JP2010536197A - アンプ回路 - Google Patents

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Abstract

アンプ回路であって、増幅されるべき信号を受信するための入力、可変電圧に基づいて入力信号を増幅するためのプリアンプ、プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、及び、１つ或いは複数の供給電圧を電源アンプに提供するための可変電圧電源、を備えるアンプ回路。供給電圧は可変利得或いは入力ディジタル信号に基づいて調節される。本発明の他の態様によれば、アンプ回路の電源はクロック信号を用いてクロック制御され、それにより、クロック信号は音量信号或いは入力信号に従って変化する周波数を有する。
【選択図】 図７

Description

本発明はアンプ回路に係り、そして特にしかしそれのみと言うわけではないが電力アンプを含むアンプ回路に関する。
図１は基本的なクラスＡＢアンプを示す。バイポーラ（即ち、スプリット・レベル）電源は電圧Ｖ＋、Ｖ−を出力し、これらの出力電圧はアンプ１０に横切って印加され、アンプ１０は入力信号Ｓｉｎを増幅してグランド参照増幅出力信号Ｓｏｕｔを負荷２０に出力する。 アンプ１０に供給される電圧が十分であれば、アンプ１０は（クロスオーバー効果を無視すると）実質的にリニアな増幅利得を有する。即ち、電源からの電圧Ｖ＋、Ｖ−出力は、電源からアンプへの電圧Ｖ＋、Ｖ−出力に信号が近い、等しい、或いは、超えるときに、出力信号の「切取り」即ち減衰を回避するような丁度良い量でなければならない。これは、最大出力信号Ｓｏｕｔｍａｘと電源レールとの間に「ヘッドルーム」を設けることにより、回避される。
図２はＳｉｎがサイン波のときのＳｏｕｔを示す図である。
この例では、Ｖ＋及びＶ−は入力サイン波がリニアに増幅されるように十分に高く設定されている。即ち、Ｖ＋及びＶ−と最大出力信号との間には僅かな値のヘッドルームがあり、信号が切取られない。
グラフの影領域はアンプ１０で浪費される電力を表す。アンプ１０は、出力がＶ＋或いはＶ−に近いとき非常に効率的であるが、出力が０Ｖ（ＧＮＤ）に近いとき非常に非効率的であることが分かる。即ち、出力信号Ｓｏｕｔが小さいときですらアンプ１０により大きな値の電力が浪費されている。クラスＡＢアンプ１０の理論上の最大効率は７８．５％である。
クラスＧアンプは、複数セットの電源レール即ち電源電圧を設ける事により、この制約を乗越える。即ち、図３に示されるように、出力信号Ｓｏｕｔがかなり大きなときは或る電源Ｖ＋−Ｖ−で動き、或いは出力信号Ｓｏｕｔが小さいときは別のより小さな電源Ｖｐ−Ｖｎで動く。理想的には、無数の電源レールが設けられると、アンプ１０に供給される電圧が効率的に入力信号を「追随」し、丁度十分な電圧が常に供給されて切取りがなくなる。
図４はクラスＧアンプの一例を示す。
増幅されるべきディジタル信号Ｓｉｎはアンプ５０への入力である。ディジタル入力信号は最初にディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）５１によりアナログ信号に変換される。その結果のアナログ信号はエンベロープ検出器５２に与えられる。エンベロープ検出器５２はＤＡＣ５１のアナログ出力信号のエンベロープの大きさを検出し、スイッチングＤＣ−ＤＣ変換器５４に制御信号を出力する。制御信号はＤＡＣ５１のアナログ出力のエンベロープの大きさを示す。ＤＣ−ＤＣ変換器５４は次に各キャパシタ５８、６０をチャージする事により電圧Ｖ＋、Ｖ−を電力アンプ５６に供給する。ＤＣ−ＤＣ変換器５４により供給される電圧Ｖ＋及びＶ−はエンベロープ検出器５２からの制御信号に応じて変化し、相対的大きなエンベロープは電力アンプ５６に供給される相対的に高い電圧を招き、反対に、小さなエンベロープは電力アンプ５６に供給される相対的に小さな電圧を招き、こうして、より少ない電力しか浪費されない。
Ｖ＋は第１キャパシタ５８の一端子に供給され、そしてＶ−は第２キャパシタ６０の一端子に供給される。各キャパシタ５８、６０の第２端子は接地される。ＤＣ−ＤＣ変換器５４は固定周波数Ｆｓでオン及びオフにスイッチされ、キャパシタ５８、６０は交互にチャージ及びディスチャージされ、アナログ信号のエンベロープが変化しないなら電力アンプ５６にはおおよそ一定の電圧が供給される。
図５はキャパシタ５８、６０の１つを横切る電圧を図示する概略図である（実際には、キャパシタのチャージ及びディスチャージ特性は指数関数的曲線となる。）。時刻ｔ０で、ＤＣ−ＤＣ変換器５４はオンにスイッチし、キャパシタはチャージを始める。時刻ｔ１で、ＤＣ−ＤＣ変換器５４はオフにスイッチし、キャパシタはディスチャージを始める。時刻ｔ２で、ＤＣ−ＤＣ変換器５４はオンにスイッチし、キャパシタは再びチャージを始める。この動作を繰返し、キャパシタを横切る電圧は「リップル電圧」として知られる小さな量の変動を伴うおおよそ一定のレベルに維持される。ｔ０とｔ２との時刻間隔は従って１／Ｆｓである。
上述されたエンベロープの検出に並行して、図４のＤＡＣ５１のアナログ出力信号はアナログ遅延６２を通じてプリアンプ６３に供給され、それは典型的にはプログラマブル・ゲイン・アンプ（ＰＧＡ）であり、受信した制御信号（即ち、音量）に応じて設定される利得による遅延信号を増幅する。プリアンプ６３からの出力信号は電力アンプ５６に供給され、そこで増幅され、負荷６４へと出力される。アナログ遅延６２は、エンベロープ検出器で達成される電力変調が電力アンプ５６に到達する信号に同期するために必要である。
しかしながら、アナログ遅延はしばしば信号の歪みを生じさせ、より長い遅延が必要とされるほど、より悪い歪の遅延信号となる。従来は、この効果を最小化するため、エンベロープ検出と電力変調を可能な限り迅速に動作するように作らなければならない。即ち、ＤＣ−ＤＣ変換器５４は入力信の変化に迅速に対応しなければならない。しかしながら、この手法は不利益も有する。例えば、電力アンプ５６がオーディオ信号の増幅に用いられるときには、信号中の歪みを低減するために必要な周波数で動作するＤＣ−ＤＣ変換器自らがユーザに聴覚され得るノイズ音を発生しかねない。
実際には、信号の歪みと電力源により発生されるノイズとの間での妥協が図られなければならない。
本発明の一態様によれば、アンプ回路が提供され、このアンプ回路は、増幅されるべき入力信号を受信する入力、可変利得に基づいて入力信号を増幅するためのプリアンプ、プリアンプから出力される信号を増幅するための電力アンプ、電力アンプに電力を供給するための可変電圧電源、を備え、前記電力は前記可変利得に基づいて調整されている。
本発明の一関連態様によれば、信号を増幅するための方法が提供され、この方法は、入力信号を受信するステップ、可変利得に基づいてプリアンプにて入力信号を増幅するステップ、可変電圧電源からの電力を電力アンプに供給するステップ、及び、電力アンプにてアナログ信号を増幅するステップ、を備え、前記可変電圧電源は前記入力信号及び前記可変利得に基づいて制御される。
本発明のもう１つの態様によれば、アンプ回路が提供され、このアンプ回路は、増幅されるべき入力ディジタル信号を受信するための入力、入力ディジタル信号を遅延させてアナログ信号を出力するための遅延ブロック、を備え、遅延ブロックはディジタル信号を受信してディジタル信号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ信号変換器を備え、このアンプ回路は、アナログ信号を増幅するための電力アンプ、及び電力アンプに少なくとも１つの供給電力を供給するための可変電圧電源、を備え、可変電圧電源により供給される少なくとも１つの供給電圧は入力ディジタル信号に基づいて制御される。
本発明の一関連態様によれば、信号を増幅するための方法が提供される。この方法は、入力ディジタル信号を受信するステップ、遅延されたディジタル信号をアナログ信号に変換するステップ、可変電圧電源からの少なくとも１つの供給電圧を電源アンプに供給するステップ、及び電力アンプにてアナログ信号を増幅するステップ、を備え、可変電圧電源により供給される少なくとも１つの供給電圧が入力ディジタル信号に基づいて制御される。
本発明の別の一態様によれば、アンプ回路が提供され、このアンプ回路は、増幅されるべき信号を受信する入力、音量信号に基づいて入力信号を増幅するためのプリアンプ、プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、音量信号に応じて変化する周波数を有するクロック信号を生成するためのクロック生成器、及び、クロック信号を受信し、前記クロック信号の周波数でスイッチし、そして前記電力アンプに少なくとも１つの供給電圧を供給するためのスイッチド電源、を備えている。
本発明の一関連態様によれば、信号を増幅する方法が提供される。この方法は、入力信号を受信するステップ、入力信号を音量信号に従ってプリアンプにて増幅するステップ、スイッチド電源から少なくとも１つの供給電圧を電力アンプに供給するステップ、及び電力アンプにてプリアンプからの信号出力を増幅するステップ、を備え、スイッチド電源は音量信号に従って変化する周波数でスイッチする。
本発明の別の一態様によれば、アンプ回路が提供され、このアンプ回路は、増幅されるべき信号を受信する入力、入力信号を増幅するための電力アンプ、入力信号に応じて変化する周波数を有するクロック信号を生成するためのクロック生成器、及びクロック信号を受信し、クロック信号の周波数をスイッチし、そして前記電力アンプに少なくとも１つの供給電圧を供給するためのスイッチド電源、を備えている。
本発明の一関連態様によれば、信号を増幅するための方法が提供される。この方法は、入力信号を受信するステップ、スイッチド電源からの少なくとも１つの供給電圧を電源アンプに供給するステップ、及び電力アンプにて入力信号を増幅するステップ、を備え、スイッチド電源が入力信号に従って変化する周波数でスイッチする。
本発明の一層良い理解のため、そして本発明がどのようにして効果をもたらすように実践されるのかをより一層明瞭に示すために、例示として、以下の図面を用いて論及する。
図１は基本的なクラスＡＢアンプを示す。 図２は入力信号がサイン波のときの図１のアンプからの出力信号を示す。 図３はアンプに用いられる二重電源レールを図示する。 図４は典型的なクラスＧアンプを示す。 図５は図４中のキャパシタの１つを横切る電圧を模式化した概略図である。 図６は本発明の一態様に従うアンプを示す。 図７は本発明の別の一態様に従うアンプを示す。 図８は本発明の別の一態様に従うアンプを示す。 図９は本発明の別の一態様に従うアンプを示す。 図１０は別のアンプを示す。 図１１は図１０のアンプに用いられ得るスイッチの一例を示す。 図１２は図１０及び図１１のスイッチの一実装例を示す。 図１３は更なるアンプを示す。 図１４ａは本発明の何れのアンプに用いるのにも適した第１チャージポンプを示す。 図１４ｂは本発明の何れのアンプに用いるのにも適した第１チャージポンプを示す。 図１５ａは本発明の何れのアンプに用いるのに適した第２チャージポンプを示す。 図１５ｂは本発明の何れのアンプに用いるのに適した第２チャージポンプを示す。
図６は本発明の一態様に従うオーディオ信号の増幅に用いられるためのアンプ１００を示す。しかしなから、アンプ１００は他の多数の種類の信号の増幅のためにも用いられ得ると理解されたい。
アンプ１００は増幅されるべきディジタル入力信号を受信する。ディジタル入力信号はエンベロープ（包絡線）検出器１０２に入力される。エンベロープ検出器１０２はディジタル入力信号のエンベロープの大きさを検出して制御信号１０３を可変電圧電源（ＶＶＰＳ）１０４に出力する。ＶＶＰＳ１０４に出力される制御信号は検出されたエンベロープの大きさを示す。ＶＶＰＳ１０４は次に各キャパシタ１０８、１１０をチャージする事により電力アンプ１０６に２つの電圧Ｖ＋及びＶ−を供給する。エンベロープ検出器１０２からの制御信号１０２が変化するに伴い、ＶＶＰＳ１０４により供給される電圧Ｖ＋及びＶ−が変化し、相対的に大きなエンベロープを示す制御信号は電力アンプ１０６に供給される相対的に高い電圧を引き起こし、反対に、相対的に小さなエンベロープを示す制御信号は電力アンプ１０６に供給される相対的に小さな電圧を引き起こし、こうしてより少ない電力しか浪費されない。
Ｖ＋は第１キャパシタ１０８の一端子に供給され、そしてＶ−は第２キャパシタ１１０の一端子に供給される。各キャパシタ１０８、１１０の第２端子は接地される。ＶＶＰＳ１０４は周波数Ｆｓでオン及びオフに切替えられ、そうしてキャパシタ１０８、１１０は交互にチャージ及びディスチャージされ、ディジタル入力信号のエンベロープが変化しないなら、おおよそ一定の電圧が電力アンプ１０６に供給される。
制御信号１０３は高い精度でエンベロープの大きさを表すため、多数のビット数でもよい。或いは、制御信号は僅か１ビットでもよい。
エンベロープ検出と並行して、ディジタル入力信号はディジタル・フィルター１１２に入力される。フィルターされた信号は次にシグマ−デルタ（Σ−Δ）モジュレータ１１４に入力される。変調済みのフィルターされた信号はディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１１６に入力され、アナログ信号に変換される。
フィルター１１２、シグマ−デルタ・モジュレータ１１４及びＤＡＣ１１６の効果は、ディジタル信号をアナログ信号に変換して増幅され得るようにし、そして信号を遅延させてその電力アンプ１０６への到着をエンベロープ検出器１０２により決定されるような正確な電圧レベルに同調させることである。このように原理的には必要なのはディジタル遅延及びＤＡＣだけである。図６に示される例では、シグマ−デルタ・モジュレータ１１４及びＤＡＣ１１６もまた固有の遅延を有するが、遅延は第１にディジタル・フィルター１１２により導入される。当業者にはよく知られるようにシグマ−デルタ・モジュレータ１１４は入力信号のワード長を減らす。入力信号は複雑かもしれず（オーディオ信号は典型的には２４ビットである。）、２４ビットＤＡＣの設計はとても困難であるが、これはＤＡＣ１１６を簡素化する。シグマ−デルタ・モジュレータ１１４、或いは他の如何様な適切なワード長低減ブロックを用いることにより、ＤＡＣ１１６の設計は非常に簡素化される。シグマ−デルタ・モジュレータ１１４は信号がサンプリングされないことを必要とし、これがディジタル・フィルター１１２の目的である。
ＤＡＣ１１６のアナログ出力信号は可変利得により信号を増幅するプリアンプ１１８に入力される。可変利得は制御信号により設定され、それはこの特定の例では音量信号である。オーディオ分野での多数の応用では、可変利得は典型的には減衰し、信号ノイズ比（ＳＮＲ）を改善する。
予備増幅された信号はプリアンプ１１８から電力アンプ１０６に出力され、そこで増幅されて、例えば、スピーカー、ヘッドホンの受音器、或いは、出力線コネクタのような負荷１２０に出力される。
アンプ１００は図４に関して記述されたアンプ５０に対して多数の利点を有する。ディジタル入力信号のエンベロープを検出することにより、アンプ１００はエンベロープ検出と並行して信号を遅延させるためにディジタル遅延を利用できる。ディジタル遅延は実装が容易であり信号の歪みをもたらさない。更に、ディジタル遅延は容易に調整できＶＶＰＳ１０４は従来技術における場合のようには迅速に動作する必要が無く、そしてユーザに聴覚され得る音が生成しない。
上述のように、ディジタル遅延は固有遅延を有する１つ或いは複数の過程を利用していると理解される。例えば、図６に示される構成（即ち、ディジタル・フィルター１１２とシグマ−デルタ・モジュレータ１１４との組合せ）はＤＡＣ１１６を簡素化して信号を遅延もさせる。しかしながら、イコライザー回路が信号を変調し遅延させるために用いられ得る。また、ステレオ或いは３Ｄ処理も信号を遅延させる。ここでの列挙が全てではなく、信号を遅延させる如何なる処理或いは処理の組合せが用いられ得る。ＤＡＣ１１６単独による遅延もあり得る。
エンベロープ検出器１０２は当業者によく知られた多数の形態を取り得る。例えば、エンベロープ検出器１０２はエンベロープを検出してそれを或る閾値と比較する。制御信号１０３が僅か１ビットの場合、エンベロープ検出器１０２はエンベロープを閾値と比較する比較器を備えるものでよい。エンベロープが閾値より低いとき、ＶＶＰＳ１０４は相対的に低い電圧を供給し、エンベロープが閾値を越えるとき、ＶＶＰＳ１０４は相対的に高い電圧を供給する。
別の例によれば、制御信号１０３は、例えば入力信号の最上位ビット（ＭＳＢ）のような、特定のビットに基づいて、ディジタル入力信号から直接誘導されてもよい。この例によれば、ＭＳＢが高いときにはＶＶＰ１０４はより高い供給電圧を電力アンプ１０６に供給し、ＭＳＢが低いときにはＶＶＰ１０４はより低い供給電圧を電力アンプ１０６に供給する。
追加の比較器及び対応する閾値を用いることにより、例えば複数の電源レール或いは電圧レベルを用いるときには、精密な更なるビットが制御信号１０３に提供されてもよいと理解される。
