CN104184319B - 电荷泵电路及其控制电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电荷泵电路及其控制电路及控制方法。方法包括：实时检测电荷泵电路的输出电压与所述输入电压之间的差值，比较当前所述输出电压与所述输入电压之间的差值与预定的差值期望值，输出误差放大信号；根据所述误差放大信号，生成用于控制所述电荷泵电路的控制电压信号，使在所述差值大于所述差值期望值时，所述控制电压信号的频率随所述差值正向变化，直到所述差值趋同于所述差值期望值。应用采用该技术方案既能够提高电荷泵电路的响应速度，又能降低电路的稳态功率，有利于芯片的小型化和集成化。

Description

电荷泵电路及其控制电路及控制方法

技术领域

本发明涉及电子领域，尤其涉及一种电荷泵电路及其控制电路及控制方法。

背景技术

电荷泵也称为：开关电容式电压变换器，是一种利用“快速”(flying)电容(又称“泵送”电容)来储能的DC-DC(直流到直流变换器)，用于输出所需的直流输出电压。

由于电荷泵电路无需电感或变压器即可实现电压变换器，易于实现电源管理的小型化、集成芯片化而越来越受到人们的欢迎。

电荷泵电路在输入的电压控制信号的控制下，通过电荷泵电路中的一系列开关的导通以及关断，实现电容对电荷由输入电压的输入端侧到输出电压的输出端侧方向的“泵送”，实现输出直流输出电压。

图1所示为现有技术的一种电荷泵电路的结构示意图，由图1可见，该电荷泵电路为一电荷泵升压电路，其由两级电路级联构成，其输出电压Vo＝Vin+2Vpp-Vd，其中Vd为电路中的二极管D的导通压降。

但是，本发明人在进行本发明的研发过程中发现现有技术至少存在以下缺点：

在电荷泵电路中，电荷泵电路的等效内阻与等效升压电容成反比，同时也与电路的工作频率成反比。

为了提高电荷泵电路的响应速度，使电荷泵电路能快速达到稳态工作状态，则要求电荷泵电路的等效内阻应较小。为此，现有技术通过以下两技术方案实现：

一方面，现有技术通过增大电容来实现，但是增大电容的同时会增大芯片的面积，不利于高功率密度化；

另一方面，现有技术提高输入至电荷泵电路的工作频率来实现，但是提高频率会增加芯片的功耗，导致效率的降低。

发明内容

本发明实施例目的之一在于提供一种电荷泵电路及其控制电路及控制方法，采用该技术方案既能够提高电荷泵电路的响应速度，又能降低电路的稳态功率，有利于芯片的小型化和集成化。

第一发面，本发明实施例提供的一种电荷泵电路的控制方法，包括：

实时检测电荷泵电路的输出电压与所述输入电压之间的差值，比较当前所述输出电压与所述输入电压之间的差值与预定的差值期望值，输出误差放大信号；

根据所述误差放大信号，生成用于控制所述电荷泵电路的控制电压信号，使在所述差值大于所述差值期望值时，所述控制电压信号的频率随所述差值正向变化，直到所述差值趋同于所述差值期望值。

可选地，所述电荷泵电路包括：第一升压电容、第二升压电容、输出电容、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、以及第七开关，

所述第一开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的第二端与所述电荷泵电路的参考地连接，

所述第三开关的第一端与所述输入电压的输入端，第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述参考地连接，

所述第五开关的第一端与所述输入电压的输入端，第二端与所述第六开关的第一端连接，所述第六开关的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七端的第二端与所述输出电压的输出端连接，

所述第一升压电容连接在所述第五开关的第二端与所述第一开关的第二端之间，

所述第二升压电容连接在所述第六开关的第二端与所述第三开关的第二端之间，

所述输出电容连接在所述输出电压的输出端与所述输入电压的输入端之间；

根据所述误差放大信号，生成用于控制所述电荷泵电路的控制电压信号，包括：

根据所述误差放大信号，生成相互反相的第一控制电压信号、第二控制电压信号，所述第一控制电压信号、第二控制电压信号的频率均随所述输出电压与所述输入电压之间的差值正向变化；

