CN103117971A - 预失真装置、无线通信单元及相关方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种预失真电路、无线通信单元及相关方法，该预失真电路包含：一用以接收一数字输入信号的输入；一用以提供一数字输出信号至一升频转换元件的输出，该升频转换元件产生谐波项以及可选地耦接至一非线性装置；其中一处理器可选地耦接至该非线性装置的一输出以接收一输出射频信号，该处理器用以确定一数字校正以应用至该数字输入信号；其中该处理器更用以确定包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项的该数字校正，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。本发明能够对电路中出现的谐波进行失真校正。

Description

预失真装置、无线通信单元及相关方法

【技术领域】

本发明领域关于一种无线通信装置、一预失真电路(predistortion circuit)及相关系数估测方法。本发明可应用于，但不局限应用于一种考虑到本地振荡器信号周边的可能影响线性度性能的信号的预失真电路中。

【背景技术】

本发明主要可以应用于无线远端通信应用的射频(radio frequency，RF)功率放大器领域。来自无线通信系统中可用的有限频谱的持续压力迫使频谱效应线性调制机制的发展。而由于受到这些线性调制机制中包络的影响，天线所传送的平均功率远低于其最大功率，从而导致功率放大器的低效率。因此在本领域中，大量的研究致力于发展能够为功率放大器的阻塞(线性)区(‘back-off’region)提供高性能的高效率拓扑上。

线性调制机制需要调制信号的线性放大以最小化由于频谱再生所带来的不想要的带外放射。然而一典型RF放大装置中使用的有源元件本身就是非线性的，仅当已消耗的直流(DC)功率的一小部分转换为RF功率时，放大装置的转换函数才能趋近于一直线，即如同运作为一理想的线性放大器。但是，此运作模式将造成DC至RF功率转换的低效率，这对于手持(用户)无线通信单元而言是不可接受的。此外，对于基地台而言，低效率也被公认为是存在问题的。

此外，手持(用户)装置的重点在于增长电池使用寿命。为了同时实现线性度及高效率，所谓的直线化(linearisation)技术得以使用以改善高效率类别放大器，例如‘AB’类，‘B’类或‘C’类放大器的线性度。大量各式各样的直线化技术应用于线性发射器，例如笛卡儿反馈(Cartesian Feedback)，前反馈(Feed-forward)以及自适应性预失真发射器的设计中。

现今的RF通信标准(例如宽带码分多址(wideband code division multipleaccess，WCDMA)，时分同步码分多址(time division synchronised code divisionmultiple access，TDSCDMA)等)，通常以更大的峰值对平均值功率比(peak-to-average power ratios)为代价，使用具有高速率数据传输且相对低频宽的数字调制机制，从而造成模拟发射器的更严格的线性度需求。不幸的是，该增长的线性度需求通常被转变为更高的电流消耗。

深亚微米(deep-submicron)CMOS的出现使得数字预失真(DPD)技术的使用能够对非线性度进行补偿。尤其是DPD技术能够使模拟电路/装置运作于低电流模式的同时具有非线性偏置点。此技术的实作虽然以额外的数字处理为代价，却整体使电流消耗得以降低。具有高端直流转换技术的RF发射器中被动式混频器的使用同样有助于降低功率消耗，以及同时有助于提高噪声与线性度性能。但是这种类型的混频器会于其输出产生强大的本地振荡(local oscillator，LO)谐波。由于该些谐波会于下一级电路中非线性下变频回本地振荡频率，因此该些谐波的出现是不期望的。

数字基频预失真电路通常设置于放大器之前，用以补偿放大器的非线性效应，从而允许放大器运作于接近其最大输出功率处，以及同时支持低频谱再生。一篇题为“A generalised memory polynomial model for digital predistortion of RFpower amplifiers”的IEEE会议文献揭露了一种新型的改进预失真技术，其中包含在预失真模型中应用存储器效应，这对于频带增长而言尤为重要。在这篇文献中，通用的沃尔泰拉表示(Volterra representation)使用一基于存储器多项式的预失真模型，其与传统的威纳(Wiener)、哈默斯坦(Hammerstein)以及并行威纳结构相关。