可変電圧電源１０４は当業者によく知られた多様な形式の何れか１つであってもよい。ＶＶＰＳ１０４はチャージポンプ、ＤＣ−ＤＣ変換器、或いは他のモードスイッチド電源であってもよい。更に、示されたＶＶＰＳ１０４はスイッチド電源であるが、アンプ１００は非スイッチド電源（例えば、リニア・レギュレータ）を用いても良い。また、図６に示されるＶＶＰＳ１０４は正及び負の電圧出力を電源アンプに提供する。しかし、これは必須ではない。ＶＶＰＳはただ１つの電圧を電力アンプに供給してもよい。後に述べる図１４及び図１５はＶＶＰＳ１０４として用いられ得る２つのチャージポンプを図示している。
図７は本発明の他の態様に従うアンプ２００を示す。
以下により詳細に述べる多数のコンポーネントを除けば、アンプ２００はアンプ１００に類似している。両アンプ１００、２００に共通するコンポーネントは元の参照番号のままであり、更には述べない。エンベロープ検出器２０２及びＶＶＰＳ２０４はアンプ１００内のそれらの対応部分と同様の働きをする。しかし、一方或いは両者は以下に述べられるように調整される。アンプ２００では、プリアンプ１１８における可変利得を節制するためにプリアンプ１１８に加えられる制御信号（即ち、音量信号）は、電力アンプに供給される電圧を調整するためにも用いられる。
上述のように、プリアンプ１１８内に適用される可変利得は典型的には信号雑音比を改善するために減衰する。しかし、アンプ１００ではエンベロープ検出、そして従って電力アンプ１０６に供給される電圧は、全く入力信号に基づいている。システムの利得の全てがエンベロープ検出の後に存在する。こうして、音量が減衰に終わる結果では、電力浪費がある。もし音量が増大に終わるなら、電力アンプ１０６からの信号出力の切取りがあるだろう。
エンベロープ検出への音量の適用を達成するには多数の仕方がある。
入力信号はエンベロープ検出器２０２に入る前に音量信号により変調されてもよく、そうすれば音量は検出されたエンベロープに既に斟酌されている（例えば、入力信号が音量信号により倍量されてもよい。）。
また、エンベロープ検出器２０２からＶＶＰＳ２０４への制御信号出力が音量信号により変調されてもよく、そうしてＶＶＰＳ２０４はそれに応じてその電圧出力を調整できる（例えば、制御信号が音量信号により倍量されてもよい。）。この後者の方法はシステムの解像度を増加させるという利点を有し、エンベロープ検出器２０２は全入力信号を用いてエンベロープを検出できる。また、音量に適した制御信号を出力するために、エンベロープ検出器２０２の検出手法が音量信号により調整されてもよい。更なる別の方法では、ＶＶＰＳ２０４の出力は音量信号により調整されてもよく、そうして電力アンプ１０６に供給される電圧は音量のために調整される。
以上の論述は、プリアンプ１１８内の可変利得の設定のためには通常であったように、音量制御信号のプリアンプ１１８への適用だけでなく、入力信号のエンベロープ検出にも適用する。しかしながら、当業者には明らかなように可変利得自体が入力信号のエンベロープの検出に適用されてもよい。「音量に基づく」音量或いは信号の調整或いは変更についての以上の及び以下の論及は従ってまた可変利得に基づく音量或いは信号の調整或いは変更をも意味する。プリアンプでの可変利得は定義上音量制御に従って変化し、そしてこのようにして可変利得に基づく音量或いは信号の調整或いは変更は音量に基づくそうした音量或いは信号の間接的な調整或いは変更と等価である。
音量をエンベロープの検出へ適用するという上述の概念は、ディジタル入力信号及び混成アンプに関してのみこれまでは論述されてきた。しかしながら、エンベロープ検出への音量利得の適用は、図４を参照して述べられたような、アナログ入力信号及びアナログ・アンプを有するシステムにおいても同等に利点を有するであろうことは当業者には容易に理解される。例えば、アンプ５０において、アンプ２００及び図７を参照して前述されたように、音量は、音量検出器５２における音量検出の前、最中、或いは、後の何れに適用されてもよい。
図８は本発明の別の態様によるアンプ３００を示す。
以下により詳細に述べられる若干数のコンポーネントを除いて、アンプ３００は図６のアンプ１００に似ている。アンプ１００、３００に共通のコンポーネントは参照番号を同じくし更には述べられない。エンベロープ検出器３０２及びＶＶＰＳ３０４はアンプ１００のそれらの対応部分と同様に働く。しかし、一方或いは両方の動作は以下に述べられるように調整され得る。
以前に述べられたアンプ等と同様、キャパシタ１０８、１１０はＶＶＰＳ３０４がオンにスイッチするとチャージされ、そしてＶＶＰＳ３０４がオフにスイッチするとディスチャージされる。上述のように、キャパシタ１０８、１１０を横切る電圧の上昇及び下降は「リップル電圧」として知られている（図５参照）。
キャパシタ１０８、１１０を横切るリップル電圧を低減させるため、ＶＶＰＳ３０４のスイッチング周波数Ｆｓを増大させて、キャパシタ１０８，１１０が再チャージされる前程にはディスチャージされないようにしてもよい。しかしながら、所定期間内でより多くの回数スイッチされる程、スイッチング周波数Ｆｓの増大がＶＶＰＳ３０４自身の内部のより大きな電力消費に帰着する。
キャパシタ１０８，１１０のディスチャージ速度は負荷１２０で散逸される電力量に依存し、負荷１２０はそして電力アンプ１０６により増幅される信号に依存する。信号が電力アンプ１０６に達する前に、そのエンベロープが検出されて（音量制御信号により設定されるような）可変利得がプリアンプ１１８の入力信号に印加される。これら両ファクター（即ち、信号エンベロープ及び音量）は電力アンプ１０６に入力する入力信号に影響する。
アンプ３００はクロック発生器３０６を備え、それは音量信号を受信し周波数Ｆｓ‘でクロック信号を発生する。クロック信号の周波数Ｆｓ‘は音量が相対的に高いときは相対的に高く調整され、音量が相対的に低いときは相対的に低く調整される。クロック信号はＶＶＰＳ３０４に出力され、ＶＶＰＳ３０４は周波数Ｆｓ‘でスイッチする。 従って、より高い音量では、負荷１２０に流れ込む電流が高いときであり、そしてこのようにキャパシタ１０８、１１０は相対的に速くディスチャージし、ＶＶＰＳ３０４のスイッチング周波数Ｆｓ’もまた高い。これはキャパシタ１０８、１１０を横切る電圧が適切なレベルに維持される事を意味する。
反対に、音量が相対的に低く、より低い電流が負荷１２０に流れ込むと、キャパシタ１０８、１１０は相対的に遅くディスチャージする。この場合、キャパシタ１０８、１１０は頻繁にチャージされなくともよいので、スイッチング周波数Ｆｓ‘は低くてよく、そうして電力が節約される。図８の実施例は第１及び第２スイッチング周波数を有するとして記述されたが、多様なスイッチング周波数が用いられてもよい。
図９は本発明の別の態様によるアンプ４００を示す。
以下により詳細に述べられる若干数のコンポーネントを除いて、アンプ４００は図６のアンプ１００に似ている。アンプ１００、４００に共通のコンポーネントは参照番号を同じくし更には述べられない。エンベロープ検出器４０２及びＶＶＰＳ４０４はアンプ１００のそれらの対応部分と同様に働く。しかし、一方或いは両方の動作は以下に述べられるように調整され得る。
上述のように、特定の負荷１２０については、負荷１２０に流れ込む電流の量は入力信号のエンベロープの大きさに依存する。この観点から、アンプ４００はエンベロープ検出器４０２からの更なる制御信号を受信するクロック発生器４０６を備える。クロック発生器４０６は周波数Ｆ８‘のクロック信号を発生する。クロック信号はＶＶＰＳ４０４に出力され、ＶＶＰＳ４０４は周波数Ｆ５‘でスイッチする。従って、信号エンベロープが大きいとき負荷１２０に流れ込む電流量は高くなり、こうしてキャパシタ１０８、１１０は相対的に速くディスチャージされる。従って、ＶＶＰＳ４０４のスイッチング周波数Ｆ５‘も高くなり、こうしてキャパシタ１０８、１１０を横切る電圧が適切なレベルに維持される。
反対に、信号エンベロープが相対的に低いと、より少ない電流が負荷１２０に流れ込み、そして従って、キャパシタ１０８、１１０が相対的に遅くディスチャージされる。この例では、キャパシタ１０８、１１０は頻繁にチャージされる必要が無いので、スイッチング周波数Ｆ８‘はより低くてもよく、そして従って電力が節約される。図９の実施例は第１及び第２スイッチング周波数を有するとして記述されたが、多数のスイッチング周波数が用いられてもよい。
両アンプ３００、４００は、ＶＶＰＳ３０４、４０４のスイッチング周波数が信号エンベロープ及び音量の両方を斟酌しているように調整されてもよい。これは多数の手法で達成される。 例えば、図７を参照して述べられたように音量がエンベロープ検出器３０２、４０２に適用されてもよい。即ち、アンプ４００ではエンベロープがエンベロープ検出器で検出される前に信号が音量で増幅されてよい（例えば、信号は音量で倍量される。）。或いは、エンベロープ検出器４０２からクロック発生器４０６への制御信号出力が音量により変更されてもよい（例えば、制御信号が音量により倍量されてもよい。）。アンプ３００では、クロック信号を発生するときにエンベロープ及び音量の両者が斟酌されるようにエンベロープ検出器３０２が制御信号をクロック発生器３０６に出力してもよい。当業者は音量、エンベロープ、及びそれらの組合せがＶＶＰＳのスイッチング周波数を変更するために用いられる多様な方法を思い付く事ができる。更に、音量、信号エンベロープ、或いはそれらの組合せのスイッチング周波数への適用はアナログ入力信号及びアナログ・アンプを備えたシステムにおいても同等に利点を有するであろうことは当業者には容易に理解される。
こうして、例えば図４を参照して述べられたような、アナログ・アンプは図８及び９を参照して述べられたようなクロック発生器を有するなら、つまり実質的に同じような働きをする。
スイッチング電源の２つの電源損失源は導電損失とスイッチング損失である。導電損失はスイッチング電源の各スイッチによる電力散逸に関連し、そしてスイッチング損失は各スイッチのスイッチング、即ち、駆動中の電力散逸に関連する。典型的にはスイッチング電源はスイッチング電源の素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる。大きなＭＯＳＦＥＴは、特定の電流について相対的により小さなＭＯＳＦＥＴよりも、より低いチャネル抵抗、即ち、ソース−ドレイン間抵抗ＲＤＳを有する。しかしながら、その相対的により大きなゲート面積ゆえに、大きなＭＯＳＦＥＴは、特定の動作周波数について、より小さなＭＯＳＦＥＴよりも、より大きなスイッチ駆動電流損失、即ち、スイッチング損失を招くより高いゲートチャージを必要とする。高い出力電流ではスイッチング損失は典型的には導電損失よりも重大性が少ないが、スイッチング損失は低い出力電流では重大な非効率となる。こうして、ＶＶＰＳがスイッチする度に、例えば、典型的にはチャージポンプの出力電圧を調整するために用いられる、チャージポンプの内部スイッチはあるエネルギーを膨張させる。このスイッチング損失エネルギーは1/2CV2に等しく、ここでＣはスイッチのキャパシタンス、Ｖはスイッチを横切る電圧である。こうして、多くの割合の時間においてスイッチされるのに加えて、僅かなスイッチング動作でもエネルギーを費やす。
上述のように、ＶＶＰＳ内のＭＯＳＦＥＴスイッチは固有ゲート・キャパシタンス及び固有チャネル抵抗RDS.を有する。抵抗RDSはＬ／Ｗに比例し、ここでＬはＭＯＳＦＥＴスイッチのチャネル長でありＷはチャネル幅である。ゲート・キャパシタンスは積ＷＬに比例する。
Figure 2010536197
従って、ＭＯＳＦＥＴスイッチの幅の増大はゲート・キャパシタンスを増大させ、その抵抗を減少させる。前記幅の減少は逆の効果を有する。
多数の異なるタイプのスイッチがＶＶＰＳ内に用いられ、例えば単独ＭＯＳＦＥＴ、伝送ゲート（例えば、ＮＭＯＳ及びＰＭＯＳトランジスタ）等である。しかしながら、上述の基本的原理はＭＯＳスイッチの各タイプについて同じである。ＭＯＳスイッチの動作中に費やされるエネルギーは1/2CV2であり、キャパシタンスはスイッチのゲート面積（ＷＬ）に比例する。
図１０は更なるアンプ５００を示す。
以下により詳細に述べられる若干数のコンポーネントを除いて、アンプ５００は図６のアンプ１００に似ている。アンプ１００、５００に共通のコンポーネントは参照番号を同じとし更には述べられない。
エンベロープ検出器５０２及びＶＶＰＳ５０４はアンプ１００のそれらの対応部分と同様に働く。しかし、一方或いは両方の動作は以下に述べられるように調整され得る。
アンプ５００は音量制御信号を受信しＶＶＰＳ５０４に制御信号５０５を出力するスイッチ選択ブロック５０６を備える。制御信号５０５は図１１及び図１２を参照して以下により詳細に述べられるようにＶＶＰＳ５０４がそのスイッチを調整するように指示する。
図１１はＶＶＰＳ５０４に用いられ得るスイッチの一例を示す。２つのスイッチ５５０、５５２は入力信号電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔの間に並列に接続されている。第１スイッチ５５０は比較的広く、そして従って比較的低い抵抗と高いキャパシタンスを有する。第２スイッチ５５２は比較的狭く、そうして比較的高い抵抗しかし低いキャパシタンスを有する。高い電圧を出力するため（即ち、出来るだけ大きなＶｉｎを転送してＶｏｕｔへと横切らせるため）、ＶＶＰＳ５０４のスイッチには低い抵抗が要求される。従ってこの例では広いスイッチ５５０が用いられる。キャパシタンスＣが高いのでより多量のエネルギーが消費されるが、しかしこれは十分なＶｏｕｔを達成するために必要である。
しかしながら、低い出力電圧しか要求されないなら、スイッチの抵抗は高くてもよい。従って、この例ではより狭いスイッチ５５２が用いられ得る。狭いスイッチ５５２のキャパシタンスが低くなるほど、その動作中には一層少ないエネルギーしか消費されない。図１１は唯２つのスイッチ、５５０、５５２、を示すが、夫々が異なる「幅」を有する多数のスイッチが用いられてもよい。
図１２はスイッチ５５０、５５２の１つの取り得る実装を示す。シングル・スイッチ５６０は図示のように不均等に、領域５６２、５６４に分けられる。この構成は３つの取り得るスイッチ幅を与える。即ち、最も小さな領域５６４、より大きな領域５６２、及び、両領域５６２及び５６４の組合せである。また、多数のスイッチが提供され、異なる数のスイッチがオンになって全体としての抵抗及びキャパシタンスが所望の電圧に調整されてもよい。
アンプ５００内のスイッチ選択ブロック５０６がどのように動作してアンプ５００の電力消費を低減させるかがここで分かる。音量が高いと、より大きな量の電圧がキャパシタ１０８、１１０で要求される。それゆえ、この場合は、スイッチ選択ブロック５０６はＶＶＰＳ５０４が相対的に広いスイッチを使用するように指示する。音量が低いと、より低い電圧がキャパシタ１０８，１１０で要求される。この場合は、スイッチ選択ブロック５０６はＶＶＰＳ５０４を指示して相対的に狭いスイッチを使用させ、ＶＶＰＳ５０４内のスイッチング損失は最小化される。
図１３は更なるアンプ６００を示す。
以下により詳細に述べられる若干数のコンポーネントを除いて、アンプ６００は図６のアンプ１００に似ている。アンプ１００、６００に共通のコンポーネントは参照番号を同じくし更には述べられない。エンベロープ検出器６０２及びＶＶＰＳ６０４はアンプ１００のそれらの対応部分と同様に働く。しかし、一方或いは両方の動作は以下に述べられるように調整され得る。
アンプ６００はエンベロープ検出器６０６からの制御信号を受信しＶＶＰＳ６０４に制御信号６０５出力するスイッチ選択ブロック６０６を更に備えている。代替的構成では、スイッチ選択ブロック６０６はＶＶＰＳ６０４に出力するのと同じ制御信号を受信してもよい。制御信号は図１１及び１２を参照して前述されたようにそのスイッチを調整するように指示する。
信号エンベロープが相対的に高いと、より多量の電圧がキャパシタ１０８，１１０で要求される。従って、この場合、スイッチ選択ブロック６０６はＶＶＰＳ６０４が相対的に広いスイッチを用いるよう指図する。信号エンベロープが相対的に低いと、より少量の電圧がキャパシタ１０８，１１０で要求される。この場合、スイッチ選択ブロック６０６はＶＶＰＳ６０４が相対的に狭いスイッチを用いるよう指示し、ＶＶＰＳ６０４のスイッチング損失は最小化される。上述のように、用いられ得るスイッチは夫々異なる「幅」を有すると理解される。
両アンプ５００、６００はスイッチ選択ブロック５０６，６０６が信号エンベロープと音量との両方を斟酌するように調整されている。これは多様な仕方で達成される。例えば、図７を参照して述べられたように音量はエンベロープ検出器５０２，６０２に印加される。 即ち、アンプ６００では入力信号はエンベロープ検出器６０２で検出される前に音量で変更される（例えば、信号は音量で倍量される。）。 或いは、エンベロープ検出器６０２からスイッチ選択ブロック６０６への制御出力信号は音量により変更されてもよい（例えば、出力制御信号は音量信号により倍量される。）。 或いは、スイッチ選択ブロック６０６からの制御信号６０５が音量信号により変更されてもよい。アンプ６００では、エンベロープ検出器６０２は、検出した入力信号エンベロープを示す、更なる制御信号をスイッチ選択ブロック６０６に出力してスイッチ選択制御信号を生成するときにエンベロープ及び音量の両者が斟酌されるようであってよい。当業者は音量、エンベロープ、及びそれらの組合せがＶＶＰＳで用いられるスイッチを変更させる多数の方法を思い付くことができる。