将所述第一控制信号分别输入至所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关的控制端，将所述第二控制电压信号分别输入至所述第一开关、第四开关、第六开关的控制端，

当所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关导通时，所述第一开关、第四开关、第六开关关断，对所述第一升压电容充电，所述第二升压电容通过所述输出电容向所述输出电压的输出端提供电压；

当所述第一开关、第四开关、第六开关导通时，所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关导关断，所述第一升压电容对所述第二升压电容充电。

第二发面，本发明实施例提供的一种电荷泵电路的控制电路，包括：

误差检测反馈电路，用于实时检测被控制的电荷泵电路的输出电压、输入电压，输出表征当前所述输出电压与所述输入电压之间的差值的误差反馈信号；

误差放大电路，用于比较当前所述误差反馈信号与预设的参考电压信号，输出误差放大信号，所述参考电压信号表征所述输出电压与所述输入电压之间的差值期望值；

控制电压信号生成电路，与所述误差放大电路的输出端连接，用于根据所述误差放大信号，生成控制电压信号，将所述控制电压信号输出至被控制的电荷泵电路，使在所述差值大于所述差值期望值时，所述控制电压信号的频率随所述输差值正向变化，直到所述差值趋同于所述差值期望值。

可选地，所述误差检测反馈电路包括：第一开关管、第二开关管、第一电阻、第二电阻，

所述第一开关管的第一端与所述输入电压的输入端连接，控制端与所述第二开关管的控制端连接，

所述第二开关管的第一端通过串联的所述第一电阻与所述输出电压的输出端连接，第二端通过串联的所述第二电阻与所述控制地连接，以所述第二开关管与所述第二电阻的共同连接节点作为所述误差检测反馈电路的输出端，

当有所述输入电压输入、有所述输出电压输出时，所述第一开关管、第二开关管均处于导通状态。

可选地，所述误差检测反馈电路还包括：电流源；

所述第一开关管、第二开关管均为：PMOS管；

所述第一开关管的源极与所述输入电压的输入端连接，栅极与所述第二开关管的栅极连接，漏极与栅极共同连接且共同通过串联的所述电流源与控制地连接，在所述电流源的偏置作用下，当有所述输入电压输入时所述第一开关管始终处于导通状态；

所述第二开关管的源极通过串联的所述第一电阻与所述输出电压的输出端连接，栅极通过串联的所述第二电阻与所述控制地连接，以所述第二开关管与所述第二电阻的共同连接节点作为所述误差检测反馈电路的输出端。

可选地，所述控制电压信号生成电路包括：

压控振荡电路，与所述误差放大电路的输出端连接，用于根据当前所述误差放大信号，生成一频率控制信号，使当所述输出电压与所述输入电压之间的差值大于所述差值期望值时，所述频率控制信号的频率随所述输出电压与所述输入电压之间的差值正向变化；

逻辑控制电路，与所述压控振荡电路的输出端连接，用于根据所述频率控制信号生成所述控制电压信号，所述控制电压信号的频率跟随所述频率控制信号的频率。

可选地，所述控制电压信号的频率为：所述频率控制信号的频率。

第三方面，本发明实施例提供的一种电荷泵电路，包括：

上述之任一所述控制电路；

电荷泵升压电路，与所述控制电压信号生成电路的输出端连接，用于在所述控制电压信号的控制下，对所述输入电压进行直流到直流转换，输出所需的输出电压。

可选地，所述电荷泵升压电路包括：第一升压电容、第二升压电容、输出电容、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、以及第七开关；

所述第一开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的第二端与所述电荷泵电路的参考地连接；

所述第三开关的第一端与所述输入电压的输入端，第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述参考地连接，

所述第五开关的第一端与所述输入电压的输入端，第二端与所述第六开关的第一端连接，所述第六开关的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七端的第二端与所述输出电压的输出端连接，

