CN103222189A - 具有h桥输出级的助听器和驱动输出级的方法 - Google Patents

Abstract

一种用于助听器（20）的H桥类的数字三电平输出驱动器（7），其通过当三电平输出驱动器（7）的中间电平出现在输出驱动器（7）的输入信号中时，为输出驱动器（7）提供主电压（3）和辅助电压（8）并且将辅助电压（8）施加到输出驱动器（7）的两侧，来获得减少的电容性干扰。根据脉宽调制信号、∑-Δ脉冲密度调制信号或者这些信号的组合控制输出驱动器（7）。输出驱动器（7）产生包括正电平、负电平和零电平的时钟输出信号，用于驱动助听器（20）的声学输出换能器。如果辅助电压（8）是主电压（3）值的一半，相对于辅助电压（8）的电平定义正电平和负电平，因此电容性干扰可以保持在最小，同时维持三电平输出级的功率消耗的益处。本发明提供助听器（20）和驱动助听器（20）的输出级（7）的方法。

Description

具有H桥输出级的助听器和驱动输出级的方法

技术领域

本申请涉及助听器。更具体地，本申请涉及包括用于驱动声学输出换能器的数字输出级的助听器。本发明进一步涉及一种用于驱动助听器的数字输出级的方法。

背景技术

在本文中，助听器被定义为包括传声器、音频处理器和声学输出换能器的电池供电的小型设备，助听器被配置成由听力受损人士佩戴在耳中或耳后。通过根据从使用者的听力损失的测量结果计算出的处方来对助听器进行适配，助听器可以放大某些频带以便补偿在这些频带的听力损失。为了提供准确灵活的放大，大多数现代助听器是数字助听器。

当代数字助听器包括数字信号处理器，该数字信号处理器用于根据处方将来自传声器的音频信号处理为适于驱动声学输出换能器的电信号。为了节省空间并提高效率，一些数字助听器处理器使用数字输出信号直接驱动声学输出换能器，而不需执行对输出信号的数模转换。如果数字信号作为具有足够高的频率的数字比特流/位流被直接输送到声学输出换能器，那么声学输出换能器的线圈作为低通滤波器执行任务，即，仅允许声学输出换能器重现如15kHz～20kHz以下的频率。数字输出信号优选地为脉冲宽度调制信号、∑-Δ（sigma-delta）调制信号或这两种信号的组合。

H桥是用于控制感性负载（例如，电动机或扬声器）的电子电路。H桥的工作是通过打开和闭合H桥中存在的成组的电子开关来控制流经连接在H桥的输出端子之间的负载的电流流向。这些开关可以优选地被实施为半导体开关元件，例如BJT晶体管或MOSFET晶体管。该工作原理允许采用直接数字驱动输出级，以便使得经适当调节的数字信号能够直接驱动扬声器，因此消除对专用数模转换器的需要并且同时减少对输出级的功率需求。

∑-Δ调制器是一种用于将信号转换为比特流的电子电路。待转换的信号可以是数字信号或模拟信号，并且∑-Δ调制器通常被用于将高分辨率信号转换为低分辨率信号的应用中。在本文中，∑-Δ调制器被用来驱动助听器中的H桥输出级。

假设当没有电流流经扬声器线圈时，扬声器的薄膜具有静止位置或中间位置，假设当最大允许的电流以任一方向流经扬声器时，扬声器的薄膜具有两个极限位置。通过将来自H桥的由正电压脉冲和负电压脉冲表示的足够快的变化位流施加到扬声器端子，可以获得在扬声器薄膜的两个极限位置之间的任何位置。比特流中的正脉冲的数目越高，扬声器薄膜将向第一极限位置移动越多，比特流中的负脉冲的数目越高，扬声器薄膜将向第二极限位置移动越多。倘若比特流的开关周期正好高于扬声器重现频率的限制，由于扬声器线圈的低通滤波效应，当以此方式驱动时，将没有听得见的开关噪声从扬声器发出。因此，数字比特流可以直接控制扬声器。

从EP-B1-1716723已知用于助听器的数字输出级，所述输出级包括∑-Δ转换器和用于驱动助听器的声学输出换能器的H桥。因为输出级能够将由三个单独信号电平组成的比特流输送到声学输出换能器，所以输出级被表示为三态输出级。在下文中，这些电平被表示为“+1”、“-1”和“0”，其中“+1”相当于声学输出换能器两端的最大正电压，“-1”相当于声学输出换能器两端的最大负电压，并且“0”相当于没有电压。这利用的事实是正电压脉冲使声学输出换能器的薄膜向一个方向移动，而负电压脉冲使声学输出换能器的薄膜向另一方向移动。通过将由散布有“0”电平的“+1”电平和“-1”电平构成的经时钟控制的比特流作为电压脉冲输送到声学输出换能器，由于扬声器线圈用作电压脉冲的积分器，因此可以获得声学输出换能器薄膜的机械悬浮约束内的任何位置偏差。通过将“+1”电平和“-1”电平同时施加到声学输出换能器的两个端子，现有技术的数字输出级生成“0”电平。