更に、音量、信号エンベロープ、或いはそれらの組合せの信号スイッチ選択ブロックへの適用はアナログ入力信号及びアナログ・アンプを備えたシステムにおいても同等に利点を有するであろうことは当業者には容易に理解される。こうして、例えば図４を参照して述べられたような、アナログ・アンプは図１０及び１３を参照して述べられたようなスイッチ選択ブロックを有するなら、つまり実質的に同じような働きをする。
図１４ａは図６、７、８、９、１０及び１３夫々のＶＶＰＳ１０４、２０４、３０４、５０４、６０４として用いられるチャージポンプ１４００を示す。更に、チャージポンプ１４００はまたアンプ２００、３００、４００、５００、６００のアナログな等価回路中の何れかのＶＶＰＳとして用いられるにもまた適している。
図１４ａは新しいインバータチャージポンプのブロック図であり、「レベル・シフトチャージポンプ（ＬＳＣＰ）」１４００と呼んでいる。 ２つの蓄積キャパシタＣＲ１及びＣＲ２、フライング・キャパシタＣｆ及びスイッチ・コントローラ１４２０により制御されるスイッチ・アレイ１４１０がある。しかしながら、この構成では、蓄積キャパシタＣＲ１、ＣＲ２のどちらも入力供給電圧ＶＤＤには直接接続されず、スイッチ・アレイ１４１０を介してのみ接続される。ＬＳＣＰ１４００は開ループチャージポンプとして構成されるが、閉ループ構成も当業者には直ちに認識され理解される。従って、ＬＳＣＰ１４００は予め定められた制約内の各出力Ｎ１２−Ｎ１１、Ｎ１３−Ｎ１１に交差して接続された各負荷（図示せず）に依拠する。ＬＳＣＰ１４００は共用電圧源（ノードＮ１１）、即ち、接地で参照される２つの電圧Ｖｏｕｔ＋、Ｖｏｕｔ−を出力する。出力Ｖｏｕｔ＋、Ｖｏｕｔ−、Ｎ１１に接続されるのは、図示だけのために、負荷１４５０である。実際にはこの負荷１４５０は電源としての同じチップに全体が或いは部分が配置されてもよく、或いは又、チップ外に配置されてもよい。負荷１４５０は電力アンプ１０６と負荷１２０との組合せである。
ＬＳＣＰ１４００は、入力電圧＋ＶＤＤについては、ＬＳＣＰ１４００が＋ＶＤＤ／２及び−ＶＤＤ／２の大きさの出力を発生するように動作するが、軽い負荷の時にはこれらのレベルは、実際は、＋／−ＶＤＤ／２−ｌｌｏａｄとなる。ｌｌｏａｄが負荷電流に等しい場合、Ｒｌｏａｄは負荷抵抗に等しい。ノードＮ１２及びＮ１３を横切る出力電圧の大きさ（ＶＤＤ）はノードＮ１０及びＮ１１を横切る入力電圧（ＶＤＤ）に同じか実質的に同じである。
図１４ｂはＬＳＣＰ１４００のより詳細な表現を示し又、特に、スイッチ・アレイ１４１０の詳細が示されている。スイッチ・アレイ１４１０はスイッチ・コントローラ１４２０からの対応する制御信号ＣＳ１−ＣＳ６により夫々が制御される６つのスイッチＳ１−Ｓ６を備えている。スイッチは、第１スイッチＳ１がフライング・キャパシタＣｆの正プレートと入力電圧源との間に接続され、第２スイッチＳ２はフライング・キャパシタＣｆの正ブレートと第１出力ノードＮ１２との間であり、第３スイッチＳ３はフライング・キャパシタＣｆの正プレートと共用端子Ｎ１１との間であり、第４スイッチＳ４はフライング・キャパシタＣｆの負プレートと第１出力ノードＮ１２との間であり、第５スイッチＳ５はフライング・キャパシタＣｆの負プレートと共用端子Ｎ１１との間であり、第６スイッチＳ６はフライング・キャパシタＣｆの負プレートと第２出力端子Ｎ１３との間である。スイッチは、例えば、集積回路プロセス技術或いは入力及び出力電圧の要請により、幾つもの異なる手法（例えば、ＭＯＳトランジスタ・スイッチは或いはＭＯＳ伝送ゲート・スイッチ）により実装され得ることに注意されたい。
図１５ａは図６、７、８、９、１０及び１３の夫々の何れかのＶＶＰＳ１０４、２０４、３０４、４０４、５０４、６０４として用いられるのに適した更なるチャージポンプを示す。更に、チャージポンプ２４００はまたアンプ２００、３００、４００、５００、６００のアナログ等価回路の何れかのＶＶＰＳとして用いられるのにも適している。
図１５ａは更なる新規な反転チャージポンプのブロック図であり、それを「二重モード・チャージポンプ」（ＤＭＣＰ）２４００と呼ぶ。再び２つの蓄積キャパシタＣＲ１及びＣＲ２、フライング・キャパシタＣｆ及びスイッチ制御モジュール２４２０（ソフトウェア或いはハードウェアで実装され得る。）で制御されるスイッチ・アレイ２４１０がある。この構成では、蓄積キャパシタＣＲ１及びＣＲ２の何れも入力供給電圧ＶＤＤに直接には接続されず、むしろスイッチ・アレイ２４１０を介して接続される。
ＤＭＣＰ２４００は開ループ型チャージポンプとして構成されたが、閉ループ型チャージポンプ構成も当業者には容易に想到そして理解されることを理解されたい。 従って、ＤＭＣＰ２４００は各出力Ｎ１２−Ｎ１１、Ｎ１３−Ｎ１１に交差して接続される所定の制限内の各負荷（図示せず）に依存する。 ＤＭＣＰ２４００は共用電圧源（Ｎ１１）で参照される２つの出力電圧Ｖｏｕｔ＋、Ｖｏｕｔ−を出力する。 出力Ｖｏｕｔ＋／Ｖｏｕｔ−、Ｎ１１に接続され、そして図示されるのは１つの負荷２４５０だけである。実際には、この負荷２４５０は電源と同一チップ内に全体的に或いは部分的に所在してもよいし、或いはチップ外に所在してもよい。負荷２４５０は電源アンプ１０６及び負荷１２０の組合せである。
ＤＭＣＰ２４００は２つのモードで動作し得る。第１モードではＤＭＣＰ２４００は、例えば入力電圧＋ＶＤＤについて、ＤＭＣＰ２４００は入力電圧＋ＶＤＤの計算上は分数の大きさの各出力を生成するように、動作する。 以下の実施例では、この第１モードで生成される出力は＋Ｖｄｄ／２、−ＶＤＤ／２の大きさであり、しかし軽い負荷では、これらのレベルは、実際上は、＋／−ＶＤＤ／２−ｌｌｏａｄ．Ｒｌｏａｄとなり、ここでｌｌｏａｄは負荷電流に等しくＲｌｏａｄは負荷抵抗に等しい。この例では、ノードＮ１２及びＮ１３を横切る出力電圧の大きさ（ＶＤＤ）はノードＮ１０及びＮ１１を横切る入力電圧のそれ（ＶＤＤ）と等しいか、或いは実質的に等しい。第２モードではＤＭＣＰ２４００は＋／−ＶＤＤの二重のレール出力を生成する。
図１５ｂはＤＭＣＰ２４００のより詳細な部分及び、特に、スイッチ・アレイ２４１０の詳細が示されている。スイッチ・アレイ２４１０はスイッチ制御モジュール２４２０からの対応する制御信号ＣＳ１−ＣＳ６により夫々が制御される６つのスイッチＳ１−Ｓ６を備えている。スイッチは、第１スイッチＳ１がフライング・キャパシタＣｆの正プレートと入力電圧源との間に接続され、第２スイッチＳ２はフライング・キャパシタＣｆの正ブレートと第１出力ノードＮ１２との間であり、第３スイッチＳ３はフライング・キャパシタＣｆの正プレートと共用端子Ｎ１１との間であり、第４スイッチＳ４はフライング・キャパシタＣｆの負プレートと第１出力ノードＮ１２との間であり、第５スイッチＳ５はフライング・キャパシタＣｆの負プレートと共用端子Ｎ１１との間であり、第６スイッチＳ６はフライング・キャパシタＣｆの負プレートと第２出力端子Ｎ１３との間である。任意選択的に、入力電圧源（ノードＮ１０）と第１出力ノードＮ１２との間に、第７スイッチＳ７が設けられてもよい。またより詳細に示されるのはどちらのコントローラ２４２０ａ、２４２０ｂ或いは制御プログラムが用いられるかを判断し、そうしてどちらのモードでＤＭＣＰが動作するかを決定するためのモード選択回路２４３０を備えた制御モジュール２４２０である。また、モード選択回路２４３０及びコントローラ２４２０ａ、２４２０ｂの組合せは単一の回路ブロック（図示せず）内に実装され得る。
第１モードでは、スイッチＳ１−Ｓ６が用いられそしてＤＭＣＰ２４００はＬＳＣＰ１４００に似た態様で動作する。第２モードでは、スイッチＳ１−Ｓ３及びＳ５−Ｓ６／Ｓ７が用いられ、スイッチＳ４は冗長である。
スイッチは、例えば、集積回路プロセス技術或いは入力及び出力電圧の要請により、幾つもの異なる手法（例えば、ＭＯＳトランジスタ・スイッチは或いはＭＯＳ伝送ゲート・スイッチ）により実装され得ることに注意されたい。
ここで述べられるアンプは好ましくは集積回路に組込まれる。例えば、その集積回路はＭＰ３プレイヤー、移動電話、カメラ或いは衛星ナビゲーション・システムのようなオーディオ及び又はビデオシステムの部分を成すものであってもよく、そのシステムは（バッテリ電源携帯システムのような）携帯型或いは（ハイ−ファイ・システム或いはテレビ映像受信器のような）主電源されるものでも或いは自動車内、列車内、或いは飛行機内娯楽システムでもあり得る。上記に特定された信号より更に、アンプで増幅された信号はノイズ消去プロセスで用いられる周囲ノイズを示してもよい。
当業者は上述の装置及び方法は、例えばディスク、ＣＤ或いはＤＶＤ−ＲＯＭ、読み出し専用メモリのようなプログラム・メモリ（ファームウェア）のような搬送媒体上、或いは光学的或いは電気的信号媒体のようなデータ搬送媒体上のプロセッサ制御コードとして実装され得ることを理解するでしょう。多くの応用例について、発明の実施例はＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）あるはＦＰＧＡ（現場で書換可能なゲートアレイ）で実装され得る。こうしてコードは、例えばＳＡＩＣ或いはＦＰＧＡを設定或いは制御するための、通常のプログラム・コード或いはマイクロコードを備えてもよい。コードは又再書換可能な論理ゲートアレイのような再構成可能な装置を動的に構成するためのコードをも備えていてもよい。同様にVerilogＴＭ或いはＶＨＤＬ（非常な高速度の集積回路のハードウェア記述言語）のようなハードウェア記述言語のためのコードを備えてもよい。当業者には理解されるように、コードは互いに交信され複数のコンポーネントに分散されてもよい。適切な場合には、実施例はアナログ及びディジタル・ハードウェアを構成するために現場で（再）プログラム可能なアナログアレイ或いは同様の装置を稼働させるためのコードを用いて実装されてもよい。
上述の実施例は本発明を制限するのではなく当業者は添付の請求項の範囲を逸脱することなく多様な代替的実施例を設計する事が出来ることを理解されたい。用語「備える」は請求項に列挙されたもの以外の要素或いはステップの存在を排除するものではなく、「一」或いは「或る」は複数を排除するものではなく、そして、単一のプロセッサ或いは他のユニットが請求項に記載された幾つかのユニットの機能を充足するものであってもよい。請求項中の如何なる参照番号も請求範囲を制限するものと解釈してはならない。

Claims (110)

  1. アンプ回路であって、
    増幅されるべき信号を受信するための入力、
    音量信号に基づいて入力信号を増幅するためのプリアンプ、
    プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、及び、
    １つ或いは複数の供給電圧を電源アンプに提供するための可変電圧電源であって、前記１つ或いは複数の供給電圧は音量信号に基づいて調節される、可変電圧電源、
    を備えるアンプ回路。
  2. プリアンプは可変利得により入力信号を増幅し、前記可変利得は音量信号に従って変化する、請求項１のアンプ回路。
  3. 前記１つ或いは複数の供給電圧は可変利得に基づいて調節される、請求項２のアンプ回路。
  4. 前記１つ或いは複数の供給電圧は入力信号に従って更に調節される、請求項１乃至３の何れかのアンプ回路。
  5. 入力信号のエンベロープを検出して検出された入力信号エンベロープに従って制御信号を出力するためのエンベロープ検出器、を更に備え、
    前記可変電圧電源は前記制御信号を受信するように調整される、請求項４のアンプ回路。
  6. 調整された入力信号のエンベロープ検出器のエンベロープ検出に先立って入力信号が可変利得に基づいて調整される、請求項５のアンプ回路。
  7. エンベロープ検出器が可変利得に基づいて前記制御信号を調節するよう調整される、請求項５のアンプ回路。
  8. 制御信号がエンベロープ検出器から出力された後に前記制御信号が可変利得に基づいて調整される、請求項５のアンプ回路。
  9. 可変電圧電源がレベル変更チャージポンプである、請求項１乃至８の何れからのアンプ回路。
  10. 前記レベル変更チャージポンプは複数の供給電圧を電源アンプに供給し、前記レベル変更チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、使用中は各第１及び第２負荷を通じて又各第１及び第２蓄積キャパシタをも通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタに接続するための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    前記端子の相互接続についての複数の異なる状態において動作可能なスイッチのネットワーク、及び、
    前記状態の或る順序で前記スイッチを操作するためのコントローラであって、前記順序は状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記入力端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返して転送するよう調整され、こうして、入力電圧に概ね等しい電圧に及ぶ正及び負の供給電圧を一緒に生成し、そして共用端子上が電圧の中心となる、コントローラ、
    を備える、請求項９のアンプ回路。
  11. 可変電圧電源は２重モード・チャージポンプである、請求項１乃至８の何れかのアンプ回路。
  12. 前記二重モード・チャージポンプは電源アンプに複数の供給電圧を提供し、前記二重モード・チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、動作中は、第１及び第２負荷の夫々を通じ又各第１及び第２蓄積キャパシタを通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタへの接続のための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    複数の異なる状態で前記端子を接続するように操作し得るスイッチのネットワーク、及び、
    前記スイッチのネットワークを前記異なる状態に順番に操作するためのコントローラ、
    を備え、
    前記コントローラは第１及び第２モードで動作可能であり、前記第１モードでは、状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記第１端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返し転送するように調整され、こうして入力電圧と概ね等しい範囲に及び、そして中心が共用端子の電圧である、正及び負の供給電圧が一緒に発生される、
    請求項１１のアンプ回路。
  13. 入力信号はディジタル信号である、請求項１乃至１２の何れかのアンプ回路。
  14. 入力信号はアナログ信号である、請求項１乃至１２の何れかのアンプ回路。
  15. 請求項１乃至１４の何れかのアンプ回路を備えた集積回路。
  16. 請求項１５の集積回路を備えたオーディオシステム。
  17. 携帯装置である、請求項１６のオーディオシステム。
  18. 配線電源装置である、請求項１６のオーディオシステム。
  19. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項１６のオーディオシステム。
  20. 入力ディジタル信号がノイズ消去処理で用いられる周囲ノイズを示す、請求項１６乃至１９の何れかのオーディオシステム。
  21. 請求項１５の集積回路を備えたビデオシステム。
  22. 携帯装置である、請求項２１のビデオシステム。
  23. 配線電源装置である、請求項２１のビデオシステム。
  24. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項２１のビデオシステム。
  25. 信号を増幅する方法であって、
    入力信号を受信し、
    音量信号に基づいて入力信号をプリアンプで増幅し、
    プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、及び、
    少なくとも１つの供給電圧を可変電源から電源アンプに供給し、そして、
    プリアンプにて増幅された信号を電源アンプにて増幅し、
    前記少なくとも１つの可変電圧電源より供給される供給電圧は音量信号に基づいて制御される、
    信号を増幅する方法。
  26. プリアンプは可変利得により入力信号を増幅し、前記可変利得は音量信号に従って変化する、請求項２５の方法。
  27. 前記１つ或いは複数の供給電圧は可変利得に基づいて調節される、請求項２６の方法。