所述第一升压电容连接在所述第五开关的第二端与所述第一开关的第二端之间，

所述第二升压电容连接在所述第六开关的第二端与所述第三开关的第二端之间，

所述输出电容连接在所述输出电压的输出端与所述输入电压的输入端之间；

所述控制电压信号包括相互反相的第一控制电压信号、第二控制电压信号，

所述第一控制信号分别输入至所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关的控制端，

所述第二控制电压信号分别输入至所述第一开关、第四开关、第六开关的控制端，

当所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关导通时，所述第一开关、第四开关、第六开关关断；

当所述第一开关、第四开关、第六开关导通时，所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关导关断。

可选地，所述第一开关、第三开关、第七开关均为：PMOS管，

所述第二开关、第四开关、第五开关、第六开关均为：NMOS管，

所述第一开关的源极与所述输入电压的输入端连接，漏极与所述第二开关的漏极连接，所述第二开关的源极与所述参考地连接，

所述第三开关的源极与所述输入电压的输入端，漏极与所述第四开关的漏极连接，所述第四开关的源极与所述参考地连接，所述第五开关的源极与所述输入电压的输入端，漏极与所述第六开关的源极连接，所述第六开关的漏极与所述第七开关的漏极连接，所述第七端的源极与所述输出电压的输出端连接。

由上可见，应用本发明实施例技术方案，当电荷泵电路启动时，输出电压与输入电压相差较大且两者之间的差值大于预定的期望误差，此时输出的误差放大信号的电压值相对较大，此时输出的控制电压信号的频率也较高，而电荷泵电路的等效内阻与输入至该电荷泵电路的控制电压信号的频率成反比，使此时电荷泵电路的等效内阻降低，电荷泵电路的输出电流增大，电荷泵电路能快速给负载电容充电，使输出电压快速上升，使电荷泵电路迅速达到稳态工作状态，具有快速的响应速度。

在电荷泵电路达到稳态前，随着输出电压的上升，输出电压与输入电压之间的差值逐渐变小，逐渐趋同于差值期望值，在该过程中，输入至该电荷泵电路的控制电压信号的频率随之下降，使得电荷泵电路的等效内阻增大，从而使电荷泵单元的稳态工作电流逐渐降低，当输出电压的上升到一定程度使输出电压与输入电压之间的差值等于差值期望值时，电荷泵电路维持较低频率的控制电压信号，维持较小的稳态工作电流。当将本实施例的电荷泵电路应用于电池充电系统时，应用本实施例技术方案使在稳态下维持较低的静态工作电流还有利于延长电池的使用时间。

附图说明

图1为现有技术提供的一种电荷泵电路的结构示意图；

图2为本实施例1提供的一种电荷泵电路的控制方法流程示意图；

图3为本实施例1、2提供的一种电荷泵电路的等效电路原理示意图；

图4为本实施例2提供的一种电荷泵电路的控制电路结构示意图；

图5为本实施例2提供的一种误差检测反馈电路结构示意图；

图6为本实施例2提供的一种误差放大电路结构示意图；

图7提供了一种电荷泵升压电路的具体实施电路原理图。

具体实施方式

下面将结合附图以及具体实施例来详细说明本发明，在此本发明的示意性实施例以及说明用来解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

实施例1：

图2为本实施例提供的一种电荷泵电路的控制方法流程示意图，参见图2所示，该方法主要包括：

步骤201：实时检测电荷泵电路的输出电压与输入电压之间的差值。

在本实施例中，将输入电压Vin和输出电压Vo引入控制电路，实时检测输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值，记为ΔV＝Vo-Vin。

步骤202：比较当前输出电压与输入电压之间的差值、预定的差值期望值，输出误差放大信号。

在本实施例中，根据期望的输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值设置一差值期望值，记为ΔVth。当输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值等于差值ΔV期望值ΔVth时，电路处于稳态工作状态，设置一可表征该差值期望值ΔVth的参考电压信号Vref。

在本实施例中，通过误差放大电路，对可表征当前检测的输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV的电压信号与参考电压信号Vref进行比较，输出误差放大信号(记为Ve)，该误差放大信号Ve表征了当前输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV与预设的差值期望值ΔVth的误差。

步骤203：根据误差放大信号，生成用于控制电荷泵电路的控制电压信号。

根据误差放大信号Ve，生成控制电压信号，控制电压信号的频率记为f(t)。使当ΔV＞ΔVth时，f(t)随输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV正向变化，即随ΔV的增大而增大，随ΔV的减小而减小。

