２超音波ビームとの間の相関を弱めてもよい。

さらに、各超音波ビームごとに、複数の目標位置の各々を焦点として受信ビームを形成しつつ、複数の目標位置の各々に対応した復調信号を得る態様も可能である。例えば、図１に示す受信用振動素子１２の後段に、メモリバンクＡとメモリバンクＢを設けておき、複数の振動素子に対応した複数の受波信号を、メモリバンクＡとメモリバンクＢに記憶する。そして、例えばセレクタなどにより、メモリバンクＡまたはメモリバンクＢが適宜選択され、選択されたメモリバンクから、複数の振動素子に対応した複数の受波信号が読み出され、第１受信ビームフォーマ１８Ａと第２受信ビームフォーマ１８Ｂへ出力される。

図５は、複数の目標位置を対象とした処理を説明するための図である。複数の振動素子から得られる複数の受波信号は、周期ＴごとにメモリバンクＡとメモリバンクＢへ交互に記憶される。周期Ｔは、送信信号である連続波の変調の周期であり、変調処理部２０Ａ，２０Ｂにおいて利用される変調信号の周期に対応している。周期Ｔは、例えば超音波ビーム１本の期間に対応付けられる。上記の記憶処理により、図５に示すように、例えば、周期Ｔ_ｐ１の期間の複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶され、次の周期Ｔ_ｐ２の期間の複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶される。

周期Ｔ_ｐ１の期間の複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶されると、メモリバンクＡから周期Ｔ_ｐ１の期間の複数の受波信号が読み出されて、第１受信ビームフォーマ１８Ａと第２受信ビームフォーマ１８Ｂの２つの受信ビームフォーマへ供給される。

各受信ビームフォーマは、複数の深さ、つまり超音波ビームに沿った互いに異なる複数の目標位置の各々を焦点として、各目標位置に対応した受信ビーム信号を形成する。図５においては、互いに異なる９個の目標位置を焦点とする例が示されている。なお、超音波ビーム１本あたりの焦点の個数は、例えば数十から数百程度でもよい。各受信ビームフォーマは、期間ｄ_１において、深さ（目標位置）ｄ_１を焦点として、深さｄ_１に対応した受信ビーム信号を形成する。

深さｄ_１に対応した受信ビーム信号が形成されると、各受信ミキサ（３０Ａまたは３０Ｂ）において、深さ（目標位置）ｄ_１に対応した復調処理が行われる。つまり、各受信ミキサは、深さｄ_１に対応した参照信号を利用して、深さｄ_１に対応した受信ビーム信号に対して復調処理を施す。さらに、復調処理された受信ビーム信号に対して、各ＦＦＴ処理部（４０Ａまたは４０Ｂ）においてＦＦＴ演算が実行される。深さｄ_１に対応した受信ビーム信号に対するこれらの処理は、図５に示す期間φ_１で実行される。

各受信ビームフォーマは、期間ｄ_１において深さｄ_１に対応したビーム形成処理を完了させると、その直後に続く期間ｄ_２において深さｄ_２に対応したビーム形成処理を実行する。深さｄ_２に対応した受信ビーム信号が形成されると、各受信ミキサにおいて深さｄ_２に対応した復調処理が行われ、さらに各ＦＦＴ処理部においてＦＦＴ演算が実行される。深さｄ_２に対応した受信ビーム信号に対するこれらの処理は、図５に示す期間φ_２で実行される。

各受信ビームフォーマは、その後も周期Ｔ_ｐ１に対応した複数の受波信号に基づいて、期間ｄ_３から期間ｄ_９の各々において、深さｄ_３から深さｄ_９の各々に対応したビーム形成処理を実行する。また、各深さに対応した受信ビーム信号が形成されると、期間φ_３から期間φ_９の各々において、各深さに対応した復調処理等が実行される。

周期Ｔ_ｐ１に対応した複数の受波信号に対するビーム形成処理とそれに引き続く復調処理等は、周期Ｔ_ｐ２の期間内に完了される。つまり、周期Ｔ_ｐ２に対応した複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶される記憶処理の期間内に、周期Ｔ_ｐ１に対応した複数の受波信号に対する信号処理を完了させる。

