KR20130036118A - Ｈ－브리지 출력 스테이지를 갖는 보청기 및 출력 스테이지를 구동하는 방법 - Google Patents

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Abstract

보청기(20)를 위한 H-브리지 종류의 디지털 3-레벨 출력 드라이버(7)는 출력 드라이버(7)에 일차 전압(3) 및 이차 전압(8)을 제공하고, 3-레벨 출력 드라이버(7)의 중간 레벨이 출력 드라이버(7)에 대한 입력 신호에 존재할 때마다, 출력 드라이버(7)의 양측에 이차 전압(8)을 적용함으로써 감소된 용량성 간섭을 획득한다. 출력 드라이버(7)는 펄스-폭 변조 신호, 시그마-델타 펄스-밀도 변조 신호, 또는 이들 신호의 조합으로 제어될 수 있다. 출력 드라이버(7)는 보청기(20)의 음향 출력 변환기를 구동하기 위해 양의 레벨, 음의 레벨, 및 0 레벨로 구성된 클록킹된 출력 신호를 생성한다. 이차 전압(8)이 일차 전압(3)의 절반 값이면, 양의 레벨 및 음의 레벨은 이차 전압(8)의 레벨에 대하여 정의되고, 따라서, 용량성 간섭은 최소로 유지되고, 3-레벨 출력 스테이지의 전력 소모 이점을 유지할 수 있다. 본 발명은 보청기(20) 및 보청기(20)의 출력 스테이지(7)를 구동하기 위한 방법을 제공한다.

Description

Ｈ－브리지 출력 스테이지를 갖는 보청기 및 출력 스테이지를 구동하는 방법{HEARING AID WITH AN H-BRIDGE OUTPUT STAGE AND A METHOD OF DRIVING AN OUTPUT STAGE}
본 출원은 보청기에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 출원은 음향 출력 변환기를 구동하기 위한 디지털 출력 스테이지를 포함하는 보청기에 관한 것이다. 본 발명은 또한 보청기의 디지털 출력 스테이지를 구동하기 위한 방법에 관한 것이다.
이와 관련해서, 보청기는 작고, 배터리에서 동력을 얻는 장치로서 정의되고, 마이크로폰, 오디오 프로세서, 및 음향 출력 변환기를 포함하며, 청각 장애인이 귀 뒤에 또는 귀 안에 끼도록 구성된다. 사용자의 청력 손실의 측정으로부터 계산된 처방에 따라 보청기를 맞춤으로써, 보청기는 특정한 주파수 대역의 청력 손실을 보상하기 위해서 특정한 주파수 대역을 증폭시킬 수 있다. 정확하고 융통성 있는 증폭을 제공하기 위해서, 가장 최신형의 보청기는 디지털 종류의 보청기이다.
당대의 디지털 보청기는 디지털 신호 프로세서를 포함하고, 디지털 신호 프로세서는 마이크로폰으로부터 오디오 신호를 처방에 따라 음향 출력 변환기를 구동하기에 적합한 전기 신호로 처리하기 위한 것이다. 공간을 절약하고 효율성을 향상시키기 위해서, 일부 디지털 보청기 프로세서는 출력 신호의 디지털 아날로그 변환을 수행하지 않고 음향 출력 변환기를 직접적으로 구동하기 위해 디지털 출력 신호를 이용한다. 디지털 신호가 충분히 높은 주파수를 갖는 디지털 비트 스트림으로 직접적으로 음향 출력 변환기에 전달되면, 음향 출력 변환기의 코일은 저역 필터로서의 임무를 수행하여 예컨대 15-20 kHz 아래의 주파수만이 음향 출력 변환기에 의해 재생되도록 한다. 바람직하게, 디지털 출력 신호는 펄스 폭 변조 신호, 시그마-델타 변조 신호, 또는 이들의 조합 신호이다.
H-브리지(H-bridge)는 전동기 또는 확성기와 같은 유도 부하를 제어하기 위한 전자 회로이다. 이것은 H-브리지에 존재하는 전자 스위치 세트를 열고 닫음으로써 H-브리지의 출력 단자들 간에 연결된 로드를 통해 전류 흐름의 방향을 제어함으로써 작동한다. 바람직하게, 스위치는 BJT 트랜지스터 또는 MOSFET 트랜지스터와 같은 반도체 스위칭 소자로서 구현될 수 있다. 이것의 동작 원리는 적합하게 조절된 디지털 신호가 확성기를 직접 구동하는 것을 가능하게 하기 위해서 직접 디지털 구동 출력 스테이지가 이용되는 것을 허용하여, 이에 따라 전용 디지털 아날로그 컨버터에 대한 필요성이 제거되고, 동시에 출력 스테이지를 위한 전력 요건이 줄어들게 된다.