设本实施例控制的电荷泵电路的等效电路如图3所示。

由上可见，应用本实施例技术方案，当电荷泵电路启动时，输出电压Vo与输入电压Vin相差较大且两者之间的差值ΔV大于预定的期望误差ΔVth，此时输出的误差放大信号Ve的电压值相对较大，此时输出的控制电压信号的频率也较高，而电荷泵电路的等效内阻Ri与输入至该电荷泵电路的控制电压信号的频率成反比，使此时电荷泵电路的等效内阻Ri降低，电荷泵电路的输出电流增大，电荷泵电路能快速给负载电容充电，使输出电压Vo快速上升，使电荷泵电路迅速达到稳态工作状态，具有快速的响应速度。

在电荷泵电路达到稳态前，随着输出电压Vo的上升，输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV逐渐变小，逐渐趋同于差值期望值ΔVth，在该过程中，输入至该电荷泵电路的控制电压信号的频率随之下降，使得电荷泵电路的等效内阻Ri增大，从而使电荷泵单元的稳态工作电流逐渐降低，当输出电压Vo的上升到一定程度使输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV等于差值期望值ΔVth时，电荷泵电路维持较低频率的控制电压信号，维持较小的稳态工作电流。当将本实施例的电荷泵电路应用于电池充电系统时，应用本实施例技术方案使在稳态下维持较低的静态工作电流还有利于延长电池的使用时间。

实施例2：

图4为本实施例提供的一种电荷泵电路的控制电路结构示意图，参见图4所示，该控制电路主要包括：误差检测反馈电路401、误差放大电路402、控制电压信号生成电路403。

连接关系以及工作原理是，误差检测反馈电路401接入电荷泵电路(其可以但不限于如图1或者图7或者图3所示)的输入电压Vin以及输出电压Vo(其可以但不限于通过采样获得)误差检测反馈电路401实时检测输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV，输出一误差反馈信号Vb，误差反馈信号Vb用于表征当前输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV，将误差反馈信号Vb输入至误差放大电路402。

误差放大电路402比较当前误差反馈信号Vb与预设的参考电压信号，输出误差放大信号为Ve。其中该参考电压信号Vref用于表征输出电压Vo与输入电压Vin之间的期望差值ΔVth的的大小，将该误差放大信号Ve输入至控制电压信号生成电路403。

控制电压信号生成电路403根据误差放大信号Ve生成控制电压信号，使当输出电压Vo与输入电压vin之间的差值ΔV大于差值期望值ΔVth时，控制电压信号的频率f(t)随输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV正向变化：当ΔV＞ΔVth时，f(t)随输出电压与输入电压Vin之间的差值ΔV正向变化，即此时f(t)随ΔV的增大而增大，随ΔV的减小而减小。

进一步的工作原理以及有益效果参见实施例1中的相应描述。

作为本实施例的示意，本实施例可以但不限于采用图5所示电路结构的误差检测反馈电路401。参见图5所示，该误差检测反馈电路401包括：第一开关管M1、第二开关管M2、第一电阻R1、第二电阻R2。

作为本实施例的示意，本实施例以选用PMOS作为本实施的第一开关管M1、第二开关管M2为例对本实施例电路以及原理进行示意说明。

参见图5所示，第一开关管M1的源极“S”与输入电压Vin的输入端连接，栅极“G”与第二开关管M2的栅极“G”连接，在第一开关管M1的设置时，使当被控制的电荷泵电路有输入电压Vin输入时，第一开关管M1时钟处于导通状态。

作为本实施例的示意，参见图5所示，可以在第一开关管M1的栅极“G”与漏极“D”连接，在其共同连接节点上串联电流源I1与控制地连接，在偏置电流源11的偏置作用下，当有输入电压Vin输入时，第一开关管M1始终导通。

第二开关管M2的源极“S”通过串联的第一电阻R1与输出电压Vo的输出端连接，漏极“D”通过串联的第二电阻R2与控制地连接，以第二开关Q2管的漏极“D”与第二电阻的共同连接节点作为本实施例误差检测反馈电路401的输出端，输出误差反馈信号Vb，当有输出电压Vo输出时，第二开关管M2时钟处于导通状态。

