CN101355300A - 电荷泵电路及其控制电路、控制方法 - Google Patents

Abstract

提供一种不使用调节器就能调节输出电压的电荷泵电路及其控制电路、控制方法。第1开关组(10)包含设置在利用输入电压对快速电容器(Cf1)充电的路径上的开关(SW1、SW2)。第2开关组(12)包含设置在利用蓄积在快速电容器中的电荷对输出电容器(Co1)充电的路径上的开关(SW3、SW4)。脉冲调制器(20)生成脉冲信号(Spwm3)，该脉冲信号的占空比被调节，使得与电荷泵电路的输出电压相应的反馈电压与预定的基准电压相一致。驱动器(40)从脉冲调制器接收脉冲信号，在与脉冲信号的高电平期间(TH)相应的期间，使第1开关组、第2开关组的任一者接通，在与其低电平期间(TL)相应的期间，使另一者导通。

Description

电荷泵电路及其控制电路、控制方法

技术领域

本发明涉及电荷泵电路。

背景技术

在近年的便携式电话、PDA(Personal Digital Assistants：个人数字助理)等电子设备中，安装有例如被用作液晶的背光灯的LED(Light Emitting Diode：发光二极管)那样需要比电池电压高的驱动电压的器件。例如在这些小型信息终端中，较多使用锂离子电池，其输出电压通常是3.5V左右，充满电时是4.2V左右，但作为LED的驱动电压，需要比电池电压高的电压。这样，在需要比电池电压高的电压时，使用电荷泵电路或开关调节器来使电池电压升压，得到驱动LED所需的电压。

电荷泵电路生成使输入电压乘以预定的升压率后的输出电压。例如当电池电压是3V，升压率为2倍时，输出电压被固定为6V。因此，当负载电路需要低于6V的驱动电压时，就需要在电荷泵电路的输入侧或输出侧插入功率晶体管，调节其导通电阻，由此调节输出电压。例如专利文献1中记载有相关技术。

专利文献1：特开2000-262043号公报

发明内容

〔发明所要解决的课题〕

在使用专利文献1中记载的技术时，需要使用功率晶体管，所以电路的部件数和电路面积都要增加。

本发明是鉴于这样的课题而设计的，其目的在于提供一种既能抑制电路规模的增大，又能将输出电压调节为所希望的值的电荷泵电路。

〔用于解决课题的手段〕

本发明的一个方案涉及一种包括至少一个快速电容器和至少一个输出电容器的电荷泵电路的控制电路。该控制电路包括：第1开关组，包含设置在利用输入电压对快速电容器进行充电的路径上的至少一个开关；第2开关组，包含设置在利用蓄积在快速电容器中的电荷对输出电容器进行充电的路径上的至少一个开关；脉冲调制器，生成脉冲信号，该脉冲信号的占空比被调节，使得与电荷泵电路的输出电压相应的反馈电压与预定的基准电压相一致；驱动器，从脉冲调制器接收脉冲信号，在与脉冲信号的高电平期间相应的期间，使第1开关组、第2开关组的任一者接通，在与其低电平期间相应的期间，使另一者导通；其中，脉冲调制器将脉冲信号的占空比限制在预定的范围内。

根据该方案，根据脉冲信号的占空比，通过反馈调节对快速电容器的充电时间和对输出电容器的充电期间。结果，能够不在电荷泵电路的前后设置调节器地将电荷泵电路的输出电压稳定在所希望的值。

脉冲调制器进行周期固定、脉冲宽度变化的脉冲宽度调制。

(1)脉冲调制器可以调制脉冲信号，使得反馈电压越低，高电平期间就越长，并且，对脉冲信号的占空比设定上限值进行调制，使得脉冲信号的占空比在上限值以下的范围内变化。所谓“占空比”是指脉冲信号的高电平期间相对于周期时间的比率。

此时，驱动器可以在与脉冲信号的高电平期间相应的期间使第1开关组接通，在与低电平期间相应的期间使第2开关组接通。

在该情况下，由于第2开关组接通的时间比第1开关组接通的状态长，所以能够减少输出电压的波动。

另外，上限值可以被设定为大于0％、小于或等于电荷泵电路对负载的电流供给能力变成最大时的占空比的值。

提供给输出电容器的电荷随占空比从0％起增大而增加，在占空比为某预定值时变成最大。占空比超过预定值地增大时，提供给输出电容器的电荷就反过来呈减少趋势。因此，通过将脉冲信号的占空比的上限值设定为预定值以下的值，能够使电路稳定工作。

