JP2014523171A - プレディストーション回路、無線通信ユニット、及び係数推定のための方法 - Google Patents

Abstract

プレディストーション回路は、高調波の存在下で歪み補正を提供する。プレディストーション回路は、デジタル入力信号を受信する入力部と、非線形デバイスへ動作上結合されて高調波項を生成するアップコンバージョン要素へデジタル出力信号を供給する出力部と、非線形デバイスへ動作上結合され、それから出力無線周波数信号を受信し、デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正を決定するよう配置されるプロセッサとを有する。プロセッサは更に、同じ次数の項が異なる係数を有するところのデジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を含むデジタル補正を決定するよう配置される。

Description

本発明の分野は、無線通信ユニット、プレディストーション回路、及びそのための係数推定の方法に関する。本発明は、線形性能に影響を及ぼしうる局所発振器信号周辺の信号を考慮するプレディストーション回路のモデリングに適用可能であるが、これに限られない。

本発明の第一焦点及び適用は、無線電気通信用途において使用可能な無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の分野である。無線通信システムが利用することができる有限なスペクトルへの継続的な圧迫は、スペクトル的に効率的な線形変調方式の開発を強いている。複数のそれら非線形変調方式のエンベロープは不安定であるから、それらは、アンテナへ供給される平均電力を著しく最大電力よりも低くならしめ、電力増幅器の効率は悪くなる。具体的に、この分野においては、電力増幅器の‘バックオフ’（線形）領域において高い性能を提供することができる高効率トポロジを開発するに当たって、相当の研究努力が費やされてきた。

線形変調方式は、スペクトル再生（ｒｅｇｒｏｗｔｈ）からの不要な帯域外放射を最小限とするために変調信号の線形増幅を必要とする。しかし、典型的なＲＦ増幅装置内で使用される能動素子は、本来、本質的に非線形である。消費されるＤＣ電力のほんの一部がＲＦ電力に変換される場合にのみ、増幅装置の伝達関数は直線によって、すなわち、理想的な線形増幅器の場合に見られるように、近似され得る。この動作モードは、携帯型（加入者）無線通信ユニットが受け入れることできないほど効率が低いＤＣ−ＲＦ変換を提供する。更に、低い効率はまた、基地局にとって問題であると認識されている。

更に、携帯型（加入者）設備における重要性は、バッテリ寿命を延ばすことである。線形性及び効率の両方を達成するよう、所謂線形化技術が、より効率的な増幅器クラス、例えば、クラス‘ＡＢ’、‘Ｂ’又は‘Ｃ’増幅器の線形性を改善するために使用される。多種多様な線形化技術が存在し、それらはしばしば、カルテシアンフィードバック、フィードフォワード、及び適応プレディストーションといった線形伝送を設計する際に使用される。

最新のＲＦ通信標準（例えば、広帯域符号分割多重アクセス（ＷＣＤＭＡ（登録商標））、時分割同期化符号分割多重アクセス（ＴＤＳＣＤＭＡ）、等）は、より大きいピーク・ツー・アベレージ比及び結果としてアナログ送信機に対するより厳しい線形性要求を犠牲にして、高データレートでありながら比較的低いバンド幅のデジタル変調方式を使用する。あいにく、線形性要求の高まりは、通常は、より高い電流消費に変わる。

ディープサブミクロンＣＭＯＳの出現は、非線形性を補償することができるデジタルプレディストーション（ＤＰＤ）の使用を可能にした。特に、ＤＰＤは、非線形バイアス点が用いられながら低電流で動作するアナログ回路及びデバイスを可能にした。そのような技術は、追加のデジタル処理を犠牲にして実施されるが、全体として電流消費における正味の低減をもたらす。最先端の直接変換ＲＦ送信機におけるパッシブミキサの使用はまた、ノイズ及び線形性能を保ちながら、電力消費を低減するのを助けてきた。しかし、このようなミキサは、その出力において強い局所発振器（ＬＯ）高調波を生成する。そのような高調波の存在は、それらが後続の段における非線形性によってＬＯ周波数にダウンコンバートされるので、望ましくない。

デジタルベースバンドプレディストーション回路は、通常、増幅器の前に置かれ、増幅器における非線形性効果を補償して、増幅器が低スペクトル再生を保ちながらその最大出量電力のより近くで動作することを可能にするよう配置される。“Ａ ｇｅｎｅｒａｌｉｓｅｄ ｍｅｍｏｒｙ ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｏｆ ＲＦ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”と題されたＩＥＥＥ報告書は、帯域幅が増大するにつれて必須であるプレディストーションモデルにおけるメモリ効果を含むプレディストーション技術への近年の改善について記載する。この報告書の中で、一般的なボルテラ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ）表現は、メモリ多項式に基づくプレディストーションモデルを用いる古典的なウィナー（Ｗｉｅｎｅｒ）、ハマーシュタイン（Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎ）、及び並列ウィナー構造に関係している。