本实施例误差检测反馈电路401的工作原理时，在由输入电压Vin输入时，有输出电压Vo输出时，第一开关管M1、第二开关管M2均导通，此时第一开关管M1以及第二开关管M2的栅极电压Vg＝VIN-Vth，Vth为第一开关管M1的开启电压，则第一电阻R1两端的电压为Vo-Vg-Vth＝Vo-Vin，此时流过第一电阻R1的电流为(Vo-Vin)/R1，由于第二开关管M2导通，则电阻R2第一端的电压即误差反馈信号Vb＝(Vo-Vin)*R2/R1，从而可以看出，误差反馈信号Vb表征了输出电压Vo和输入电压Vin之间的差值ΔV。作为本实施例的示意，在图5所示意的电路中，具体是误差反馈信号Vb与输出电压Vo和输入电压Vin之间的差值ΔV成正比例关系。

作为本实施例的示意，如图6所示，本实施例可以但不限于采用一比较器EA实现本实施例的误差放大电路402，比较器EA的第一输入端(图6中以同相输入端“+”为例)与误差检测反馈电路401的输出端连接，接入误差反馈信号Vb，第二输入端输入表征差值期望值ΔVth的参考电压信号Vref，输出端输出误差放大信号Ve。当输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV与差值期望值ΔVth之间差值越大，输出的误差放大信号Ve越大。

参加图4所示，作为本实施例的示意，本实施例的控制电压信号生成电路403可以但不限于包括：压控振荡电路4031以及逻辑控制电路4032。

其中压控振荡电路4031的输入端与误差放大电路402的输出端连接，输出端与逻辑控制电路4032的输入端连接，压控振荡电路4031根据当前误差放大信号Ve，生成一频率控制信号(记为Vf)，使当输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV大于预定的差值期望值ΔVth时，频率控制信号Vf的频率随输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV正向变化。作为本实施例的示意，压控振荡电路4031生成的频率控制信号(记为Vf可以但不限于为占空比为50％的方波信号。误差放大信号Ve越大，压控振荡电路4031产生的方波信号的频率越高，而误差放大信号Ve越小，压控振荡电路4031产生的方波信号的频率越低。

逻辑控制电路4032，用于根据频率控制信号Vf生成控制电压信号Vc，使控制电压信号Vc的频率跟随频率控制信号Vf的频率。譬如，使控制电压信号Vc的频率等于频率控制信号Vf的频率。

与实施例1的分析同理，应用本实施例技术方案，当电荷泵电路启动时，输出电压Vo与输入电压Vin相差较大，且两者之间的差值ΔV大于预定的期望误差ΔVth，此时的误差放大信号Ve的电压值相对较大，此时输出的频率控制信号Vf的频率较高，生成的控制电压信号Vc的频率也较高，此时电荷泵电路的等效内阻Ri较低，电荷泵电路的输出电流较大，电荷泵电路能快速给负载电容充电，使输出电压Vo快速上升，使电荷泵电路迅速达到稳态工作状态，具有快速的响应速度。

在电荷泵电路达到稳态前，随着输出电压Vo的上升，输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV逐渐变小，逐渐趋同于差值期望值ΔVth，在该过程中，此时的误差放大信号Ve的电压值逐渐变小，此时频率控制信号Vf的频率逐渐降低，生成的控制电压信号Vc的频率随之下降，使得电荷泵电路的等效内阻Ri增大，从而使电荷泵单元的稳态工作电流逐渐降低，当输出电压Vo的上升升高到一定程度使输出电压Vo与输入电压Vin之间的差值ΔV等于差值期望值ΔVth时，电荷泵电路的控制电压信号Vc维持较低频率，电荷泵电路维持较小的稳态工作电流。当将本实施例的电荷泵电路应用于电池充电系统时，应用本实施例技术方案使在稳态下维持较低的静态工作电流还有利于延长电池的使用时间。

图7提供了一种电荷泵升压电路具体实施电路原理图。由图7可见，该电荷泵电路包括：第一电容C1、第二电容C2、输出电容Co、第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、以及第七开关Q7。