脉冲调制器可以还将脉冲信号的占空比与预定的下限值进行比较，在脉冲信号的占空比小于下限值时，固定脉冲信号的电平。

在轻负载时随着负载电流减少，反馈电压变高，占空比变小。通过在占空比变得小于下限值时固定脉冲信号的占空比，能够使电荷泵电路的开关动作暂停，使之间歇地进行动作。结果，能够减少电荷泵电路的消耗电流。

脉冲调制器在脉冲信号的占空比小于下限值时固定脉冲信号的电平，使得第2开关组接通。

在该情况下，开关动作在与负载相连的电容较大的状态下停止，所以能够减少输出电压Vout的波动。

(2)脉冲调制器可以调制脉冲信号，使得反馈电压越低，低电平期间就越长，并且，对脉冲信号的占空比设定下限值进行调制，使得脉冲信号的占空比在下限值以上的范围内变化。

驱动器可以在与脉冲信号的低电平期间相应的期间，使第1开关组接通，在与高电平期间相应的期间，使第2开关组接通。

在该情况下，第2开关组接通的时间比第1开关组接通的状态长，所以能够减少输出电压的波动。

下限值可以被设定为小于100％、大于或等于电荷泵电路对负载的电流供给能力变成最大时的占空比的值。

提供给输出电容器的电荷随占空比从100％起变小而增加，在占空比为预定值时变成最大。当占空比跨越预定值地变小时，提供给输出电容器的电荷反过来呈减小趋势。因此，通过将脉冲信号的占空比的下限值设定为预定值以下的值，能够使电路稳定工作。

脉冲调制器可以还对脉冲信号的占空比设定上限值，在脉冲信号的占空比大于上限值时，固定脉冲信号的电平。

此时，能够在轻负载时使之间歇地进行动作，能够减少消耗电流。

优选脉冲调制器在脉冲信号的占空比大于上限值时固定脉冲信号的电平，使得第2开关组接通。

此时，开关动作在与负载相连的电容较大的状态下停止，所以能够减少输出电压的波动。

本发明的另一方案涉及一种电荷泵电路。该电荷泵电路包括：快速电容器；输出电容器；控制快速电容器和输出电容器的充放电状态的上述控制电路。

本发明的再一个方案涉及一种包括至少一个快速电容器和至少一个输出电容器的电荷泵电路的控制方法。该控制方法包括：利用输入电压对快速电容器充电的步骤；利用蓄积在快速电容器中的电荷对输出电容器充电的步骤；生成对与电荷泵电路的输出电压相应的反馈电压与预定的基准电压的误差进行放大后的误差电压的步骤；以预定周期的三角波信号对误差电压限幅，生成被脉冲宽度调制后的脉冲信号的步骤；将脉冲信号的脉冲宽度限制在预定的范围内的步骤；在与脉冲信号的高电平期间相应的期间，使第1开关组、第2开关组中的一者接通，在与低电平期间相应的期间使另一开关组接通的步骤。

对脉冲信号的低电平期间和高电平期间中的时间较长者分配第2开关组的接通，对较短者分配第1开关组的接通。

另外，将以上结构要件的任意组合、本发明的结构要件以及表现方式在方法、装置、系统等之间相互转换的方案，作为本发明的实施方式也是有效的。

〔发明效果〕

通过本发明，能够提供一种既能抑制电路规模的增大，又能将输出电压调节为所希望的值的电荷泵电路。

附图说明

图1是表示本发明实施方式的电荷泵电路的结构的电路图。

图2是图1的电荷泵电路的信号波形图。

图3的(a)和(b)分别是通常负载时和轻负载时的图1的电荷泵电路的动作波形图。

〔标号说明〕

100…控制电路、102…输入端子、104…电容器端子、106…电容器端子、108…输出端子、110…接地端子、112…反馈端子、120…电荷泵电路、122…输入端子、124…输出端子、Cf1…快速电容器、Co1…输出电容器、R1…反馈电阻、10…第1开关组、12…第2开关组、SW1…第1开关、SW2…第2开关、SW3…第3开关、SW4…第4开关、20…脉冲调制器、22…误差放大器、24…振荡器、26…PWM比较器、28…最大占空比比较器、30…“与”门、32…最小占空比比较器、34…PFM控制器、40…驱动器、Vin…输入电压、Vout…输出电压。