因为不需要额外的部件提供“0”电平，所以这种生成声学输出换能器的“0”电平的方式具有非常易于实现的优点，并且由于“0”电平不使用额外的电流并且三个独立电平的供应使声学输出换能器两端的可能压摆有效加倍，所以具有节省功率的优点。然而，这种方式也有一些固有的缺点，以下将做更加详细的说明。

“+1”电平和“-1”电平两者都在声学输出换能器的导线和端子上生成差分电压。对于“0”电平，情况并非如此。在“0”电平的情况下，两个导线同时携带相同的电压，并且由于其是快速切换电压，所以该电压辐射出更多的共模信号到其接近的环境。该辐射导致增加了到附近环境（例如，通常出现在助听器中的遥感线圈（telecoil）或无线传输接收器线圈）的串扰。由于该串扰具有1MHz以上的频率，而遥感线圈被配置成传递8kHz～10kHz以下的频率，所以对于遥感线圈不存在问题。然而，由于串扰现象造成的电容性干扰，无线接收器线圈经受相当多的信噪比减小，通常达到不可能接收可靠信号的程度。

电容性干扰主要从输出电路的电气暴露部分发出，该电气暴露部分主要是连接助听器的电子电路芯片的输出焊盘与声学输出换能器的输入端子的导线。由于机械原因不可能再缩短这些导线，然而通过缠绕导线并且使这些导线保持物理上靠近在一起，可以实现这些导线和邻近敏感电子电路之间的电容耦合的一些减少。

1MHz～2MHz频率的电压脉冲被提供到输出换能器，因此在高频时，由此引起的噪声部件可能扰乱对电容性干扰敏感的电子电路的操作。在受影响的电子设备包括用于助听器的无线远程控制的情况时，由电磁干扰引起的问题将异常严重，因此，无线远程控制的有效工作范围被电容性干扰严重限制，该电容性干扰从输出级发出并且屏蔽了远程控制信号的正常接收。

WO-A1-03/047309公开了一种驱动用于移动设备（例如，助听器或移动电话）的扬声器的数字输出驱动器电路。该数字驱动器电路包括输入端、调制器和三电平H桥，该数字驱动器电路被集成到扬声器外壳，从而保护驱动器电路免受电磁干扰并且使连接驱动器输出与扬声器的导线保持很短。该驱动器电路进一步包括连接到扬声器的用于调整驱动器电路的电源电压的反馈电路。

以WO-A1-03/047309中所述方式集成到扬声器的输出驱动器与助听器中所用的此类动态标准扬声器是不可互换的。例如，如果助听器壳体和电路可以适于与具有不同阻抗值的一系列不同的扬声器一起使用（例如，用于对待不同程度的听力损失），则具有集成输出驱动器的扬声器将不能很好地适于这种配置。在需要这种类型的灵活性的情况下，在助听器电路的输出级端子和助听器的扬声器的端子之间的长导线是不可避免的。现有技术输出驱动器也需要用于从扬声器到反馈电路的信号的额外一组长导线，其将进一步增加电容性干扰噪声。

发明内容

本发明的目标是设计用于具有输出转换器的助听器的输出级，该输出转换器能够提供三级输出转换器的优点，不论该输出换能器是否具有连接输出级与助听器的扬声器的长导线，都不存在与现有技术的输出转换器相关的电容性噪声问题和电容性干扰问题。通过提供具有本发明所述特征的输出转换器达到此目标。