시그마-델타 변조기는 신호를 비트 스트림으로 변환하기 위한 전자 회로이다. 변환될 신호는 디지털 또는 아날로그일 수 있고, 시그마-델타 변조기는 일반적으로 고해상도의 신호가 저해상도의 신호로 변환되는 애플리케이션에 이용된다. 이와 관련해서, 시그마-델타 변조기는 보청기에서 H-브리지 출력 스테이지를 구동하는데 이용된다.
확성기의 진동막(diaphragm)이 확성기 코일을 통해 어떠한 전류도 흐르지 않을 때마다 휴식 위치 또는 중립 위치에 있다고 가정하고, 확성기를 통해 양쪽 방향으로 최대 허용 전류가 흐를 때마다 2개의 극한 위치에 있다고 가정한다. 양전압 임펄스 및 음전압 임펄스로 나타나는 H-브리지로부터의 충분히 빠르게 변하는 비트 스트림을 확성기 단자에 적용함으로써, 확성기의 2개의 극한 진동막 위치 사이의 임의의 위치에 이를 수 있다. 비트 스트림에서 양의 임펄스의 수가 많을수록, 확성기 진동막은 제1 극한 위치를 향해 더욱 이동할 것이고, 비트 스트림의 음의 임펄스의 수가 많을수록, 확성기 진동막은 제2 극한 위치를 항해 더욱 이동할 것이다. 확성기 코일의 저역 필터링 효과로 인해, 비트 스트림의 스위칭 기간이 확성기의 재생 주파수 한계 아주 위에 있으면, 이런 식으로 구동될 때 어떠한 가청의 스위칭 노이즈도 확성기에서 나오지 않을 것이다. 따라서, 디지털 비트 스트림이 확성기를 직접적으로 제어할 수 있다.
EP-B1-1716723호로부터 보청기를 위한 디지털 출력 스테이지가 공지되고, 상기 출력 스테이지는 보청기를 위해 음향 출력 변환기를 구동하기 위한 H-브리지 및 시그마-델타 컨버터를 포함한다. 출력 스테이지는 3가지 상태 출력 스테이지로 나타나는데, 왜냐하면 이것이 3개의 개별 신호 레벨로 구성된 비트 스트림을 음향 출력 변환기에 전달할 수 있기 때문이다. 다음에서, 이러한 레벨은 "+1", "-1" 및 "0"으로 나타나고, 여기서 "+1"은 음향 출력 변환기에 걸친 최대 양전압과 동일하고, "-1"은 음향 출력 변환기에 걸친 최대 음전압과 동일하고, "0"은 어떠한 전압도 없다. 이것은 양전압 펄스가 음향 출력 변환기의 진동막을 한 방향으로 이동하게 하고, 음전압 펄스가 음향 출력 변환기의 진동막을 다른 방향으로 이동하게 한다는 사실을 이용한다. "0" 레벨이 사이 사이에 배치된 "+1" 레벨 및 "-1" 레벨로 구성된 클록킹된 비트 스트림을 전압 펄스로서 음향 출력 변환기에 전달함으로써, 확성기 코일이 전압 펄스의 적분기 역할을 하기 때문에, 음향 출력 변환기 진동막의 기계적 정지의 제한 내에서 임의의 위치 편차가 획득될 수 있다. 종래 기술의 디지털 출력 스테이지는 음향 출력 변환기의 양 단자에 "+1" 레벨 및 "-1" 레벨을 동시에 적용함으로써 "0" 레벨을 발생시킨다.
음향 출력 변환기에 "0" 레벨을 발생시키는 이러한 방법은, 어떠한 추가적인 컴포넌트도 "0" 레벨을 제공하는데 필요하지 않기 때문에 구현하기가 매우 쉽다는 장점을 갖고, "0" 레벨이 어떠한 추가적인 전류도 이용하지 않기 때문에 전력을 절약할 수 있다는 장점을 가지며, 3개의 개별 레벨의 제공은 음향 출력 변환기에 걸친 가능한 전압 스윙을 효과적으로 두 배로 만든다. 그러나, 이것은 일부 내재하는 문제점을 갖는데, 이 문제점은 다음에서 더욱 상세하게 설명될 것이다.
"+1" 레벨 및 "-1" 레벨 모두는 음향 출력 변환기의 와이어 및 단자에 대해 상이한 전압을 발생시킨다. 이것은 "0" 레벨을 이용하는 경우가 아니다. "0" 레벨을 이용하면, 양단의 와이어들은 동일한 전압을 동시에 전달하고, 이것은 빠른 스위칭 전압이기 때문에, 이것은 더욱 공통 모드 신호를 그 인접 환경에 방출한다. 이런 방출은 보청기에 일반적으로 존재하는 무선 송신기 수신기 코일 또는 텔레코일과 같은, 인근 환경에 증가된 크로스토크를 야기한다. 이러한 크로스토크 1 MHz 이상의 주파수를 갖기 때문에, 이것은 텔레코일에 대한 문제를 갖지 않는데, 텔레코일이 8-10 kHz 이하의 주파수를 전달하도록 구성되기 때문이다. 그러나, 무선 수신기 코일은 보통 신뢰할 만한 신호 수신이 불가능하게 되는 정도로, 이러한 크로스토크 현상으로 기인하는 용량성 간섭으로 신호 대 잡음비에서 매우 많은 감소를 겪는다.