図１は、直交入力Ｉ_ｉ１０２及びＱ_ｉ１０４を伴う簡略化された既知のデジタルプレディストーションアーキテクチャ１００を表す。直交入力Ｉ_ｉ１０２及びＱ_ｉ１０４は夫々、バンドパスフィルタリング（ＢＰＦ）及び増幅器を有する周波数アップコンバージョン（しばしば狭帯域ミキサ）段（図１では、‘アップコンバージョン＋ＢＰＦ＋非線形性’と表される。）１０６へ入力される。周波数アップコンバージョン段は共同して、それを通る信号に非線形性を導入する。増幅器段は通常、高電力非線形電力増幅器（ＰＡ）が後に続く線形ドライバである。次いで、非線形出力は、直交出力Ｉ_ｏ１１２及びＱ_ｏ１１４を特定するために、受信機モジュール（図１では、‘ＲＸ’と表される。）へ適用される。歪みグラフ１１６において表されるように、直交出力Ｉ_ｏ１１２及びＱ_ｏ１１４は、直交入力Ｉ_ｉ１０２及びＱ_ｉ１０４と比較される場合に、歪んだ非線形（非直線）応答に従う。この歪みを補償するよう、プレディストーションが、通常は、プレディストーショングラフ１１８において表されるように、直交入力Ｉ_ｉ１０２及びＱ_ｉ１０４に導入される。このように、帯域通過フィルタリング及び増幅を有する周波数アップコンバージョン段の歪み効果は、線形な直線応答出力をもたらす。

この典型的な回路は、周波数アップコンバージョン段で生成される局所発振器（ＬＯ）高調波を、非線形増幅装置に対するそれらの影響を最小限とするために除去するようＢＰＦを使用する。出力が線形であることを確かにするよう適応プレディストーション応答を生成するために、プレディストーション係数はしばしば、Ｉ−Ｑ出力が予測因子として使用され且つＩ−Ｑ入力が応答データとして使用されるフィッティングアルゴリズムを用いて決定される。

プレディストーション係数を生成する一例となるモデルが以下で与えられる。入力複素バースバンド信号はＺ＝Ｉ＋ｊ・Ｑであり、なお、Ｉは同相信号であり、Ｑは直交信号である。最先端の無記憶非線形モデルは：

又は同等に、係数が実数である場合は、

を用いて、プレディストーションをなされた複素ベースバンドＺ’＝Ｉ’＋ｊ・Ｑ’を計算する。

上記のモデルにおいて、多項式係数は、所謂振幅変調（ＡＭ）乃至位相変調（ＰＭ）歪み効果を考慮するために複雑になり得る。しかし、いずれの場合にも、Ｉ^３に乗じる係数はＩ・Ｑ^２に乗じる係数と同じである点に注目すべきである。この制限は、図２において表されるように、非線形デバイス段の入力でのＬＯ高調波の存在の問題を生じさせる。

図２は、周波数（Ｆ）に対する電力スペクトル密度（ＰＳＤ）の簡略化されたグラフを表す。ＬＯ信号２０２が示されている。ドライバ非線形性は、搬送波の周辺でスペクトル再生２０３を生じさせ、また、ＬＯの二次高調調波成分（２ＬＯ）２０４及び三次高調波成分（３ＬＯ）２０６といった、ＬＯ高調波における周波数成分及びスペクトル再生を生じさせる。望ましくは、最先端のモデルがこのシナリオをモデル化する。

しかし、実際には、ハードスイッチドミキサ（低ノイズを生成する際のそれらの優れた性質により現在しばしば使用される。）を用いて、例えば図１の周波数アップコンバージョン段１０６からのミキサ出力も、特定の大きな三次高調波を引き起こすスイッチング動作の方形波効果により、ＬＯ高調波の周辺の周波数成分を示す。例えば、奇数次ＬＯ高調波は、特にパッシブミキサにおいて高い（三次では−９．５ｄＢｃ、五次では−１４ｄＢｃ、・・・）。また、２ＬＯの周辺の周波数成分は、図２において図式的に表されるように、不可避である。前述の場合において、ドライバ非線形性は、搬送波の周辺でスペクトル再生２１３を生じさせるが、この場合に、再生の一部は、ＬＯ２１２へダウンミキシングする二次及び三次ＬＯ高調波２０４、２０６でのエネルギから生成される（２１４、２１６）。最先端の非線形性モデルはこのシナリオに苦しむ。従って、デジタルプレディストーション（ＤＰＤ）技術は、そのようなＬＯ高調波及びスペクトル再生の非線形性効果を的確に補償しようと努力する。

このように、今日使用されるデジタルプレディストーション技術は、所与の非線形ブロックに入るＬＯ周辺の信号のみが存在することを確かにする。既知のＤＰＤ手法は、メモリ効果（広変調バンド幅信号を扱う場合に重要である。）のモデリングを用いても又は用いなくてもよい。

然るに、本発明は、上記の欠点の１又はそれ以上を単独で又は何らかの組み合わせにおいて軽減し、解決し、又は除去しようとする。

本発明の態様は、添付の特許請求の範囲において記載されるプレディストーション回路、無線通信ユニット、及びそれらのための方法を提供する。

本発明のそれら及び他の態様は、以降で記載される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明される。

プレディストーションをなされた信号を扱う既知の送信機アーキテクチャを表す。 図１の送信機アーキテクチャにおける周波数のエイリアシングにおける歪みの効果を図式的に表す。 本発明の実施例をサポートするよう構成される無線通信ユニットの例となるブロック図を表す。 ＤＰＤ係数推定／導出をサポートするよう構成される無線通信ユニットの送信機の一部の例となるブロック図を表す。 反復的なＤＰＤ係数推定／導出をサポートするよう構成される無線通信ユニットの送信機の一部の１のより詳細な例となるブロック図を表す。 反復的なＤＰＤ係数推定／導出をサポートするよう構成される無線通信ユニットの送信機の一部の更なるより詳細な例となるブロック図を表す。 非反復的なＤＰＤ係数推定のための例となるフローチャートを表す。 反復的なＤＰＤ係数推定のための例となるフローチャートを表す。