本发明的目标还在于设计一种驱动助听器的输出级的方法。通过本发明所述的方法达到此目标。

附图说明

现在将关于附图进一步详细描述本发明。其中：

图1是用于根据现有技术的助听器的输出级的示意图，

图2是用于根据本发明实施例的助听器的输出级的示意图，

图3是图示在图2的输出级中的第一状态的示意图，

图4是图示在图2的输出级中的第二状态的示意图，

图5是图示在图2的输出级中的第三状态的示意图，

图6是图示到图2的输出级的典型的输入信号的图形，以及

图7是具有根据本发明实施例的输出级的助听器的示意图。

具体实施方式

图1示出根据现有技术的助听器的三态数字H桥输出级1的示意图。该输出级1包括控制输入2、携带正电压V_bb的电源电压节点3、被示为扬声器4的声学输出换能器、接地节点5、延迟元件6以及被示为MOSFET晶体管元件的四个可控开关S1、S2、S3和S4。电源电压节点3提供电功率到H桥输出级1，并且控制输入2能够输送用于控制四个可控开关S1、S2、S3和S4的比特流。延迟元件6的用途是执行将用于开关S2和S4的比特流延迟一个时钟脉冲。该功能也可以由逆变器执行。在下文中，由输出级从比特流产生的三个不同的状态被表示为“-1”、“0”和“+1”。开关S1、S2、S3和S4的用途是提供由来自控制输入2的比特流控制的从电源电压节点3经扬声器4到接地端子5的电流流动。

以下列方式控制这些开关。每当比特流产生包括“0”后面接着是“0”的比特序列时，开关S2和S3闭合，并且开关S1和S4打开，其对应于输出级中的状态“-1”。该状态导致电流从电源电压节点3分别经过S2、扬声器4和S3流向地面。该电流流动导致扬声器4的膜片或薄膜向一个方向（例如，向内）移动。

每当比特流产生包括“0”后面接着是“1”或者“1”后面接着是“0”的比特序列时，开关S1和S2闭合，并且开关S3和S4打开，或者反之亦然，其对应于输出级中的状态“0”。由于S1和S2被闭合，该状态导致电源电压节点3的电压电势出现在扬声器4的两侧。相反地，如果S3和S4被闭合，则地电势将出现在扬声器4的两侧。由于相同的电压电势出现在扬声器4的两侧，此时扬声器4的薄膜将向其中间位置移动。

每当比特流产生“1”后面接着是“1”的比特序列时，开关S1和S4闭合，并且开关S2和S3打开，其对应于输出级中的状态“+1”。该状态导致电流从电源电压节点3分别经过S1、扬声器4和S4流向地面。该电流流动导致扬声器4的薄膜向相对于输出级中的状态“-1”的相反方向（例如，向外）移动。

相比于之前的两电平输出级设计，此设计提供高效的功率输出级。然而，由于此设计的操作模式，其也具有产生相当大量的电容性干扰的固有缺点。当输出级在状态“+1”或“-1”时，比特流以同步方式控制开关，但是当输出转换器在状态“0”时，由于开关不由相同的逻辑电路控制，因此失去了同步性。异步切换产生的尖峰的频率非常高以致于影响声学输出换能器的总体操作，除此之外这些尖峰还生成相当大量的电容性干扰，这可能危及近场无线通信信号，例如，来自适于与助听器内的接收器电路通信的无线远程控制的无线通信信号，因此缩小了无线远程控制的有效工作范围。

图2是示出∑-Δ调制器10、解码器网络17和用于根据本发明助听器的H桥输出级7的示意图。该∑-Δ调制器10包括差分节点11、第一求和节点12、第二求和节点13、第一单元延迟块14、第二单元延迟块15和量化器16。输出级7包括第一电源电压节点3、接地节点5、第二电源电压节点8、NAND（与非）门18、扬声器4、第一可控开关S1、第二可控开关S2、第三可控开关S3、第四可控开关S4、第五可控开关S5和第六可控开关S6。图2中也图示解码器网络17的操作的表格（表示为表1）。

∑-Δ调制器10的输入被连接到助听器的数字信号处理器的输出（图中未示），并且∑-Δ调制器10的输出被连接到解码器网路17的输入。解码器网络17包括第一输出A和第二输出B。第一输出A被连接到第一可控开关S1和第四可控开关S4的输入端，而第二输出B被连接到第三可控开关S3和第二可控开关S2。

第一电源电压节点3和第二电源电压节点8提供电功率到H桥输出级7，并且8个可控开关中的4个S1、S2、S3和S4由解码器网络17控制，该解码器网络17用于控制输出级7的三个不同状态，三个不同状态分别表示为“-1”、“0”和“+1”。NAND门18具有第一输入和第二输入，其中第一输入连接到解码器网络17的第一输出A并且第二输入连接到解码器网络17的第二输出B。表1中示出解码器网路17的操作，其中L表示逻辑低电平，并且H表示逻辑高电平。

第一电源电压节点3优选地携带助听器的额定电源电压V_bb，以便最大化扬声器4的输出，但是其他电压可以被用于驱动扬声器4，例如，由助听器的电池供电的倍压器输送的电压。第二电源电压节点8优选地携带第二电源电压节点3的电压的一半。下面将更详细地阐述该优选的理由。