이러한 용량성 간섭은 대부분 출력 회로의 전기적으로 노출된 부분, 주로 보청기의 전자 회로 칩의 출력 패드를 음향 출력 변환기의 입력 단자에 연결시키는 와이어에서 나온다. 기계적인 이유로 이러한 와이어를 더욱 짧게 하는 것은 불가능하지만, 와이어를 꼬고 이들을 물리적으로 가깝게 유지함으로써, 이러한 와이어들과 근처에 있는 민감한 전자 회로들 사이의 용량성 결합의 일부 감소가 달성될 수 있다.
전압 펄스는 1-2 MHz의 주파수로 출력 변환기에 나타나고, 따라서 결과 노이즈 컴포넌트는 고주파수로 용량성 간섭에 민감한 전자 회로의 작동을 방해할 수 있다. 피해받는 전자 장비가 보청기를 위한 무선 원격 제어를 포함하는 경우, 전자기 간섭에 기인하는 문제들이 특별히 심각한데, 무선 원격 제어의 유효 동작 범위가 출력 스테이지에서 나오고 원격 제어 신호가 올바르게 수신되지 못하게 하는 용량성 간섭에 의해 상당히 제한되기 때문이다.
WO-A 1-03/047309호는 보청기 또는 휴대폰과 같은 이동 장치용의 확성기를 구동하기 위한 디지털 출력 구동 회로를 개시한다. 디지털 구동 회로는 입력, 변조기, 및 3-레벨 H-브리지를 포함하고, 구동 회로를 전자기 간섭으로부터 보호하기 위해서, 그리고 구동 회로 출력을 확성기에 연결하는 와이어를 짧게 유지하기 위해서 확성기 인클로저에 통합된다. 구동 회로는 구동 회로를 위한 공급 전압을 조정하기 위해 확성기에 연결된 피드백 회로를 더 포함한다.
WO-A1-03/047309호에 기술된 방식으로 확성기에 통합된 출력 드라이버는 보청기에 이용되는 종류의 동적 표준 확성기와 교환할 수 없다. 예를 들어, 보청기 하우징 및 회로가 (예컨대, 상이한 정도의 청력 손실을 치료하기 위해) 상이한 임피던스 값을 갖는 상이한 확성기의 범위를 이용하도록 적응될 수 있다면, 통합된 출력 드라이버를 갖는 확성기는 이러한 구성에 적합하지 않을 것이다. 이러한 유형의 유연성이 요구되는 경우, 보청기 회로의 출력 스테이지 단자와 보청기의 확성기 단자 사이의 긴 와이어는 불가피하다. 확성기에서부터 피드백 회로까지의 신호를 위한 추가 세트의 긴 와이어가 또한 종래 기술의 출력 드라이버에 의해 요구되고, 이것은 용량성 간섭 노이즈를 더욱 증가시킨다.
본 발명의 목적은 출력 스테이지를 보청기의 확성기에 연결하는 긴 와이어를 갖는 것에 관계없이, 종래 기술의 출력 컨버터와 연관된 간섭 문제 및 용량성 노이즈를 갖지 않고, 3가지 상태 출력 컨버터의 이점을 제공할 수 있는 출력 컨버터를 갖는 보청기를 위한 출력 스테이지를 고안하는 것이다. 이 목적은 청구항 제1항에 인용된 특징들을 갖는 출력 컨버터를 제공함으로써 달성된다.
본 발명의 목적은 또한 보청기를 위한 출력 스테이지를 구동하는 방법을 고안하는 것이다. 이 목적은 청구항 제6항에 인용된 방법에 의해 달성된다.
보청기(20)를 위한 H-브리지 종류의 디지털 3-레벨 출력 드라이버(7)는 출력 드라이버(7)에 일차 전압(3) 및 이차 전압(8)을 제공하고, 3-레벨 출력 드라이버(7)의 중간 레벨이 출력 드라이버(7)에 대한 입력 신호에 존재할 때마다, 출력 드라이버(7)의 양측에 이차 전압(8)을 적용함으로써 감소된 용량성 간섭을 획득한다. 출력 드라이버(7)는 펄스-폭 변조 신호, 시그마-델타 펄스-밀도 변조 신호, 또는 이들 신호의 조합으로 제어될 수 있다. 출력 드라이버(7)는 보청기(20)의 음향 출력 변환기를 구동하기 위해 양의 레벨, 음의 레벨, 및 0 레벨로 구성된 클록킹된 출력 신호를 생성한다. 이차 전압(8)이 일차 전압(3)의 절반 값이면, 양의 레벨 및 음의 레벨은 이차 전압(8)의 레벨에 대하여 정의되고, 따라서, 용량성 간섭은 최소로 유지되고, 3-레벨 출력 스테이지의 전력 소모 이점을 유지할 수 있다. 본 발명은 보청기(20) 및 보청기(20)의 출력 스테이지(7)를 구동하기 위한 방법을 제공한다.