  28. 前記可変電圧電源は入力信号に従って更に制御される、請求項２５至２７の何れかの方法。
  29. 更に、入力信号のエンベロープを検出し、そして、
    検出された入力信号エンベロープに従って制御信号を出力し、
    前記可変電圧電源は前記制御信号を受信するように調整される、
    請求項２８の方法。
  30. 調整された入力信号のエンベロープ検出器のエンベロープ検出に先立って入力信号が可変利得に基づいて調整される、請求項２９の方法。
  31. 前記制御信号が可変利得に基づいて調整される、請求項２９の方法。
  32. アンプ回路であって、
    増幅されるべき入力ディジタル信号を受信するための入力、
    入力ディジタル信号を遅延しそしてアナログ信号を出力するための遅延ブロックであって、ディジタル信号を受信してディジタル信号をアナログ信号に変換するためのディジタル−アナログ変換器を備えた遅延ブロック、及び、
    少なくとも１つ供給電圧を電源アンプに提供するための可変電圧電源、
    を備え、
    前記少なくとも１つの供給電圧は入力ディジタル信号に基づいて制御される、アンプ回路。
  33. 入力ディジタル信号のエンベロープを検出して検出された入力ディジタル信号エンベロープに従って制御信号を出力するためのエンベロープ検出器、を更に備え、
    前記可変電圧電源は前記制御信号により制御される、請求項３２のアンプ回路。
  34. アナログ信号を受信してプリアンプされたアナログ信号を電源アンプに出力するためのプリアンプを更に備え、請求項３２又は３３のアンプ回路。
  35. 遅延ブロックはフィルターを備える、請求項３２乃至３４の何れかのアンプ回路。
  36. 遅延ブロックはシグマ−デルタ・モジュレータフィルターを備える、請求項３２乃至３５の何れかのアンプ回路。
  37. 遅延ブロックはイコライザー・ブロックを備える、請求項３２乃至３６の何れかのアンプ回路。
  38. 前記制御信号は２値のうちのいずれかである、請求項３２乃至３７の何れかのアンプ回路。
  39. 可変電圧電源はレベル変更チャージポンプである、請求項３２乃至３８の何れかのアンプ回路。
  40. 前記レベル変更チャージポンプは複数の供給電圧を電源アンプに供給し、前記レベル変更チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、使用中は各第１及び第２負荷を通じて又各第１及び第２蓄積キャパシタをも通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタに接続するための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    前記端子の相互接続についての複数の異なる状態において動作可能なスイッチのネットワーク、及び、
    前記状態の或る順序で前記スイッチを操作するためのコントローラであって、前記順序は状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記入力端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返して転送するよう調整され、こうして、入力電圧に概ね等しい電圧に及ぶ正及び負の供給電圧を一緒に生成し、そして共用端子上が電圧の中心となる、コントローラ、
    を備える、請求項３９のアンプ回路。
  41. 可変電圧電源は２重モード・チャージポンプである、請求項３２乃至３８の何れかのアンプ回路。
  42. 前記二重モード・チャージポンプは電源アンプに複数の供給電圧を提供し、前記二重モード・チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、動作中は、第１及び第２負荷の夫々を通じ又各第１及び第２蓄積キャパシタを通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタへの接続のための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    複数の異なる状態で前記端子を接続するように操作し得るスイッチのネットワーク、及び、
    前記スイッチのネットワークを前記異なる状態に順番に操作するためのコントローラ、
    を備え、
    前記コントローラは第１及び第２モードで動作可能であり、前記第１モードでは、状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記第１端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返し転送するように調整され、こうして入力電圧と概ね等しい範囲に及び、そして中心が共用端子の電圧である、正及び負の供給電圧が一緒に発生される、
    請求項４１のアンプ回路。
  43. 請求項３２乃至４２の何れかのアンプ回路を備えた集積回路。
  44. 請求項４３の集積回路を備えたオーディオシステム。
  45. 携帯装置である、請求項４４のオーディオシステム。
  46. 配線電源装置である、請求項４４のオーディオシステム。
  47. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項４４のオーディオシステム。
  48. 入力ディジタル信号がノイズ消去処理で用いられる周囲ノイズを表す、請求項４４乃至４７の何れかのオーディオシステム。
  49. 請求項４３の集積回路を備えたビデオシステム。
  50. 携帯装置である、請求項４９のビデオシステム。
  51. 配線電源装置である、請求項４９のビデオシステム。
  52. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項４９のビデオシステム。
  53. 信号を増幅する方法であって、
    入力ディジタル信号を受信し、
    遅延したディジタル信号をアナログ信号に変換し、
    少なくとも１つの供給電圧を可変電源から電源アンプに供給し、そして、
    アナログ信号を電源アンプにて増幅し、
    可変電圧電源より供給される前記少なくとも１つの供給電圧は入力ディジタルに基づいて制御される、
    信号を増幅する方法。
  54. 更に、入力信号のエンベロープを検出し、
    検出された入力信号エンベロープに従って制御信号を出力し、そして、
    制御信号に従って可変電圧電源を制御する、
    請求項５３の方法。
  55. アンプ回路であって、
    増幅されるべき入力信号を受信するための入力、
    音量信号に基づいて入力信号を増幅するためのプリアンプ、
    プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、
    クロック信号を発生するためのクロック信号発生器であって、前記クロック信号は音量信号に従って変化する周波数を有する、クロック信号発生器、及び、
    前記クロック信号を受信し、前記クロック信号周波数でスイッチングし、そして、電力アンプに少なくとも１つの供給電圧を提供するためのスイッチド電源、
    を備えるアンプ回路。
  56. プリアンプは可変利得により入力信号を増幅し、前記可変利得は音量信号に従って変化する、請求項５５のアンプ回路。
  57. 前記クロック信号周波数は可変利得に従って変化する、請求項５６のアンプ回路。
  58. 前記クロック信号周波数は入力信号に従って更に変化する、請求項５５乃至５７の何れかのアンプ回路。
  59. 入力信号のエンベロープを検出して検出された入力信号エンベロープに従って制御信号を出力するためのエンベロープ検出器、を更に備え、
    前記クロック信号周波数は検出された入力信号エンベロープに応じて変化する、請求項５８のアンプ回路。
  60. 調整された入力信号のエンベロープ検出器よるエンベロープ検出に先立って入力信号が音量信号に基づいて変更される、請求項５９のアンプ回路。
  61. エンベロープ検出器が音量信号に基づいて前記制御信号を調節するよう調整されている、請求項５９のアンプ回路。
  62. 制御信号がエンベロープ検出器から出力された後に前記制御信号が音量信号に基づいて調整される、請求項５９のアンプ回路。
  63. スイッチド電源がレベル変更チャージポンプである、請求項５５乃至６２の何れからのアンプ回路。
  64. 前記レベル変更チャージポンプは複数の供給電圧を電源アンプに供給し、前記レベル変更チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、使用中は各第１及び第２負荷を通じて又各第１及び第２蓄積キャパシタをも通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタに接続するための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    前記端子の相互接続についての複数の異なる状態において動作可能なスイッチのネットワーク、及び、
    前記状態の或る順序で前記スイッチを操作するためのコントローラであって、前記順序は状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記入力端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返して転送するよう調整され、こうして、入力電圧に概ね等しい電圧に及ぶ正及び負の供給電圧を一緒に生成し、そして共用端子上が電圧の中心となる、コントローラ、
    を備える、請求項６３のアンプ回路。
  65. スイッチド電源は２重モード・チャージポンプである、請求項５５乃至６２の何れかのアンプ回路。
  66. 前記二重モード・チャージポンプは電源アンプに複数の供給電圧を提供し、前記二重モード・チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、動作中は、第１及び第２負荷の夫々を通じ又各第１及び第２蓄積キャパシタを通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタへの接続のための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    複数の異なる状態で前記端子を接続するように操作し得るスイッチのネットワーク、及び、
    前記スイッチのネットワークを前記異なる状態に順番に操作するためのコントローラ、
    を備え、
    前記コントローラは第１及び第２モードで動作可能であり、前記第１モードでは、状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記第１端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返し転送するように調整され、こうして入力電圧と概ね等しい範囲に及び、そして中心が共用端子の電圧である、正及び負の供給電圧が一緒に発生される、
    請求項６５のアンプ回路。
  67. 前記少なくとも１つの供給電圧は各キャパシタを通じて電力アンプに供給される、請求項５５乃至６６の何れかのアンプ回路。
  68. 請求項５５乃至６７の何れかのアンプ回路を備えた集積回路。
  69. 請求項６８の集積回路を備えたオーディオシステム。
  70. 携帯装置である、請求項６９のオーディオシステム。
  71. 配線電源装置である、請求項６９のオーディオシステム。
  72. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項６９のオーディオシステム。
  73. 入力ディジタル信号がノイズ消去処理で用いられる周囲ノイズを示す、請求項７０乃至７２の何れかのオーディオシステム。
  74. 請求項６８の集積回路を備えたビデオシステム。
  75. 携帯装置である、請求項７４のビデオシステム。
  76. 配線電源装置である、請求項７４のビデオシステム。
  77. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項７４のビデオシステム。
  78. 信号を増幅する方法であって、
    入力信号を受信し、
    音量信号に基づいて入力信号をプリアンプで増幅し、
    プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、及び、
    少なくとも１つの供給電圧を可変電源から電源アンプに供給し、そして、
    プリアンプからの信号出力を電源アンプにて増幅し、
    スイッチド電源が音量信号に従って変化する周波数でスイッチされる、
    信号を増幅する方法。
  79. 周波数が入力信号に伴い更に変化する、請求項７８の方法。
  80. 更に、入力信号のエンベロープを検出し、
    前記周波数が入力信号の検出されたエンベロープに伴い変化する、請求項７９の方法。
  81. 更に、検出された入力信号エンベロープを表す制御信号を出力する、請求項８０の方法。
  82. 入力信号のエンベロープ検出に先立って入力信号が音量信号に基づいて変更される、請求項８１の方法。
  83. 制御信号がエンベロープ検出器から出力された後に制御信号が音量信号に基づいて変更される、請求項８１の方法。
  84. アンプ回路であって、
    増幅されるべき入力信号を受信するための入力、
    入力信号を増幅するための電力アンプ、
    プリアンプからの信号出力を増幅するための電力アンプ、
    クロック信号を発生するためのクロック信号発生器であって、前記クロック信号は入力信号に伴い変化する周波数を有する、クロック信号発生器、及び、
    前記クロック信号を受信し、前記クロック信号周波数でスイッチングし、そして、電力アンプに少なくとも１つの供給電圧を提供するためのスイッチド電源、
    を備えるアンプ回路。
  85. 入力信号のエンベロープを検出するためのエンベロープ検出器、を更に備え、
    前記クロック信号周波数は検出された入力信号エンベロープに伴い変化する、請求項８４のアンプ回路。
  86. 前記エンベロープ検出器は検出された入力信号エンベロープに従って制御信号を出力するよう更に調整され、そして前記クロック信号発生器は前記制御信号を受信するよう調整されている、請求項８５のアンプ回路。
  87. 音量信号に基づいて入力信号を増幅し、そして増幅された入力信号を電力アンプに出力するためのプリアンプを更に備え、
    クロック信号周波数は音量信号にも従って変化する、請求項８４乃至８６の何れかのアンプ回路。
  88. プリアンプは可変利得により入力信号を増幅し、前記可変利得は音量信号に従って変化する、請求項８７のアンプ回路。
  89. クロック信号周波数が可変利得に伴い更に変化する、請求項８８の方法。
  90. スイッチド電源はレベル変更チャージポンプである、請求項８４乃至８９の何れかのアンプ回路。
  91. 前記レベル変更チャージポンプは複数の供給電圧を電源アンプに供給し、前記レベル変更チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、使用中は各第１及び第２負荷を通じて又各第１及び第２蓄積キャパシタをも通じて前記共用端子に接続される、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタに接続するための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    前記端子の相互接続についての複数の異なる状態において動作可能なスイッチのネットワーク、及び、
    前記状態の或る順序で前記スイッチを操作するためのコントローラであって、前記順序は状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記入力端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返して転送するよう調整され、こうして、入力電圧に概ね等しい電圧に及ぶ正及び負の供給電圧を一緒に生成し、そして共用端子上が電圧の中心となる、コントローラ、
    を備える、請求項９０のアンプ回路。
  92. スイッチド電源は２重モード・チャージポンプである、請求項８４乃至８９の何れかのアンプ回路。
  93. 前記二重モード・チャージポンプは電源アンプに複数の供給電圧を提供し、前記二重モード・チャージポンプは、
    入力電圧への接続のための入力端子及び共用端子、
    前記複数の供給電圧を出力するための第１及び第２出力端子であって、動作中は、第１及び第２負荷の夫々を通じ又各第１及び第２蓄積キャパシタを通じて前記共用端子に接続されている、第１及び第２出力端子、
    フライング・キャパシタへの接続のための第１及び第２フライング・キャパシタ端子、
    複数の異なる状態で前記端子を接続するように操作し得るスイッチのネットワーク、及び、