具体实施方式

(第1实施方式)

以下基于优选的实施方式参照附图说明本发明。对于各附图中所示的相同或等同的结构要件、部件、处理标注相同的标号，并适当省略重复的说明。另外，实施方式只是例示，并非限定本发明，实施方式中所记述的所有特征及其组合，不一定就是发明的本质特征。

在本说明书中，所谓“部件A与部件B相连接的状态”，包括部件A与部件B物理地直接连接的情形，以及部件A与部件B经由不对电连接状态产生影响的其他部件间接相连接的情形。

同样地，所谓“部件C被设置在部件A与部件B之间的状态”，除部件A与部件C、或部件B与部件C直接相连的情形外，还包括经由不对电连接状态产生影响的其他部件间接相连接的情形。

图1是表示本发明实施方式的电荷泵电路120的结构的电路图。电荷泵电路120将输入到输入端子122的输入电压Vin升压，从输出端子124输出输出电压Vout。作为输入电压Vin，可以使用从未图示的电池输出的电池电压或从电源电路供给的电源电压Vdd。本发明可适用于任意的升压率的电荷泵电路，但以下为易于理解，说明2倍的电荷泵电路。

电荷泵电路120具有控制电路100、快速电容器(flying capacitor)Cf1、输出电容器Co1、反馈电阻R1和R2。图1的电荷泵电路的升压率是2倍，所以具有一个快速电容器Cf1和一个输出电容器Co1，但为其他升压率时或生成多个输出电压时，快速电容器、输出电容器可以是多个。

控制电路100具有第1开关组10、第2开关组12、脉冲调制器20、驱动器(DRV)40，是被集成在一个半导体衬底上的功能电路。输入端子102被施加来自外部的输入电压Vin。在电容器端子104与电容器端子106之间连接快速电容器Cf1，在输出端子108与接地之间连接输出电容器Co1。接地端子110被接地，反馈端子112被输入与输出电压Vout相应的反馈电压Vfb。反馈电压Vfb是用反馈电阻R1、反馈电阻R2对输出电压Vout分压后的电压。

一般，电荷泵电路通过反复进行对快速电容器充电的充电期间φ1和利用蓄积在快速电容器中的电荷进行输出电容器的充电的放电期间φ2，来生成升压后的电压。

第1开关组10包含设置在利用输入电压Vin对快速电容器Cf1进行充电的路径上的至少一个开关。第1开关组10和快速电容器Cf1形成串联在输入端子122与接地之间的路径。在本实施方式中，第1开关组10包含第1开关SW1、第2开关SW2。具体来说，第1开关SW1被设置在输入端子102与电容器端子104之间，第2开关SW2被设置在电容器端子106与接地端子110之间。第1开关SW1是P沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体晶体管)，第2开关SW2是N沟道MOSFET。

第2开关组12包含被设置在在充电期间φ1利用蓄积在快速电容器Cf1中的电荷对输出电容器Co1充电的路径上的至少一个开关。在本实施方式中，第2开关组12包含第3开关SW3、第4开关SW4，具体来说，第3开关SW3被设置在输入端子102与电容器端子106之间，第4开关SW4被设置在电容器端子104与输出端子108之间。第3开关SW3、第4开关SW4都是P沟道MOSFET。

驱动器40包括电平移位电路，切换第1开关SW1～第4开关SW4的栅极电压，控制其导通和截止。

在充电期间φ1，第1开关SW1、第2开关SW2都导通时，快速电容器Cf1的一端被施加输入电压Vin，另一端被接地，结果，快速电容器Cf1被输入电压Vin充电。设快速电容器Cf1两端的电位差为ΔV。

在放电期间φ2，当第3开关SW3、第4开关SW4都导通时，电容器端子106的电位变得与输入电压Vin相等，电容器端子104的电位成为Vin+ΔV。电容器端子104的电位经由第4开关SW4施加到输出电容器Co1，由此对输出电容器Co1充电。

驱动器40交替反复充电期间φ1和放电期间φ2，对输入电压Vin升压。以往的电荷泵电路是对占空比为50％的时钟信号的高电平和低电平分配充电期间φ1和放电期间φ2的，所以充电期间φ1和放电期间φ2被固定。与此不同，本实施方式的电荷泵电路120的特征在于，通过反馈来调节充电期间φ1和放电期间φ2。