본 발명에 따르면, 보청기(20) 및 보청기(20)의 출력 스테이지(7)를 구동하기 위한 방법을 제공하는 것이 가능하다.
본 발명은 이제 도면에 대하여 더욱 상세하게 기술될 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 보청기를 위한 출력 스테이지의 개략도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 보청기를 위한 출력 스테이지의 개략도이다.
도 3은 도 2의 출력 스테이지에서 제1 상태를 나타내는 개략도이다.
도 4는 도 2의 출력 스테이지에서 제2 상태를 나타내는 개략도이다.
도 5는 도 2의 출력 스테이지에서 제3 상태를 나타내는 개략도이다.
도 6은 도 2의 출력 스테이지에 대한 일반적인 입력 신호를 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 출력 스테이지를 갖는 보청기의 개략도이다.
도 1은 종래 기술에 따른 보청기의 3가지 상태 디지털 H-브리지 출력 스테이지(1)의 개략도를 도시한다. 출력 스테이지(1)는 제어 입력(2), 양전압(Vbb)을 전달하는 공급 전압 노드(3), 확성기(4)로서 도시된 음향 출력 변환기, 접지 노드(5), 지연 소자(6), 및 MOSFET 트랜지스터 소자로서 도시된 4개의 제어 가능한 스위치들(S1, S2, S3, 및 S4)을 포함한다. 공급 전압 노드(3)는 H-브리지 출력 스테이지(1)에 전기 전력을 제공하고, 제어 입력(2)은 4개의 제어 가능한 스위치들(S1, S2, S3, 및 S4)을 제어하기 위한 비트 스트림을 전달할 수 있다. 지연 소자(6)의 목적은 1 클럭 펄스만큼 스위치(S2 및 S4)에 대한 비트 스트림의 지연을 수행하기 위한 것이다. 이러한 기능은 또한 인버터에 의해 수행될 수도 있다. 다음으로, 비트 스트림으로부터 출력 스테이지에 의해 생성된 3개의 상이한 상태는 "-1", "0", 및 "+1"로 나타난다. 스위치들(S1, S2, S3, 및 S4)의 목적은 공급 전압 노드(3)로부터의 전류 흐름을, 제어 입력(2)으로부터의 비트 스트림에 의해 제어되는 확성기(4)를 통해, 접지 단자(5)에 제공하는 것이다.
스위치들은 다음 방식으로 제어된다. 비트 스트림이 "0"에 뒤이어 "0"을 포함하는 비트 시퀀스를 생성할 때면, 스위치들(S2 및 S3)은 닫히고, 스위치들(S1 및 S4)은 열리며, 이것은 출력 스테이지의 상태 "-1"에 해당한다. 이러한 상태는 전류가 공급 전압 노드(3)로부터 각각, 스위치(S2), 확성기(4) 및 스위치(S3)를 통해, 접지로 흐르도록 한다. 전류 흐름은 확성기(4)의 막 또는 진동막이 한 방향, 예컨대, 안쪽으로 이동하도록 한다.
비트 스트림이 "0"에 뒤이어 "1" 또는 "1"에 뒤이어 "0"을 포함하는 비트 시퀀스를 생성할 때면, 스위치들(S1 및 S2)은 닫히고, 스위치들(S3 및 S4)은 열리거나, 그 반대로도 가능하고, 이것은 출력 스테이지의 상태 "0"에 해당한다. 이러한 상태는 공급 전압 노드(3)의 전압 전위가 스위치들(S1 및 S2)이 닫힘으로 인해 확성기(4)의 양측에 존재하도록 한다. 대신에 스위치들(S3 및 S4)이 닫히면, 접지 전위가 확성기(4)의 양측에 존재할 것이다. 동일한 전압 전위가 확성기(4)의 양측에 존재하기 때문에, 확성기(4)의 진동막은 이제 그 중립 위치를 향해 이동할 것이다.
비트 스트림이 "1"에 뒤이어 "1"을 포함하는 비트 시퀀스를 생성할 때면, 스위치들(S1 및 S4)은 닫히고, 스위치들(S2 및 S3)은 열리며, 이것은 출력 스테이지의 상태 "+1"에 해당한다. 이러한 상태는 전류가 전압 공급 노드(3)로부터 각각, 스위치(S1), 확성기(4) 및 스위치(S4)를 통해, 접지로 흐르도록 한다. 전류 흐름은 확성기(4)의 진동막이 출력 스테이지의 상태 "-1"에 대하여 반대 방향, 예컨대, 바깥쪽으로 이동하도록 한다.