第一开关Q1的第一端与输入电压Vin的输入端连接，第二端与第二开关Q2的第一端连接，第二开关Q2的第二端与电荷泵电路的参考地连接，参考地的电压恒定，参见图7所示，在本实施例中，在参考地上的电压为Vin-Vpp；第三开关Q3的第一端与输入电压Vin的输入端，第二端与第四开关Q4的第一端连接，第四开关Q4的第二端与参考地连接；第五开关Q5的第一端与输入电压Vin的输入端，第二端与第六开关Q6的第一端连接，第六开关Q6的第二端与第七开关Q7的第一端连接，第七端的第二端与输出电压Vo的输出端连接；第一电容C1连接在第五开关Q5的第二端与第一开关Q1的第二端之间，第二电容C2连接在第六开关Q6的第二端与第三开关Q3的第二端之间，输出电容Co连接在输出电压Vo的输出端与输入电压Vin的输入端之间；

在得到本实施例的控制电压信号Vc后，通过一反相器对控制电压信号进行反相得到一频率相同但相位与控制电压信号Vc相反的控制电压信号，将其中的控制电压信号Vc记为第一控制电压信号，将其输入至第二开关Q2、第五开关Q5、第三开关Q3、第七开关Q7的控制端，控制它们的导通以及关断；将与其反相的信号记为第二控制电压信号，将第二控制电压信号分别输入至第一开关Q1、第四开关Q4、第六开关Q6的控制端，控制它们的导通以及关断。

使当第二开关Q2、第五开关Q5、第三开关Q3、第七开关Q7导通时，第一开关Q1、第四开关Q4、第六开关Q6关断；当第一开关Q1、第四开关Q4、第六开关Q6导通时，第二开关Q2、第五开关Q5、第三开关Q3、第七开关Q7导关断。

上述电荷泵电路的工作原理是：在第一电压控制信号、第二电压控制信号的控制下，当第二开关Q2、第五开关Q5、第三开关Q3、第七开关Q7导通时，第一开关Q1、第四开关Q4、第六开关Q6关断。此时：

在输入电压Vin的输入端侧，输入至第一电容C1的第一端的电压为Vin，第二端电压为参考地电压(如Vin-Vpp)，输入电压Vin通过导通的第五开关Q5以及第二开关Q2对第一电容C1进行充电，充电回路为：Vin-Q5-C1-Q2-参考地，直到第一电容C1两端的压降为Vpp为止，以在第一电容C1上存储能量，以便在下一半周期到来时释放能量，向第二电容C2进行充电。

在输出电压Vo的输出端侧，在关断的第一开关Q1、第第六开关Q6的关断隔离下，第二电容C2与输入电压Vin的输入端以及第一电容C1相断开，第二电容C2通过导通的第七开关Q7、第三开关Q3通过输出电容Co向输出电压Vo的输出端提供电压Vo。

当第二开关Q2、第五开关Q5、第三开关Q3、第七开关Q7关断时，第一开关Q1、第四开关Q4、第六开关Q6导通。

输入电压Vin第一电容C1的充电电路断开，第二电容C2对输出电压Vo的输出端的供电电路断开，第一电容C1对第二电容C2充电，充电回路为：C1-Q6-C2-Q4-Q1。由于电容的电压不能突变，第一电容C1的第二端电接至输入电压Vin，第一电容C1的第一端的电压相对于大地被泵升到Vin+Vpp，由于第六开关Q6导通，故第二电容C2的第一端电压为Vin+Vpp，由于第四开关Q4的导通，第二电容C2第二端电压为参考地电压：Vin-Vpp，电容对第二电容C2充电，至第二电容C2两端的压降为2Vpp为止，以在第二电容C2上存储能量，以便在下一半周期到来时释放能量，对外提供输出电压Vo。

图7所示电荷泵升压电路的等效电路原理示意图参见图3所示。

作为本实施例的示意，本实施例可以但不限于选用PMOS管作为本实施的第一开关Q1、第三开关Q3、第七开关Q7；选用NMOS管作为本实施的第二开关Q2、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6。使在相互反相的控制信号的控制下，NMOS管与PMOS管的导通状态始终相反。