图1所示是具有正交输入Ii 102与Qi 104的一种简单已有的数字预失真结构100的示意图。正交输入Ii102与Qi104分别输入至一具有带通滤波(band-passfiltering，BPF)以及具有放大功能的升频转换级(通常包含一窄频混频器)106，该转换级于图1被标记为‘升频转换+BPF+非线性’，其用于引入非线性至通过其的信号中。该放大级通常通过一线性驱动器后紧跟一高功率非线性功率放大器(PA)予以实作。该非线性输出接着提供至一接收机模块(于图1中标记为‘RX’)108以识别出正交输出Io 112与Qoi 114。如图1的失真曲线116所示，与正交输入Ii102与Qi104相比，正交输出Io 112与Qoi 114具有一失真且非线性(即非直线)的响应。为了补偿这种失真，如预失真曲线118所示，将预失真引入至正交输入Ii 102与Qi 104中。通过此方式，具有带通滤波及放大功能的升频转换级106的失真效应将产生一线性、直线的输出响应。

上述电路使用BPF以移除升频转换级中产生的LO谐波，以最小化其于非线性放大装置中引起的效应。为了产生合适的预失真响应以确保输出的线性化，预失真系数通常通过合适的演算法则予以设置，其中I-Q输出作为预测数据以及I-Q输入则作为响应数据。

一种用于产生预失真系数的示范例模型提供如下，一复合基频输入信号为Z＝I+j·Q，其中I为同相信号以及Q为正交信号。这种先进的少存储器、非线性模型通过下述方程式来计算该预失真复合基频信号Z’＝I’+j·Q’：

Z′＝β₁Z+β₃|Z|²Z+β₅|Z|⁴Z+β₇|Z|⁶Z…

＝β₁(I+j·Q)+β₃(I³+I·Q²+jQ·I²+jQ³)+…[1]

或者，若系数为实数，可等效的使用如下方程式：

I′＝β₁I+β₃|Z|²Z+β₅(I³+I·Q²)+…

Q′＝β₁Q+β₃(Q·I²+Q³)+…[2]

在上述模型中，该多项式系数可以设置的更为复杂，例如列入振幅调制(AM)系数至相位调制(PM)失真效应的考虑因子中。但是需要注意的是，无论是系数为3倍乘I³还是1倍乘I·Q²，其带来的效应都是一致的。这一局限导致非线性装置级的输入会产生LO谐波，如图2所示。

图2所示为描述功率频谱密度(power spectral density，PSD)与频率(F)之间关系的简单曲线示意图。其中示意了一本地振荡(LO)信号202。驱动非线性将引发载波周边的频谱再生203以及引发LO谐波的频率成分与频谱再生成分，例如本地振荡的二阶(2LO)谐波成分204以及三阶(3LO)谐波成分206。

但是，在实际应用中，由于硬切换式混频器的使用(硬切换式混频器的低噪声性能使其如今频繁得以使用)，该切换运作将引起方波效应(尤其是3LO谐波)，从而使得混频器的输出(即图1所示的升频转换级106的输出)中也包含LO谐波周边的频率成分。例如，被动混频器中的奇数阶LO谐波尤为的高(三阶谐波为-9.5dBc，五阶谐波为-14dBc)。由于混频器的非线性，二阶谐波(2LO)周边也出现频率成分。如图2的示意图200所示，LO谐波中的频谱再生是不可避免的。如前所述，对非线性的驱动将引发载波周边的频谱再生213，但是在此状况下，二阶及三阶谐波204，206降频转换至LO谐波212的能量也会引发部分的频谱再生214，216。上述先进的非线性模型努力阻止这种状况的出现。因此，数字预失真(DPD)技术也尽量对这种LO谐波与频谱再生所引起的非线性效应进行补偿。