이러한 설계는 초기의 2-레벨 출력 스테이지 설계와 비교할 때 매우 전력 효율적인 출력 스테이지를 제공한다. 그러나, 이러한 동작 모드로 인해 이것은 상당한 양의 용량성 간섭을 발생시킨다는 내재하는 문제점을 갖는다. 출력 스테이지가 상태 "+1" 또는 "-1"에 있는 경우, 스위치들은 비트 스트림에 의해 동기 방식으로 제어되지만, 출력 컨버터가 상태 "0"인 경우, 스위치들이 동일한 논리 회로로부터 제어되지 않아서 이러한 동기는 손실된다. 이러한 비동기 스위칭에 기인하는 스파이크는 주파수가 너무 높아서 음향 출력 변환기의 일반적인 동작에는 영향을 미치지 못하지만, 이것은 상당한 양의 용량성 간섭을 발생시키고, 이 용량성 간섭은 예를 들어 보청기의 수신기 회로와 통신하도록 구성된 무선 원격 제어로부터의 무선 근거리 통신 신호와 타협하고, 따라서 무선 원격 제어의 유효 동작 범위를 줄어들게 할 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 보청기를 위한 H-브리지 출력 스테이지(7), 시그마-델타 변조기(10), 및 디코더 네트워크(17)를 도시하는 개략도이다. 시그마-델타 변조기(10)는 차분 노드(11), 제1 합산 노드(12), 제2 합산 노드(13), 제1 유닛 지연 블록(14), 제2 유닛 지연 블록(15), 및 양자화기(16)를 포함한다. 출력 스테이지(7)는 제1 공급 전압 노드(3), 접지 노드(5), 제2 공급 전압 노드(8), NAND 게이트(18), 확성기(4), 제1 제어 가능 스위치(S1), 제2 제어 가능 스위치(S2), 제3 제어 가능 스위치(S3), 제4 제어 가능 스위치(S4), 제5 제어 가능 스위치(S5), 및 제6 제어 가능 스위치(S6)를 포함한다. 도 2에는 또한 표 1로 나타난, 디코더 네트워크(17)의 동작을 설명하는 표가 도시된다.
시그마-델타 변조기(10)의 입력은 보청기(도시되지 않음)의 디지털 신호 프로세서의 출력에 연결되고, 시그마-델타 변조기(10)의 출력은 디코더 네트워크(17)의 입력에 연결된다. 디코더 네트워크(17)는 제1 출력(A) 및 제2 출력(B)을 포함한다. 제1 출력(A)은 제1 제어 가능 스위치(S1) 및 제4 제어 가능 스위치(S4)의 입력에 연결되고, 제2 출력(B)은 제3 제어 가능 스위치(S3) 및 제2 제어 가능 스위치(S2)에 연결된다.
제1 공급 전압 노드(3) 및 제2 공급 전압 노드(8)는 H-브리지 출력 스테이지(7)에 전기 전력을 제공하고, 6개의 제어 가능한 스위치들 중 4개의 스위치들(S1, S2, S3 및 S4)은 출력 스테이지(7)의 3개의 상이한 상태("-1", "0", 및 "+1"로 각각 나타남)를 제어하기 위해 디코더 네트워크(17)에 의해 제어된다. NAND 게이트(18)는 디코더 네트워크(17)의 제1 출력(A)에 연결되는 제1 입력, 및 디코더 네트워크(17)의 제2 출력(B)에 연결되는 제2 입력을 갖는다. 디코더 네트워크(17)의 동작은 표 1에 나타나고, 여기서 L은 로우(LOW) 논리 레벨을 나타내고, H는 하이(HIGH) 논리 레벨을 나타낸다.
바람직하게, 제1 공급 전압 노드(3)는 확성기(4)의 출력을 최대화하기 위해서 보청기의 정격 공급 전압(Vbb)을 전달하지만, 예컨대, 보청기의 배터리에 의해 동력을 얻는 배전압 회로에 의해 전달되는 전압과 같은 다른 전압들이 확성기(4)를 구동하는데 이용될 수 있다. 바람직하게, 제2 공급 전압 노드(8)는 제1 공급 전압 노드(3) 전압의 반을 전달한다. 이러한 선호도 이면의 추론 과정이 다음에 더욱 상세하게 설명될 것이다.
4개의 제어 가능한 스위치들(S1, S2, S3 및 S4)은 출력 상태 "-1" 및 "+1"의 발생에 관하여 도 1에 도시된 종래 기술의 출력 스테이지(1)와 일반적으로 유사한 방식으로 작동하지만, 출력 스테이지(7)는 출력 상태 "0"을 발생시키는 신규한 방식을 갖는다. NAND-게이트(18)는, 디코더 네트워크(17)의 제1 출력(A) 및 제2 출력(B) 양자 모두가 로우이어야만, 논리 하이를 출력한다. 2개의 제어 가능한 스위치들(S5 및 S6)이 NAND-게이트(18)에 의해 제어된다.