此时，具体是，第一开关Q1的源极“S”与输入电压的输入端连接，漏极“D”与第二开关Q2的漏极“D”连接，第二开关Q2的源极“S”与参考地连接，

第三开关Q3的源极“S”与输入电压Vin的输入端，漏极“D”与第四开关Q4的漏极“D”连接，第四开关Q4的源极“S”与参考地连接，

第五开关Q5的源极“S”与输入电压Vin的输入端，漏极“D”与第六开关Q6的源极“S”连接，第六开关Q6的漏极“D”与第七开关Q7的漏极“D”连接，第七端的源极“S”与输出电压Vo的输出端连接。

由上可见，本实施例中的电荷泵电路相对于图1所示现有技术的电荷泵电路，本实施例采用了第七开关Q7替代了图1中的二极管D，能有效避免二极管压降VD对电荷泵电路的效率的影响，即使在阈值电压Vpp较小时，在输出电压Vo的输出端仍然可以得到较高的输出电压值。

需要说明的是，在本实施例中以对图7所示的两级电荷泵电路进行了示意说明，但并不限于此，由图7原理出发还可以延伸三级、四级甚至更多级的级联电荷泵电路。

需要说明的是，在本实施例中以对图7所示的电荷泵电路的控制进行了示意说明，但并不限于此，本实施例中的控制电路还可适用于除图7所示外其他结构的电荷泵电路。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种电荷泵电路的控制方法，其特征是，包括：

实时检测电荷泵电路的输出电压与输入电压之间的差值，比较当前所述输出电压与所述输入电压之间的差值与预定的差值期望值，输出误差放大信号；

根据所述误差放大信号，生成用于控制所述电荷泵电路的控制电压信号，使在所述差值大于所述差值期望值时，所述控制电压信号的频率随所述差值正向变化，直到所述差值趋同于所述差值期望值。

2.根据权利要求1所述的电荷泵电路的控制方法，其特征是，

所述电荷泵电路包括：第一升压电容、第二升压电容、输出电容、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、以及第七开关，

所述第一开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的第二端与所述电荷泵电路的参考地连接，

所述第三开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述参考地连接，

所述第五开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第六开关的第一端连接，所述第六开关的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述输出电压的输出端连接，

所述第一升压电容连接在所述第五开关的第二端与所述第一开关的第二端之间，

所述第二升压电容连接在所述第六开关的第二端与所述第三开关的第二端之间，

所述输出电容连接在所述输出电压的输出端与所述输入电压的输入端之间；

根据所述误差放大信号，生成用于控制所述电荷泵电路的控制电压信号，包括：

根据所述误差放大信号，生成相互反相的第一控制电压信号、第二控制电压信号，所述第一控制电压信号、第二控制电压信号的频率均随所述输出电压与所述输入电压之间的差值正向变化；

将所述第一控制电压信号分别输入至所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关的控制端，将所述第二控制电压信号分别输入至所述第一开关、第四开关、第六开关的控制端，

当所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关导通时，所述第一开关、第四开关、第六开关关断，对所述第一升压电容充电，所述第二升压电容通过所述输出电容向所述输出电压的输出端提供电压；

当所述第一开关、第四开关、第六开关导通时，所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关关断，所述第一升压电容对所述第二升压电容充电。

3.一种电荷泵电路的控制电路，其特征是，包括：

误差检测反馈电路，用于实时检测被控制的电荷泵电路的输出电压、输入电压，输出表征当前所述输出电压与所述输入电压之间的差值的误差反馈信号；

误差放大电路，用于比较当前所述误差反馈信号与预设的参考电压信号，输出误差放大信号，所述参考电压信号表征所述输出电压与所述输入电压之间的差值期望值；

控制电压信号生成电路，与所述误差放大电路的输出端连接，用于根据所述误差放大信号，生成控制电压信号，将所述控制电压信号输出至被控制的电荷泵电路，使在所述差值大于所述差值期望值时，所述控制电压信号的频率随所述差值正向变化，直到所述差值趋同于所述差值期望值。

