JP2010157898A - 歪補償装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ディジタル無線通信において、送信アンプ出力の非線形歪みを抑圧するプリディストーション型歪補償方式に関し、歪抑圧性能の高いべき級数方式プリディストーション歪補償装置を提供する。
【解決手段】電力閾値決定用歪補償部４０５−１は、Ａ／Ｄ１１３から得られるフィードバック信号に対しその複数の電力範囲の各々に応じた各べき級数演算処理による歪補償処理を実行する。電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部４０５−３は、電力閾値決定用歪補償部の出力と歪補償部４０１の出力との誤差が最小となるように、電力閾値決定用歪補償部での各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する。電力閾値更新部４０５−５は、復調信号の複数の電力範囲の各々を決定する電力閾値を変更しながら、電力閾値決定用歪補償部及び電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部を動作させることにより得られる各誤差の最小値を比較して、最適な電力閾値を決定する。
【選択図】図４

Description

開示する技術は、ディジタル無線通信において、送信アンプへの入力信号に予め歪補償処理を行うことで、送信アンプ出力の非線形歪みを抑圧するプリディストーション型歪補償方式に関する。

一般に、移動体基地局等の無線送信装置に用いる高効率の送信アンプは非線形特性が強い。このため、高速無線通信用の変調信号が送信される際には、このような送信アンプにおける非線形歪みが送信変調信号に帯域外輻射電力を生じさせ、隣接送信チャネルに影響を及ぼす。

送信アンプによる帯域外輻射を抑圧する方式として、送信アンプの非線形歪特性の逆特性を有する歪信号を入力信号に付加して送信アンプに入力することにより、送信アンプにおける非線形歪を補償するプリディストーション方式が知られている。特に、送信アンプの出力を入力側にフィードバックすることにより、歪補償を適応的に行うアダプティブプリディストーション方式は、帯域外輻射を大幅に抑圧することができる。
図１０は、プリディストーション方式の原理図である。通常、送信アンプは、入力電力が大きくなるにつれて出力が飽和し、入力信号に対して線形な信号を出力することができなくなる（図１０の１００１）。このアンプの非線形特性は以下のような弊害をもたらす。

図１１は、送信アンプの非線形特性に起因するスペクトラム特性の劣化についての説明図である。
図１１に示されるように、送信アンプの非線形特性は、アンプ入力１１０１に対して、信号帯域１１０２外に、不要なスペクトラム１１０３を放射させる。この帯域外輻射電力は、帯域外の周波数を用いている別システムの特性を劣化させる。

また、図１１では信号特性に隠れているが、信号帯域１１０２内にも不要なスペクトラムを放射している。これは信号自体の特性劣化の原因となる。
更に、現在のディジタル変調方式の多くは、線形な増幅特性を必要としているので、上記のような飽和特性をもつアンプの使用においては、線形な低入力電力部分を使用せざるを得ない。これは、送信アンプの電力効率の低下につながる。

そこで、プリディストーション技術を用いて、送信アンプの入力信号に、アンプ特性の逆特性が印加される（図１０の１００２）。これに非線形なアンプ特性が付加されることで、送信アンプ出力では結果的に、図１０の１００３に示されるように、補償された線形特性を得ることができる。

プリディストーションの一方式として、従来、べき級数を用いたプリディストーション方式が提案されている。これは、図１２に示されるように、送信アンプ前段のプリディストーション部１２０１での補償動作が、入力信号ｘに対するべき級数演算によって行われる方式である。

即ち、図１２において、プリディストーション部１２０１は、入力信号ｘに対するべき級数演算を実行することにより、送信アンプ１２０５の歪補償を行う。
プリディストーション部１２０１の出力は、Ｄ／Ａコンバータ１２０２でアナログ信号に変換され、更に、直交変調器１２０３で、送信基地局に応じたローカル発振器１２０４
から発振された信号によって直交変調される。

変調された送信アナログ信号は、送信アンプ１２０５で電力増幅され、その出力が、カップラ１２０６を介して、送信アンテナ１２０７に供給され、そこから送信される。
また、送信アンプ１２０５の出力はカップラ１２０６から入力側にフィードバックされる。

即ち、カップラ１２０６の出力は、ダウンコンバータ１２０８で、送信基地局に応じたローカル発振器１２０９から発振された信号によってダウンコンバートされる。更にその出力は、Ａ／Ｄコンバータ１２１０によってディジタル信号に戻された後、特には図示しない復調器でベースバンドに戻される。