本発明の更なる詳細、態様及び実施形態は、単なる一例として、図面を参照して記載される。図中の要素は、簡単及び明りょうさのために表されており、必ずしも実寸通りではない。同じ参照符号は、理解を容易にするために夫々の図において含まれている。

本発明の例は、第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）の専門用語におけるユーザ設備（ＵＥ）（ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）のような無線通信ユニットにおいて使用される広帯域デジタルプレディストーション（ＤＰＤ）回路に関して記載される。本発明の例は、非線形低電流消費無線周波数（ＲＦ）送信機と共に使用される広帯域デジタルプレディストーション回路に関して記載される。本発明の例は、依然として線形な仕様を満足しながら、送信機全体で消費される電流を低くすることができる。記載されるＤＰＤ技術は、搬送波周辺の信号エネルギによって引き起こされるスペクトル再生のみを扱う既存の狭帯域ＤＰＤ技術とは対照的に、非線形に起因して搬送波に畳み込まれるＬＯ高調波を正確にモデル化し補償する。

なお、当業者に明らかなように、ここで記載される発明概念は、改善された線形性及び効率から恩恵を受ける如何なるタイプのプレディストーション回路、無線通信ユニット又は無線送信機においても具現されてよい。また、本発明の例は、１以上の非線形段の入力で特定されるＬＯ高調波周辺の信号の存在をモデル化することに関しても記載される。なお、当業者に明らかなように、ここで記載される発明概念は、ＬＯ高調波によって影響を与えられ得る如何なる非線形回路においても具現されてよい。

更に、本発明の例は、パッシブミキサを用いることによる幾つかの利点を、極めて非線形であるが非常に電流効率が良いＰＡドライバと組み合わせることに関して記載されるが、本発明は、あらゆる周波数変換アーキテクチャ及びあらゆる後続の非線形段、例えば、非線形ドライバ又は電力増幅器により実施されてよいと予想される。

幾つかの例において、新規の非線形送信機アーキテクチャが記載され、当該アーキテクチャは、幾つかの例では、非線形低電流消費ＲＦ送信機とともに使用される広帯域デジタルプレディストーション（ＤＰＤ）技術に適する。プレディストーション回路は、高調波の存在下で歪み補正を提供する。プレディストーション回路は、デジタル入力信号を受信する入力部と、非線形デバイスへ動作上結合されて高調波項を生成するアップコンバージョン要素へデジタル出力信号を供給する出力部と、前記非線形デバイスの出力へ動作上結合されてそれから出力無線周波数信号を受信し、前記デジタル入力信号に適用されるデジタル補正を決定するよう配置されるプロセッサとを有し、該プロセッサは更に、異なる係数を有するデジタル補正を決定するよう配置される。

結果として、依然として線形な仕様を満足しながら、送信機全体として消費される電流は低くなる。記載されるＤＰＤ技術の例は、例えば、非線形性に起因して搬送波に畳み込まれるＬＯ高調波を正確にモデル化し補償する。これは、搬送波周辺の信号エネルギによって引き起こされるスペクトル再生のみを扱う既存の狭帯域ＤＰＤ技術とは対照的である。

まず図３を参照して、無線通信ユニット（時々、セルラー通信の関連でモバイルサブスクライバ（ＭＳ）ユニットと、又は第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）に関してユーザ設備（ＵＥ）と呼ばれる。）のブロック図が、本発明の一実施例に従って示されている。無線通信ユニット３００はアンテナ３０２を有する。アンテナ３０２は、望ましくは、デュプレクスフィルタ又はアンテナスイッチ３０４へ結合されている。デュプレクスフィルタ又はアンテナスイッチ３０４は、無線通信ユニット３００内で受信段と送信段との間の分離を提供する。

受信段は、当該技術で知られており、受信機フロントエンド回路３０６（有効に受信、フィルタリング及び中間又はベースバンド周波数変換を提供する。）を含み、該フロントエンド回路３０６は、受信信号のベースバンド表現を生成するために受信信号と混合する局所発振器信号を供給する周波数生成回路３３０へ動作上結合されている。フロントエンド回路３０６は、信号プロセッサ３０８へ結合されている。信号プロセッサ３０８からの出力は、適切なユーザインターフェース３１０へ供給される。ユーザインターフェース３１０は、スクリーン又はフラットパネルディスプレイを含んでよい。コントローラ３１４は、サブスクライバユニット全体の制御を支持し、受信機フロントエンド回路３０６及び信号プロセッサ３０８（概して、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって実現される。）へ結合されている。信号プロセッサ３０８はまた、復号化／符号化関数、同期パターン、符号シーケンス等のような様々な動作レジュームを選択的に記憶するメモリデバイス３１６へも結合されている。

本発明の例に従って、メモリデバイス３１６は、無線通信ユニット３００によって出力される信号のプレディストーションにおいて使用されるＤＰＤデータと、変調データとを記憶する。更に、タイマ３１８は、無線通信ユニット３００内の動作（時間に依存した信号の送信又は受信）のタイミングを制御するようコントローラ３１４へ動作上結合されている。