    前記スイッチのネットワークを前記異なる状態に順番に操作するためのコントローラ、
    を備え、
    前記コントローラは第１及び第２モードで動作可能であり、前記第１モードでは、状態によって前記フライング・キャパシタを通じて前記第１端子から前記蓄積キャパシタに電荷のパケットを繰り返し転送するように調整され、こうして入力電圧と概ね等しい範囲に及び、そして中心が共用端子の電圧である、正及び負の供給電圧が一緒に発生される、
    請求項９２のアンプ回路。
  94. 前記少なくとも１つの供給電圧は各キャパシタを通じて電力アンプに供給される、請求項８４乃至９３の何れかのアンプ回路。
  95. 請求項８４乃至９４の何れかのアンプ回路を備えた集積回路。
  96. 請求項９５の集積回路を備えたオーディオシステム。
  97. 携帯装置である、請求項９６のオーディオシステム。
  98. 配線電源装置である、請求項９６のオーディオシステム。
  99. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項９６のオーディオシステム。
  100. 入力ディジタル信号がノイズ消去処理で用いられる周囲ノイズを示す、請求項９６乃至９９の何れかのオーディオシステム。
  101. 請求項９５の集積回路を備えたビデオシステム。
  102. 携帯装置である、請求項１０１のビデオシステム。
  103. 配線電源置である、請求項１０１のビデオシステム。
  104. 自動車内、列車内、或いは、飛行機内娯楽システムである、請求項１０１のビデオシステム。
  105. 信号を増幅する方法であって、
    入力ディジタル信号を受信し、
    少なくとも１つの供給電圧をスイッチド電源から電源アンプに供給し、そして、
    アナログ信号を電源アンプにて増幅し、
    スイッチド電源が入力信号に従って変化する周波数でスイッチングし、
    信号を増幅する方法。
  106. 更に、音量信号に基づいてプリアンプにて入力信号を増幅し、そして、
    増幅した信号をプリアンプから電力アンプに供給し、
    周波数は音声信号に伴い更に変化する、請求項１０５の方法。
  107. 更に、入力信号のエンベロープを検出し、周波数は検出された入力信号のエンベロープに伴い変化する、請求項１０５又は１０６の方法。
  108. 更に、検出された入力信号エンベロープを示す制御信号を出力する、請求項１０７の方法。
  109. 入力信号のエンベロープの検出に先立って入力信号が音量信号に基づいて変更される請求項１０８の方法。
  110. エンベロープ検出器からの制御信号の出力後に制御信号が音量信号に基づいて変更される請求項１０８の方法。
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GB0716926.1A GB2451529B (en) 2007-08-03 2007-08-30 Amplifier circuit
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US (6) US8198941B2 (ja)
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GB (9) GB0715254D0 (ja)
TW (2) TWI465034B (ja)
WO (2) WO2009019459A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014508500A (ja) * 2011-03-14 2014-04-03 クゥアルコム・インコーポレイテッド 電荷ポンプのサージ電流低減［０００１］本願は、２００８年３月３日に提出された「ＳｙｓｔｅｍａｎｄＭｅｔｈｏｄｆｏｒＲｅｄｕｃｉｎｇＰｏｗｅｒＣｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎｆｏｒＡｕｄｉｏＰｌａｙｂａｃｋ」と題された米国特許出願第１２／０４１，４１４号と、２００９年３月１９日に提出された「ＤｉｇｉｔａｌＦｉｌｔｅｒｉｎｇｉｎａＣｌａｓｓＤＡｍｐｌｉｆｉｅｒＳｙｓｔｅｍｔｏＲｅｄｕｃｅＮｏｉｓｅＦｏｌｄＯｖｅｒ」と題された米国特許出願第１２／４０７，２３８号に関連しており、それらの内容は、それらの全体において、ここにおける参照によってここによって組み込まれる。
US9425747B2 (en) 2008-03-03 2016-08-23 Qualcomm Incorporated System and method of reducing power consumption for audio playback
US9501714B2 (en) 2010-10-29 2016-11-22 Qualcomm Incorporated Systems and methods to improve feature generation in object recognition
WO2022070710A1 (ja) * 2020-09-30 2022-04-07 ローム株式会社 オーディオ回路、それを用いた電子機器および車載オーディオシステム

Families Citing this family (185)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7719343B2 (en) 2003-09-08 2010-05-18 Peregrine Semiconductor Corporation Low noise charge pump method and apparatus
US8093946B2 (en) * 2006-03-17 2012-01-10 Nujira Limited Joint optimisation of supply and bias modulation
GB2438457B (en) * 2006-03-17 2011-09-14 Nujira Ltd Joint optimisation of supply and bias modulation
US9660590B2 (en) 2008-07-18 2017-05-23 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
EP2385616A2 (en) 2008-07-18 2011-11-09 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
US8816659B2 (en) 2010-08-06 2014-08-26 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
US8854019B1 (en) 2008-09-25 2014-10-07 Rf Micro Devices, Inc. Hybrid DC/DC power converter with charge-pump and buck converter
US9166471B1 (en) 2009-03-13 2015-10-20 Rf Micro Devices, Inc. 3D frequency dithering for DC-to-DC converters used in multi-mode cellular transmitters
EP2314033B1 (en) * 2009-04-07 2015-06-10 Huawei Technologies Co. Ltd. Improving power efficiency of a line driver
US8315576B2 (en) 2009-05-05 2012-11-20 Rf Micro Devices, Inc. Capacitive compensation of cascaded directional couplers
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
KR20110027023A (ko) * 2009-09-09 2011-03-16 삼성전자주식회사 음성처리장치 및 방법
CN103346739B (zh) * 2009-10-20 2016-08-10 成都芯源系统有限公司 G类音频放大系统及方法
CN102075146B (zh) * 2009-10-20 2013-07-10 成都芯源系统有限公司 G类音频放大系统及方法
WO2011083758A1 (ja) * 2010-01-07 2011-07-14 パナソニック株式会社 増幅装置
US8548398B2 (en) 2010-02-01 2013-10-01 Rf Micro Devices, Inc. Envelope power supply calibration of a multi-mode radio frequency power amplifier
US8519788B2 (en) * 2010-04-19 2013-08-27 Rf Micro Devices, Inc. Boost charge-pump with fractional ratio and offset loop for supply modulation
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
US8633766B2 (en) 2010-04-19 2014-01-21 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope follower power management system with high frequency ripple current compensation
US8538355B2 (en) 2010-04-19 2013-09-17 Rf Micro Devices, Inc. Quadrature power amplifier architecture
US8981848B2 (en) 2010-04-19 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Programmable delay circuitry
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
WO2011133542A1 (en) * 2010-04-19 2011-10-27 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US9030256B2 (en) 2010-04-20 2015-05-12 Rf Micro Devices, Inc. Overlay class F choke
US9077405B2 (en) 2010-04-20 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. High efficiency path based power amplifier circuitry
US8983407B2 (en) 2010-04-20 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Selectable PA bias temperature compensation circuitry
US8989685B2 (en) 2010-04-20 2015-03-24 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of multi-mode multi-band radio frequency power amplifier circuitry
US8559898B2 (en) * 2010-04-20 2013-10-15 Rf Micro Devices, Inc. Embedded RF PA temperature compensating bias transistor
US8831544B2 (en) * 2010-04-20 2014-09-09 Rf Micro Devices, Inc. Dynamic device switching (DDS) of an in-phase RF PA stage and a quadrature-phase RF PA stage
US9362825B2 (en) * 2010-04-20 2016-06-07 Rf Micro Devices, Inc. Look-up table based configuration of a DC-DC converter
US9577590B2 (en) 2010-04-20 2017-02-21 Qorvo Us, Inc. Dual inductive element charge pump buck and buck power supplies
US8892063B2 (en) 2010-04-20 2014-11-18 Rf Micro Devices, Inc. Linear mode and non-linear mode quadrature PA circuitry
US9900204B2 (en) 2010-04-20 2018-02-20 Qorvo Us, Inc. Multiple functional equivalence digital communications interface
US8942651B2 (en) 2010-04-20 2015-01-27 Rf Micro Devices, Inc. Cascaded converged power amplifier
US8913967B2 (en) 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Feedback based buck timing of a direct current (DC)-DC converter
US9214865B2 (en) 2010-04-20 2015-12-15 Rf Micro Devices, Inc. Voltage compatible charge pump buck and buck power supplies
US8842399B2 (en) 2010-04-20 2014-09-23 Rf Micro Devices, Inc. ESD protection of an RF PA semiconductor die using a PA controller semiconductor die
US8706063B2 (en) 2010-04-20 2014-04-22 Rf Micro Devices, Inc. PA envelope power supply undershoot compensation
US9008597B2 (en) 2010-04-20 2015-04-14 Rf Micro Devices, Inc. Direct current (DC)-DC converter having a multi-stage output filter
US8913971B2 (en) 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Selecting PA bias levels of RF PA circuitry during a multislot burst
US8565694B2 (en) * 2010-04-20 2013-10-22 Rf Micro Devices, Inc. Split current current digital-to-analog converter (IDAC) for dynamic device switching (DDS) of an RF PA stage
US8983410B2 (en) 2010-04-20 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Configurable 2-wire/3-wire serial communications interface
US8947157B2 (en) 2010-04-20 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Voltage multiplier charge pump buck
US8942650B2 (en) 2010-04-20 2015-01-27 Rf Micro Devices, Inc. RF PA linearity requirements based converter operating mode selection
US8515361B2 (en) 2010-04-20 2013-08-20 Rf Micro Devices, Inc. Frequency correction of a programmable frequency oscillator by propagation delay compensation