この結果得られるフィードバック信号Ｓ_fb(n) について、減算器１２１１にて、特には図示しない遅延回路で遅延させられた送信信号Ｓ_ref (n)との誤差信号ｅ(n) が算出される。

そして、係数更新部１２１２にて、最小自乗誤差（Least Mean Square ）演算に基づいてその誤差信号ｅ(n) が最小化されるように、プリディストーション部１２０１に供給されるべき級数演算係数ａ，ｂ，ｃ，ｄ等が更新される。

このようにして、べき級数演算係数が徐々に所定値に収束させられ、その所定値に収束したべき級数演算係数を用いて、プリディストーション部１２０１にて、入力信号ｘに対してべき級数演算が実行される。これにより、定常状態においては、高い電力効率を保ちながらアナログ回路部の非線形歪特性が精度良く抑圧される。そして、この非線形歪特性が温度や周波数の影響により変動した場合においても、フィードバック信号Ｓ_fb(n) によりそのアナログゲイン変動量が検出される。そして、係数更新部１２１２にてその変動量を補う方向にべき級数演算係数の値が更新され、特性の変動を動的に補償することができる。

なお、以上の構成は実際には、複素信号に対する構成を有する。
上述の従来技術の構成において、例えば、周波数２Δｆ離れた２つの正弦波信号（２トーン信号）が、べき級数でモデル化されるアンプモデルに入力すると仮定する。
ｃｏｓ２π（ｆc −Δｆ）ｔ＋ｃｏｓ２π（ｆc ＋Δｆ）ｔ
ただし、ｆc は搬送波周波数である。この結果、べき級数で表現される出力信号において、偶数次のべき乗の項には、搬送波周波数ｆc から大きく離調しアナログ部のフィルタや送信アンプ自体によって抑圧される信号成分しか含まれない。これに対して、３次のべき乗の項ではｆc ±３Δｆ、５次のべき乗の項ではｆc ±５Δｆという、搬送波周波数の近傍に不要成分が発生する。従って、送信アンプ１２０５での非線形歪は、奇数次べき乗項のみからなるべき級数によってモデル化できる。このため、図１２に示されるように、プリディストーション部１２０１で演算されるべき級数も、奇数次べき乗項のみで構成されるのが、一般的である。

今後、べき級数の数式として、簡単のためａｘ＋ｂｘ³ ＋ｃｘ⁵ ＋ｄｘ⁷ という単純なべき級数式を用いて説明する。実際の歪補償には、送信アンプ１２０５の特性をより正確にモデル化するために、Ｖｏｌｔｅｒｒａ級数をはじめとする、遅延成分を考慮に入れたより複雑な形の級数を用いるのが一般的である。これらの詳細については、下記非特許文献１に記載されている。
特開２００１−２６８１５０号公報 特開２００２−３３５１２９号公報 V. J. Mathews and G. L. Sicuranza: "Polynomial Signal Processing", John Wiley & Sons,Inc. (2000). S. Haykin: "適応フィルタ理論", 科学技術出版(2001). (鈴木博他訳). V. Mathews: "Adaptive polynomial filters", IEEE Signal Processing Magazine, pp. 10-26(1991).

しかし、図１２に示される従来のべき級数方式プリディストーション歪補償方式では、特に歪みの小さい信号を要求する基地局システムなどでは、歪成分を抑圧する性能（歪補償性能）が十分ではないという問題点を有していた。これは、大電力が必要とされる送信アンプ１２０５などでは、その非線形歪特性を入力電圧の広範囲にわたって単一のべき級数モデルで最適に近似することが難しいためである。

従って、開示する技術が解決しようとする課題は、歪抑圧性能の高いべき級数方式プリディストーション歪補償装置を提供することにある。

開示する技術は、送信信号に対してその送信信号の複数の電力範囲の各々に応じた各級数演算処理による歪補償処理を実行する歪補償部と、その歪補償部の出力に電力増幅処理を行って出力される送信信号出力のフィードバック信号に対して歪補償部に対応する歪補償処理を実行する係数更新用歪補償部と、その係数更新用歪補償部の出力と歪補償部の出力との誤差に応じて各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する係数更新アルゴリズム部とを含む歪補償装置又は方法を前提とする。