送信段に関して、これは本質的に、信号プロセッサ３０８を介して送信機／変調回路３２２へ直列に結合されるユーザインターフェース３２０（例えば、キーボード又はタッチスクリーンを含む。）を有する。送信機／変調回路３２２は、送信のための入力信号を処理し、それらの信号を変調して、電力増幅器モジュール（又は集積回路）３２４で増幅するために無線周波数（ＲＦ）信号に変換する。ＰＡモジュール３２４によって増幅されたＲＦ信号はアンテナ３０２へ送られる。送信機／変調回路３２２及び電力増幅器３２４は夫々、動作上コントローラ３１４に応答する。

幾つかの例で、無線通信ユニット３００は、送信機／変調回路３２２においてミキサ（図示せず。）を有する。ミキサは、プロセッサ３０８からデジタル入力信号を受信するよう配置される。送信機／変調回路３２２は、複数の高調波項を含むミキサ出力信号を受信するようミキサへ動作上結合される少なくとも１つの非線形デバイス（例えば、前置増幅器）を更に有してよい。代替的に、少なくとも１つの非線形デバイスは、複数の高調波項を含むミキサ出力信号を受信するようミキサへ動作上結合される電力増幅器３２４であってよい。非線形デバイスは、ミキサ出力信号から非線形出力信号を生成する。一例において、非線形出力信号は、アンテナスイッチ３０４へ適用され、経路３５０を介して受信段の受信機フロントエンド回路３０６へフィードバックされる。受信機フロントエンド回路３０６からのベースバンド（及び幾つかの場合に、デジタル）出力３５２は、プロセッサへ入力される。このように、プロセッサ３０８は、非線形ＲＦ出力信号の表現を受け取るよう、少なくとも１つの非線形デバイスの出力へ動作上結合される。このように、信号プロセッサ３０８は、送信機／変調回路３２２へ適用されるデジタル入力信号へ適用されるデジタル補正を決定するよう配置される。特に、プロセッサ３０８は更に、図４乃至６を参照して記載されるように、デジタル入力信号へ適用される複数の異なる係数を含むデジタル補正を決定するよう配置される。更に、本発明の例において、プロセッサ３０８は、同じ次数の項が異なる係数を有するところのデジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項（以下でより詳細に記載される。）を含むデジタル補正を決定するよう配置される。

幾つかの例で、送信段における信号プロセッサ３０８の機能は、受信段におけるプロセッサとは別個に実施されてよい。代替的に、単一のプロセッサが、図３に示されるように、送信信号及び受信信号の両方の処理を実施するために使用されてよい。明らかに、無線通信ユニット３００内の様々な構成要素は、個別の又は集積された部品形態において実現されてよく、従って、最終の構造は、単にアプリケーション特有か又は設計選択である。

図４は、デジタルプレディストーション（ＤＰＤ）係数推定／導出をサポートするよう構成される無線通信ユニットの送信機の一部の一例となるブロック図を表す。無線通信ユニットの送信機４００は、直交入力（ｉ［ｎ］，ｑ［ｎ］）４０２，４０４を有するデジタルプレディストーション回路４０６を有する。デジタルプレディストーション回路４０６からの直交デジタル出力は、少なくとも１つのデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）４０８，４１０へ適用される。ＤＡＣ４０８，４１０は、アナログ出力を夫々のローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１２，４１４へ供給する。フィルタ処理された直交出力ｉ_ｐ（ｔ），ｑ_ｐ（ｔ）はアップミキサ（ＭＩＸ）４１６へ入力される。アップミキサ４１６は、直交アップミキサ局所発振器無線周波数信号（ＬＯｉ（ｔ），ＬＯｑ（ｔ））４１８，４２０を受信する。アップミキサ４１６からの出力（Ｓ_ｐ（ｔ））４２２は、電力増幅器及び／又はドライバのような非線形デバイス４２４（図４では‘ドライバ’と表される。）へ入力される。非線形出力（Ｓ_ｏ（ｔ））４２６は、トレーニング相の間のみ、適切な回路を介して受信機（ＲＸ）４３２へフィードバック４２８される。受信機４３２はまた、直交ダウンミキサ局所発振器無線周波数信号４１８，４２０を受信して、非線形デバイス４２４から出力される非線形ＲＦ信号のデジタル表現ｉ_ｏ［ｎ］，ｑ_ｏ［ｎ］を生成する。非線形ＲＦ出力信号のデジタル表現は、非線形デバイス４２４からの略線形な出力４２６を確かにするようＤＰＤ４０６へ適用する１以上のプレディストーション係数４３６を特定するために、係数計算機機能４３４（図４では‘係数計算器’と表される。）において直交入力４０２，４０４の複製と比較されてよい。ＤＰＤ４０６（ＤＰＤブロックのｉ入力、ｏ出力）は、次のものとして実施される：

実際には、Ｉ／Ｑ不整合が低い場合は、係数λ及びγは、式［６］において示されるように、対称性を表す：

対照的に、Ｉ／Ｑ不整合が悪い場合は、係数は対称ではなく、この場合には、係数を独立に導出することが有用である。このように、提案されるＤＰＤ４０６は、Ｉ／Ｑ不整合及びドライバ非線形性を同時に補正する。

従って、２つの組の中の一方のみがメモリ素子、例えば図３のメモリ素子３１６において記憶される必要がある。従って、実際には、次の係数計算がＤＰＤ４０６に適用されてよい：