脉冲调制器20生成脉冲信号Spwm3，提供给驱动器40。驱动器40将脉冲信号Spwm3的高电平期间TH分配为充电期间φ1或放电期间φ2，将低电平期间TL分配给另一者，交替地使第1开关组10和第2开关组12接通。

脉冲调制器20被输入与电荷泵电路120的输出电压Vout相应的反馈电压Vfb。脉冲调制器20调节脉冲信号Spwm3的占空比，使得反馈电压Vfb与预定的基准电压Vref相一致。所谓占空比，是高电平期间TH相对于周期时间Tp(＝TH+TL)的比率。在本实施方式中，脉冲调制器20进行脉冲宽度调制。

驱动器40设置死区时间(dead time)，使得第1开关组10和第2开关组12不同时导通，优选在脉冲信号Spwm3的正沿和负沿附近设定第1开关组10和第2开关组12两者都成为截止的死区时间。死区时间的设定方法使用公知技术即可。

脉冲调制器20调节脉冲信号Spwm1的占空比，将之限制在预定的范围内。下面说明其理由。

当脉冲信号Spwm3的占空比为0％时，第1开关组10不导通，所以不进行输入电压Vin对快速电容器Cf1的充电。因此，不进行向输出电容器Co1的电荷输送，成为对连接于输出端子124的负载(未图示)的电流供给能力(驱动能力)较低的状态(实质上是0)。

当脉冲信号Spwm3的占空比在某范围内增大时，对快速电容器Cf1的充电期间φ1变长。相应于此，在充电期间φ1蓄积在快速电容器Cf1中的电荷量增加，在充电期间φ1后的快速电容器Cf1的电位差ΔV变大。

如上所述在放电期间φ2，输出电容器Co1被以Vin+ΔV的电压充电。因此，若快速电容器Cf1的电位差ΔV变大，则在放电期间φ2中提供给输出电容器Co1的电荷量将增加。即，伴随于脉冲信号Spwm3的占空比的增大，对负载的电流供给能力也增加。

增大脉冲信号Spwm3的占空比，则对快速电容器Cf1的充电期间φ1变长。但充电期间φ1后的电位差ΔV的上限值是输入电压Vin。现将电位差ΔV达到上限值时的占空比记为α％。若超过α％地增大脉冲信号Spwm3的占空比，则在充电期间φ1提供给快速电容器Cf1的电荷量为固定的状态，放电期间φ2变短。结果，伴随于占空比的增大，在放电期间φ2提供给输出电容器Co1的电荷量减少。即，随着脉冲信号Spwm3的占空比超过α％地增大，对负载的电流供给能力下降。

当脉冲信号Spwm3的占空比变成100％时，不从快速电容器Cf1向输出电容器Co1输送电荷，对负载的电流供给能力实质上变为0。

即，电荷泵电路120的电流供给能力在占空比为0％和100％时变成最低，在某值α％时变成最大。换言之，占空比中存在给予电荷泵电路的电流供给能力最大值的值。

因此，监视输出电压Vout，进行反馈，使得当输出电压Vout下降时、即负载电流增加时，使电荷泵电路120的电流供给能力增大，相反，当输出电压Vout增大时、即负载电流减少时，使电荷泵电路120的电流供给能力减小，由此能够将输出电压Vout保持为一定值。

如果脉冲信号Spwm3的占空比跨越α％地变化，则向输出电压Vout偏离目标值的方向反馈，所以输出电压Vout变得不稳定。因此，本实施方式的电荷泵电路120将脉冲信号Spwm3的占空比限制在预定的范围内。

这样，在本实施方式的电荷泵电路120中，基于被限制了占空比的范围的脉冲信号Spwm3来控制第1开关组10、第2开关组12，从而能够稳定输出电压Vout。

以往的电荷泵电路在输入电压为2V时只能输出4V的输出电压Vout。因此，在想要得到4V以下的所希望的电压时，需要在电荷泵电路的前级或后级设置线性调节器，电路面积会增大。而与此不同，通过本实施方式的电荷泵电路120，即使不设置调节器，也能将输出电压Vout稳定为所希望的值，所以能够减小电路面积。

另外，在如以往那样设置调节器时，在从供给输入电压的输入端子至负载的路径上插入功率晶体管，所以因功率晶体管的功率损耗，效率会下降。与此不同，本实施方式的电荷泵电路120不需要功率晶体管，所以能够改善电路的效率。

