CN108809082B - 包括具有低电磁辐射的开关电容dc-dc转换器的听力设备 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种头戴式听力设备，包括：磁感应天线，具有预定谐振周期，用于接收无线数据信号；和开关电容DC‑DC转换器，被配置用于根据时钟信号将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压。电荷泵电路被配置为通过输出电流脉冲对输出电容器进行充电，其中，输出电流脉冲至少包括相继的第一和第二输出电流脉冲，它们具有与磁感应天线的预定谐振周期的基本一半对应的相互脉冲延迟。

Description

包括具有低电磁辐射的开关电容DC-DC转换器的听力设备
技术领域
本发明涉及一种头戴式听力设备，包括：磁感应天线，具有预定谐振周期，用于接收无线数据信号；和开关电容DC-DC转换器，被配置为用于根据时钟信号将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压。电荷泵电路被配置为通过输出电流脉冲对输出电容器进行充电，其中，输出电流脉冲至少包括相继的第一和第二输出电流脉冲，其具有与磁感应天线的预定谐振周期的基本上一半对应的相互脉冲延迟。
背景技术
开关电容DC-DC功率转换器是本领域已知的，并且先前已经应用于各种类型的头戴式听力设备，例如助听器和听力仪器。开关电容DC-DC功率转换器通常用于将由听力设备的能量源或电源(例如，可再充电电池)输送的DC输入电压转换为适合于该设备的各种类型的有源组件的更高或更低的DC输出电压。开关电容DC-DC功率转换器与其基于电感器的对应器件相比具有一些引人注目的特性，例如相对低的电磁辐射水平，这是因为在电感器的磁场中没有存储能量。开关电容DC-DC功率转换器的尺寸可以是紧凑的并且其能量转换效率相对较高。开关电容DC-DC功率转换器的不同拓扑结构能够提供DC电压升高(即，升压)和DC电压降低(即，降压)，具有拓扑相关的最优电压转换比率，例如1:2或1:3升压转换和2:1和3:1降压转换。
头戴式听力设备可以附加地包括磁感应天线，用于通过无线通信信道或链路接收和/或发送磁耦合的无线数据信号。无线通信信道可以形成双耳助听系统的耳对耳通信系统的一部分，从而允许数据信号和数字音频信号在头戴式听力设备与安放在用户另一侧耳朵处或中的另一头戴式听力设备之间交换。磁感应天线和开关电容DC-DC转换器的共存常常表现出显著的挑战，这是因为头戴式听力设备的壳体的尺寸非常紧凑。紧凑的壳体尺寸限制了磁感应天线与DC-DC功率转换器及其关联的引线和外部组件之间的最大物理距离。因此，由在开关电容DC-DC转换器的飞跨电容器(flying capacitor)和输出电容器中运行的充电电流脉冲引起的脉冲式电磁噪声突发作为使期望的无线数字数据信号的接收劣化的干扰噪声脉冲，等效地耦合到磁感应天线中。
因此，本领域仍然需要改进开关电容DC-DC转换器，以实现头戴式听力设备(例如，助听器和耳机)的磁感应天线的电磁噪声干扰的减少。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种头戴式听力设备，包括：磁感应天线，用于通过无线通信信道接收无线数据信号；所述磁感应天线呈现出预定谐振周期；开关电容DC-DC转换器，被配置用于根据时钟信号将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压。开关电容DC-DC转换器包括：电荷泵电路，被配置为通过输出电流脉冲对输出电容器进行充电；电荷泵电路被配置用于：在第一状态下从DC输入电压对输出电容器和飞跨电容器进行充电，并且在第二状态下使飞跨电容器向输出电容器放电；其中，输出电流脉冲至少包括相继的第一和第二输出电流脉冲，它们具有与磁感应天线的预定谐振周期的基本一半对应的相互脉冲延迟。
头戴式听力设备可以是助听器，例如BTE、RIE、ITE、ITC或CIC等助听器。助听器可以包括用于从听力仪器的外部环境中拾取声音并且作为响应而生成第一音频信号的一个或多个麦克风。头戴式听力设备可以可选地为头戴式受话器、头戴式耳机、耳机、护耳器或耳罩等，例如挂耳式、入耳式、贴耳式、头戴式、颈后式、头盔式或头套式等。
飞跨电容器可以包括相对于集成电路在外部的电容器，开关电容DC-DC转换器与头戴式听力设备的其他有源电路块一起集成在该集成电路上。替换地，飞跨电容器可以完全集成在集成电路上，即在集成电路的半导体管芯或衬底上一体地形成的片上电容器。在这两种情况下，本领域技术人员将理解，流经输出电容器、飞跨电容器和关联的引线的输出电流脉冲导致发射先前讨论的磁性或电磁噪声脉冲或开关噪声，它们耦合到磁感应天线中，成为干扰开关噪声。然而，通过将相继的第一和第二输出或充电电流脉冲之间的相互脉冲延迟设定为基本等于磁感应天线的预定谐振周期的一半，可以显著降低在磁感应天线中感应的开关噪声的水平。开关噪声水平的这种降低是通过分别由相继的第一和第二输出电流脉冲在磁感应天线中感应的相继的第一和第二开关噪声脉冲之间的相消干涉来实现的，如下面参考附图进一步详细讨论的。本领域技术人员将理解，电荷泵电路在操作期间重复地生成输出电流脉冲以重复地对输出电容器进行充电并且控制DC输出电压。因此，输出电流脉冲通常将包括多对相继的输出电流脉冲，每对都具有基本为磁感应天线的预定谐振周期的一半的相互脉冲延迟。
本领域技术人员同样将理解，如果第一与第二输出电流脉冲之间的相互脉冲延迟等于磁感应天线的预定谐振周期的一半，则磁感应天线中的干扰开关噪声的消除或抑制通常是最有效的或最优的。然而，在相互脉冲延迟与该最优值的微小偏差处也实现了对干扰开关噪声的显著抑制，因此落入本发明的范围内。因此，在本说明书中，关于相互脉冲延迟的修饰词“基本”优选地意指在+/-50％的容差内，或更优选地在+/-25％的容差内，或甚至更优选地在+/-10％的容差内，相互脉冲延迟等于磁感应天线的预定谐振周期的一半。因此，在磁感应天线的100ns谐振周期(对应于10MHz的天线调谐频率)下，最优相互脉冲延迟为50ns，即等于100ns谐振周期的一半，同时在介于25ns与75ns之间(即，50ns的+/-50％)的相互脉冲延迟下仍然实现显著抑制磁感应天线中的干扰开关噪声。在介于37.5ns与62.5ns之间(即，50ns的+/-25％)的相互脉冲延迟下实现对干扰开关噪声的更好抑制。因此，即使在相互脉冲延迟在上述优选上限和下限内偏离最优值的情况下，也实现对干扰开关噪声的显著抑制，如下面参考附图另外详细讨论的。这种特性使对干扰开关噪声的抑制能够抵抗时钟信号频率和天线调谐频率的实际变化-例如由组件容差、老化效应、温度漂移等引起的变化。
电荷泵电路可以包括由从时钟信号导出的非重叠的第一和第二时钟相位驱动的开关阵列，其中，非重叠的第一和第二时钟相位分别限定电荷泵电路的第一状态和第二状态。电荷泵电路的第一状态可以包括对飞跨电容器和输出电容器充电，并且电荷泵电路的第二状态可以包括使飞跨电容器向输出电容器放电，如以下参考附图另外详细讨论的。开关阵列可以至少包括由第一时钟相位驱动的第一和第二可控半导体开关，用于在第一时钟相位期间将飞跨电容器连接在DC输入电压与输出电容器之间。开关阵列可以附加地包括由第二时钟相位驱动的第三和第四可控半导体开关，用于在第二时钟相位期间将飞跨电容器连接到输出电容器。
磁感应天线的预定谐振周期可以在20ns和200ns之间。这些时间周期分别对应于磁感应天线的介于50MHz和5MHz之间的谐振或调谐频率。
开关电容DC-DC转换器的时钟信号的频率可以在250kHz和4MHz之间，例如在500kHz和2.0MHz之间。时钟信号的频率可以设定电荷泵电路的开关频率，这是因为第一和第二时钟相位是从时钟信号导出的。
开关电容DC-DC转换器的一些实施例可以利用所谓的脉冲跳跃机制来实现对DC输出电压的调节。在本实施例中，时钟信号的相继的时钟脉冲之间的时间跨度取决于负载而变化。根据本实施例，相继的时钟脉冲的每个时钟脉冲都具有基本等于预定谐振周期的一半的长度，其中，“基本”再次意味着优选地在+/-50％的容差内。另外，电荷泵电路被配置为：响应于第一时钟相位的导通状态转变而产生输出电流脉冲中的第一输出电流脉冲，并且响应于第二时钟相位的导通状态转变而产生输出电流脉冲中的相继的第二输出电流脉冲。
根据开关电容DC-DC转换器的另一实施例，时钟信号的循环时间长于预定谐振周期的一半--例如长5倍至20倍，以减小电荷泵电路的开关频率并降低其功耗。根据本实施例，电荷泵电路被配置为：在第一时钟相位期间生成一对相继的输出电流脉冲，并且在第二时钟相位期间生成一对相继的输出电流脉冲。因此，电荷泵电路可以被配置为：响应于第一时钟相位的导通状态转变而产生输出电流脉冲中的第一输出电流脉冲，以至少部分地对飞跨电容器进行充电；在相对于第一时钟相位的导通状态转变的相互脉冲延迟处产生输出电流脉冲中的相继的第二输出电流脉冲，以增加飞跨电容器的电荷；以及响应于第二时钟相位的导通状态转变而产生输出电流脉冲中的第三输出电流脉冲，以部分地使飞跨电容器放电；在相对于第二时钟相位的导通状态转变的相互脉冲延迟处产生输出电流脉冲中的与第三输出电流脉冲相继的第四输出电流脉冲，以进一步使飞跨电容器放电。