周期Ｔ_ｐ２に対応した複数の受波信号がメモリバンクＢに記憶されると、メモリバンクＢから周期Ｔ_ｐ２に対応した複数の受波信号が読み出されて各受信ビームフォーマへ供給する。

各受信ビームフォーマは、周期Ｔ_ｐ２に対応した複数の受波信号に基づいて、超音波ビームに沿った互いに異なる複数の目標位置の各々を焦点として、各目標位置に対応した受信ビーム信号を形成する。また、各受信ビームフォーマにおいて各深さに対応した受信ビーム信号が形成されると、各受信ミキサとその後段の各部において、各深さに対応した復調処理等が実行される。

周期Ｔ_ｐ２に対応した複数の受波信号に対するビーム形成処理とそれに引き続く復調処理等は、周期Ｔ_ｐ２の後の図示しない周期Ｔ_ｐ３の期間内に完了される。つまり、周期Ｔ_ｐ３に対応した複数の受波信号がメモリバンクＡに記憶される記憶処理の期間内に周期Ｔ_ｐ２に対応した複数の受波信号に対する信号処理を完了させる。

このように、図５に示す例においては、複数の受波信号を２系統に分けて記憶し、記憶された２系統の受波信号を選択的に利用してビーム形成処理と復調処理等を施している。そのビーム形成処理においては、複数の深さ（目標位置）の各々を焦点として次々に受信ビーム信号が形成され、さらに、その復調処理においては、複数の深さ（目標位置）に対応した参照信号が順に利用され、複数の目標位置の各々に対応した復調信号が次々に抽出される。これにより、複数の目標位置（深さ）に受信ビームの焦点を合わせたダイナミックフォーカスを実現することが可能になる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。例えば、変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておきこのメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

１６Ａ 第１送信ビームフォーマ、１６Ｂ 第２送信ビームフォーマ、１８Ａ 第１受信ビームフォーマ、１８Ｂ 第２受信ビームフォーマ、２０Ａ，２０Ｂ 変調処理部、２５Ａ，２５Ｂ 遅延回路、４０Ａ，４０Ｂ ＦＦＴ処理部、５０ ドプラ情報解析部。

Claims (7)

1. 周期的な信号に基づいて変調処理された第１連続波を用いて第１超音波ビームに対応した第１送信信号を形成し、周期的な信号に基づいて変調処理された第２連続波を用いて第２超音波ビームに対応した第２送信信号を形成する送信処理部と、
   前記第１送信信号と前記第２送信信号を合成した合成送信信号に基づいた超音波を生体に送波し、生体から超音波を受波することにより合成受信信号を得る超音波送受部と、
   前記合成受信信号に基づいて第１超音波ビームに対応した第１受信信号と第２超音波ビームに対応した第２受信信号を形成する受信処理部と、
   生体内の第１目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記第１受信信号に対して復調処理を施すことにより第１復調信号を形成し、生体内の第２目標位置との間の相関関係を調整しつつ前記第２受信信号に対して復調処理を施すことにより第２復調信号を形成する復調処理部と、
   前記第１復調信号から第１目標位置に対応した生体内情報を抽出し、前記第２復調信号から第２目標位置に対応した生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
   を有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   互いに周期性を異ならせた変調処理により前記第１連続波と前記第２連続波を形成する変調処理部をさらに有する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記変調処理部は、第１変調信号と第２変調信号との間の位相差を調整してから、第１変調信号を用いて搬送波を変調処理することにより第１連続波を形成し、第２変調信号を用いて搬送波を変調処理することにより第２連続波を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記変調処理部は、第１符号を繰り返す信号列を用いたデジタル変調処理により第１連続波を形成し、第２符号を繰り返す信号列を用いたデジタル変調処理により第２連続波を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記変調処理部は、周波数変調処理と位相変調処理とＰＳＫ変調処理とＦＳＫ変調処理のうちのいずれかの変調処理により第１連続波を形成し、当該第１連続波とは異なる前記いずれかの変調処理により第２連続波を形成する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   前記変調処理部は、前記第１目標位置と前記第２目標位置の深さの差に応じて、第１変調信号と第２変調信号との間の位相差を調整する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記変調処理部は、第１符号を繰り返す信号列と当該第１符号とは異なる符号パターンの第２符号を繰り返す信号列を用いる、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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