关于输出状态“-1”和“+1”的生成，四个可控开关S1、S2、S3和S4以大体类似于图1中示出的现有技术输出级1的方式操作，但是输出级7具有产生输出状态“0”的新颖方式。当且仅当解码器网络17的第一输出A和第二输出B两者都为低时，NAND门18才输出逻辑高。两个可控开关S5和S6由NAND门18控制。

当以逻辑高电平激活时，第五可控开关S5将第一扬声器端子连接到第二电源电压节点8，并且第六可控开关S6将第二扬声器端子连接到第二电源电压节点8。当以逻辑低电平去激活时，第五可控开关S5和第六可控开关S6分别将两个扬声器端子从第二电源电压节点8断开。换言之，每当NAND门18输出逻辑高时，第一扬声器端子和第二扬声器端子都连接到第二电源电压节点8。

如果第二电源电压节点8上的电压电势被配置成与第一电源电压节点3上的电压电势或地电势中任一个相等，那么输出级7将以实质上与现有技术的输出级相同的方式操作，包括之前论述的电容性干扰问题。然而，如果在第二电源电压节点8上的电压电势被设定为等于V_bb/2，或者设定为第一电源电压节点3的电压的一半，那么来自输出级7的电容性干扰被抵消到如同输出级7是二电平输出级的相同程度。

在此配置中，声学输出换能器具有大约为地电势和第一电源电压节点3的电压电势V_bb之间的差电势的一半（即第二电源电压节点8的电势V_bb/2）的有效压摆，但是由于输出转换器的三电平操作，在连接助听器电路的输出级7与扬声器4的任一导线上的电压转变仅等于第一电源电压节点3的电势V_bb的一半。因为生成“0”的转变目前由NAND门18通过在解码器网络17的第一输出A和第二输出B都为低时闭合开关S5和S6以同步方式执行，因此电容噪声干扰水平被降低至少6dB。除了节省电流的优点之外，三电平输出级操作固有地还具有在时间上较低切换噪声水平的优点，这是因为相比于二电平切换输出级，典型信号的转变更不频繁。

根据本发明的输出级7的操作关于图3、图4和图5被更加详细地阐述，图3-5是图2中示出的输出级7的简化示意图，其图示说明输出级7如何处理状态“-1”、“0”和“+1”。第一电源电压节点3和第二电源电压节点8在图3、图4和图5中示出。图3、图4和图5中仅建议六个开关S1、S2、S3、S4、S5和S6，并且图3、图4和图5中仅建议将线圈4作为扬声器。

图3中示出了输出级7如何生成状态“+1”。开关S1和S4是闭合的，而开关S2、S3、S5和S6是打开的。由于在第一电源电压节点3和地之间的电压差，电流I₁从第一电源电压节点3流过S1，通过扬声器4并且通过S4到地，其在扬声器线圈上施加电动势，因而迫使扬声器4的膜片向一个方向（例如，向内）移动。

图4中示出输出级7如何生成状态“-1”。此时开关S2和S3是闭合的，而开关S1、S4、S5和S6是打开的。电流I₂从第一电源电压节点3流过S2，以相反方向通过扬声器4并且通过S3到地，其在扬声器线圈上施加电动势，因而迫使扬声器4的膜片向相反方向（例如，向外）移动。

图5中示出输出级7如何生成状态“0”。此时开关S5和S6是闭合的，而开关S1、S2、S3和S4是打开的。此时第二电源电压节点8的电压电势被同时施加在扬声器4的两个端子上。除非扬声器4的膜片处于静止位置，否则此时膜片被强制向该静止位置移动。该移动导致电流I₃在由开关S5、扬声器4和开关S6形成的闭合电路中流动。随着第二电源电压节点8将相同的电压电势施加到扬声器4的两个端子，电流I₃完全发源于扬声器悬浮提供的弹力在扬声器线圈中感应的电动势。当扬声器处于其静止位置并且不运动时，电流I₃为零。通过按照此方式在本发明的三电平输出转换器中生成状态“0”，可减少电容性干扰。

在优选实施例中，可以例如通过提供具有足够高的输出电阻并且最后由小电容器去耦的简单电压分压器，将第一电源电压节点3的电压电势一分为2，来生成第二电源电压节点8提供的电压电势。在另一优选实施例中，提供开关电容器电压分压器用于从第一电源电压节点3的电压电势为第二电源电压节点8生成电压电势。开关电容器电压分压器在时钟控制集成电路设计中是一种优先选择，并且具有固有高输入电阻的附加优点。