ＬＯ高調波の存在下で、最先端のモデルは不十分である。本発明の例では、次の式の変形が、プレディストーションを実施するために提案される（ＤＰＤ４０６ブロックのｉ入力、ｏ出力）：

この場合に、本発明の実施例に従って、発明者は、Ｉ_ｉ ^３に乗じる係数が必ずしもＩ_ｉ・Ｑ_ｉ ^２に乗じる係数と同じではないことに気付き認識した。上記の式で、同相及び直交成分は、異なる係数を使用する。よって、プレディストーション方程式は、ＬＯ高調波の影響を正確にモデル化するよう操作されており、プレディストーション回路におけるプロセッサは、同じ次数の項が異なる係数を有するところのデジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を含むデジタル補正を決定するよう配置される。しかし、Ｉ／Ｑ不整合が低いシステムでは、γ_ｎ＝λ_ｎ及びγ’_ｎ＝−λ’_ｎが現れ、その場合には、いずれの式も、直交成分の二行目における符号の変化を除いて、同じである。

幾つかの例で、プレディストーション係数は、フィッティングアルゴリズムを用いて求められる。しかし、現在、デザイン行列は次のとおりである（Ｉ_ｏ及びＱ_ｏはＮ×１ベクトルであり、ｏは、ＲＸブロック４３２によってダウンコンバートされた後の非線形ブロックの出力を表す。）：

フィッティング係数を見つけるために、次のとおりである（Ｉ_ｉ及びＱ_ｉはＮ×１ベクトルであり、ｉはＤＰＤ４０６の入力にあることを意味する。）：

フィッティング係数は、次の式を解くことによって推定され得る：

他の実施形態では、式［１４］及び［１５］は、多数のよく知られている方法において解かれ得る。そのような方法の１つは、（Ｙ_ｏ ^Ｔ Ｙ_ｏ）の逆数の明示的な計算である：

Ｉ／Ｏ不整合が低いシステムでは、係数γ及びλは対称性を表す（上記を参照）。従って、理論上、２つの組のうちの一方しか計算される必要がなく、あるいは、結果は、推定の不確実性を低減するよう組み合わされてよい。

上記のプレディストーション方程式は、反復的又は非反復的なモデルを介して実施されてよい。非反復的な係数計算は、非線形性の逆数に最も良く近似する多項式を求める。しかし、幾らかより良い性能が、入力と出力との間の距離を最小限とする反復的システムにより得られる。

図５は、反復的なＤＰＤ係数推定／導出をサポートするよう構成される無線通信システムの受信機の一部のモデル５００の一例となるブロック図を表す。例となるモデル５００は、ＤＰＤ５０４へ適用される入力信号（ｚ_ｉ［ｎ］）５０２を有する。入力信号５０２の一部はまた、非線形システムから取り出されて加算結合５１４へ適用される線形ゲインに相当するプログラム可能な定数（Ｋ）５１２へも入力される。ＤＰＤ５０４から出力されるプレディストーションをなされた信号（ｚ_ｐ［ｎ］）５０６は、アップミキサ、（非線形）増幅ブロック、及びダウンミキサ（図示せず、）等の非線形システム（ＮＬＳ）５０８へ入力される。ＮＬＳ機能５０８からの出力（ｚ_ｏ［ｎ］）５１０の一部は、フィードバックループ５１８において加算結合５１４へフィードバックされる。加算結合５１４で、それは、スケーリングされた入力から減じられる。加算結合５１４からの複素出力（ε_ｋ）５１６は、反復的にプレディストーション係数を調整するようＤＰＤ５０４へ入力される。第１の反復の間、ＤＰＤ係数はγ_１＝λ_１＝［１，０，０・・・］である（ｚ_ｉ［ｎ］＝ｚ_ｐ［ｎ］であるから、プレディストーションはない。）。第１の反復の後、ｚ_ｏ［ｎ］とｚ_ｉ［ｎ］との間の複素誤差が計算され、係数の増分更新（Δγ_ｋ，Δλ_ｋ）を求めるよう以下の式のように使用される。更新は、プログラム可能な定数μにより重み付けされ、現在の係数に加えられる：

［１８］［２０］において、行列Ｙｏは、［１１］において示されるようにＮ個のサンプルを用いて構成される。ｒｅａｌ｛｝及びｉｍａｇ｛｝の演算子は夫々、ε_ｋの実数部及び虚数部を取り出す。複素ベースバンド信号とそれらの同相及び直交成分との間の関係は次のとおりである点に留意されたい：

反復的なＤＰＤ係数導出技術を実施する他の選択肢は、「Ａ Ｇｅｎｅｒａｌｉｓｅｄ Ｍｅｍｏｒｙ Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ Ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｏｆ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ」と題された文書において見られるのと同じ方法を用いることであり、誤差信号が異なる方法において導出されるが式は同じである。図６は、反復的なＤＰＤ係数推定／導出をサポートするよう構成される無線通信システムの送信機の一部のモデル６００のそのような更なる例となるブロック図を表す。