α％的值取决于快速电容器Cf1、输出电容器Co1的电容值、以及脉冲信号Spwm3的频率(周期时间Tp)，但典型的是50％。下面说明α％＝50％时的情况。

预定的范围可以设定为

(1)0％～βmax％

(2)γmin％～100％

的任一者。下面说明各个范围时的反馈控制。

(1)第1控制方法

脉冲调制器20对脉冲信号Spwm3进行调制，使得反馈电压Vfb越低，高电平期间TH就越长。此时，对脉冲信号Spwm3的占空比设定上限值βmax％，进行调制使得脉冲信号Spwm3的占空比在从0％至上限值βmax％的范围内变化。

优选设定为βmax≤α。此时，能够防止占空比跨越α％的变化，能够稳定输出电压Vout。但是，当能够容许输出电压Vout中产生波动(ripple)时，也可以将βmax设定得比α大。为了最大地提高电荷泵电路的效率，优选使βmax＝α。当α＝50时，βmax在0～50间尽可能设定为大的值。

当βmax％＝45％时，高电平期间TH在Tp×(0～0.45)的范围内变化，低电平期间TL在Tp×(1～0.55)的范围内变化。即，被限制为低电平期间TL长于高电平期间TH。此时，优选驱动器40在与脉冲信号Spwm3的高电平期间TH相应的期间使第1开关组10导通，在与低电平期间TL相应的期间使第2开关组12导通。即，优选使第2开关组12导通的时间变长。下面说明其理由。

现在考察从输出端子124看控制电路100侧的电容。在充电期间φ1，第4开关SW4截止，所以与输出端子124相连的电容仅是输出电容器Co1。在放电期间φ2，除输出电容器Co1外快速电容器Cf1被连接。在负载电流一定时，与输出端子124相连的电容越大，输出电压Vout的变动就越小。

因此，通过将与脉冲信号Spwm3的高电平期间TH相应的时间分配为充电期间φ1，放电期间φ2变得比充电期间φ1长，所以能够减小输出电压Vout的波动。

虽然有放电期间φ2越长越能减小输出电压Vout的波动这样的优点，但在输出电容器Co1的电容较大时、波动能够容许时，也可以将高电平期间TH分配为放电期间φ2。

图1的控制电路100表示了执行第1控制方法的结构。脉冲调制器20具有误差放大器22、振荡器(OSC)24、PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)比较器26、“与”门30、最小占空比比较器32、PFM(PulseFrequency Modulation：脉冲频率调制)控制器(PFMCNT)34、最大占空比比较器28。

误差放大器22的反相输入端子接收反馈电压Vfb，非反相输入端子接收基准电压Vref，对两个电压的误差进行放大。将误差放大器22的输出称为误差电压Verr。振荡器24输出三角波或锯齿波状的周期电压Vosc。PWM比较器26的非反相输入端子接收误差电压Verr，反相输入端子接收周期电压Vosc。PWM比较器26以误差电压Verr对周期电压Vosc限幅，输出在交点位置电平发生变化的脉冲信号Spwm1。脉冲信号Spwm1的脉冲宽度被调制，使得输出电压Vout接近目标值。

最大占空比比较器28接收周期电压Vosc和最大电压Vmax。最大占空比比较器28以最大电压Vmax对周期电压Vosc进行限幅，生成具有预定的占空比的最大脉冲信号Smax。设定最大电压Vmax的值，使得最大脉冲信号Smax的占空比与上述的β的值相一致。

“与”门30接收从PFM控制器34输出的脉冲信号Spwm2和最大脉冲信号Smax，输出两个信号的逻辑积。“与”门30的输出、即脉冲信号Spwm3的占空比，在脉冲信号Spwm1的占空比为βmax％以下时，与脉冲信号Spwm1的占空比一致，在脉冲信号Spwm1的占空比为βmax％以上时，成为βmax％。另外，为了限制脉冲信号Spwm3的占空比，也可以利用其他电路结构，其形式不做限定。

脉冲调制器20将脉冲信号Spwm1的占空比与预定的下限值βmin％进行比较，当脉冲信号Spwm1的占空比小于下限值βmin％时，固定脉冲信号Spwm1的电平，使第1开关组10、第2开关组12的开关动作停止。即，变得不从脉冲调制器20输出脉冲。为此，设置有最小占空比比较器32、PFM控制器34。