논리 하이 레벨에 의해 활성화될 때, 제5 제어 가능한 스위치(S5)는 제1의 확성기 단자를 제2 공급 전압 노드(8)에 연결시키고, 제6 제어 가능한 스위치(S6)는 제2의 확성기 단자를 제2 공급 전압 노드(8)에 연결시킨다. 논리 로우 레벨에 의해 비활성화 될 때, 제5 제어 가능한 스위치(S5) 및 제6 제어 가능한 스위치(S6)는 각각 제2 공급 전압 노드(8)로부터 확성기 단자 모두의 연결을 끊는다. 다시 말해서, NAND-게이트(18)가 논리 하이를 출력할 때면, 제1 확성기 단자 및 제2 확성기 단자 모두는 제2 공급 전압 노드(8)에 연결된다.
제2 공급 전압 노드(8) 상의 전압 전위가 제1 공급 전압 노드(3) 상의 전압 전위 또는 접지 전위 중 어느 하나와 동일하도록 구성되었으면, 출력 스테이지(7)는 앞서 논의된 용량성 간섭을 갖는 문제를 포함하는, 종래 기술의 출력 스테이지와 실질적으로 같은 방식으로 작동한다. 그러나, 제2 공급 전압 노드(8) 상의 전압 전위가 Vbb/2, 즉 제1 공급 전압 노드(3) 전압의 반과 동일하도록 설정되면, 출력 스테이지(7)로부터의 용량성 간섭은 출력 스테이지(7)가 2 레벨 출력 스테이지인 것과 같은 정도로 균형이 맞추어진다.
이러한 구성에서, 음향 출력 변환기는 접지 전위와 제1 공급 전압 노드(3)의 전압 전위(Vbb) 간의 차이 중에서 제1 공급 전압 노드(8)의 전위(Vbb/2) 정도의 유효 전압 스윙을 갖지만, 출력 컨버터의 3-레벨 동작으로 인해 보청기 회로의 출력 스테이지(7)를 확성기(4)에 연결하는 각각의 와이어 상의 전압 시프트는 제1 공급 전압 노드(3)의 전위(Vbb)의 딱 절반과 동일하다. 디코더 네트워크(17)의 제1 출력(A) 및 제2 출력(B) 모두가 로우일 때면 스위치들(S5 및 S6)을 닫음으로써, "0"을 발생시키기 위한 시프트는 이제 NAND 게이트(18)에 의해 동기식 방식으로 수행되기 때문에, 용량성 노이즈 간섭 레벨이 적어도 6dB 만큼 감소된다. 전류 절약 장점 이외에도, 3-레벨 출력 스테이지 동작은 내재적으로 시간이 흐르면서 더욱 낮은 스위칭 노이즈 레벨의 이점을 갖는데, 일반적인 신호로 인한 시프트가 2-레벨 스위칭 출력 스테이지에 비해 덜 빈번하기 때문이다.
본 발명에 따른 출력 스테이지(7)의 동작은 도 3, 도 4, 및 도 5에 대해서 더욱 상세하게 설명되고, 도 3, 도 4, 및 도 5는 도 2에 도시된 출력 스테이지(7)의 간략화된 개략도로서, 출력 스테이지(7)가 상태 "-1", "0", 및 "+1"을 다루는 방법을 나타낸다. 제1 공급 전압 노드(3) 및 제2 공급 전압 노드(8)가 도 3, 도 4, 및 도 5에 도시된다. 6개의 스위치들(S1, S2, S3, S4, S5 및 S6)만이 도 3, 도 4, 및 도 5에 제시되고, 확성기가 도 3, 도 4 및 도 5에서 코일(4)로서 제시된다.
도 3에서, 출력 스테이지(7)가 상태 "+1"을 발생시키는 방법이 나타난다. 스위치들(S1 및 S4)이 닫히고, 스위치들(S2, S3, S5 및 S6)은 열린다. 제1 공급 전압 노드(3)와 접지 간의 전압 차로 인해, 전류(I1)는 제1 공급 전압 노드(3)로부터 스위치(S1)를 통해, 확성기(4)를 통해, 그리고 스위치(S4)를 통해, 접지로 흐르고, 확성기 코일에 전기력을 가하여, 확성기(4)의 막이 한 방향, 예컨대, 안쪽으로 이동하도록 만든다.
도 4에서, 출력 스테이지(7)가 상태 "-1"을 발생시키는 방법이 나타난다. 이제 스위치들(S2 및 S3)이 닫히고, 스위치들(S1, S4, S5 및 S6)은 열린다. 전류(I2)는 반대 방향으로 제1 공급 전압 노드(3)로부터 스위치(S2)를 통해, 확성기(4)를 통해, 그리고 스위치(S3)를 통해, 접지로 흐르고, 확성기 코일에 전기력을 가하여, 확성기(4)의 막이 반대 방향, 예컨대, 바깥쪽으로 이동하도록 만든다.