例となるモデル６００は、ＤＰＤ６０４へ適用される入力信号（ｚ_ｉ［ｎ］）６０２を有する。出力信号（ｚ_ｐ［ｎ］）６０６の一部は、加算結合６１４へ入力される。ＤＰＤ６０４から出力されるプレディストーションをなされた信号はまた、アップミキサ、（非線形）増幅ブロック、及びダウンミキサ（図示せず。）等の非線形システム（ＮＬＳ）６０８へも入力される。ＮＬＳ６０８からの出力（ｚ_ｏ［ｎ］）６１０の一部は、フィードバックループにおいて第２のＤＰＤ６２０へフィードバックされる。第２のＤＰＤ６２０からの出力（ｚ_ｏｐ［ｎ］）は加算結合６１４へ入力され、加算結合６１４でそれはＮＬＳ６０８の入力から減じられる。加算結合６１４からの複素出力（ε_ｋ）６１６は、第１のＤＰＤ６０４及び第２のＤＰＤ６２０へプレディストーション係数情報６２６，６２４を供給する係数計算機能６２２へ入力される。特に、係数計算機能６２２（プロセッサによって実施される。）は、同じ次数の項が異なる係数を有するところのデジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を含むデジタル補正を決定する。係数計算は、少なくとも部分的に、上記の数式処理がｚ_ｐ［ｎ］とｚ_ｏｐ［ｎ］との間の誤差を最小限とし（ｚ_ｏｐ［ｎ］→ｚ_ｐ［ｎ］）且つＤＰＤブロックが同じである（ｚ_ｏ［ｎ］→ｚ_ｉ［ｎ］）ことから決定される。

このように、ここで提示される新規の広帯域デジタルプレディストーション（ＤＰＤ）技術は、非線形低電流消費ＲＦ送信機とともに使用されてよい。幾つかの例では、結果として、依然として線形な仕様を満足しながら、送信機全体として消費される電流は低くなる。この例では、低電流は、増幅器がより低いバイアシングモードにおいて動作することができるためである（線形ではないが線形性はＤＰＤを用いて回復される。）。記載されるＤＰＤ技術は、搬送波周辺の信号エネルギによって引き起こされるスペクトル再生のみを扱う既存の狭帯域ＤＰＤ技術とは対照的に、非線形に起因して搬送波に畳み込まれるＬＯ高調波を正確にモデル化し補償する。

本発明の実施例は、回路において高調波歪みを補正する方法を提供する。幾つかの例で、方法は、デジタル入力信号を受信するステップと、非線形デバイスへ動作上結合されるミキサへデジタル出力信号を供給するステップと、前記ミキサからの複数の高調波項を含む前記非線形デバイスからの出力無線周波数信号を受信するステップとを有する。方法は、同じ次数の項が異なる係数を有するところの前記デジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を有する、前記デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正を決定するステップを更に有する。

次に図７を参照して、送信機段において非反復的なＤＰＤ係数推定を実行するプロセッサの例となるフローチャート７００が表されている。フローチャート７００は、デジタル入力信号の生成、つまり、ベースバンド（ＢＢ）トレーニングシーケンスが‘Ｎ’組のＩ−Ｑサンプルにより構成されること、を伴うステップ７０５で始まる。デジタル出力信号、つまり、デジタル出力トレーニングシーケンス信号は、次いで、７１０で送信機へ供給される。一実施例において、送信機は、１以上の増幅器段のような非線形デバイスへ動作上結合されるミキサ段を有する。送信機の無線周波数出力はサンプリングされて、受信機へ適用される。トレーニングシーケンス信号が送信機段を通ることで当該信号に引き起こされる歪み（特に、ミキサ段からの複数の奇数高調波項を含む。）の量は、７１５において見られるように決定される。一例において、これは、デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正の対応する量を決定することと見なされてよい。一例において、通信ユニットにおける受信機は、歪んだトレーニングシーケンス信号を捕捉し処理するために使用され、これはループバックモードと呼ばれる。歪んだトレーニングシーケンス信号は、次いで、それが７０５で構成された歪みのないトレーニングシーケンス信号と比較されることを可能にするよう、７２０で整列され、スケーリングされ、且つトリミングされる。歪んだ‘Ｎ’組のＩ−Ｑサンプルの組み合わせを用いるデザイン行列（例えば、式［１１］のＹ_ｏ）が７２５で構成される。

プロセッサは、次いで、ステップ７３０で見られるように、送信機段を通される入力ベースバンド信号に適用される場合にそれらの入力信号に対する出力信号誤差を最小限とする（ＤＰＤ）係数の組を特定する。

次に図８を参照して、反復的なＤＰＤ係数推定を実行するプロセッサの例となるフローチャート８００が表されている。フローチャート８００は、デジタル入力信号の生成、つまり、ベースバンドトレーニングシーケンスが‘Ｎ’組のＩ−Ｑサンプルにより構成されること、を伴うステップ８０５で始まる。デジタル出力信号、つまり、デジタル出力トレーニングシーケンス信号は、次いで、８１０でＤＰＤ係数（λ_ｎ，γ_ｎ）によりプレディストーションをなされ、８１５で送信機へ供給される。一実施例において、送信機は、１以上の増幅器段のような非線形デバイスへ動作上結合されるミキサ段を有する。送信機の無線周波数出力はサンプリングされて、受信機へ適用される。トレーニングシーケンス信号が送信機段を通ることで当該信号に引き起こされる歪み（特に、ミキサ段からの複数の奇数高調波項を含む。）の量は、８２０において見られるように決定される。一例において、通信ユニットにおける受信機は、歪んだトレーニングシーケンス信号を捕捉し処理するために使用され、これはループバックモードと呼ばれる。一例において、これは、デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正の対応する量を決定することと見なされてよい。歪んだトレーニングシーケンス信号は、次いで、それが８０５で構成された歪みのないトレーニングシーケンス信号と比較されることを可能にするよう、８２５で整列され、スケーリングされ、且つトリミングされる。歪んだ‘Ｎ’組のＩ−Ｑサンプルの組み合わせを用いるデザイン行列（例えば、式［１１］のＹ_ｏ）が８３０で構成される。