電力閾値決定用歪補償部は、フィードバック信号に対してそのフィードバック信号の複数の電力範囲の各々に応じた各級数演算処理による歪補償処理を実行する。
電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部は、その電力閾値決定用歪補償部の出力と歪補償部の出力との誤差に応じて、電力閾値決定用歪補償部での各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する。

電力閾値更新部は、フィードバック信号の複数の電力範囲の各々を決定する電力閾値を変更しながら、電力閾値決定用歪補償部及び電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部を動作させることにより得られる各誤差を比較して、最適な電力閾値を決定する。

開示する技術によれば、複数のべき級数等を用いたプリディストーション処理において各べき級数を切り替えるための電力閾値とその数を、送信信号出力に影響を与えることなく決定することが可能となる。

以下、図面を参照しながら、開示の歪補償装置の実施形態について詳細に説明する。
なお、開示の歪補償装置のプリディストーション部等の機能は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を実装して実現される。

図１２に示した従来のべき級数方式プリディストーション方式の歪補償性能を改善する方式として、複数のべき級数を用いたプリディストーション方式が考えられる。
開示する実施形態は、複数のべき級数を用いたプリディストーション方式を前提とするため、まず、その基本構成について説明する。

図１は、複数のべき級数プリディストーション方式歪補償装置の構成図である。
べき級数演算により構成されているプリディストーション部（ＰＤ部）１０１が＃１〜＃Ｎの複数個用意され、各ＰＤ部１０１は、それぞれ異なるべき級数演算係数組に基づいて異なるべき級数演算を実行する。

セレクタ１０２は、Ｎ−１個の電力閾値を保持し、図２に示される動作フローチャートに従って動作する。セレクタ１０２は、最小の閾値Ｔｈ（１）から（ステップＳ２０１）、順次（ステップＳ２０３）、最大の閾値Ｔｈ（Ｎ−１）まで（ステップＳ２０４）、以下の動作を実行する。即ち、セレクタ１０２は、送信信号の電力を電力変換部１０３にて変換して得られる電力信号値を、閾値Ｔｈ（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎ−１）と大小比較する（ステップＳ２０２）。そして、セレクタ１０２は、電力信号値が閾値Ｔｈ（ｉ）より小さいと判定された時点で、＃ｉのＰＤ部１０１を選択する。なお、セレクタ１０２は、電力信号値が閾値Ｔｈ（Ｎ−１）以上であると判定した場合には、＃ＮのＰＤ部１０１を選択する（ステップＳ２０４→Ｓ２０６）。そして、セレクタ１０２は、選択したＰＤ部１０１の出力を、Ｄ／Ａコンバータ１０５に供給する。

Ｄ／Ａコンバータ１０５は、１つのＰＤ部１０１からの出力をアナログ信号に変換する。
その変換結果は、直交変調器１０６で、送信基地局に応じたローカル発振器１０７から発振された信号によって、直交変調される。

変調された送信アナログ信号は、送信アンプ１０８で電力増幅され、その出力が、カップラ１０９を介して、送信アンテナ１１０に供給され、そこから送信される。
また、送信アンプ１０８の出力はカップラ１０９から入力側にフィードバックされる。

即ち、カップラ１０９の出力は、ダウンコンバータ１１１で、送信基地局に応じたローカル発振器１１２から発振された信号によってダウンコンバートされる。その結果得られる出力は、Ａ／Ｄコンバータ１１３によってディジタル信号に戻された後、特には図示しない復調器でベースバンドに戻される。

これにより得られるフィードバック信号Ｓ_fb(n) は、係数更新ブロック１０４に入力する。
係数更新ブロック１０４では、送信アンプ１０８の個体差による増幅特性のばらつき、経年変化、温度変化などによる増幅特性の変化に、＃１〜＃ＮのＰＤ部１０１の各歪補償特性を適応的に対応させるために、以下の動作が実行される。

まず、＃１〜＃Ｎの減算器１０４−２にて、フィードバック信号Ｓ_fb(n)と、セレクタ１０２の出力が特には図示しない遅延回路で遅延させられて得られる送信信号Ｓ_ref (n)との各誤差信号ｅ(n) が算出される。