4.根据权利要求3所述的电荷泵电路的控制电路，其特征是，

所述误差检测反馈电路包括：第一开关管、第二开关管、第一电阻、第二电阻，

所述第一开关管的第一端与所述输入电压的输入端连接，控制端与所述第二开关管的控制端连接，

所述第二开关管的第一端通过串联的所述第一电阻与所述输出电压的输出端连接，第二端通过串联的所述第二电阻与控制地连接，以所述第二开关管与所述第二电阻的共同连接节点作为所述误差检测反馈电路的输出端，

当有所述输入电压输入、有所述输出电压输出时，所述第一开关管、第二开关管均处于导通状态。

5.根据权利要求4所述的电荷泵电路的控制电路，其特征是，

所述误差检测反馈电路还包括：电流源；

所述第一开关管、第二开关管均为：PMOS管；

所述第一开关管的源极与所述输入电压的输入端连接，栅极与所述第二开关管的栅极连接，漏极与栅极共同连接且共同通过串联的所述电流源与控制地连接，在所述电流源的偏置作用下，当有所述输入电压输入时所述第一开关管始终处于导通状态；

所述第二开关管的源极通过串联的所述第一电阻与所述输出电压的输出端连接，栅极通过串联的所述第二电阻与所述控制地连接，以所述第二开关管与所述第二电阻的共同连接节点作为所述误差检测反馈电路的输出端。

6.根据权利要求3或4或5所述的电荷泵电路的控制电路，其特征是，

所述控制电压信号生成电路包括：

压控振荡电路，与所述误差放大电路的输出端连接，用于根据当前所述误差放大信号，生成一频率控制信号，使当所述输出电压与所述输入电压之间的差值大于所述差值期望值时，所述频率控制信号的频率随所述输出电压与所述输入电压之间的差值正向变化；

逻辑控制电路，与所述压控振荡电路的输出端连接，用于根据所述频率控制信号生成所述控制电压信号，所述控制电压信号的频率跟随所述频率控制信号的频率。

7.根据权利要求6所述的电荷泵电路的控制电路，其特征是，

所述控制电压信号的频率为：所述频率控制信号的频率。

8.一种电荷泵电路，其特征是，包括：

权利要求3至7之任一所述控制电路；

电荷泵升压电路，与所述控制电压信号生成电路的输出端连接，用于在所述控制电压信号的控制下，对所述输入电压进行直流到直流转换，输出所需的输出电压。

9.根据权利要求8所述的电荷泵电路，其特征是，

所述电荷泵升压电路包括：第一升压电容、第二升压电容、输出电容、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、以及第七开关；

所述第一开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的第二端与所述电荷泵电路的参考地连接；

所述第三开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述参考地连接，

所述第五开关的第一端与所述输入电压的输入端连接，第二端与所述第六开关的第一端连接，所述第六开关的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述输出电压的输出端连接，

所述第一升压电容连接在所述第五开关的第二端与所述第一开关的第二端之间，

所述第二升压电容连接在所述第六开关的第二端与所述第三开关的第二端之间，

所述输出电容连接在所述输出电压的输出端与所述输入电压的输入端之间；

所述控制电压信号包括相互反相的第一控制电压信号、第二控制电压信号，

所述第一控制电压信号分别输入至所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关的控制端，

所述第二控制电压信号分别输入至所述第一开关、第四开关、第六开关的控制端，

当所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关导通时，所述第一开关、第四开关、第六开关关断；

当所述第一开关、第四开关、第六开关导通时，所述第二开关、第五开关、第三开关、第七开关关断。

10.根据权利要求9所述的电荷泵电路，其特征是，

所述第一开关、第三开关、第七开关均为：PMOS管，

所述第二开关、第四开关、第五开关、第六开关均为：NMOS管，

所述第一开关的源极与所述输入电压的输入端连接，漏极与所述第二开关的漏极连接，所述第二开关的源极与所述参考地连接，

所述第三开关的源极与所述输入电压的输入端连接，漏极与所述第四开关的漏极连接，所述第四开关的源极与所述参考地连接，所述第五开关的源极与所述输入电压的输入端连接，漏极与所述第六开关的源极连接，所述第六开关的漏极与所述第七开关的漏极连接，所述第七开关的源极与所述输出电压的输出端连接。