US8731498B2 (en) 2010-04-20 2014-05-20 Rf Micro Devices, Inc. Temperature correcting an envelope power supply signal for RF PA circuitry
US8958763B2 (en) 2010-04-20 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. PA bias power supply undershoot compensation
US9184701B2 (en) 2010-04-20 2015-11-10 Rf Micro Devices, Inc. Snubber for a direct current (DC)-DC converter
US8699973B2 (en) 2010-04-20 2014-04-15 Rf Micro Devices, Inc. PA bias power supply efficiency optimization
US8811920B2 (en) 2010-04-20 2014-08-19 Rf Micro Devices, Inc. DC-DC converter semiconductor die structure
US9214900B2 (en) 2010-04-20 2015-12-15 Rf Micro Devices, Inc. Interference reduction between RF communications bands
US9048787B2 (en) 2010-04-20 2015-06-02 Rf Micro Devices, Inc. Combined RF detector and RF attenuator with concurrent outputs
US8811921B2 (en) 2010-04-20 2014-08-19 Rf Micro Devices, Inc. Independent PA biasing of a driver stage and a final stage
US8571492B2 (en) 2010-04-20 2013-10-29 Rf Micro Devices, Inc. DC-DC converter current sensing
US9553550B2 (en) 2010-04-20 2017-01-24 Qorvo Us, Inc. Multiband RF switch ground isolation
US8542061B2 (en) 2010-04-20 2013-09-24 Rf Micro Devices, Inc. Charge pump based power amplifier envelope power supply and bias power supply
US8712349B2 (en) 2010-04-20 2014-04-29 Rf Micro Devices, Inc. Selecting a converter operating mode of a PA envelope power supply
US20130034250A1 (en) * 2010-05-14 2013-02-07 Panasonic Corporation Amplifier
CN101867284B (zh) * 2010-05-31 2012-11-21 华为技术有限公司 快速跟踪电源的控制方法、快速跟踪电源及系统
US8866549B2 (en) 2010-06-01 2014-10-21 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration
TWI485979B (zh) * 2010-07-21 2015-05-21 Monolithic Power Systems Inc Ｇ類音頻放大系統及方法
US8571498B2 (en) 2010-08-25 2013-10-29 Rf Micro Devices, Inc. Multi-mode/multi-band power management system
US20120049903A1 (en) * 2010-08-30 2012-03-01 Rf Micro Devices, Inc. Low noise charge pump
US9954436B2 (en) 2010-09-29 2018-04-24 Qorvo Us, Inc. Single μC-buckboost converter with multiple regulated supply outputs
US20120166117A1 (en) * 2010-10-29 2012-06-28 Xia Llc Method and apparatus for evaluating superconducting tunnel junction detector noise versus bias voltage
US9075673B2 (en) 2010-11-16 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast dB to gain multiplier for envelope tracking systems
US8717211B2 (en) 2010-11-30 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Adaptive gain adjustment system
KR101204569B1 (ko) * 2010-12-03 2012-11-23 에스케이하이닉스 주식회사 고전압 발생기 및 고전압 발생 방법
US8598950B2 (en) * 2010-12-14 2013-12-03 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for capacitive load reduction
US8755447B2 (en) * 2010-12-22 2014-06-17 Shure Acquisition Holdings, Inc. Wireless audio equipment using a quadrature modulation system
GB2486701B (en) 2010-12-23 2013-01-09 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit
US8588713B2 (en) 2011-01-10 2013-11-19 Rf Micro Devices, Inc. Power management system for multi-carriers transmitter
KR101213778B1 (ko) * 2011-01-11 2012-12-18 (주)펄서스 테크놀러지 노이즈 보상을 위한 전압 가변형 디지털 오디오 증폭 장치 및 그 방법
US9413362B2 (en) 2011-01-18 2016-08-09 Peregrine Semiconductor Corporation Differential charge pump
US8686787B2 (en) 2011-05-11 2014-04-01 Peregrine Semiconductor Corporation High voltage ring pump with inverter stages and voltage boosting stages
US8570200B2 (en) * 2011-01-20 2013-10-29 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Continuous-time oversampled converter having enhanced immunity to noise
US8611402B2 (en) 2011-02-02 2013-12-17 Rf Micro Devices, Inc. Fast envelope system calibration
US8624760B2 (en) 2011-02-07 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Apparatuses and methods for rate conversion and fractional delay calculation using a coefficient look up table
EP2673880B1 (en) 2011-02-07 2017-09-06 Qorvo US, Inc. Group delay calibration method for power amplifier envelope tracking
US8354889B2 (en) 2011-02-07 2013-01-15 Ubidyne, Inc. Power amplifier with dynamically added supply voltages
AU2011360732B2 (en) * 2011-02-28 2015-06-11 Widex A/S Hearing aid with an H-bridge output stage and a method of driving an output stage
US8718188B2 (en) * 2011-04-25 2014-05-06 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
CN103748794B (zh) 2011-05-31 2015-09-16 射频小型装置公司 一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备
US9019011B2 (en) 2011-06-01 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration for an envelope tracking system
EP2535728B1 (en) * 2011-06-15 2019-08-07 Lucas Automotive GmbH Electrical control unit for a vehicle actuation system
US8760228B2 (en) 2011-06-24 2014-06-24 Rf Micro Devices, Inc. Differential power management and power amplifier architecture
WO2013012787A2 (en) 2011-07-15 2013-01-24 Rf Micro Devices, Inc. Modified switching ripple for envelope tracking system
US8626091B2 (en) 2011-07-15 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Envelope tracking with variable compression
US8952710B2 (en) 2011-07-15 2015-02-10 Rf Micro Devices, Inc. Pulsed behavior modeling with steady state average conditions
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US8618868B2 (en) 2011-08-17 2013-12-31 Rf Micro Devices, Inc. Single charge-pump buck-boost for providing independent voltages
US8970298B2 (en) * 2011-09-02 2015-03-03 Tempo Semiconductor, Inc. Digitally controlled power supplies for an audio amplifier
WO2013033700A1 (en) 2011-09-02 2013-03-07 Rf Micro Devices, Inc. Split vcc and common vcc power management architecture for envelope tracking
US8957728B2 (en) 2011-10-06 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Combined filter and transconductance amplifier
US8493151B2 (en) * 2011-10-10 2013-07-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Method and apparatus for programmable gain control useful with digital to analog converter
CN103959189B (zh) 2011-10-26 2015-12-23 射频小型装置公司 基于电感的并行放大器相位补偿
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
CN103988406B (zh) 2011-10-26 2017-03-01 Qorvo美国公司 射频(rf)开关转换器以及使用rf开关转换器的rf放大装置
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US8975959B2 (en) 2011-11-30 2015-03-10 Rf Micro Devices, Inc. Monotonic conversion of RF power amplifier calibration data
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9041364B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. RF power converter
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US8947161B2 (en) 2011-12-01 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Linear amplifier power supply modulation for envelope tracking
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
US9065505B2 (en) 2012-01-31 2015-06-23 Rf Micro Devices, Inc. Optimal switching frequency for envelope tracking power supply
US8981839B2 (en) 2012-06-11 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Power source multiplexer
CN104662792B (zh) 2012-07-26 2017-08-08 Qorvo美国公司 用于包络跟踪的可编程rf陷波滤波器
EP2704319B1 (en) 2012-08-28 2017-03-01 Samsung Electronics Co., Ltd Audio device and output method thereof
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
US9207692B2 (en) 2012-10-18 2015-12-08 Rf Micro Devices, Inc. Transitioning from envelope tracking to average power tracking
GB2507332B (en) 2012-10-26 2016-09-14 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Digital/analogue conversion
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
US8781414B2 (en) * 2012-12-11 2014-07-15 Intel Mobile Communications GmbH Envelope detector and method for detecting an envelope of a signal to be amplified by a power amplifier