プロセッサは、次いで、ステップ８３５で見られるように、送信機段を通される入力ベースバンド信号に適用される場合にそれらの入力信号に対する出力信号誤差を最小限とする（ＤＰＤ）係数の組を特定する。

反復的なＤＰＤ係数推定プロセスにおいて、プロセッサは、次いで、８４０で、誤差の改善が閾値を上回っているか又は下回っているか（否か）を決定する。誤差の改善が小さい場合は、例えば、８４０で、設定された誤差閾値を下回っていると決定される場合は、プロセスは８４５で終了する。しかし、誤差の改善が依然として比較的大きい場合は、例えば、８４０で、設定された誤差閾値を上回っていると決定される場合は、プロセスはループバックし、トレーニングシーケンス信号は再び、８１０で、新しいＤＰＤ係数（λ_ｎ，γ_ｎ）によりプレディストーションをなされる。

幾つかの例で、フローチャートにおいて表されているステップの一部又は全ては、ハードウェアにおいて実施されてよく、且つ／あるいは、フローチャートにおいて表されているステップの一部又は全ては、ソフトウェアにおいて実施されてよい。幾つかの例で、図７又は図８の上記のステップは、同じ又は同様の利点を提供しながら並べ替えられてよい。

特に、上記の発明概念は、半導体製造者によって、ＰＡのためのプレディストータを有する如何なるプレディストーション回路又は集積回路にも適用され得ると考えられる。更に、例えば、半導体製造者は、プレディストータモジュールのようなスタンドアローンの装置、あるいは、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）及び／又はあらゆる他のサブシステム要素の設計において発明概念を用いてよいと考えられる。代替的に、発明の例は、個別回路又は部品の組み合わせにおいて用いられてよい。

明りょうさのために、上記の説明は、異なる機能ユニット及びプロセッサを参照して発明の実施形態を記載してきたことが認識される。しかし、例えば、電源回路又は信号調整回路又は増幅器回路に関して、異なる機能ユニット又はプロセッサの間の機能の如何なる適切な分配も、本発明を損なうことなく使用されてよいことは明らかである。例えば、別個のプロセッサ又はコントローラによって実行されるよう表される機能は、同じプロセッサ又はコントローラによって実行されてよい。従って、具体的な機能ユニットへの言及は、厳密な論理的又は物理的構造又は体系を示すのではなく、単に、記載される機能を提供する適切な手段への言及として見なされるべきである。

本発明の態様は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらのあらゆる組み合わせを含む如何なる適切な形態においても実施されてよい。本発明は任意に、少なくとも部分的に、１以上のデータプロセッサ及び／又はデジタル信号プロセッサで実行されるコンピュータソフトウェア、あるいは、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）デバイスのような設定可能なモジュール部品として、実施されてよい。よって、本発明の実施形態の要素及び部品は、物理的、機能的及び論理的に、如何なる適切な方法においても実施されてよい。実際に、機能は、単一のユニットにおいて、複数のユニットにおいて、又は他の機能ユニットの部分として、実施されてよい。

本発明は幾つかの実施形態に関して記載されてきたが、ここで挙げられている具体的な形態に制限されるよう意図されない。むしろ、本発明の適用範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。加えて、特徴は特定の実施形態に関して記載されるように見えることがあるが、当業者には当然に、記載される実施形態の種々の特徴は、本発明に従って組み合わされてよい。特許請求の範囲において、語「有する」（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）は、他の要素又はステップの存在を除外しない。

更に、個々に挙げられているとしても、複数の手段、要素、又は方法ステップは、例えば、単一のユニット又はプロセッサによって実施されてよい。加えて、個々の特徴は異なる請求項において含まれることがあるが、それらは場合により有利に組み合わされてよく、異なる請求項における包含は、特徴の組み合わせが実現可能でないか及び／又は有利でないことを示唆するわけではない。また、請求項の１カテゴリにおける特徴の包含は、このカテゴリへの制限を示唆するわけではなく、むしろ、それらの特徴が必要に応じて他の請求項カテゴリに同様に適用可能であることを示す。

更に、請求項における特徴の順序は、それらの特徴が実行されるべき如何なる具体的な順序も示唆するわけではなく、特に、方法に係る請求項における個々のステップの順序は、それらのステップがこの順序で実行されるべきことを示すわけではない。むしろ、ステップは、如何なる適切な順序においても実行されてよい。加えて、単数参照は複数個を除外しない。よって、「１つの」、「第１の」、「第２の」等への言及は、複数個を排除しない。

よって、ＤＰＤ係数推定、例えば、そのような線形且つ効率的な送信機アーキテクチャ及び特に広帯域線形送信機アーキテクチャを用いる反復的なＤＰＤ係数推定を実施する改善されたプレディストーション回路、無線通信ユニット及び方法が記載されてきた。これにより、先行技術の配置に伴う上記の欠点は実質的に解消された。

［関連出願の相互参照］
本願は、２０１１年１０月２０日付けで出願された米国特許仮出願第６１／５４９５０８号及び２０１２年９月１３日付けで出願された米国特許出願第１３／６１２８７２号に基づく優先権を主張する。優先権の基礎となるそれらの出願の内容は、参照により本願に援用される。