そして、＃１〜＃Ｎの係数更新部１０４−１にて、最小自乗誤差（Least Mean Square ）演算に基づいて、各誤差信号ｅ(n) が、係数が最適となるような所定条件を満たすように（本実施形態では各誤差信号ｅ(n) が最小化されるように）、＃１〜＃ＮのＰＤ部１０１に供給されるべき級数演算係数ａ_i ，ｂ_i ，ｃ_i ，ｄ_i 等（１≦ｉ≦Ｎ）が更新される。

このようにして、＃１〜＃Ｎの各ＰＤ部１０１における各べき級数演算係数組が徐々に所定値に収束させられ、その所定値に収束した各べき級数演算係数組を用いて各ＰＤ部１０１にて入力信号ｘに対してべき級数演算が実行される。

各べき級数演算係数組の更新には、演算量が少なく時間変動にも追従しやすい適応アルゴリズムを用いるのが一般的である。本実施形態ではべき級数演算係数組が複数組用いられるため、そのそれぞれについて適切に適応アルゴリズムを動かし、係数組を収束させるのが有効である。

べき級数演算係数組の適応アルゴリズムとしては、上述したＬＭＳのほか、ＲＬＳなどのアルゴリズムが一般的である（前記非特許文献２参照）。そして、これらのアルゴリズムでは、収束までの早さと収束後の安定性をトレードオフの関係で調節する収束係数と呼ばれる定数が重要である。例えばＬＭＳアルゴリズムを例に取ると、係数h（n）の更新式は、前述のフィードバック信号Ｓ_fb(n) 及び誤差信号ｅ(n) を用いて、次式のように表され（前記非特許文献３参照）、このうちμが収束係数となる。
ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｅ（ｎ）ｓ_fb（n）
「e（n）Ｓ_fb(n)」という係数更新成分の大きさがμ倍されてから現時点の係数h（n）に加算されることで次時点の係数ｈ（ｎ＋１）が計算されるので、μが大きいほど収束が早くなる。一方、一度収束してしまえばh（n）を大きく変化させる必要はなく、μが小さいほど収束後の安定度が増す。

以上のようにして、定常状態においては、高い電力効率を保ちながらアナログ回路部の非線形歪特性が精度良く抑圧される。そして、この非線形歪特性が温度や周波数の影響により変動した場合においても、フィードバック信号Ｓ_fb(n) によりそのアナログゲイン変動量が検出されて、係数更新ブロック１０４にてその変動量を補う方向に各べき級数演算係数組が更新される。この結果、特性の変動を動的に補償することができる。

図３は、複数のべき級数を用いた歪補償の概念図であり、入力電力対アンプ逆特性（ゲイン特性）の例を示した図である。
べき級数を用いて模擬すべきアンプ逆特性３０１は、実際の送信アンプではかなり複雑な曲線をしており、これを１つのべき級数で表す場合誤差が大きくなる。そこで、図１の歪補償装置の構成では、図３に示されるように、送信信号の（変換された）電力値において閾値１、閾値２といった閾値が設けられる。そして、これらの閾値によって区切られる入力電力区間毎に、＃１〜＃３といった異なるべき級数組３０２によって、歪補償演算が実行されるのである。

これによって、歪補償演算において、べき級数を単独で用いた場合に比べて、より実際のアンプ逆特性３０１に近い特性をモデル化することができ、歪補償性能を向上させることができる。

ここで、セレクタ１０２が使用する複数のべき級数を選択するための電力閾値は、出力信号に品質に大きな影響を与える。この電力閾値の決定方式について、以下の実施形態の説明において、具体的に開示する。

下記の実施形態では、歪補償に用いるべき級数の係数を収束させるための回路がもう一系統用意され、これを用いて複数のべき級数の電力閾値が決定される。これによって、アンプ出力の特性劣化が許されない運用中にも自由に閾値の最適設定を行うことができ、工場での調整手番の減少や、運用環境での適切な閾値設定が可能となる。

図４は、図１の構成をベースとする歪補償装置の実施形態の構成図である。
図４において、図１の場合と同じ構成部は同じ番号が付されている。
図４において、歪補償部４０１は、図１の＃１〜＃ＮのＰＤ部１０１、セレクタ１０２
、及び電力変換部１０３に対応している。また、減算器４０３は、図１の＃１〜＃Ｎの減算器１０４−２に対応し、係数更新用歪補償部４０２及び係数更新アルゴリズム部４０４は、図１の＃１〜＃Ｎの係数更新部１０４−１に対応している。係数更新用歪補償部４０２の構成は、歪補償部４０１の構成と同じである。