US9699558B2 (en) 2012-12-12 2017-07-04 Apple Inc. Creation of sub-sample delays in digital audio
EP2744103A1 (en) * 2012-12-13 2014-06-18 Dialog Semiconductor GmbH Boosted differential Class H Amplifier
US9300252B2 (en) 2013-01-24 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Communications based adjustments of a parallel amplifier power supply
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
EP2773033B1 (en) 2013-02-28 2018-12-05 Dialog Semiconductor GmbH Divide by 2 and 3 charge pump methods
US9203353B2 (en) 2013-03-14 2015-12-01 Rf Micro Devices, Inc. Noise conversion gain limited RF power amplifier
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US9154095B2 (en) 2013-03-15 2015-10-06 Bose Corporation Boost-on-demand amplifier
US9184705B2 (en) 2013-03-15 2015-11-10 Bose Corporation Feedback mechanism for boost-on-demand amplifiers
US9106501B2 (en) * 2013-04-03 2015-08-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Quadrature power amplifier having increased efficiency
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
GB2515819B (en) 2013-07-05 2016-12-07 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Signal envelope processing
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
GB2557051B (en) 2013-10-23 2018-08-22 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Class-D amplifier circuits
KR102114726B1 (ko) * 2013-10-23 2020-06-05 삼성전자주식회사 전력 증폭 장치 및 방법
TWI499187B (zh) * 2013-12-09 2015-09-01 Orise Technology Co Ltd 可減少切換損失之充電泵控制系統及方法
US9900708B2 (en) 2013-12-27 2018-02-20 Gn Hearing A/S Hearing instrument with switchable power supply voltage
US9543908B2 (en) 2014-02-21 2017-01-10 Bang & Olufsen A/S Adaptive rail voltage regulation on power supplies
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
US9462368B2 (en) * 2014-10-22 2016-10-04 Ess Technology, Inc. Data input on audio device analog output port
EP3210300A4 (en) * 2014-10-24 2018-04-11 Cirrus Logic, Inc. Amplifier with adjustable ramp up/down gain for minimizing or eliminating pop noise
CN104333331B (zh) * 2014-11-10 2017-04-19 华勤通讯技术有限公司 音频功放电路的供电方法和装置及音频播放设备
US9800141B2 (en) 2015-03-10 2017-10-24 Intel IP Corporation Hysteretic current control with event dithering
US9976924B2 (en) * 2015-04-20 2018-05-22 Infineon Technologies Ag System and method for a MEMS sensor
KR101874173B1 (ko) * 2015-04-20 2018-07-03 인피니언 테크놀로지스 아게 Mems 센서를 위한 시스템 및 방법
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9941844B2 (en) 2015-07-01 2018-04-10 Qorvo Us, Inc. Dual-mode envelope tracking power converter circuitry
US9804368B2 (en) * 2015-10-05 2017-10-31 Omnivision Technologies, Inc. Near-infrared hybrid lens systems with wide field of view
GB2547707B (en) * 2016-02-26 2020-04-08 Entotem Ltd Controlling a power amplification stage of an audio signal amplifier
US10483924B2 (en) * 2016-04-22 2019-11-19 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for predictive switching in audio amplifiers
US10128803B2 (en) * 2016-04-22 2018-11-13 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for predictive switching in audio amplifiers
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
CN106101933B (zh) * 2016-07-11 2020-07-31 Tcl通力电子（惠州）有限公司 功放系统的音量调节方法及装置
US9973148B2 (en) * 2016-08-08 2018-05-15 Skyworks Solutions, Inc. Radio frequency system with switch to receive envelope
CN106330103B (zh) * 2016-08-24 2019-05-21 黄山学院 电荷域电流信号放大电路及采用该放大电路的检测电路
CN106101936B (zh) * 2016-08-25 2022-03-25 南昌黑鲨科技有限公司 一种基于音乐最大电平的音频放大装置、方法及终端
CN106131750B (zh) * 2016-08-25 2022-04-01 南昌黑鲨科技有限公司 一种音频放大装置、方法及终端
US9768800B1 (en) * 2016-09-13 2017-09-19 Analog Devices, Inc. Envelope dependent output stage scalability
KR102547951B1 (ko) * 2016-09-20 2023-06-26 삼성전자주식회사 재구성 가능한 양극성 출력 차지 펌프 회로 및 이를 포함하는 집적 회로
JP6891444B2 (ja) * 2016-10-19 2021-06-18 ヤマハ株式会社 回路および楽器
US10425053B2 (en) 2017-01-06 2019-09-24 Avnera Corporation Power supply for class G amplifier
GB2560045B (en) * 2017-02-28 2019-10-30 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Amplifiers
US10411651B2 (en) * 2017-04-13 2019-09-10 Chengdu University Of Information Technology High-efficiency amplifying device and method for controlling power supply thereof
US10116473B1 (en) * 2017-04-27 2018-10-30 Cirrus Logic, Inc. Controlling noise transfer function of signal path to reduce charge pump noise
EP3528000A1 (en) * 2018-02-15 2019-08-21 Koninklijke Philips N.V. Rf transmit system with switchable power supply device
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
US10498306B1 (en) 2018-07-02 2019-12-03 Roku, Inc. Intelligent power reduction in audio amplifiers
CN108810753B (zh) * 2018-09-14 2020-09-08 厦门傅里叶电子有限公司 一种适用于数字音频芯片的自适应Boost电路装置
DE102018128659A1 (de) * 2018-11-15 2020-05-20 Tesat-Spacecom Gmbh & Co. Kg Hochfrequenzbaugruppe mit Anschlussschnittstelle
TWI713303B (zh) * 2019-02-12 2020-12-11 瑞昱半導體股份有限公司 具有適應性供電之射頻放大器
US10855228B2 (en) * 2019-03-29 2020-12-01 Intel Corporation Voltage regulation systems and methods with adjustable boost and step-down regulation
CN110022514B (zh) * 2019-05-17 2021-08-13 深圳市湾区通信技术有限公司 音频信号的降噪方法、装置、系统及计算机存储介质
CN110580919B (zh) * 2019-08-19 2021-09-28 东南大学 多噪声场景下语音特征提取方法及可重构语音特征提取装置
CN112702681B (zh) 2019-10-23 2022-04-08 北京小米移动软件有限公司 立体声音频设备及其电源控制方法、装置、移动终端
CN112714384B (zh) * 2019-10-24 2022-05-20 北京小米移动软件有限公司 立体声输出控制装置及方法、电子设备及存储介质
US10965255B1 (en) * 2019-10-30 2021-03-30 Psemi Corporation Overvoltage protection for power amplifier with soft shutdown
US11444590B2 (en) * 2019-12-16 2022-09-13 Synaptics Incorporated Class-G control system with low latency signal path
CN111343539A (zh) * 2020-02-25 2020-06-26 惠州华阳通用电子有限公司 一种高信噪比车载影音系统及其实现方法
US11581865B2 (en) 2021-05-18 2023-02-14 Cirrus Logic, Inc. Audio system with compressor sidechain frequency-biasing filter for switched-mode power supply overboost energy utilization
CN113329294B (zh) * 2021-05-31 2024-03-22 昆山海菲曼科技集团股份有限公司 一种音频控制芯片及耳机
CN114020238A (zh) * 2021-11-04 2022-02-08 银芯微(无锡)科技有限公司 一种承载语音提示功能的mcu芯片
CN115790566B (zh) * 2023-01-31 2023-04-28 中国船舶集团有限公司第七〇七研究所 一种防止光纤陀螺闭环失效的调节方法及光纤陀螺

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56131210A (en) * 1980-03-18 1981-10-14 Sanyo Electric Co Ltd Power amplifying circuit
JPH0353602A (ja) * 1989-07-21 1991-03-07 Hitachi Ltd 増幅装置
JPH06165482A (ja) * 1992-09-02 1994-06-10 Nec Corp 電圧変換回路及びそれに用いる多相クロック発生回路
WO2001054269A1 (en) * 2000-01-24 2001-07-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Line driver with a low power dissipation
JP2001515674A (ja) * 1997-03-20 2001-09-18 マキシム・インテグレイテッド・プロダクツ・インコーポレーテッド レールトゥレール演算増幅器
JP2003234621A (ja) * 2002-02-12 2003-08-22 Alpine Electronics Inc オーディオ装置
JP2006033204A (ja) * 2004-07-14 2006-02-02 Toshiba Corp オーディオ信号処理装置
WO2006029754A1 (en) * 2004-09-14 2006-03-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Delay calibration in polar modulation transmitters
WO2006043479A1 (ja) * 2004-10-19 2006-04-27 Rohm Co., Ltd スイッチング電源装置およびそれを用いた電子機器
US20070178860A1 (en) * 2006-01-27 2007-08-02 Sehat Sutardja Variable power adaptive transmitter

Family Cites Families (102)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4077013A (en) * 1976-06-04 1978-02-28 Norlin Music, Incorporated Audio power amplifier with automatic bias control
JPS5564408A (en) * 1978-11-10 1980-05-15 Toshiba Corp Sound volume controller serving as power switch
JPS5917710A (ja) * 1982-07-22 1984-01-30 Toshiba Corp 電力増幅器
JPS6157690U (ja) * 1984-09-14 1986-04-18
DE3870475D1 (de) * 1987-02-20 1992-06-04 Victor Company Of Japan Tonfrequenzverstaerker.