도 5에서, 출력 스테이지(7)가 상태 "0"을 발생시키는 방법이 나타난다. 이제 스위치들(S5 및 S6)이 닫히고, 스위치들(S1, S2, S3 및 S4)은 열린다. 제2 공급 전압 노드(8)의 전압 전위가 이제 확성기(4)의 양 단자에 동시에 적용된다. 확성기(4)의 막이 그 중립 위치에 있지 않는 한, 이것은 이 중립 위치를 향해 이동하도록 만든다. 이러한 이동은 전류(I3)로 하여금 스위치(S5), 확성기(4), 및 스위치(S6)에 의해 형성된 폐회로에서 흐르도록 한다. 동일한 전압 전위가 제2 공급 전압 노드(8)에 의해 확성기(4)의 양 단자에 적용되기 때문에, 전류(I3)는 오로지 확성기 정지(suspension)에 의해 제공되는 탄력성으로 확성기 코일에 유도되는 기전력에서 비롯된다. 확성기가 그 중립 위치에 있고, 움직이지 않을 경우, 전류(I3)는 0이다. 이런 식으로, 본 발명의 3-레벨 출력 컨버터에서 상태 "0"을 발생시킴으로써, 용량성 간섭이 감소된다.
제2 공급 전압 노드(8)에 의해 제공되는 전압 전위는 바람직한 실시예에서, 제1 공급 전압 노드(3)의 전압 전위를 2로 나눔으로써 발생될 수 있고, 예컨대, 충분히 높은 출력 임피던스를 갖고 결국 작은 커패시터에 의해 분리되는 간단한 전압 분배기를 제공함으로써, 발생될 수 있다. 다른 바람직한 실시예에서, 스위치드-커패시터 전압 분배기가 제1 공급 전압 노드(3)의 전압 전위로부터 제2 공급 전압 노드(8)에 대한 전압 전위를 발생시키기 위해 제공된다. 스위치드-커패시터 전압 분배기는 클로킹된 집적 회로 설계에서 바람직한 선택이고, 내재적인 높은 입력 임피던스를 갖는다는 추가된 장점을 갖는다.
앞에서 진술한 바와 같이, 3-레벨 디지털 출력 스테이지는 2-레벨 디지털 출력 스테이지와 비교할 때 동일한 신호의 재생을 위해 보다 적은 시프트를 수행한다는 장점을 갖는다. 이것은 더욱 낮은 전력 소모를 의미한다. 바람직한 실시예에서, 디지털 출력 스테이지에 제어 신호를 제공하는 회로는 펄스-폭 변조 및 시그마-델타 변조의 조합을 이용한다. 따라서 출력 스테이지를 위한 1 MHz의 일반적인 클록 주파수가 256 kHz로 감소될 지라도, 충분한 드라이버 주파수 대역폭이 획득될 수 있다.
도 6은 본 발명에 따라 H-브리지 출력 컨버터로부터의 일반적인 출력 신호의 시간 도메인 그래프를 도시한다. H-브리지 출력 신호는 재생될 오디오 신호를 나타내는 일련의 등거리, 클록킹된 신호 펄스이다. 이 신호는 "-1", "0", 또는 "+1" 3개의 개별 값 중 하나의 값을 취할 수 있다. 또한, 결과적인 확성기 이동이 도 6의 그래프에 도시된다. "+1"은 확성기 막에 의해 이룰 수 있는 가장 안쪽의 극한 위치에 대응하고, "-1"은 가장 바깥쪽의 극한 위치에 대응하며, "0"은 확성기의 중립 위치에 대응한다. 입력 신호에 대해 확성기 코일의 저역 필터링 효과로 인해, 스피커 이동을 나타내는 커브는 H-브리지 출력 신호에 의해 나타나는 완만한 적분 값에 가까워지고 있다. 도 6의 그래프 아래에, H-브리지로부터 출력 신 호를 발생시키는 비트 스트림을 나타내는 일련의 심볼이 또한 도시된다.
도 7은 본 발명의 따른 디지털 출력 스테이지(7)를 갖는 보청기(20)의 개략도이다. 보청기(20)는, 마이크로폰(21), A/D 컨버터(22), 디지털 신호 프로세서(23), 시그마-델타 컨버터(24), 출력 스테이지(7), 및 확성기(4)를 포함한다.
음향 신호가 마이크로폰(21)에 의해 받아져서 아날로그 전기 신호로 변환된다. 마이크로폰(21)으로부터의 아날로그 전기 신호는 A/D 컨버터(22)에 의해 디지털 신호로 변환된다. A/D 컨버터(22)는 디지털 신호 프로세서(23)의 입력에 디지털 신호를 제공하고, 디지털화된 마이크로폰 신호의 대부분의 처리가 보청기(20)에서 발생한다. 디지털 신호 프로세서(23)의 출력으로부터, 처리된 디지털 출력 신호는 시그마-델타 컨버터(24)에 대한 입력 신호로서 이용된다.