歪補償部４０１から出力されたプリディストーション信号と、送信アンプ１０８からカップラ１０９を介してフィードバックされた出力信号が係数更新用歪補償部４０２を通った信号との誤差信号が、減算器４０３にて得られる。そして、その誤差信号に対して、係数更新アルゴリズム部４０４が、ＬＭＳ、ＲＬＳなどの係数更新アルゴリズムを実行することにより、更新された複数のべき級数演算係数組を得る。この更新された複数のべき級数演算係数組が、歪補償部４０１及び係数更新用歪補償部４０２に設定されることにより、係数の更新が完了する。

本実施形態では、この通常の係数更新ブロックの他に、電力閾値決定部４０５が設けられる。このもう一系統の係数更新部は、基本動作としては通常の係数更新部と同様である。即ち、電力閾値決定用歪補償部４０５−１は、歪補償部４０１と同じ構成を有する。しかしながら、電力閾値決定部４０５は、実際の送信信号に対してプリディストーションを行う歪補償部４０１及び係数更新用歪補償部４０２の、べき級数演算係数組を更新することはしない。その代わりに、電力閾値決定部４０５は、電力閾値更新部４０５−５にて電力閾値を変更しながら、減算器４０５−２にて得られる誤差信号を誤差信号平均部４０５−４を介して観測することで、最適な電力閾値を決定する。歪補償部４０１及び係数更新用歪補償部４０２の複数のべき級数演算係数組は更新されないことから、送信アンプ１０８の出力には影響を与えずに電力閾値の決定動作を行うことができる。

図５は、電力閾値決定部４０５内の電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部４０５−３、誤差信号平均部４０５−４、及び電力閾値更新部４０５−５の制御動作を示す動作フローチャートである。

最初の段階では複数べき級数の電力閾値は決定されていない。このためまず、歪補償装置の動作開始時には、１つの級数の状態での係数更新アルゴリズム部４０４における通常のべき級数演算係数組の更新処理が、級数が収束するまで実行される（ステップＳ５０１）。

このようにして演算されたべき級数演算係数組が、初期値として、電力閾値決定用歪補償部４０５−１に設定される（ステップＳ５０２）。
この状態でまず、最初の電力閾値が初期設定されて２級数状態とされる（ステップＳ５０３）。そして、電力閾値更新部４０５−５が、所定範囲で電力閾値を更新しながら（ステップＳ５０８）、全ての電力閾値が処理されたと判定するまで（ステップＳ５０９）、以下のステップＳ５０４からＳ５０７までの一連の処理を実行させる。

即ちまず、電力閾値更新部４０５−５が、現在の電力閾値を電力閾値決定用歪補償部４０５−１内のセレクタ１０２（図１参照）に設定してプリディストーション処理（図２参照）を実行させる。そして、電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部４０５−３が、電力閾値決定用歪補償部４０５−１におけるべき級数演算係数組を更新する（ステップＳ５０４）。

上記べき級数演算係数組が十分収束した時点で、誤差信号平均部４０５−４が、減算器４０５−２から出力されている誤差信号の平均値を演算する（ステップＳ５０５）。
続いて、電力閾値更新部４０５−５が、上述のようにして現在得られている誤差信号の平均値が、現在内部に保持されている誤差信号の最小値よりも小さいか否かを判定する（
ステップＳ５０６）。

現在の誤差信号の平均値が誤差信号の最小値よりも小さければ、電力閾値更新部４０５−５は、誤差信号の最小値を現在の誤差信号の平均値によって置き換え、現在の電力閾値を新たに内部に記憶する（ステップＳ５０７）。なお、誤差信号の最小値の初期値は十分に大きな値とされ、最初の誤差信号の平均値が誤差信号の最小値として選択され、そのときの電力閾値が記憶される。

全ての電力閾値に対して上述のステップＳ５０４からＳ５０７までの処理が完了した時点で、電力閾値更新部４０５−５は、内部に記憶されている誤差信号の最小値に対応する電力閾値を、新たに採用する電力閾値として決定する（ステップＳ５１０）。

以上のようにして、電力閾値が変更させられながら誤差信号の平均値が比較されることにより、最適な電力閾値が決定される。
電力閾値更新部４０５−５は、このようにして決定された最適な電力閾値を、歪補償部４０１内のセレクタ１０２（図１参照）に設定することで、実際のプリディストーション処理（図２参照）を最適な電力閾値にて動作させることができる。また、電力閾値更新部４０５−５は、最適な電力閾値で収束したべき級数演算係数組も同時に、歪補償部４０１及び係数更新用歪補償部４０２に設定することで、各歪補償部での係数収束時間を短くすることができる。