JPH039522U (ja) * 1989-06-09 1991-01-29
US5059921A (en) * 1990-07-27 1991-10-22 Motorola Inc. Amplifier having two operating modes
US5229721A (en) * 1992-04-06 1993-07-20 Plantronics, Inc. Micropower amplifier/transducer driver with signal expansion
JP2648070B2 (ja) 1992-06-29 1997-08-27 ナショナル住宅産業株式会社 多孔質セラミック板の製法
WO1994011799A1 (en) * 1992-11-10 1994-05-26 Motorola, Inc. Switching regulator and amplifier system
GB2275384A (en) * 1993-02-22 1994-08-24 Thomson Consumer Electronics Controlling amplifier power supply in dependence on signal level
US5420536A (en) * 1993-03-16 1995-05-30 Victoria University Of Technology Linearized power amplifier
CA2109755C (en) * 1993-11-23 2004-11-02 John Barry French Composite bridge amplifier with output overload and thermal protection
US5631920A (en) * 1993-11-29 1997-05-20 Lexmark International, Inc. Spread spectrum clock generator
KR0150943B1 (ko) * 1995-09-05 1998-09-15 한창산 인삼씨 파종기
KR100315614B1 (ko) * 1995-10-31 2002-09-17 산요 덴키 가부시키가이샤 증폭회로
US6130954A (en) * 1996-01-02 2000-10-10 Carver; Robert W. High back-emf, high pressure subwoofer having small volume cabinet, low frequency cutoff and pressure resistant surround
JPH09214261A (ja) * 1996-02-01 1997-08-15 Hitachi Ltd 電力増幅回路
JPH09266426A (ja) * 1996-03-28 1997-10-07 Aiwa Co Ltd 電力増幅器
US5898340A (en) * 1996-11-20 1999-04-27 Chatterjee; Manjirnath A. High power efficiency audio amplifier with digital audio and volume inputs
JP3508813B2 (ja) * 1997-06-27 2004-03-22 株式会社ケンウッド Ａ級アンプのアイドリング調整回路
JP3180898B2 (ja) * 1997-11-14 2001-06-25 日本電気株式会社 昇圧回路
US5929702A (en) * 1997-11-28 1999-07-27 Motorola, Inc. Method and apparatus for high efficiency high dynamic range power amplification
KR100574121B1 (ko) * 1998-04-24 2006-04-25 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 스위치형 용량성 변압기
JP3913364B2 (ja) * 1998-07-24 2007-05-09 三洋電機株式会社 増幅回路
IT1308597B1 (it) * 1999-02-10 2002-01-08 St Microelectronics Srl Circuito elevatore di tensione continua per l'alimentazione di unapparecchio a batteria
WO2000055968A1 (en) * 1999-03-12 2000-09-21 Nokia Networks Oy Power amplifier unit
EP1179937A4 (en) * 1999-05-21 2003-09-10 Fujitsu Ltd SIGNAL TRANSMISSION APPARATUS
US6310789B1 (en) * 1999-06-25 2001-10-30 The Procter & Gamble Company Dynamically-controlled, intrinsically regulated charge pump power converter
US6349216B1 (en) 1999-07-22 2002-02-19 Motorola, Inc. Load envelope following amplifier system
US6559722B1 (en) * 1999-08-10 2003-05-06 Anadigics, Inc. Low bias current/temperature compensation current mirror for linear power amplifier
GB2360410A (en) * 2000-03-18 2001-09-19 Univ Bristol An amplifier in which the input signal is delayed to allow time for the power supply to adjust to a level which minimises power loss
US6633987B2 (en) * 2000-03-24 2003-10-14 Intel Corporation Method and apparatus to implement the ACPI(advanced configuration and power interface) C3 state in a RDRAM based system
US6717392B2 (en) * 2000-05-30 2004-04-06 Rádiodetection Limited Signal generator
US6476673B2 (en) * 2000-07-12 2002-11-05 Monolithic Power Systems, Inc. Class D audio amplifier
WO2002005418A2 (en) 2000-07-12 2002-01-17 Indigo Manufacturing Inc. Power amplifier with multiple power supplies
US6816016B2 (en) * 2000-08-10 2004-11-09 Tropian, Inc. High-efficiency modulating RF amplifier
JP3475162B2 (ja) * 2000-09-08 2003-12-08 三洋電機株式会社 チャージポンプ回路
US6987851B1 (en) * 2000-09-22 2006-01-17 Ikanos Communication, Inc Method and apparatus for a high efficiency line driver
US6452716B1 (en) * 2000-10-05 2002-09-17 Nortel Networks Limited Amplitude modulation of a pump laser signal in a distributed raman amplifier
US6734724B1 (en) * 2000-10-06 2004-05-11 Tropian, Inc. Power control and modulation of switched-mode power amplifiers with one or more stages
GB0028689D0 (en) * 2000-11-24 2001-01-10 Qualcomm Uk Ltd Amplifier circuit
US6545533B2 (en) * 2000-12-18 2003-04-08 Texas Instruments Incorporated Class D audio speaker amplifier circuit with pseudo noise modulation
US6636103B2 (en) * 2001-04-18 2003-10-21 Analog Devices, Inc. Amplifier system with on-demand power supply boost
US6535399B2 (en) * 2001-08-14 2003-03-18 Bose Corporation Tracking power supply controlling
US6661683B2 (en) * 2002-03-18 2003-12-09 Texas Instruments Incorporated Charge pump having very low voltage ripple
KR100897662B1 (ko) * 2001-08-23 2009-05-14 톰슨 라이센싱 비디오 증폭기 및 비디오 증폭기에서의 손실을 제어하는 방법
JP2003079135A (ja) * 2001-09-04 2003-03-14 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3691421B2 (ja) * 2001-09-27 2005-09-07 シャープ株式会社 スイッチドキャパシタ型安定化電源回路
US6614310B2 (en) * 2001-10-31 2003-09-02 Texas Instruments Incorporated Zero-overhead class G amplifier with threshold detection
SE0104403D0 (sv) 2001-12-21 2001-12-21 Bang & Olufsen Powerhouse As Attenuation control for digital power converters
US7183857B2 (en) * 2002-01-24 2007-02-27 Maxim Integrated Products Inc. Single supply direct drive amplifier
US6788151B2 (en) 2002-02-06 2004-09-07 Lucent Technologies Inc. Variable output power supply
US7130415B2 (en) * 2002-06-28 2006-10-31 Texas Instruments Incorporated Line Driver apparatus
WO2004027987A1 (ja) 2002-09-19 2004-04-01 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 可変利得増幅器
JP3741100B2 (ja) * 2002-11-26 2006-02-01 セイコーエプソン株式会社 電源回路及び半導体集積回路
GB2398648B (en) * 2003-02-19 2005-11-09 Nujira Ltd Power supply stage for an amplifier
JP4072765B2 (ja) * 2003-05-12 2008-04-09 日本ビクター株式会社 電力増幅回路
JP2004343413A (ja) * 2003-05-15 2004-12-02 Sharp Corp オーディオ機器
JP2004343414A (ja) * 2003-05-15 2004-12-02 Sharp Corp オーディオ機器
JP2004363867A (ja) * 2003-06-04 2004-12-24 Alps Electric Co Ltd 送信回路
US6853244B2 (en) * 2003-06-24 2005-02-08 Northrop Grumman Corproation Multi-mode multi-amplifier architecture
CN1306690C (zh) * 2003-07-30 2007-03-21 百利通电子(上海)有限公司 一种可对正负极分别充电的双电压电荷泵及其控制电路
JP3874747B2 (ja) * 2003-08-08 2007-01-31 松下電器産業株式会社 送信装置、送信電力制御方法および無線通信装置
JP4589665B2 (ja) * 2003-08-29 2010-12-01 ルネサスエレクトロニクス株式会社 増幅器及びそれを用いた高周波電力増幅器
US8130043B2 (en) * 2003-09-25 2012-03-06 Anadigics, Inc. Multi-stage power amplifier with enhanced efficiency
US6894559B1 (en) * 2003-09-30 2005-05-17 Nortel Networks Limited Modulated power supply
JP2005136717A (ja) * 2003-10-30 2005-05-26 Victor Co Of Japan Ltd デジタルアンプ装置
US7026868B2 (en) * 2003-11-20 2006-04-11 Northrop Grumman Corporation Variable supply amplifier system
US6995995B2 (en) * 2003-12-03 2006-02-07 Fairchild Semiconductor Corporation Digital loop for regulating DC/DC converter with segmented switching
US7339426B2 (en) * 2004-03-19 2008-03-04 Powerwave Technologies, Inc. High efficiency linear amplifier employing dynamically controlled back off
KR100595447B1 (ko) * 2004-03-26 2006-07-03 삼성전자주식회사 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법
KR101140539B1 (ko) * 2004-03-31 2012-05-02 에스티 에릭슨 에스에이 전력 공급 시스템, 증폭기 시스템 및 모바일 장치
US7929637B2 (en) * 2004-06-04 2011-04-19 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for digital amplitude and phase modulation
TWI232024B (en) * 2004-06-28 2005-05-01 Realtek Semiconductor Corp Amplifying circuit with variable supply voltage
US7157963B1 (en) * 2004-07-08 2007-01-02 Nortel Networks Limited Methods and apparatus for controlling the output voltage of a switched-mode power supply
US20060050902A1 (en) * 2004-09-07 2006-03-09 Galax Multimedia Co., Ltd. Portable audio playing device
TWI283968B (en) * 2004-12-02 2007-07-11 Via Tech Inc Low noise charge pump for PLL-based frequence synthesis
TWI293828B (en) * 2005-04-28 2008-02-21 Novatek Microelectronics Corp Charge pump
US7498876B2 (en) * 2005-06-20 2009-03-03 Agere Systems Inc. Amplifier having half-wave tracking power rails
EP1962419B1 (en) * 2005-09-28 2013-01-16 Yamaha Corporation Class D amplifier
US7834707B2 (en) * 2005-10-31 2010-11-16 Broadcom Corporation Linearized charge pump having an offset
JP4637725B2 (ja) * 2005-11-11 2011-02-23 ソニー株式会社 音声信号処理装置、音声信号処理方法、プログラム
ITMI20052196A1 (it) 2005-11-16 2007-05-17 Eurisko Nop World S R L Metodo e sistema per la comparazione di segnali audio e l'identificazione di una sorgente sonora
JP2007150872A (ja) * 2005-11-29 2007-06-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 信号出力回路及び通信装置
CN101056289B (zh) * 2006-01-27 2013-02-13 马维尔国际贸易有限公司 可变功率适应性发射器
US8081777B2 (en) * 2006-03-21 2011-12-20 Fairchild Semiconductor Corporation Volume-based adaptive biasing
TW200744316A (en) * 2006-05-16 2007-12-01 Richtek Techohnology Corp Control circuit of switching mode of charge pump and the method thereof
GB2446843B (en) * 2006-06-30 2011-09-07 Wolfson Microelectronics Plc Amplifier circuit and methods of operation thereof
US8311243B2 (en) * 2006-08-21 2012-11-13 Cirrus Logic, Inc. Energy-efficient consumer device audio power output stage
CN101507105A (zh) * 2006-08-21 2009-08-12 美国思睿逻辑有限公司 控制可选电压音频功率放大器输出级的方法和装置
CN100483908C (zh) * 2006-09-11 2009-04-29 天津英诺华微电子技术有限公司 脉冲频率调制型dc/dc升压转换器
US7830220B2 (en) * 2006-09-26 2010-11-09 Infineon Technologies Ag Modulator arrangement and method for signal modulation
GB2444984B (en) * 2006-12-22 2011-07-13 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
JP2008271471A (ja) * 2007-04-25 2008-11-06 Sanyo Electric Co Ltd チャージポンプ回路
WO2009005768A1 (en) * 2007-06-28 2009-01-08 Parkervision, Inc. Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification
JP5136834B2 (ja) * 2007-10-16 2013-02-06 株式会社村田製作所 Ｒｆ電力増幅装置およびｒｆ電力増幅器の電源電圧を制御する電源供給回路
GB2455524B (en) * 2007-12-11 2010-04-07 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof and portable audio apparatus including charge pump circuits
US7830209B1 (en) * 2009-01-19 2010-11-09 Cirrus Logic, Inc. Signal level selected efficiency in a charge pump power supply for a consumer device audio power output stage
US8519788B2 (en) * 2010-04-19 2013-08-27 Rf Micro Devices, Inc. Boost charge-pump with fractional ratio and offset loop for supply modulation
US8913971B2 (en) * 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Selecting PA bias levels of RF PA circuitry during a multislot burst
US8542061B2 (en) * 2010-04-20 2013-09-24 Rf Micro Devices, Inc. Charge pump based power amplifier envelope power supply and bias power supply

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56131210A (en) * 1980-03-18 1981-10-14 Sanyo Electric Co Ltd Power amplifying circuit
JPH0353602A (ja) * 1989-07-21 1991-03-07 Hitachi Ltd 増幅装置
JPH06165482A (ja) * 1992-09-02 1994-06-10 Nec Corp 電圧変換回路及びそれに用いる多相クロック発生回路
JP2001515674A (ja) * 1997-03-20 2001-09-18 マキシム・インテグレイテッド・プロダクツ・インコーポレーテッド レールトゥレール演算増幅器
WO2001054269A1 (en) * 2000-01-24 2001-07-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Line driver with a low power dissipation
JP2003234621A (ja) * 2002-02-12 2003-08-22 Alpine Electronics Inc オーディオ装置
JP2006033204A (ja) * 2004-07-14 2006-02-02 Toshiba Corp オーディオ信号処理装置
WO2006029754A1 (en) * 2004-09-14 2006-03-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Delay calibration in polar modulation transmitters
WO2006043479A1 (ja) * 2004-10-19 2006-04-27 Rohm Co., Ltd スイッチング電源装置およびそれを用いた電子機器
US20070178860A1 (en) * 2006-01-27 2007-08-02 Sehat Sutardja Variable power adaptive transmitter

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9425747B2 (en) 2008-03-03 2016-08-23 Qualcomm Incorporated System and method of reducing power consumption for audio playback
US9501714B2 (en) 2010-10-29 2016-11-22 Qualcomm Incorporated Systems and methods to improve feature generation in object recognition
JP2014508500A (ja) * 2011-03-14 2014-04-03 クゥアルコム・インコーポレイテッド 電荷ポンプのサージ電流低減［０００１］本願は、２００８年３月３日に提出された「ＳｙｓｔｅｍａｎｄＭｅｔｈｏｄｆｏｒＲｅｄｕｃｉｎｇＰｏｗｅｒＣｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎｆｏｒＡｕｄｉｏＰｌａｙｂａｃｋ」と題された米国特許出願第１２／０４１，４１４号と、２００９年３月１９日に提出された「ＤｉｇｉｔａｌＦｉｌｔｅｒｉｎｇｉｎａＣｌａｓｓＤＡｍｐｌｉｆｉｅｒＳｙｓｔｅｍｔｏＲｅｄｕｃｅＮｏｉｓｅＦｏｌｄＯｖｅｒ」と題された米国特許出願第１２／４０７，２３８号に関連しており、それらの内容は、それらの全体において、ここにおける参照によってここによって組み込まれる。
WO2022070710A1 (ja) * 2020-09-30 2022-04-07 ローム株式会社 オーディオ回路、それを用いた電子機器および車載オーディオシステム

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