如之前所述，当与二电平数字输出级比较时，为了重现相同的信号，三电平数字输出级具有执行更少转变的优点。这意味着更小的功率消耗。在优选实施例中，提供用于数字输出级的控制信号的电路采用脉宽调制和∑-Δ调制的组合。因此即使用于输出级的1MHz的典型时钟频率被降至256kHz，仍可以获得充足的驱动器频率带宽。

图6示出根据本发明的来自H桥输出转换器的典型输出信号的时域图。H桥输出信号是表示待重现音频信号的一系列等距的时钟控制的信号脉冲。此信号可以取三个不同值中的一个，即“-1”、“0”或“+1”。在图6中还示出最终的扬声器的移动。“+1”对应于扬声器膜片可获得的最内端位置，“-1”对应于最外端位置，“0”对应于扬声器的静止位置。由于扬声器线圈对输入信号的低通滤波作用，表示扬声器的移动的曲线是H桥输出信号表示的近似平滑的积分值。在图6下面的图形中还示出表示从H桥产生输出信号的比特流的一系列符号。

图7是根据本发明的具有数字输出级7的助听器20的示意图。助听器20包括传声器21、模数（A/D）转换器22、数字信号处理器（DSP）23、∑-Δ转换器24、输出级7和扬声器4。

声学信号被传声器21拾取并且被转换为模拟电信号。来自传声器21的模拟电信号被A/D转换器22转换为数字信号。A/D转换器22提供数字信号到数字信号处理器23的输入端，其中大多数传声器信号的数字化处理发生在助听器20中。将来自数字信号处理器23的输出端的经处理的数字输出信号用作∑-Δ转换器24的输入信号。

∑-Δ转换器24使用来自数字信号处理器23的经处理的数字输出信号作为输入信号，用于生成适于作为H桥输出级7的数字输入信号的三电平比特流。H桥输出级7被配置成直接驱动由三电平比特流控制的扬声器4。根据本发明的助听器输出级具有显著减少的电容性干扰而不以增加功率消耗或增加复杂性的形式为折衷。

Claims (9)

1.一种助听器，其包括输入换能器、模数转换器、数字信号处理器、连接到三电平输出驱动器的三电平的输出调制器、第一电压源、第二电压源、公共电压节点和声学输出换能器，其中所述输出驱动器包括H桥输出级，所述H桥输出级被配置成控制所述声学输出换能器的第一端子和第二端子的连接，所述H桥被配置成：当所述输出调制器生成第一电平时，将所述第一电压源连接到所述声学输出换能器的所述第一端子并且将所述公共电压节点连接到所述声学输出换能器的所述第二端子，当所述输出调制器生成第二电平时，将所述第二电压源连接到所述声学输出换能器的所述第一端子和所述第二端子两者，当所述输出调制器生成第三电平时，将所述第一电压源连接到所述声学输出换能器的所述第二端子并且将所述公共电压节点连接到所述声学输出换能器的所述第一端子。

2.根据权利要求1所述的助听器，其中所述第二电压源被配置成提供所述第一电压源的电压水平的大致一半的电压水平。

3.根据权利要求1所述的助听器，其中所述输出调制器是∑-Δ调制器。

4.根据权利要求1所述的助听器，其中所述输出调制器是脉宽调制器。

5.根据权利要求1所述的助听器，其中所述输出调制器是组合的脉宽调制器和∑-Δ调制器。

6.一种驱动助听器的输出级的方法，所述方法包括：

提供表示由所述助听器重现的音频信号的单比特的数字信号，

提供用于生成第一电压的第一电压源，

提供用于生成第二电压的第二电压源，

提供声学输出换能器，

将所述单比特的数字信号转换为三电平控制信号，所述三电平控制信号包括正电平、负电平和零电平，

当所述控制信号产生负电平时，将所述第一电压源连接到所述声学输出换能器的第一端子，并且将所述声学输出换能器的第二端子接地，

当所述控制信号产生正电平时，将所述第一电压源连接到所述声学输出换能器的所述第二端子，并且将所述声学输出换能器的所述第一端子接地，以及

当所述控制信号产生零电平时，将所述第二电压源连接到所述声学输出换能器的所述第一端子和所述第二端子两者。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述第二电压源的电压水平大致为所述第一电压源的电压的一半。

8.根据权利要求6所述的方法，其中由所述控制信号控制的连接由半导体元件提供。

9.根据权利要求6所述的方法，其中所述第二电压的电压从所述第一电压获得。

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