根据本发明的某些实施例，第一和第二可控半导体开关中的每一个包括至少两个单独可控的开关段，以通过接通至少两个单独可控的开关段来选择性地生成第一和第二输出电流脉冲。根据一个这样的实施例，第一和第二可控半导体开关中的每一个包括分别由从第一时钟相位导出的第一和第二段相位控制的单独可控的第一和第二开关段，以产生第一和第二充电电流脉冲；其中，第二段相位的开始或转变相对于第一段相位的开始或转变被延迟了相互脉冲延迟。同样地，第三和第四可控半导体开关中的每一个优选地包括分别由从第二时钟相位导出的第三和第四段相位控制的单独可控的第一和第二开关段，以产生相继的第三和第四输出电流脉冲；其中，第四段相位的开始或转变相对于第三段相位的开始或转变被延迟了相互脉冲延迟。
本领域技术人员将理解，如果第一和第二输出电流脉冲的波形相同或至少大部分相同，则对磁感应天线中的干扰开关噪声的消除或抑制通常是最有效的。相同的约束自然适用于所有相继的输出电流脉冲对。因此，电荷泵电路的一些实施例被配置为产生相继的第一和第二输出电流脉冲的相同极性和基本相同的峰值电流。当第一和第二输出电流脉冲之间的峰值电流差小于+/-50％、更优选地小于+/-25％、甚至更优选地小于+/-10％时，可以实现基本相同的峰值电流。
根据本发明的某些实施例，通过选择电荷泵电路的每个可控半导体开关的单独可控的第一和第二开关段的适当导通电阻来控制相继的第一和第二输出电流脉冲的相应峰值电流。在一个这样的实施例中，选择第一和第二可控半导体开关中的每一个的单独可控的第一和第二开关段的相应导通电阻，以产生输出电流脉冲中的相继的第一和第二输出电流脉冲的基本相同的峰值电流，并且选择第三和第四可控半导体开关中的每一个的单独可控的第一和第二开关段的导通电阻，以产生相继的第三和第四输出电流脉冲的基本相同的峰值电流。
开关电容DC-DC功率转换器的DC输入电压可以由可再充电电池单元或一次性电池单元提供。电池单元可以例如包括一次性锌空气电池，或者可以包括至少一个可再充电锂离子电池单元。在后一实施例中，至少一个可再充电锂离子电池单元可以为开关电容DC-DC转换器输送约4.0V的标称DC输入电压。取决于锂离子电池单元的充电状态，开关电容DC-DC转换器在后一实施例中可以被配置为以接近2:1和/或3:1的因子对接收到的DC输入电压进行降压，以提供约1.2V的DC输出电压电平。
然而，本领域技术人员将理解，针对输送1.2V以下的标称电池电压的其他类型的可再充电电池源，开关电容DC-DC转换器可以被配置为以一定比率(例如，1:2和/或1:3)来升高电池供电电压。
头戴式听力设备可以包括各种有源组件和音频换能器，用于接收输入语音和其他声音信号，处理接收到的声音信号并且将处理后的声音信号转换为对应的输出声音信号，以便施加到用户的耳朵和/或发送到远程收听者。头戴式听力设备可以包括助听器，其附加地包括：控制和处理电路，包括：用于接收第一音频信号的第一音频输入通道和用于接收并处理第一音频信号以根据用户的听力损失生成补偿后的麦克风信号的信号处理器；D类输出放大器，用于接收补偿后的麦克风信号并以预定调制频率生成调制的输出信号；微型接收器或扬声器，用于接收调制的输出信号并生成输出声音信号以施加到用户的耳朵。补偿后的麦克风信号可以被嵌入或编码在由磁感应天线发送的无线数据信号中。补偿后的麦克风信号可以被发送到另一助听器，其包括用于编码的无线数据信号的对应磁感应天线和兼容的接收和解码电路。
第一音频信号可以从助听器的麦克风导出，或者可以通过合适的解码从由磁感应天线提供的无线数据信号导出。因此，无线数据信号可以由诸如便携式麦克风、另一听力仪器或移动电话等的远程音频信号源提供。D类输出放大器可以直接由开关电容DC-DC转换器提供的DC输出电压供电。
信号处理器可以包括专用数字逻辑电路、软件可编程处理器或其任何组合。如本文所使用的，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等旨在指代微处理器、CPU相关实体、硬件、硬件和软件的组合、软件或执行中的软件。例如，“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等可以是但不限于处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行文件、执行的线程和/或程序。作为说明，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等指定在处理器上运行的应用和硬件处理器两者。一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可以存在于执行的进程和/或线程内，并且一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可以位于一个硬件处理器上(可能地与其他硬件电路组合)和/或分布在两个或更多个硬件处理器之间(可能地与其他硬件电路组合)。而且，处理器(或类似术语)可以是能够进行信号处理的任何组件或组件的任何组合。例如，信号处理器可以是ASIC处理器、FPGA处理器、通用处理器、微处理器、电路组件或集成电路。
本发明的第二方面涉及一种减少由头戴式听力设备的开关电容DC-DC转换器引起的磁感应天线的电磁噪声干扰的方法；该方法包括：a)生成时钟信号；b)将时钟信号施加到开关电容DC-DC转换器，以在输出电容器处将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压；c)将输出电流脉冲提供到输出电容器中，以用于对输出电容器进行充电；e)将输出电流脉冲中的至少相继的第一与第二输出电流脉冲之间的时间延迟设定为等于磁感应天线的预定谐振周期的基本一半；f)根据时钟信号多次重复步骤e)，以随时间向输出电容器施加多对相继的输出电流脉冲，以对输出电容器重复充电。
本方法的一个实施例附加地包括：g)从时钟信号导出非重叠的第一和第二时钟相位；h)在第一时钟相位期间，通过DC输入电压对飞跨电容器和输出电容器进行充电；i)在第二时钟相位期间，使飞跨电容器向输出电容器放电。
附图说明
参考附图更详细地描述本发明的实施例，其中：
图1示出根据本发明的实施例的包括示例性开关电容DC-DC转换器和磁感应天线的头戴式听力设备的简化示意框图；
图2示出根据本发明的实施例的示例性开关电容DC-DC转换器的第一和第二示例性电荷泵电路的简化示意框图；
图3A)示出开关电容DC-DC转换器的通用电气模型；
图3B)示出包括多个多段式半导体开关的示例性电荷泵电路的损耗电阻Req的模型；
图4示出根据本发明的各种实施例的示例性开关电容(SC)DC-DC转换器的框图；
图5示出示例性电荷泵电路的充电状态和放电状态以及对应的输入和输出电流脉冲的简化框图；
图6示意性地示出由示例性开关电容DC-DC转换器的电荷泵电路中流动的输出充电电流脉冲在磁感应天线中引起的噪声或干扰信号；
图7示出根据本发明的一个实施例的与电荷泵电路的操作相关联的各种信号波形以及如何实现由输出电流脉冲在磁感应天线中引起的噪声或干扰信号的抑制；
图8示出与电荷泵电路的操作相关联的各种信号波形以及由现有技术的SC DC-DC转换器和本发明的SC DC-DC转换器实施例的输出充电电流脉冲在磁感应天线中引起的对应电磁噪声信号。
具体实施方式
在下文中，将参考附图描述包括开关电容DC-DC转换器和磁感应天线的头戴式听力设备(例如，助听器)的各种示例性实施例。本领域技术人员将理解，为了清楚起见，附图是示意性的和简化的，并且因此仅示出对于理解本发明所必需的细节，而省略其他细节。相同的附图标记通篇表示相同的元件或部件。因此，将不一定针对每个附图详细描述相同的元件或部件。本领域技术人员将进一步意识到，某些动作和/或步骤可以以特定的发生顺序来描述或描绘，同时本领域技术人员将理解，实际上并不需要关于顺序的这种指定。