Claims (20)

1. 高調波の存在下で歪み補正を提供するプレディストーション回路であって、
   デジタル入力信号を受信する入力部と、
   非線形デバイスへ動作上結合されて高調波項を生成するアップコンバージョン要素へデジタル出力信号を供給する出力部と、
   前記非線形デバイスの出力へ動作上結合されて該非線形デバイスから出力無線周波数信号を受信し、前記デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正を決定するよう配置されるプロセッサと
   を有し、
   前記プロセッサは更に、同じ次数の項が異なる係数を有するところの前記デジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を有する前記デジタル補正を決定するよう配置される、
   プレディストーション回路。
2. 前記プロセッサから前記デジタル補正を受け取り、該補正を前記デジタル入力信号に適用するプレディストータ
   を更に有する請求項１に記載のプレディストーション回路。
3. 前記非線形デバイスは、前記出力無線周波数信号が前記アップコンバージョン要素によって生成される高調波項を有するような広帯域非線形増幅器である、
   請求項２に記載のプレディストーション回路。
4. 前記アップコンバージョン要素は、パッシブミキサ、ハードスイッチドミキサを含むグループの中の少なくとも１つである、
   請求項１に記載のプレディストーション回路。
5. 前記プロセッサは更に、前記非線形デバイスの少なくとも１つのメモリ効果を更に利用する前記デジタル補正を決定するよう配置される、
   請求項１に記載のプレディストーション回路。
6. 前記デジタル補正は、Ｎ個の交差項のベクトルと、Ｎ個の夫々異なる係数（γ，λ）とから生成され、
   

   

   の夫々の同相補正及び直交補正へ適用される、
   請求項１に記載のプレディストーション回路。
7. 夫々の奇数次高調波項へ適用される前記複数の異なる係数は、同相補正係数と直交補正係数との間の対称関係を有する、
   請求項６に記載のプレディストーション回路。
8. デジタル入力信号を受信するミキサと、
   前記ミキサへ動作上結合され、複数の高調波項を有するミキサ出力信号を受信して該ミキサ出力信号から非線形出力信号を生成する少なくとも１つの非線形デバイスと、
   前記非線形デバイスの出力へ動作上結合され、該非線形デバイスから出力無線周波数信号を受信し、前記デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正を決定するよう配置されるプロセッサと
   を有するプレディストーション回路を有し、
   前記プロセッサは更に、同じ次数の項が異なる係数を有するところの前記デジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を有する前記デジタル補正を決定するよう配置される、
   無線通信ユニット。
9. 前記プレディストーション回路は、前記プロセッサから前記デジタル補正を受け取り、該補正を前記デジタル入力信号に適用するプレディストータを更に有する、
   請求項８に記載の無線通信ユニット。
10. 前記非線形デバイスは、前記出力無線周波数信号が前記アップコンバージョン要素によって生成される高調波項を有するような広帯域非線形増幅器である、
    請求項９に記載の無線通信ユニット。
11. 前記アップコンバージョン要素は、パッシブミキサ、ハードスイッチドミキサを含むグループの中の少なくとも１つである、
    請求項８に記載の無線通信ユニット。
12. 前記プロセッサは更に、前記非線形デバイスの少なくとも１つのメモリ効果を更に利用する前記デジタル補正を決定するよう配置される、
    請求項８に記載の無線通信ユニット。
13. 前記デジタル補正は、Ｎ個の交差項のベクトルと、Ｎ個の夫々異なる係数（γ，λ）とから生成され、
    

    

    の夫々の同相補正及び直交補正へ適用される、
    請求項８に記載の無線通信ユニット。
14. 夫々の奇数次高調波項へ適用される前記複数の異なる係数は、同相補正係数と直交補正係数との間の対称関係を有する、
    請求項１３に記載の無線通信ユニット。
15. デジタル入力信号を受信するステップと、
    非線形デバイスへ動作上結合されるミキサへデジタル出力信号を供給するステップと、
    前記非線形デバイスから出力無線周波数信号を受信するステップと、
    前記デジタル入力信号へ適用されるデジタル補正を決定するステップと、
    前記デジタル補正が、同じ次数の項が異なる係数を有するところの前記デジタル入力信号の複数の同相及び直交の交差項を有するかどうかを決定するステップと
    を有する、回路において高調波歪みを補正する方法。
16. 前記回路は、前記プロセッサから前記デジタル補正を受け取り、該補正を前記デジタル入力信号に適用するプレディストータを更に有する、
    請求項１５に記載の方法。
17. 前記非線形デバイスは、前記出力無線周波数信号が前記アップコンバージョン要素によって生成される高調波項を有するような広帯域非線形増幅器である、
    請求項１６に記載の方法。
18. 前記非線形デバイスの少なくとも１つのメモリ効果を更に利用する前記デジタル補正を決定するステップ
    を更に有する請求項１５に記載の方法。
19. Ｎ個の交差項のベクトルと、Ｎ個の夫々異なる係数（γ，λ）とから生成し、それらを
    

    

    の夫々の同相補正及び直交補正へ適用するステップ
    を更に有する請求項１５に記載の方法。
20. 夫々の奇数次高調波項へ適用される前記複数の異なる係数は、同相補正係数と直交補正係数との間の対称関係を有する、
    請求項１９に記載の方法。

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