次に、図６は、級数の数（即ち図２における電力閾値の数Ｎ）を増加させるために電力閾値決定部４０５が実行する制御動作を示す動作フローチャートである。
電力閾値決定部４０５は、まず、電力閾値の数Ｎの値を１（ステップＳ６０１）から順次増やしながら（ステップＳ６０５）、以下の一連の処理を実行する。

まず、電力閾値決定部４０５は、現在決定されている電力閾値の数Ｎにおいて、図５の動作フローチャートを実行してＮ個の最適な電力閾値を決定する（ステップＳ６０２）。
次に、電力閾値決定部４０５は、前回の最適な電力閾値の決定時の誤差信号の最小値（図５のステップＳ５１０参照）と、今回の最適な電力閾値の決定時の誤差信号の最小値とを比較する（ステップＳ６０３）。

この結果、電力閾値決定部４０５は、誤差の減少量が所定の定数εよりも小さくなったか否かを判定される（ステップＳ６０４）。
誤差の減少量が所定の定数εよりも小さくなっていなければ、電力閾値決定部４０５は、電力閾値の数Ｎを＋１し（ステップＳ６０５）、ステップＳ６０２の処理を再度実行する。

誤差の減少量が所定の定数εよりも小さくなった時点で、電力閾値決定部４０５は、前回の電力閾値の数Ｎ−１で十分として、電力閾値の数を確定する（ステップＳ６０６）。これにより、より適切な電力閾値の数Ｎを用いて、最適な電力閾値が決定される。

図７は、図４の電力閾値決定部４０５の動作タイミングを検出する一構成例を示す図である。
図７においては、タイミング検出部１ ７０１が、減算器４０３が出力する誤差信号の電力値を平均し、その平均値が所定の閾値を超えた時点で、電力閾値決定部４０５での電力閾値決定処理（図５）を起動する。

図８は、図４の電力閾値決定部４０５の動作タイミングを検出する他の構成例を示す図である。
図８においては、タイミング検出部２ ８０１が、まず、Ａ／Ｄコンバータ１１３から出力されるフィードバック信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して周波数スペクトラムを求める。

そして、タイミング検出部２ ８０１は、算出した周波数スペクトラムからＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒａｔｉｏ）を算出し、この値が所定の閾値を超えた時点で、電力閾値決定部４０５での電力閾値決定処理（図５）を起動する。

ＡＣＬＲは、図９に示される物理量であり、周波数スペクトラム上で、隣接チャネル帯域電力Ｉと信号帯域電力Ｓとの比［ｄＢ］として定義され、隣接チャネルへの電力の漏れを示す指標である。

このように、本実施形態の歪補償装置では、誤差信号の電力値の平均値が閾値を越えたタイミング、又はＡＣＬＲが閾値を越えたタイミングで、電力閾値決定処理を起動することで、処理を効率良く行って最適な電力閾値とその数を決定し、非線形歪特性を精度良く抑圧することができる。

以上説明した実施形態は、べき級数モデルを基準として説明したが、開示した技術は、様々な級数モデルに適用することが可能である。

複数のべき級数プリディストーション方式歪補償装置の構成図である。 セレクタによるべき級数の選択動作を示す動作フローチャートである。 複数のべき級数を用いた歪補償の概念図（入力電力対アンプ逆特性（ゲイン特性）の例を示した図）である。 歪補償装置の実施形態の構成図である。 閾値決定アルゴリズムの動作フローチャートである。 閾値増加アルゴリズムの動作フローチャートである。 電力閾値決定部４０５の動作タイミングを検出する一構成例を示す図である。 電力閾値決定部４０５の動作タイミングを検出する他の構成例を示す図である。 ＡＣＬＲの説明図である。 プリディストーション方式の原理図である。 送信アンプの非線形特性に起因するスペクトラム特性の劣化についての説明図である。 従来の歪補償装置の構成図である。