图1示出包括根据下文描述的任一实施例的开关电容DC-DC转换器100的示例性助听器或耳机10的简化示意框图。助听器10可以包括任何类型的助听器壳体样式，例如耳后式(BTE)、耳内式(ITC)、完全入耳式(CIC)、RIC等，用于布置在用户的耳朵中或耳朵上。开关电容DC-DC转换器100的DC输入电压输入Vin可以由一个或多个可再充电电池单元或者普通的一次性锌空气电池单元-VDD提供。在任一种情况下，电池源可以通过正电源端子19连接到听力仪器电路。本领域技术人员将理解，开关电容DC-DC转换器100可以用于将由电池源VDD提供的DC电压电平升高或降低为更高或更低的DC电压电平，该电压电平更适于有源电路，例如使助听器10的有源电路或电路块的功耗更低。电池源例如可以包括至少一个可再充电锂离子电池单元，并且因此可以为开关电容DC-DC转换器100提供约4.0V的标称DC输入电压Vin。在本实施例中，开关电容DC-DC转换器100可以被配置为以接近2:1和/或3:1(取决于锂离子电池单元的充电状态)的因子对接收到的DC输入电压进行降压，以提供约1.2V的DC输出电压Vout。输出/平滑电容器Cout连接到开关电容DC-DC转换器100的输出，以提供DC输出电压VOUT并使其平滑。开关电容DC-DC转换器100附加地包括连接到转换器100的电荷泵电路(未示出)和开关阵列的至少一个飞跨电容器Cfly，如以下另外详细讨论的。输出/平滑电容器Cout的电容可以大于500nF，例如介于1和10μF之间，而如果电容器是外部组件，则飞跨电容器Cfly的电容可以在10nF和500nF之间。输出/平滑电容器和飞跨电容器都可以在开关电容DC-DC转换器100与听力仪器的其他有源电路块一起所形成于的集成电路的外部。在开关电容DC-DC转换器100的替代实施例中，飞跨电容器Cfly可以集成在集成电路上。如图所示，由开关电容DC-DC转换器100提供的DC输出电压Vout可以在助听器10的某些实施例中用于直接为助听器的D类输出放大器113供电。
助听器10附加地包括至少一个麦克风M1，其被配置为响应于助听器10处的输入声音而生成第一音频信号。第一音频信号在例如包括麦克风前置放大器和模数转换器120(ΣΔ1)的输入通道120中被放大/缓冲和数字化，以向控制和处理电路109的合适输入端口或通道提供数字麦克风信号。控制和处理电路109可以包括软件可编程DSP核，并且适于在一组可执行程序指令或代码的控制下对数字麦克风信号应用一个或多个信号处理功能。一个或多个信号处理功能优选地适于根据助听器10的用户的听力损失来处理数字麦克风信号，使得合适补偿的麦克风信号经由微型扬声器119提供给用户或患者。这些信号处理功能可以包括例如非线性放大、降噪、频率响应整形等功能的不同处理参数。因此，一个或多个信号处理功能的各种处理参数可以已经在听觉病矫治医师办公室内与用户的先前助听器验配会话期间确定，并且加载到DSP的非易失性数据存储空间中。控制和处理电路109由主/系统时钟发生器115提供的主时钟信号来提供时钟，并且时钟频率可以在2MHz以上，例如介于2和40MHz之间。开关电容DC-DC转换器100可以由控制和处理电路109提供的时钟信号117来提供时钟，并且可能地是例如通过对主时钟频率进行分频来从主/系统时钟发生器115得到的。因此，开关电容DC-DC转换器100的电荷泵电路例如通过从时钟信号得到合适的非重叠时钟相位来根据时钟信号117进行切换，如下所述。
助听器10附加地包括用于通过无线通信信道或链路接收无线数据信号的磁感应天线105。无线通信信道可以形成双耳助听器系统的耳对耳通信链路的一部分，从而允许数字数据信号和数字音频信号在本助听器10和安放在用户另一侧耳朵处或中的另一助听器(未示出)之间交换。磁感应天线105被调谐到由磁感应天线105的电感分量Lant和电容分量Cant所形成的LC时间常数设定的谐振频率，即呈现出预定谐振周期。电感分量Lant可以通过线圈或电感器来提供。取决于所讨论的特定应用的要求，可以将磁感应天线105调谐到介于5和20MHz之间的谐振频率。磁感应天线105的Q因子可以由与电感分量Lant和/或电容分量Cant串联或并联布置的电阻(作为寄生电路电阻(例如，Lant线圈的绕组的电阻)，或作为单独的电阻器)来确定。Q因子例如可以在10和50之间，例如在16和32之间。通常希望设计具有相对较大的Q因子的磁感应天线105，以抑制天线信号中的环境的带外电磁噪声。磁感应天线105耦合到无线接收器和解码器104，用于对通过通信链路接收到的无线数据信号进行解码。无线数据信号可以包括耦合到控制和处理电路109中的第二音频信号，作为由麦克风M1输送的第一音频信号的替代音频输入路径或作为补充音频路径。
然而，磁感应天线105对于开关电容DC-DC转换器100在其操作期间所发出的电磁开关噪声是敏感的。电磁开关噪声例如是由流经飞跨电容器Cfly及其关联的焊盘和引线的充电电流Iout以及流经输出/平滑电容器Cout的充电电流的输出或充电电流脉冲引起的。通过磁耦合箭头108示意性地示出从充电电流Iout到磁感应天线105的电磁开关噪声的耦合。磁感应天线105的这种噪声灵敏度常常因电荷泵电路的开关频率和磁感应天线105的谐振频率或周期相对非常接近而被放大。DC-DC转换器100的开关频率通常可以在介于250kHz和4MHz之间(例如，介于500kHz和2.0MHz之间)的范围内的某处，其对于最小化DC-DC转换器的功耗可以是最优的。磁感应天线105的谐振频率可以位于10MHz与50MHz之间，例如在20MHz。包括多对充电电流脉冲(每个脉冲都具有较大dI/dt比率)的输出或充电电流Iout的脉冲本质使发出的开关噪声的频率分量在磁感应天线105的谐振频率范围或周期上扩展。因此，干扰并扰乱通过磁感应天线105接收期望的无线数据信号。本发明通过调整电荷泵电路的每对输出电流脉冲的各输出电流脉冲之间的相互延迟时间来降低在磁感应天线105的天线信号中引起的开关噪声的水平，如下面进一步详细讨论的。
图2的最上面部分示出根据本发明的第一实施例的先前讨论的开关电容DC-DC转换器100的第一示例性电荷泵电路200的简化示意框图。示例性开关电容DC-DC转换器具有用于将DC输入电压Vin转换为DC输入电压的大约一半的DC输出电压Vout的降压拓扑结构。电荷泵电路200包括先前讨论的内部或外部飞跨电容器Cfly、输出/平滑电容器Cout以及开关阵列，开关阵列包括第一可控半导体开关SW1、第二可控半导体开关SW2、第三可控半导体开关SW3和第四可控半导体开关SW4。开关SW1和SW2由从先前讨论的施加到开关电容DC-DC转换器100的时钟信号得到的第一时钟相位p1驱动，而开关SW3和SW4由从时钟信号得到的第二时钟相位p2驱动，如附图中示意性示出的。第一时钟相位p1和第二时钟相位p2互补且不重叠。电荷泵电路200的DC输入电压Vin被施加到开关SW1的输入，并且在输出/平滑电容器Cout处输送DC输出电压Vout。电荷泵电路200的负载(未示出)可以连接在输出/平滑电容器Cout的两端，并且本领域技术人员将理解，后者在充电泵电路的充电状态和放电状态两者期间向负载供能，如状态图200a、200b所示。在状态图200a中，飞跨电容器Cfly从或由DC输入电压进行充电，并且输出电容器Cout同样从DC输入电压进行充电。本领域技术人员将理解，由于MOSFET开关的小尺寸、大截止电阻和低导通电阻在电荷泵电路200的许多应用中是有利的特性，所以每个可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4可以包括一个或多个并联的MOSFET，例如NMOS晶体管或PMOS晶体管或MOSFET的组合。
在电荷泵电路200的本降压拓扑结构中，SW1连接在DC输入电压与飞跨电容器的正端子之间；SW2连接在飞跨电容器的负端子与DC输出电压之间。在替代的1:2升压实施例中，SW2连接在飞跨电容器的负端子与负DC电源轨(例如，GND)之间。SW3连接在飞跨电容器的负端子与负DC电源轨(例如，GND)之间。在替代的1:2升压实施例中，SW3连接在飞跨电容器的负端子与DC输入电压之间。SW4连接在飞跨电容器的正端子与DC输出电压之间。在电荷泵电路200的操作期间，第一开关SW1和第二开关SW2根据第一时钟相位p1在相应的接通状态和关断状态之间切换，而第三开关SW3和第四开关SW4根据第二时钟相位p2在相应的接通状态和关断状态之间切换。因此，开关阵列被配置为在第一时钟相位中或期间从DC输入电压Vin通过SW1和SW2的导通电阻对飞跨电容器Cfly进行充电。SW1和SW2的组合导通电阻由电阻器2*RSW示意性地表示。此外，在第一时钟相位期间，开关SW3和SW4关断或不接通或断开，这得到等效的示意电路图200a。如图所示，飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout等效地串联连接在DC输入电压Vin与GND之间。以这种方式，当来自电荷泵电路200的DC输出电压的负载电流为零时，通过在稳态操作中在第一时钟相位与第二时钟相位之间周期性地切换，输出电容器通过输出电流脉冲Iout被充电到DC输入电压的大约一半。飞跨电容器Cfly由类似的输入电流脉冲，通过DC输入电压Vin经由SW1所提供的输入电流Iin同时被充电。开关阵列被配置为：在第二时钟相位p2期间，使用因飞跨电容器和输出电容器并联连接而得到的电荷共享机制，通过流经接通的开关SW3和SW4的导通电阻的输出电流脉冲Iout使飞跨电容器Cfly向输出电容器Cout放电。在第二时钟相位期间，开关SW1和SW2关断，即不接通，这得到等效的示意电路图200b。如图所示，飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout等效地并联连接并且与DC输入电压Vin断开。然而，输出电流Iout现在流经接通的开关SW3和SW4的导通电阻。本领域技术人员将理解，每个可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4可以包括控制端子(未示出)，例如MOSFET的栅极端子，第一时钟相位p1或第二时钟相位p2被施加到其上以选择性地将所讨论的可控半导体开关在其接通状态与关断状态之间进行切换。