시그마-델타 컨버터(24)는 디지털 신호 프로세서(23)로부터의 처리된 디지털 출력 신호를 이용하여, H-브리지 출력 스테이지(7)를 위한 디지털 입력 신호로서 적합한 3-레벨 비트 스트림을 입력 신호로서 발생시킨다. H-브리지 출력 스테이지(7)는 3-레벨 비트 스트림에 의해 직접적으로 제어되는 확성기(4)를 구동하도록 구성된다. 본 발명에 따른 보청기 출력 스테이지는 증가된 전력 소모 또는 추가된 복잡성의 형태로 트레이드오프되지 않고 상당히 감소된 용량성 간섭을 갖는다.
3: 제1 공급 전압 노드 4: 확성기
5: 접지 노드 8: 제2 공급 전압 노드
11: 차분 노드 12: 제1 합산 노드
13: 제2 합산 노드 14: 제1 유닛 지연 블록
15: 제2 유닛 지연 블록 16: 양자화기
18: NAND 게이트 S1 내지 S6: 스위치

Claims (9)

  1. 보청기에 있어서,
    입력 변환기, 아날로그 디지털 컨버터, 디지털 신호 프로세서, 3-레벨 출력 드라이버에 연결된 3-레벨 출력 변조기, 제1 전압 소스, 제2 전압 소스, 공통 전압 노드, 및 음향 출력 변환기를 포함하고,
    상기 출력 드라이버는 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자 및 제2 단자의 연결을 제어하도록 구성된 H-브리지 출력 스테이지를 포함하고,
    상기 H-브리지 출력 스테이지는, 상기 출력 변조기가 제1 레벨을 발생시킬 때, 상기 제1 전압 소스를 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자에 연결시키고, 상기 공통 전압 노드를 상기 음향 출력 변환기의 제2 단자에 연결시키도록 구성되고,
    상기 출력 변조기가 제2 레벨을 발생시킬 때, 상기 제2 전압 소스를 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자 및 제2 단자 모두에 연결시키도록 구성되고,
    상기 출력 변조기가 제3 레벨을 발생시킬 때, 상기 제1 전압 소스를 상기 음향 출력 변환기의 제2 단자에 연결시키고, 상기 공통 전압 노드를 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자에 연결시키도록 구성되는 것인, 보청기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제2 전압 소스는 상기 제1 전압 소스의 전압 레벨의 실질적으로 절반의 전압 레벨을 제공하도록 구성되는 것인, 보청기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 출력 변조기는 시그마-델타 변조기인 것인, 보청기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 출력 변조기는 펄스-폭 변조기인 것인, 보청기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 출력 변조기는 펄스-폭 변조기와 시그마-델타 변조기의 조합인 것인, 보청기.
  6. 보청기의 출력 스테이지를 구동하기 위한 방법에 있어서,
    보청기에 의해 재생될 오디오 신호를 나타내는 단일 비트 디지털 신호를 제공하는 단계,
    제1 전압을 발생시키기 위해 제1 전압 소스를 제공하는 단계,
    제2 전압을 발생시키기 위해 제2 전압 소스를 제공하는 단계,
    음향 출력 변환기를 제공하는 단계,
    상기 단일 비트 디지털 신호를 양의 레벨(positive level), 음의 레벨(negative level), 및 0 레벨(zero level)을 포함하는 3-레벨 제어 신호로 변환하는 단계,
    상기 제어 신호가 음의 레벨을 생성할 때마다, 상기 제1 전압 소스를 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자에 연결시키고, 상기 음향 출력 변환기의 제2 단자를 접지에 연결시키는 단계,
    상기 제어 신호가 양의 레벨을 생성할 때마다, 상기 제1 전압 소스를 상기 음향 출력 변환기의 제2 단자에 연결시키고, 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자를 접지에 연결시키는 단계, 및
    상기 제어 신호가 0 레벨을 생성할 때마다, 상기 제2 전압 소스를 상기 음향 출력 변환기의 제1 단자 및 제2 단자 모두에 연결시키는 단계
    를 포함하는 보청기의 출력 스테이지를 구동하기 위한 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제2 전압 소스의 전압 레벨은 상기 제1 전압 소스의 실질적으로 절반 전압인 것인, 보청기의 출력 스테이지를 구동하기 위한 방법.
  8. 제6항에 있어서, 상기 제어 신호에 의해 제어되는 연결은 반도체 소자에 의해 제공되는 것인, 보청기의 출력 스테이지를 구동하기 위한 방법.
  9. 제6항에 있어서, 상기 제2 전압 소스의 전압은 상기 제1 전압 소스에서부터 얻어지는 것인, 보청기의 출력 스테이지를 구동하기 위한 방법.
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