符号の説明

１０１、１２０１ プリディストーション部（ＰＤ部）
１０２ セレクタ
１０３ 電力変換部
１０４ 係数更新ブロック
１０４−１、１２１２ 係数更新部
１０４−２、４０３、４０５−２、１２１１ 減算器
１０５、１２０２ Ｄ／Ａコンバータ
１０６、１２０３ 直交変調器
１０７、１１２、１２０４、１２０９ ローカル発振器
１０８、１２０５ 送信アンプ
１０９、１２０６ カップラ
１１０、１２０７ 送信アンテナ
１１１、１２０８ ダウンコンバータ
１１３、１２１０ Ａ／Ｄコンバータ
４０１ 歪補償部
４０２ 係数更新用歪補償部
４０３ 減算器
４０４ 係数更新アルゴリズム部
４０５ 電力閾値決定部
４０５−１ 電力閾値決定用歪補償部
４０５−３ 電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部
４０５−４ 誤差信号平均部
４０５−５ 電力閾値更新部
７０１ タイミング検出部１
８０１ タイミング検出部２

Claims (6)

1. 送信信号に対して該送信信号の複数の電力範囲の各々に応じた各級数演算処理による歪補償処理を実行する歪補償部と、該歪補償部の出力に電力増幅処理を行って出力される送信信号出力のフィードバック信号に対して前記歪補償部に対応する歪補償処理を実行する係数更新用歪補償部と、該係数更新用歪補償部の出力と前記歪補償部の出力との誤差に応じて前記各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する係数更新アルゴリズム部とを含む歪補償装置において、
   前記フィードバック信号に対して該フィードバック信号の複数の電力範囲の各々に応じた各級数演算処理による歪補償処理を実行する電力閾値決定用歪補償部と、
   該電力閾値決定用歪補償部の出力と前記歪補償部の出力との誤差に応じて、前記電力閾値決定用歪補償部での各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部と、
   前記フィードバック信号の複数の電力範囲の各々を決定する電力閾値を変更しながら、前記電力閾値決定用歪補償部及び前記電力閾値決定用係数更新アルゴリズム部を動作させることにより得られる各誤差を比較して、最適な電力閾値を決定する電力閾値更新部と、
   を含むことを特徴とする歪補償装置。
2. 前記電力閾値更新部は更に、前記電力閾値の数を変更しながら、該変更毎に得られる前記最適な電力閾値の誤差の変化の度合いを比較することにより、前記電力閾値の数の最適値を決定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記電力閾値更新部は更に、前記最適な電力閾値を決定したときに得られている前記各級数演算係数組を、前記歪補償部及び前記係数更新用歪補償部に初期値として与える、
   ことを特徴とする請求項１又は２の何れか１項に記載の歪補償装置。
4. 前記係数更新用歪補償部の出力と前記歪補償部の出力との誤差の電力の平均値を算出し、該平均値が所定の閾値を超えたときに前記電力閾値更新部を起動するタイミング検出部を更に含む、
   ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の歪補償装置。
5. 前記復調信号における隣接チャネル帯域電力の信号帯域電力に対する比を算出し、該比が所定の閾値を超えたときに前記電力閾値更新部を起動するタイミング検出部を更に含む、
   ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の歪補償装置。
6. 送信信号に対して該送信信号の複数の電力範囲の各々に応じた各級数演算処理による歪補償処理を実行する歪補償ステップと、該歪補償ステップの出力に電力増幅処理を行って出力される送信信号出力のフィードバック信号に対して前記歪補償ステップに対応する歪補償処理を実行する係数更新用歪補償ステップと、該係数更新用歪補償ステップの出力と前記歪補償ステップの出力との誤差に応じて前記各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する係数更新アルゴリズムステップとを含む歪補償方法において、
   前記フィードバック信号に対して該フィードバック信号の複数の電力範囲の各々に応じた各級数演算処理による歪補償処理を実行する電力閾値決定用歪補償ステップと、
   該電力閾値決定用歪補償ステップの出力と前記歪補償ステップの出力との誤差に応じて、前記電力閾値決定用歪補償ステップでの各級数演算処理に用いられる各級数演算係数組を更新する電力閾値決定用係数更新アルゴリズムステップと、
   前記フィードバック信号の複数の電力範囲の各々を決定する電力閾値を変更しながら、前記電力閾値決定用歪補償ステップ及び前記電力閾値決定用係数更新アルゴリズムステッ
   プを動作させることにより得られる各誤差を比較して、最適な電力閾値を決定する電力閾値決定ステップと、
   を含むことを特徴とする歪補償方法。