图2的下面部分示出根据本发明的第二实施例的先前讨论的开关电容DC-DC转换器100的第一示例性电荷泵电路200-1的简化示意框图。开关电容DC-DC转换器200-1的本实施例具有3:1降压拓扑结构，被配置用于将DC输入电压Vin转换为DC输入电压的大约三分之一的DC输出电压Vout。与先前讨论的泵电路200相反，本电荷泵电路200-1包括两个单独的飞跨电容器，即第一飞跨电容器Cfly1和第二飞跨电容器Cfly2。如图所示，电荷泵电路200-1附加地包括输出/平滑电容器Cout和开关阵列，开关阵列包括总共七个可控半导体开关，由非重叠的第一时钟相位p1和第二时钟相位p2的相应时钟相位来控制。在电荷泵电路200-1的操作期间，包括总共七个可控半导体开关的开关阵列被配置为：在第一时钟相位中或期间，从DC输入电压Vin通过激活的开关的导通电阻同时对第一飞跨电容器Cfly1和第二飞跨电容器Cfly2进行充电。此外，在第一时钟相位期间，由第二时钟相位p2操作的开关关断或不接通，这得到等效的示意电路图200-1a。如图所示，第一和第二飞跨电容器以及输出电容器Cout等效地串联连接在DC输入电压Vin与GND或另一负电源轨之间，使得出于以上结合第一电荷泵电路200讨论的原因，在泵电路的稳态操作下，输出电压被充电到DC输入电压的大约三分之一。开关阵列被配置为：在第二时钟相位p2期间，通过由第一和第二飞跨电容器和输出电容器的并联连接得到的电荷共享机制，经由开关阵列的激活/接通的开关的相应导通电阻来使第一和第二飞跨电容器向输出电容器Cout放电。在第二时钟相位期间，由第一时钟相位p1操作的开关关断或不接通，而由第二时钟相位p2操作的开关接通或导通，这得到电荷泵200-1的等效示意电路图200-1b。如图所示，第一飞跨电容器Cfly1、第二飞跨电容器Cfly2以及输出电容器Cout等效地并联连接并且与DC输入电压Vin断开。
图3A)示出开关电容DC-DC转换器的通用模型300，在下面讨论该模型以突出根据本发明的开关电容DC-DC转换器的一些特性。DC输入电压Vin将输入功率或能量馈送到开关电容DC-DC转换器，并且在操作期间，后者生成DC输出电压Vout，其可以高于或低于DC输入电压，这取决于开关电容DC-DC转换器的拓扑结构，如上所述。当标称DC输入电压和DC输出电压通过VCR表示的特定比率(例如，1/3或1/2或2/3或2或3或5等)相关时，开关电容DC-DC转换器尤其高效。因此，开关电容DC-DC转换器的模型300包括理想变压器302，其具有由VCR设定的可变绕组比以及与变压器302的次级绕组串联连接的等效损耗电阻Req。
损耗电阻Req包括两个单独的电阻分量：1)第一电阻分量，表示与在驱动第一和第二时钟相位的时钟信号的时钟频率下切换一个或多个飞跨电容器相关联的等效输出电阻。本领域技术人员将理解，该等效输出电阻与时钟频率成反比，使得增加时钟频率导致等效输出电阻降低；和2)第二电阻分量，表示任何特定时钟相位中激活的半导体开关的组合导通电阻，例如在先前讨论的示例性2:1降压电荷泵电路200的第一时钟相位p1中的开关SW1和SW2的导通电阻。
后者电阻分量2)主要由所讨论的半导体开关的尺寸、半导体工艺技术和施加的控制电压的水平来确定。然而，在本发明的某些实施例中，电荷泵电路的开关矩阵的可控半导体开关中的每一个或至少子集由两个或更多个单独可控的开关段形成，使得合适的控制设备和机构可以结合对应半导体开关的激活/接通来以时间延迟激活单独可控的开关段的不同子集。
图3B)的曲线图350示出两段半导体开关的损耗电阻Req如何包括单独可控的两个单独的电阻分量。y轴以任意对数刻度表示损耗电阻Req，并且x轴以对数刻度表示时钟信号的时钟频率FS。时钟频率FS等于由第一和第二时钟相位设定的飞跨电容器的开关频率。曲线图350的损耗电阻Req曲线356和364示出两段开关的电阻。因此，可以通过经由施加到两个开关段的相应控制端子(例如，栅极端子)的一组合适的段相位或开关段控制信号激活单个开关段或两个开关段，来按两步控制本实施例中的特定可控半导体开关的导通电阻和等效电导。曲线358示出当半导体开关的两个开关段被激活或接通时的损耗电阻Req与时钟频率FS的渐近逼近。渐近曲线358包括两个基本笔直的部分，其中第一曲线部分360示出损耗电阻Req，其中后者由表示与飞跨电容器的切换相关联的等效输出电阻的第一电阻分量主导。如所预计的那样，在第一曲线部分360中，损耗电阻Req与时钟频率FS成反比。第二曲线部分364示出当由表示半导体开关的两个并联连接的开关段的组合导通电阻的第二电阻分量主导时的损耗电阻Req的渐近线。如所预计的那样，由于第一电阻分量的电阻减小，所以沿着部分364，损耗电阻Req基本恒定，与时钟频率FS无关。最后，拐点362示出损耗电阻Req的第一和第二电阻分量基本相等的时钟频率FS。损耗电阻曲线356示意性地示出半导体开关的单个接通的开关段的效果。如所预计的那样，由于损耗电阻Req的第二电阻分量的影响是主要的，所以半导体开关的损耗电阻Req在更高时钟或开关频率FS下仅随一个接通的开关段逐渐增加。此外，由于损耗电阻Req的第一电阻分量的影响现在是主要的，所以半导体开关的损耗电阻Req在很小的时钟或开关频率FS下保持很大程度上与激活的开关段的数量无关。
图4是根据本发明的各种示例性实施例的先前讨论的开关电容(SC)DC-DC转换器100的简化示意框图。SC DC-DC转换器100可以例如被配置为通过仅使用所示的飞跨电容器Cfly1和Cfly2中的单个飞跨电容器来将DC输入电压Vin转换为DC输入电压的大约一半的DC输出电压Vout，即2:1降压，并且因此得到图1所示的实施例。本领域技术人员将理解，在后面的实施例中，至电荷泵电路200以及可能地用于栅极驱动器410的DC电源电压可以从更高的DC输出电压Vout得到，以为电荷泵电路200的可控半导体开关的控制端子提供足够大的电压。本领域技术人员将理解，附图仅示出输入到电荷泵电路200的四个单独的第一和第二互补且非重叠时钟相位。使用四个单独的第一和第二互补且非重叠时钟相位对于驱动上面参考图1至图3讨论的2:1降压SC转换器的四个分段可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4来说是合适的配置。然而，替代实施例可以包括附加的时钟相位信号以驱动附加的可控半导体开关，如先前结合图2的电荷泵电路200-1的描述所示。在这两种情况下，四个、七个或甚至更大数目的可控半导体开关形成由非重叠的第一和第二时钟相位驱动的开关阵列，使得电荷泵电路交替地，在第一时钟相位期间通过DC输入电压对第一和第二飞跨电容器中的至少一个和输出电容器Cout充电，并且在第二时钟相位期间使充电后的飞跨电容器向输出电容器Cout放电。因此，对输出电容器进行充电并且增加DC输出电压。本领域技术人员还将理解，电荷泵电路100的一些实施例在结合拓扑切换方案时可以包括所谓的“变速箱(gearbox)”，其组合了两个或更多个不同转换器拓扑。电荷泵电路100的一个这样的多拓扑实施例可以包括2:1降压SC转换器和3:1降压SC转换器，其中，数字开关阵列控制器被配置为：取决于DC输入电压Vin与DC输出电压Vout之间的电压差，在2:1降压SC转换器和3:1降压SC转换器之间进行选择。这个特征可以有利于在DC输入电压Vin的变化电平(例如，由先前讨论的将DC输入电压提供给SC DC-DC转换器100的可再充电电池源的不同充电状态所引起)下优化电荷泵电路200的功率转换效率。
SC DC-DC转换器100包括输出电压调节器401。输出电压调节器401确定电荷泵电路200的时钟频率，因为非重叠的第一和第二时钟相位p1、p2是从输出电压调节器401生成的时钟信号sw_clk经由数字开关阵列控制器得到的，如下面所讨论的那样。输出电压调节器401可以包括时钟发生器，其被配置为以固定时钟频率或以可调节的时钟频率生成时钟信号。在本发明的某些实施例中，固定时钟频率可以对应于磁感应天线的谐振/调谐频率的大约两倍。在SC DC-DC转换器100的替代实施例中，时钟信号的频率可以是可调节或可编程的，使得时钟信号的频率可以适于或被校准到磁感应天线的标称调谐频率或测得的调谐频率。因此，提供用于补偿磁感应天线的谐振/调谐频率的制造变化(例如，由磁感应天线的电感分量Lant和电容分量Cant的分量容差引起的变化)的校准机制。