优选脉冲调制器20固定脉冲信号Spwm3的电平，使得在脉冲信号Spwm3的占空比小于下限值βmin％时，第2开关组12接通。其理由在后面叙述。

最小占空比比较器32接收周期电压Vosc和最小电压Vmin。最小占空比比较器32以最小电压Vmin对周期电压Vosc进行限幅，生成具有预定的占空比的最小脉冲信号Smin。设定最小电压Vmin的值使得最小脉冲信号Smin的占空比为20％左右。

PFM控制器34接收脉冲信号Spwm1和最小脉冲信号Smin，比较两个信号的占空比。当脉冲信号Spwm1的占空比变得比最小脉冲信号Smin的占空比小时，将脉冲信号Spwm2的占空比固定为低电平。当脉冲信号Spwm1的占空比比最小脉冲信号Smin的占空比大时，脉冲信号Spwm2变得与脉冲信号Spwm1相等。

另外，也可以使“与”门30和PFM控制器34的顺序反过来。

下面说明如上那样构成的电荷泵电路120的动作。图2是图1的电荷泵电路120的信号波形图。本说明书中所示的波形图中的纵轴和横轴为说明方便或易于理解而被适当放大、缩小了。

随着负载电流的增大，从输出电容器Co1向负载更多地供给电荷，所以输出电压Vout下降，误差电压Verr上升。输出电压Vout越低，脉冲信号Spwm1的占空比就越增加。但脉冲信号Spwm3的占空比被限制在最大脉冲信号Smax的占空比βmax％以下。另外，当脉冲信号Spwm1的占空比变得小于最小脉冲信号Smin的占空比βmin％时，脉冲信号Spwm3被固定为低电平，脉冲被截断。

图3的(a)、(b)分别是通常负载时和轻负载时的电荷泵电路120的动作波形图。

如图3的(a)所示，当负载电流为某程度较大的固定值时，通过反馈调节脉冲信号Spwm1的占空比。第1开关组10在脉冲信号Spwm3为高电平的充电期间φ1变成导通，第2开关组12在脉冲信号Spwm1为低电平的放电期间φ2成为导通。在充电期间φ1，从输出电容器Co1流出负载电流，所以输出电压Vout下降。在放电期间φ2，用快速电容器Cf1对输出电容器Co1充电，所以输出电压Vout上升。通过反复进行充电期间φ1和放电期间φ2，输出电压Vout仅微小变动地稳定在目标值附近。

图3的(b)表示轻负载时的动作。在轻负载状态下，脉冲信号Spwm1的占空比变得小于最小占空比βmin％。结果，第1开关组10、第2开关组12的开关动作停止，所以输出电容器Co1的充电动作停止。在此期间，输出电容器Co1以较小的负载电流放电，所以输出电压Vout缓缓下降。伴随于输出电压Vout的下降，误差电压Verr上升，在时刻t1脉冲信号Spwm1的占空比超过最小占空比βmin％时，脉冲信号Spwm3成为高电平，成为充电期间φ1。在这之后的放电期间φ2，输出电容器Co1被充电，输出电压Vout上升。输出电压Vout上升时，误差电压Verr再次下降，占空比变得小于最小占空比βmin％，开关动作停止。

这样，在本实施方式的电荷泵电路120中，监视脉冲信号Spwm3的占空比，通过截断比下限值βmin％小的脉冲，在轻负载状态下能够使之以间歇模式进行动作。为切换第1开关组10、第2开关组12的导通和截止，需要用于对各晶体管的栅极电容充放电的驱动电流，但通过使之以间歇模式进行动作，驱动电流被减小了，所以能够减少电荷泵电路120的消耗电流。

进而在轻负载时，脉冲信号Spwm3固定在低电平时，在第2开关组12成为导通的状态下电路停止。因此，输出端子124被连接快速电容器Cf1和输出电容器Co1的组合电容，所以能够减小输出电压Vout的波动。

但是，本发明不限于此，也可以在轻负载时将脉冲信号Spwm3固定为高电平。

另外，图3的(b)所示的输出电压Vout的波动比图3的(a)中的要大，但实际上是相同程度或比其小的。因为在负载电流较小的轻负载时，来自输出电容器Co1的放电量较小，输出电压Vout的下降量也较小。