调节器401可以常常在某些上限和下限内调整时钟信号的频率，以经由从DC输出电压延伸并经由反馈线路或导体425回到输出电压调节器401的第一输入Sense的反馈回路来调节DC输出电压。输出电压调节器401附加地包括DC参考电压输入Ref，用于接收指示期望或目标DC输出电压的DC参考电压Vref。反馈回路可操作以经由非重叠的第一和第二时钟相位p1、p2，通过调整施加到电荷泵电路100的时钟频率或开关频率来最小化Ref输入处的DC参考电压Vref与实际DC输出电压之间的电压差或偏差。
数字开关阵列控制器可以包括组合和时序数字逻辑(例如，实现为数字状态机)，被配置为生成用于驱动四个分段可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的相应开关段的相应控制信号集。数字开关阵列控制器包括非重叠时钟发生器403，其被配置为从由输出电压调节器401提供的时钟信号sw_clk导出先前讨论的非重叠的第一和第二时钟信号。数字开关阵列控制器的第一开关编码器405a利用第一时钟相位p1和经由选择总线404提供的开关选择数据来分别为第一和第二可控半导体开关SW1、SW2的第一和第二单独可控开关段生成第一和第二段相位，如下参考图7另外详细讨论的。同样，第二开关编码器405b利用第二时钟相位p2和经由选择总线404提供的开关选择数据来分别为第三和第四可控半导体开关SW3、SW4的第一和第二单独可控开关段生成第一和第二段相位。数字开关阵列控制器包括栅极驱动器块410，为方便起见，被示为单独电路。栅极驱动器块410被配置为：根据第一时钟相位p1生成所需的第一和第二(但通常为n)段相位或段控制信号409a，以用于第一和第二可控半导体开关SW1、SW2中的每一个的单独可控开关段中的相应开关段，并且同样，根据第二时钟相位p2生成n个开关段控制信号409b，以用于第三和第四可控半导体开关SW3、SW4中的每一个的第一和第二单独可控开关段中的相应开关段。栅极驱动器块410可以例如包括多个数字缓冲器、多个电平移位器或电压变换器，用于提供足够的驱动电压和电流以驱动由单独可控开关段的相应控制输入呈现的负载。SC DC-DC转换器100可以包括输出电压调节器401的不同设计，为电荷泵电路200、200-1的可控半导体开关的未分段或分段版本提供不同的切换方案。输出电压调节器的不同设计和功能在申请人的共同未决欧洲专利申请No.16197041.3中公开，其全部内容通过引用合并于此。图5的最上面部分重复先前讨论的开关电容DC-DC转换器100的示例性电荷泵电路200的充电状态和放电状态。图5的最下面部分示出由示例性电荷泵电路200的操作相关联的信号波形的曲线图400。最上面的波形示出时钟信号clk，而下面的波形p1和p2示出从时钟信号clk导出的第一时钟相位p1和第二时钟相位p2的信号波形，分别驱动第一和第二可控半导体开关SW1、SW2以及第三和第四可控半导体开关SW3和SW4。第一时钟相位p1和第二时钟相位p2是非重叠且互补的，其中，非重叠特性是由第一时钟相位p1和第二时钟相位p2的状态转变之间存在小死区时间td来实现的。Iout波形示出流经飞跨电容器Cfly和输出电容器的输出充电电流。本领域技术人员将理解，输出充电电流Iout包括具有大转换速率(slew-rate)或dI/dt值的多个输出电流脉冲，导致从电荷泵电路发出先前讨论的宽频谱电磁噪声。充电电流Iout的充电电流脉冲的重复频率是时钟信号clk的频率的两倍，这是因为在第一时钟相位p1和第二时钟相位p2中的每一个的导通状态转变处生成一个输出充电电流脉冲。另一方面，输入充电电流Iin波形示出，从DC输入电压流入飞跨电容器Cfly的输入电流具有与时钟信号相同的频率，这是由于在电荷泵电路200的放电状态期间，飞跨电容器Cfly通过SW1的关断状态与DC输入电压断开。然而，本领域技术人员将理解，充电电流Iin还包括多个输入充电电流脉冲，每个都具有较大转换速率或dI/dt值，这意味着这些输入充电电流脉冲表示磁感应天线105中的信号的单独电磁干扰源。输出电流脉冲中的相继的第一和第二输出电流脉冲(例如，p1-1和p1-2)之间的相互时间延迟优选地设定为基本等于磁感应天线的预定谐振周期的一半，以实现对由开关电容DC-DC转换器的切换操作引起的磁感应天线中的电磁噪声干扰的期望抑制，如以下另外详细讨论的那样。对于所有随后的输出电流脉冲对或集，在相继的第三和第四输出电流脉冲p2-1、p2-2等之间设定相同的相互时间延迟。
图6的最上面部分示出与曲线图400所示的示例性电荷泵电路200、200-1的操作相关联的信号波形。天线信号波形500示出在磁感应天线105中感应的电磁噪声信号或干扰，即天线噪声信号，其由充电电流Iout的输出充电电流脉冲引起并因此叠加在期望的无线数据信号上。对于当前仿真，充电电流脉冲的重复频率显著小于磁感应天线105的调谐频率--例如为十分之一。响应于开关相位p1、p2之一的导通转变，输出充电电流脉冲的每个开始都导致在天线噪声信号中生成延长的欠阻尼正弦振铃脉冲501a-501d，即，开关噪声脉冲。开关噪声脉冲以天线的谐振频率振荡。开关噪声脉冲的明显振铃和较大振幅是由磁感应天线105的高Q值引起的。根据本发明的一个实施例，通过将一对相继的输出充电电流脉冲之间的脉冲间时间延迟减小到约为磁感应天线的预定谐振周期的一半，实现了对磁感应天线的电磁噪声干扰的期望抑制。然而，在某些应用中，将该脉冲间时间延迟减小到所需的相对短的时间段可能是不切实际的，因为脉冲间时间延迟意味着开关电容DC-DC转换器100的对应较高开关频率，例如对于磁感应天线的10MHz调谐频率，为10MHz开关频率。在开关电容DC-DC转换器的一些实施例中，开关电容DC-DC转换器100的这种高开关频率可能导致不可接受的功耗。
图7的最上面部分示出根据本发明的开关电容DC-DC转换器100的第二实施例的与示例性电荷泵电路200、200-1的操作相关联的信号波形。在本实施例中，驱动电荷泵电路的时钟信号clk(曲线图600的最上部波形)的频率通常远低于磁感应天线的预定谐振周期的一半--例如五分之一至二十分之一之间。时钟信号的频率可以在250kHz和4MHz之间。通过使用相对较低的时钟信号clk的频率，电荷泵电路的功耗降低。时钟波形p11和p21是从时钟信号clk导出的非重叠的第一和第二时钟相位。相内延迟时间td确保时钟相位不重叠，以防止在正负DC电源电压之间生成交叉状(cross-bar)电流。先前讨论的每个可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4被分成两个分离的单独可控的第一和第二开关段，其由相应的段相位控制，使得通过首先接通第一段，然后以良好控制的时间延迟附加地接通第二开关，来以逐步方式接通每个半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4。在波形图600上示出第一和第二开关段引线的延迟接通或激活，其中，p21、p22分别示出从第二时钟相位导出的第三和第四段相位，其被施加到第三和第四半导体开关SW3、SW4的第一和第二开关段的相应控制端子。如充电电流Iout波形所示，多对相继的输出电流脉冲p1-1、p1-2、p2-1、p2-2、p3-1、p3-2等是由电荷泵电路在操作期间根据时钟信号clk生成的。响应于SW3和SW4的第一开关段的接通而生成第一对的第一输出电流脉冲p1-1。SW3和SW4的第一开关段在第三段相位p21的导通状态转变602(即，上升沿)处接通，并且该动作通过电荷泵电路的SW3和SW4的第一开关段的相应导通电阻来部分地对飞跨电容器和输出电容器充电，如前所述。SW3和SW4的第二开关段在第四段相位p21的导通状态转变604处接通。第四段相位p22的导通状态转变604相对于第三段相位602的开始延迟了相互脉冲延迟tgsw，其约为磁感应天线的预定谐振周期的一半，即，相互脉冲延迟tgsw或脉冲间时间延迟对于磁感应天线的10MHz调谐频率等约为50ns。假设第一和第二开关段并联布置，第四段相位p22的导通状态转变604将SW3和SW4的第二开关段切换到相应的导通状态，使得相应开关电阻被减小。该动作导致生成输出电流脉冲的第二输出电流脉冲p2-1。第二输出电流脉冲p2-1向输出电容器提供附加电荷以增加其电荷和电压。
响应于由第一段相位p11的导通状态转变控制的SW1和SW2的第一开关段的接通以及由第二段相位p12的延迟导通状态转变控制的SW1和SW2的第二开关段的延迟接通，以对应方式生成输出电流脉冲集的随后的第一和第二输出电流脉冲p2-1、p2-2。如前所述，该动作通过电荷泵电路的SW3和SW4的第一开关段的相应导通电阻来部分地对飞跨电容器和输出电容器充电。SW3和SW4的第二开关段在第四段相位p21的导通状态转变604处接通。本领域技术人员将理解，第二段相位p12的导通状态转变相对于第一段相位的开始延迟了相互脉冲延迟tgsw，其约为磁感应天线的预定谐振周期的一半。此后，电荷泵电路的操作重复，以生成多对相继的输出电流脉冲p1-1、p1-2、p2-1、p2-2、p3-1、p3-2等。因此，本领域技术人员将理解，在本发明的当前实施例中，在第一和第二时钟相位中的每一个期间生成相继的第一和第二输出电流脉冲，使得输出或充电电流脉冲的基频是时钟信号频率的两倍。
出于所讨论的原因，第一输出充电电流脉冲p1-1在磁感应天线中感应第一开关噪声脉冲或干扰MI1，并且第二输出充电电流脉冲p1-2在磁感应天线中感应第二开关噪声脉冲或干扰MI2。相继的第一和第二输出电流脉冲之间的相互脉冲延迟tgsw被选择为磁感应天线的预定谐振周期的大约一半，这意味着开关噪声脉冲MI1和MI2的相位差约为180度，并且因此易于通过信号的叠加来至少部分地消除，以实现对磁感应天线的电磁噪声干扰的期望抑制。该机制在曲线图700上示出，其示出在磁感应天线105中感应的开关噪声脉冲702的所得总和电压。得到的开关噪声脉冲702仅包含当SW3和SW4的第一开关段在段相位p11、p21的导通状态转变602处接通时的小瞬变以及在后续转变处的对应小噪声瞬变(未示出)。
本领域技术人员将理解，当相继的第一和第二输出充电电流脉冲p1-1、p1-2等具有基本相同的波形形状(包括峰值电流值)时，即当相继的第一和第二输出电流脉冲p1-1、p1-2基本是彼此的延迟复制时，可以发生对磁感应天线中的开关噪声脉冲的最有效抑制。这可以通过适当地缩放每个先前讨论的可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的第一和第二开关段的导通电阻来实现。在一些实施例中，第一和第二开关段的导通电阻可以是基本相同的，而在其他实施例中，第一和第二开关段的导通电阻可以不同。第一和第二开关段的导通电阻的最优或至少接近最优的缩放可以通过实验确定，其中在头戴式听力设备和开关电容DC-DC转换器的操作期间直接测量或监测磁感应天线中的开关噪声脉冲的水平，同时以合适的方式改变可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的第一和第二开关段的导通电阻，直到达到磁感应天线中的开关噪声信号的最小水平。该过程采用直接方式找到在与相继输出或充电电流脉冲相关联的磁性噪声辐射与在磁感应天线中感应的开关噪声脉冲之间的关系。由于电磁场的相互作用、相关导电路径的物理尺寸和取向以及开关电容DC-DC转换器和磁感应天线的元件，可能难以在理论上估计或计算物理耦合机制。
本领域技术人员将理解，开关电容DC-DC转换器可以包括数字开关阵列控制器，其包括组合和时序数字逻辑(例如，实现为数字状态机)，其被配置为以适当的定时生成上述第一和第二时钟相位、开关段相位和其他控制信号，以用于驱动电荷泵电路的四个分段可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的相应开关段。
在开关电容DC-DC转换器的其他实施例中，相继IDE第一和第二输出电流脉冲之间的相互脉冲延迟tgsw可以设定为磁感应天线的谐振周期的大约1.5倍、2.5倍或甚至3.5倍等，并且仍然实现对磁感应天线的电磁噪声干扰等的显著抑制。
图8示出根据开关电容DC-DC转换器100的第三实施例的包括与示例性电荷泵电路200、200-1的操作相关联的各种信号波形的曲线图800。本SC DC-DC转换器的输出电压调节器应用所谓的脉冲跳跃机制来实现转换器的DC输出电压的调节，这意味着时钟信号的相继时钟脉冲之间的时间跨度根据负载而变化。输出电压调节器可以包括从DC输出电压延伸并返回至调节器的控制输入的反馈回路，如图4中示意性示出的。简而言之，当转换器DC输出电压Vout需要附加的电荷时--例如响应于DC输出电压下降到目标电压Vref以下，输出电压调节器被配置为应用脉冲跳跃机制以用于电压调节目的，并且控制电荷泵电路输送单个时钟脉冲，即进行时钟信号的低-高转变，随后是时钟信号的高-低转变。然而，根据本发明，时钟脉冲的宽度为K*tgsw(其中，K为正奇数[1,3,5...])。曲线图800中所示的时钟信号波形clk的每个时钟脉冲的宽度优选地设定为约等于相互脉冲延迟tgsw，其在公差内约为磁感应天线的预定谐振周期的一半，如之前讨论的那样。以与上面讨论的方式对应的方式，从时钟信号clk导出非重叠的第一和第二时钟相位p1、p2。如上所述，相内延迟时间td确保第一和第二时钟相位不重叠。对于电荷泵电路的先前讨论的可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个，本实施例优选地使用非分段开关。因此，第一和第二半导体开关SW1、SW2由第一时钟相位p1驱动，并且第三和第四半导体开关SW3、SW4由第二时钟相位p2驱动，反之亦然。如充电电流Iout波形所示，在本SC DC-DC转换器的操作期间随时间重复地生成相继的输出充电电流脉冲对p1-1、p1-2；p2-1、p2-2等，类似于先前讨论的本发明的实施例。在第一和第二时钟相位p1、p2的每个上升沿或开始处，响应于第二时钟相位p2的上升沿而生成第一输出或充电电流脉冲p1-1，而响应于第一时钟相位p1的上升沿而生成紧接着的(即，相继的)第二输出电流脉冲p1-2等。每对脉冲(例如，由输出电流脉冲p1-1和p1-2形成的脉冲对)的第一和第二输出电流脉冲之间的相互脉冲延迟被设定为基本等于tgsw，实现先前讨论的对磁感应天线中感应的电磁噪声信号的有利抑制。电磁噪声信号的这种抑制或衰减是由与第一和第二输出充电电流脉冲相关联的各对天线噪声信号之间的相消干涉引起的。
曲线图802中示出通过选择最优相互脉冲延迟而获得的对磁感应天线中感应的电磁噪声信号的抑制。下面的曲线图812示出，参考所列出的+/-50％的容差，即使小于如先前讨论的最优相互脉冲延迟，在磁感应天线中感应的电磁噪声信号的显著抑制仍然是可能的。
使用磁感应天线的RLC模型的电路仿真来模拟在磁感应天线中感应的图802中的开关噪声脉冲805(实线)。磁感应天线的电RLC模型具有以下值：
Lant＝4μH
Cant＝63.3pF
等效电阻(Rant)＝8kΩ。
因此，磁感应天线具有10MHz的谐振频率，并且Q因子＝32。通过将从SC DC-DC转换器流出(即，对输出电容器充电)的充电电流Iout的缩放版本注入到天线的上述RLC电路模型，以模拟充电电流Iout与天线之间的任意但明确定义的磁耦合，来执行电气仿真。开关噪声脉冲805示出由本SC DC-DC转换器的相继输出充电电流脉冲p1-1、p1-2感应的电磁噪声电压，其中，互相脉冲延迟tgsw被设定为与磁感应天线的谐振周期的一半对应的50ns。以对应的方式生成开关噪声脉冲810(虚线)，但是现在天线谐振周期的一半约85ns，这偏离其最优值50ns约+70％。开关噪声脉冲810的峰值幅度和能量显然都显著大于开关噪声脉冲805的峰值幅度和能量。
曲线图812中的开关噪声脉冲815示出当50ns的相互脉冲延迟tgsw不完全匹配磁感应天线的谐振周期的一半时的对应电磁噪声电压。通过将磁感应天线的谐振周期的一半设定为62.5ns，使得相互脉冲延迟tgsw与上面讨论的最优时间延迟偏差25％，来获得开关噪声脉冲815。通过比较曲线图802中的开关噪声脉冲805与曲线图812中的开关噪声脉冲815，容易看出，后者相互脉冲延迟的次优值导致电磁噪声电压的抑制明显劣于最优值。另一方面，通过将开关噪声脉冲815与先前的曲线图800中生成的开关噪声脉冲810(虚线)进行比较，显而易见，即使该62.5ns的相互脉冲延迟的次优值也仍然提供对磁感应天线中感应的电磁噪声电压的一些抑制。

Claims (15)

1.一种头戴式听力设备，包括：
磁感应天线，用于通过无线通信信道接收无线数据信号，所述磁感应天线呈现出预定谐振周期；
开关电容DC-DC转换器，被配置用于根据时钟信号将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压；
所述开关电容DC-DC转换器包括：
电荷泵电路，被配置为通过输出电流脉冲对输出电容器进行充电，所述电荷泵电路被配置用于：在第一状态下，从所述DC输入电压对所述输出电容器和飞跨电容器进行充电；以及在第二状态下，使所述飞跨电容器向所述输出电容器放电；
其中，所述输出电流脉冲至少包括相继的第一输出电流脉冲和第二输出电流脉冲，它们具有与所述磁感应天线的预定谐振周期的基本一半对应的相互脉冲延迟。
2.根据权利要求1所述的头戴式听力设备，其中，所述电荷泵电路包括开关阵列，所述开关阵列由从所述时钟信号导出的非重叠的第一时钟相位和第二时钟相位来驱动，所述非重叠的第一时钟相位和第二时钟相位分别限定所述电荷泵电路的第一状态和第二状态。
3.根据权利要求2所述的头戴式听力设备，其中，所述时钟信号包括相继的多个时钟脉冲，其中，每个时钟脉冲具有基本等于所述预定谐振周期的一半的长度；并且
所述电荷泵电路被配置为：