以上是本实施方式的电荷泵电路120的动作。另外，应注意电荷泵电路120的脉冲调制技术与开关调节器的脉冲调制技术在技术思想上是不同的。即，在升压型的开关调节器中进行脉冲宽度调制时，所生成的脉冲信号的占空比Dsr由

Dsr＝1-Vin/Vout

给出。即，根据输入电压Vin与输出电压的目标值Vout调节脉冲信号的占空比。

与此不同，在本实施方式的电荷泵电路120的脉冲调制中，脉冲信号Spwm3的占空比是根据负载电流来决定的，在这一点上与开关调节器的脉冲调制是不同的。

另外，在开关调节器中，越使占空比增加，就越向输出电压Vout增大的方向反馈，但在电荷泵电路中，当占空比跨过某边界值后，反馈的方向反转。因此，在本实施方式的电荷泵电路120中，对脉冲信号Spwm3的占空比的范围设定限制。

(2)第2控制方法

在第1控制方法中，是调制脉冲信号使得反馈电压Vfb越低，高电平期间TH就越长的。与此不同，在第2控制方法中，调制脉冲信号Spwm3使得反馈电压Vfb越低，低电平期间TL就越长。并且，对脉冲信号Spwm3的占空比设定下限值γmin％，进行调制使得脉冲信号Spwm3的占空比在下限值γmin％至100％的范围内变化。

此时，优选设定为γmin≥α。此时，能够防止跨越α％的变化，所以能够稳定输出电压Vout。但当能够容许输出电压Vout中产生波动时，也可以使γmin小于α。

为了使电荷泵电路的效率最高，优选使γmin＝α。在α＝50时，γmin％在50％～100％间尽量设定为小的值。

当γmin％＝55％时，高电平期间TH在Tp×(0.55～1)范围内变化，低电平期间TL在Tp×(0.45～0)的范围内变化。即，被限制为高电平期间TH比低电平期间TL长。此时，优选驱动器40在与脉冲信号Spwm3的低电平期间TL相应的期间使第1开关组10导通，在与高电平期间TH相应的期间使第2开关组12导通。即，优选使第2开关组12导通的时间变长。由此，能够减小输出电压Vout的波动。

为实现第2控制方法，只要使图1的控制电路100变形即可。例如，可以对误差放大器22的反相输入端子输入基准电压Vref，对非反相输入端子输入反馈电压Vfb。此时，负载电流越小、即输出电压Vout越大，误差电压Verr就越大，脉冲信号Spwm1的占空比接近于100％。结果，对负载的电流供给能力减小，能够施加合适的反馈。负载电流增加时，占空比趋近于α，电流供给能力增加。

此时，只要通过最大占空比比较器28生成占空比为γmin％的脉冲信号，施加限制使得脉冲信号Spwm3的占空比在γmin％以上即可。

在第2控制方法中，为在轻负载时实现间歇模式，对脉冲信号Spwm3的占空比设定上限值γmax％，当脉冲信号Spwm3的占空比大于上限值γmax％时，固定脉冲信号Spwm3的电平。此时，只要通过最小占空比比较器32生成占空比为γmax％的脉冲信号即可。

在第2控制方式中也能取得与第1控制方式一样的效果。

以上说明了实施方式的电荷泵电路120。本领域技术人员能够理解上述实施方式只是例示，可以对其各结构要件和各处理过程的组合进行各种变形，这些变形例也包含在本发明的范围内。下面说明这样的变形例。

电荷泵电路的结构不限于图1的结构。例如也可以用二极管来取代晶体管的开关。另外，在实施方式中说明了升压率为2倍的电荷泵电路，但也可以是将两个输入电压相加的加法型电荷泵电路。此时，只要将第1开关SW1和第3开关SW3的被共连的端子分离，设置第1输入端子和第2输入端子即可。然后，将第1开关SW1的一端与第1输入端子相连，将第3开关SW3的一端与第2输入端子相连。

另外，也可以是升压率为1.5倍或4倍的电荷泵电路，或者可以是能切换多个升压率的电荷泵电路。并且，本发明也能适用于生成负电压的电压反转型的电荷泵电路。

在实施方式中，说明了第1开关SW1～第4开关SW4被内置在控制电路100中的情况，但也可以采用分立元件，设置在控制电路100的外部。

在实施方式中，说明了脉冲调制器20对三角波或锯齿波限幅来生成脉冲信号的脉冲宽度调制的情况，但调制方法不限于此。例如也可以进行脉冲频率调制或脉冲密度调制。即，只要调节脉冲信号的占空比使得输出电压Vout趋近于目标电压，并将占空比限制在预定的范围内即可。