响应于所述第一时钟相位的导通状态转变，产生所述输出电流脉冲中的第一输出电流脉冲；
响应于所述第二时钟相位的导通状态转变，产生所述输出电流脉冲中的相继的第二输出电流脉冲。
4.根据权利要求2所述的头戴式听力设备，其中，所述时钟信号的频率小于与所述预定谐振周期对应的预定谐振频率的一半；并且
所述电荷泵电路被配置为：
响应于所述第一时钟相位的导通状态转变，产生所述输出电流脉冲中的第一输出电流脉冲，以至少部分地对所述飞跨电容器进行充电；
在相对于所述第一时钟相位的导通状态转变的相互脉冲延迟处，产生所述输出电流脉冲中的相继的第二输出电流脉冲，以增加所述飞跨电容器的电荷；以及
响应于所述第二时钟相位的导通状态转变，产生所述输出电流脉冲中的第三输出电流脉冲，以部分地使所述飞跨电容器放电；
在相对于所述第二时钟相位的导通状态转变的相互脉冲延迟处，产生所述输出电流脉冲中的与所述第三输出电流脉冲相继的第四输出电流脉冲，以进一步使所述飞跨电容器放电。
5.根据权利要求2所述的头戴式听力设备，其中，所述开关阵列至少包括：
由所述第一时钟相位驱动的第一可控半导体开关和第二可控半导体开关，用于在所述第一时钟相位期间将所述飞跨电容器连接在所述DC输入电压与所述输出电容器之间；和
由所述第二时钟相位驱动的第三可控半导体开关和第四可控半导体开关，用于在所述第二时钟相位期间将所述飞跨电容器连接到所述输出电容器。
6.根据权利要求5所述的头戴式听力设备，其中：
所述第一可控半导体开关和第二可控半导体开关中的每一个包括单独可控的第一开关段和第二开关段，它们分别由从所述第一时钟相位导出的第一段相位和第二段相位来控制，以产生相继的第一充电电流脉冲和第二充电电流脉冲，其中，所述第二段相位的开始或转变相对于所述第一段相位的开始或转变被延迟所述相互脉冲延迟；并且
所述第三可控半导体开关和第四可控半导体开关中的每一个包括单独可控的第一开关段和第二开关段，它们分别由从所述第二时钟相位导出的第三段相位和第四段相位来控制，以产生相继的第三输出电流脉冲和第四输出电流脉冲，其中，所述第四段相位的开始或转变相对于所述第三段相位的开始或转变被延迟所述相互脉冲延迟。
7.根据权利要求4-6中任一项所述的头戴式听力设备，其中，所述开关电容DC-DC转换器的时钟信号的频率在250kHz与4MHz之间，例如在500kHz与2.0MHz之间。
8.根据权利要求6所述的头戴式听力设备，其中，所述电荷泵电路被配置为产生相继的所述第一输出电流脉冲和第二输出电流脉冲的相同极性和基本相同的峰值电流，例如所述第一输出电流脉冲与第二输出电流脉冲之间的峰值电流差小于+/-50％，更优选地，峰值电流差小于+/-25％，甚至更优选地，峰值电流差小于+/-10％。
9.根据权利要求8所述的头戴式听力设备，其中，选择所述第一可控半导体开关和第二可控半导体开关中的每一个的单独可控的第一开关段和第二开关段的相应导通电阻，以产生所述输出电流脉冲中的相继的第一输出电流脉冲和第二输出电流脉冲的基本相同的峰值电流，并且
选择所述第三可控半导体开关和第四可控半导体开关中的每一个的单独可控的第一开关段和第二开关段的导通电阻，以产生所述输出电流脉冲中的相继的第三电流脉和第四电流脉冲的基本相同的峰值电流。
10.根据权利要求1所述的头戴式听力设备，其中，所述磁感应天线具有介于20ns与200ns之间的预定谐振周期，对应于介于5MHz与50MHz之间的预定谐振频率。
11.根据权利要求1所述的头戴式听力设备，还包括：
控制和处理电路，包括：
第一音频输入通道，用于接收第一音频信号；
信号处理器，用于接收并处理所述第一音频信号，以用于根据用户的听力损失来生成补偿后的麦克风信号；
D类输出放大器，被配置用于接收所述补偿后的麦克风信号并以预定调制频率生成调制的输出信号，
微型接收器或扬声器，用于接收所述调制的输出信号并生成输出声音信号以施加到用户的耳朵。
12.根据权利要求1所述的头戴式听力设备，包括可再充电电池源，例如包括至少一个锂离子电池单元，用于生成所述开关电容DC-DC转换器的DC输入电压。
13.根据权利要求1所述的头戴式听力设备，其中，在+/-50％的容差内、或更优选地在+/-25％的容差内、或甚至更优选地在+/-10％的容差内，所述相互脉冲延迟等于所述磁感应天线的预定谐振周期的一半。
14.一种减少磁感应天线的电磁噪声干扰的方法，所述电磁噪声干扰由头戴式听力设备的开关电容DC-DC转换器引起，所述方法包括以下步骤：
a)生成时钟信号；
b)将所述时钟信号施加到所述开关电容DC-DC转换器，以在输出电容器处将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压；
c)将输出电流脉冲提供到所述输出电容器中，用于对所述输出电容器进行充电；
e)将所述输出电流脉冲中的至少相继的第一输出电流脉冲与第二输出电流脉冲之间的时间延迟设定为等于所述磁感应天线的预定谐振周期的基本一半；
f)根据所述时钟信号多次重复步骤e)，以随时间向所述输出电容器施加多对相继的输出电流脉冲，以对所述输出电容器重复充电。
15.根据权利要求14所述的减少磁感应天线的电磁噪声干扰的方法，包括以下附加步骤：
g)从所述时钟信号导出非重叠的第一时钟相位和第二时钟相位；
h)在第一时钟相位期间，通过所述DC输入电压对飞跨电容器和所述输出电容器进行充电；
i)在所述第二时钟相位期间，使所述飞跨电容器向所述输出电容器放电。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3396833B1 (en) * 2017-04-28 2019-08-14 GN Hearing A/S Hearing device comprising switched capacitor dc-dc converter with low electromagnetic emission
TWI691155B (zh) * 2018-12-12 2020-04-11 新唐科技股份有限公司 切換式電容直流對直流電源轉換器電路
EP3764748A1 (en) 2019-07-12 2021-01-13 Goodrich Corporation Pulse phase modulation based dc-dc converter with adjustable current control drive
CN111837324B (zh) * 2020-01-19 2024-02-13 深圳市汇顶科技股份有限公司 电荷泵电路、芯片以及电子设备
DK180790B1 (en) * 2020-08-26 2022-03-28 Gn Hearing As HEARING DEVICE WITH POWER SUPPLY ADMINISTRATION AND RELATED METHOD
EP4093051A1 (en) * 2021-05-21 2022-11-23 GN Hearing A/S Hearing aid with dual coil components for noise cancellation
EP4096078A1 (en) * 2021-05-28 2022-11-30 Oticon A/s Hearing device having a power source
CN114421761B (zh) * 2022-03-30 2022-07-12 阳光电源股份有限公司 一种带有飞跨电容的三电平变换器及控制方法
WO2024017620A1 (en) * 2022-07-19 2024-01-25 Skycore Aps A programmable gate driver array for a switched-capacitor dc-dc converter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB587351A (en) * 1943-09-15 1947-04-23 Frederick Calland Williams Improvements in or relating to radio navigation systems
CN101345475A (zh) * 2007-07-12 2009-01-14 恩益禧电子股份有限公司 电荷泵驱动电路
CN101355300A (zh) * 2007-07-26 2009-01-28 罗姆股份有限公司 电荷泵电路及其控制电路、控制方法

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4689803A (en) * 1985-06-10 1987-08-25 Megapulse Inc. Antenna tuning system and method
US5949264A (en) * 1996-11-29 1999-09-07 Lo; Dennis C. Digital phase detector and charge pump system reset and balanced current source matching methods and systems
US6055168A (en) * 1998-03-04 2000-04-25 National Semiconductor Corporation Capacitor DC-DC converter with PFM and gain hopping
JP3356136B2 (ja) * 1999-10-19 2002-12-09 日本電気株式会社 Ｐｌｌ回路
US6370046B1 (en) * 2000-08-31 2002-04-09 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Ultra-capacitor based dynamically regulated charge pump power converter
US20080061191A1 (en) * 2003-05-06 2008-03-13 Gochnour Gary R Multi-functional high energy plasma aircraft and nuclear fusion system to produce energy from a controlled nuclear fusion reaction
JP4371769B2 (ja) * 2003-10-27 2009-11-25 株式会社ルネサステクノロジ 半導体回路デバイス及びデータ処理システム
US7515881B2 (en) * 2003-11-26 2009-04-07 Starkey Laboratories, Inc. Resonance frequency shift canceling in wireless hearing aids
US6995995B2 (en) * 2003-12-03 2006-02-07 Fairchild Semiconductor Corporation Digital loop for regulating DC/DC converter with segmented switching
US20090058507A1 (en) * 2007-08-28 2009-03-05 Prajit Nandi Bottom Plate Regulated Charge Pump
JP2009081984A (ja) * 2007-09-04 2009-04-16 Panasonic Corp チャージポンプ回路
US20090086511A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Phison Electronics Corp. Converter circuit with pulse width frequency modulation and method thereof
US7847621B2 (en) * 2007-11-13 2010-12-07 Rohm Co., Ltd. Control circuit and control method for charge pump circuit
US20090243578A1 (en) * 2008-03-31 2009-10-01 Riad Wahby Power Supply with Digital Control Loop
US7969235B2 (en) * 2008-06-09 2011-06-28 Sandisk Corporation Self-adaptive multi-stage charge pump
TWI403080B (zh) * 2009-08-24 2013-07-21 Green Solution Tech Co Ltd 具電流偵測的電荷幫浦電路及其方法
US9209912B2 (en) * 2009-11-18 2015-12-08 Silicon Laboratories Inc. Circuit devices and methods for re-clocking an input signal
US8633766B2 (en) * 2010-04-19 2014-01-21 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope follower power management system with high frequency ripple current compensation
CA2803128C (en) * 2010-06-20 2018-08-14 Elenza, Inc. Ophthalmic devices and methods with application-specific integrated circuits
US8885368B2 (en) 2010-09-29 2014-11-11 Panasonic Corporation Power converting apparatus suppressing switching noise by controlling switching operation
US20120235730A1 (en) * 2011-03-14 2012-09-20 Qualcomm Incorporated Charge pump surge current reduction
DE112013006869B4 (de) * 2013-05-17 2019-05-23 Intel Corporation (N.D.Ges.D. Staates Delaware) Chipinterner Versorgungsgenerator unter Verwendung einer dynamischen Schaltungsreferenz
JP2015097385A (ja) * 2013-10-22 2015-05-21 ジーエヌ リザウンド エー／エスＧｎ Ｒｅｓｏｕｎｄ Ａ／Ｓ 中断可能なマイクロフォン電源を有する聴覚機器
KR20150097467A (ko) * 2013-10-28 2015-08-26 어드벤스트 차징 테크놀로지스, 엘엘씨 소비자 전자 디바이스로 전력을 공급하기 위한 전기 회로
GB2521416B (en) * 2013-12-19 2017-02-01 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Biasing circuitry for MEMS transducers
US9450490B2 (en) * 2014-11-05 2016-09-20 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Automatic reference generator in switching boost converters
EP3319216A1 (en) * 2016-11-03 2018-05-09 GN Hearing A/S Switched capacitor dc-dc power converter
DK3319215T3 (da) * 2016-11-03 2021-03-15 Gn Hearing As Høreinstrument, der omfatter switched capacitor dc-dc strømforsyning
EP3396833B1 (en) * 2017-04-28 2019-08-14 GN Hearing A/S Hearing device comprising switched capacitor dc-dc converter with low electromagnetic emission

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB587351A (en) * 1943-09-15 1947-04-23 Frederick Calland Williams Improvements in or relating to radio navigation systems
CN101345475A (zh) * 2007-07-12 2009-01-14 恩益禧电子股份有限公司 电荷泵驱动电路
CN101355300A (zh) * 2007-07-26 2009-01-28 罗姆股份有限公司 电荷泵电路及其控制电路、控制方法

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