各信号的逻辑电平不限于实施方式中所述的情况，可以进行适当反转。

基于实施方式用特定的语句说明了本发明，但实施方式仅是表示本发明的原理、应用，在不脱离权利要求书所规定的本发明思想的范围内，可以对实施方式做很多变形及配置的变更。

Claims (15)

1.一种包括至少一个快速电容器和至少一个输出电容器的电荷泵电路的控制电路，其特征在于，包括：

第1开关组，包含设置在利用输入电压对上述快速电容器充电的路径上的至少一个开关；

第2开关组，包含设置在利用蓄积在上述快速电容器中的电荷对上述输出电容器充电的路径上的至少一个开关；

脉冲调制器，生成脉冲信号，该脉冲信号的占空比被调节，使得与上述电荷泵电路的输出电压相应的反馈电压与预定的基准电压相一致；以及

驱动器，从上述脉冲调制器接收上述脉冲信号，在与上述脉冲信号的高电平期间相应的期间，使上述第1开关组、第2开关组的任一者接通，在与其低电平期间相应的期间，使另一者导通；

其中，上述脉冲调制器将上述脉冲信号的占空比限制在预定的范围内。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器进行周期一定、脉冲宽度变化的脉冲宽度调制。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器调制上述脉冲信号，使得反馈电压越低，高电平期间就越长，并且，对上述脉冲信号的占空比设定上限值进行调制，使得上述脉冲信号的占空比在上述上限值以下的范围内变化。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：

上述驱动器在与上述脉冲信号的高电平期间相应的期间使上述第1开关组接通，在与低电平期间相应的期间使上述第2开关组接通。

5.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：

上述上限值被设定为大于0％、小于或等于电荷泵电路对负载的电流供给能力变成最大时的占空比的值。

6.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器还将上述脉冲信号的占空比与预定的下限值进行比较，在上述脉冲信号的占空比小于上述下限值时，固定上述脉冲信号的电平。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器在上述脉冲信号的占空比小于上述下限值时固定上述脉冲信号的电平，使得上述第2开关组接通。

8.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器调制上述脉冲信号，使得反馈电压越低，低电平期间就越长，并且，对上述脉冲信号的占空比设定下限值进行调制，使得上述脉冲信号的占空比在上述下限值以上的范围内变化。

9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于：

上述驱动器在与上述脉冲信号的低电平期间相应的期间，使上述第1开关组接通，在与高电平期间相应的期间，使上述第2开关组接通。

10.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于：

上述下限值被设定为小于100％、大于或等于电荷泵电路对负载的电流供给能力变成最大时的占空比的值。

11.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器还对上述脉冲信号的占空比设定上限值，在上述脉冲信号的占空比大于上述上限值时，固定上述脉冲信号的电平。

12.根据权利要求11所述的控制电路，其特征在于：

上述脉冲调制器在上述脉冲信号的占空比大于上述上限值时固定上述脉冲信号的电平，使得上述第2开关组接通。

13.一种电荷泵电路，其特征在于，包括：

快速电容器；

输出电容器；以及

控制上述快速电容器和上述输出电容器的充放电状态的权利要求1至权利要求12的任一项所述的控制电路。

14.一种包括至少一个快速电容器和至少一个输出电容器的电荷泵电路的控制方法，其特征在于，包括：

利用输入电压对上述快速电容器充电的步骤；

利用蓄积在上述快速电容器中的电荷对上述输出电容器充电的步骤；

生成对与上述电荷泵电路的输出电压相应的反馈电压与预定的基准电压的误差进行放大后的误差电压的步骤；

以预定周期的三角波信号对上述误差电压限幅，生成被脉冲宽度调制后的脉冲信号的步骤；

将上述脉冲信号的脉冲宽度限制在预定的范围内的步骤；以及

在与上述脉冲信号的高电平期间相应的期间，使上述第1开关组、第2开关组中的一者接通，在与低电平期间相应的期间使另一开关组接通的步骤。

15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于：

对上述脉冲信号的低电平期间和高电平期间中的时间较长者分配第2开关组的接通，对较短者分配第1开关组的接通。

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