现今使用的DPD技术假定仅LO周边的信号能提供一给定的非线性模块。以及现有的DPD机制可以选择应用或者不应用存储器效应模型(当处理宽频调制信号时该存储器效应模型显得尤为重要)。

【发明内容】

有鉴于此，本发明致力于减轻、缓和或消除上述提及的一个或多个缺陷，提供了一种预失真装置、无线通信单元及系数估测方法。

一方面，本发明实施例提供一种预失真装置，用于对出现的谐波进行失真校正，该预失真电路包含：一用以接收一数字输入信号的输入；一用以提供一数字输出信号至一升频转换元件的输出，该升频转换元件产生谐波项以及可选地耦接至一非线性装置；以及一处理器，可选地耦接至该非线性装置的一输出以接收一输出射频信号，该处理器用以确定一数字校正以应用至该数字输入信号；其中该处理器更用以：确定包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项的该数字校正，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

另一方面，本发明实施例提供一种无线通信单元，包含一预失真电路，该无线通信单元更包含：一用以透过该预失真电路接收一数字输入信号的混频器；至少一非线性装置，可选地耦接至该混频器以接收包含多个谐波项的一混频器输出信号并据此产生一非线性输出信号；以及一处理器，可选地耦接至该非线性装置的一输出以接收一输出射频信号，该处理器更用以确定一数字校正以应用至该数字输入信号；其中该处理器更用以：确定包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项的该数字校正，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

再一方面，本发明实施例提供一种校正一电路中的谐波失真的方法，该方法包含：接收一数字输入信号；提供一数字输出信号至一混频器，该混频器可选地耦接至一非线性装置；自该非线性装置输出一输出射频信号；确定一数字校正以应用至该数字输入信号；以及确定是否该数字校正包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

本发明实施例的预失真装置、无线通信单元及系数估测方法，能够对电路中出现的谐波项进行失真校正。

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图，详细说明如下。

【附图说明】

图1所示是具有正交输入Ii 102与Qi 104的一种简单已有的数字预失真结构100的示意图；

图2所示为描述功率频谱密度与频率之间关系的简单曲线示意图；

图3所示为依据本发明一实施例的无线通信单元的结构示意图；

图4所示为依据本发明一实施例的支持数字预失真系数估测的一无线通信单元的收发器的部分结构示意图；

图5所示为适用于重复运作模型的DPD系数估测的一无线通信单元中部分收发器的等效模块示意图；

图6所示为适用于重复运作模型的数字预失真系数估测的一无线通信单元中部分收发器的另一实施例的等效模块示意图；

图7所示为依据本发明一实施例的传送链中用于运行非重复运作模型DPD系数预测的流程示意图700；

图8所示为该非重复运作模型DPD系数预测的另一流程示意图800。

【具体实施方式】

本发明实施例描述了一种用于无线通信单元中的宽频数字预失真电路/装置，该无线通信单元例如为第三代合作伙伴计划(3rd generation partnershipproject，3GPPTM)通信标准中的一用户装置。本发明实施例还描述了一种结合非线性、低电流消耗RF发射器一起应用的宽频DPD电路。本发明实施例可以提供低的总发射器电流消耗，同时满足线性需求。上述宽频DPD技术还可以建模以及补偿LO谐波，同时使得由于非线性而产生的载波得以倍数降低。与现有的窄频DPD技术相比，窄频DPD技术仅能处理由于载波周边的信号能量所引起的频谱再生。

但是本领域技术人员需要了解的是，本文所描述的发明概念并不局限应用于任何类型的预失真电路、无线通信单元或者能够获益于线性改善与效率改善的无线发射器中。本发明实施例还可以包含对LO谐波周边的一已有信号进行建模，该LO谐波在一个或者多个非线性级的输入被识别出。但是本领域技术人员需要了解的是，本文所述的发明概念可以应用于受到LO谐波影响的任何非线性电路中。

此外，尽管本发明实施例描述为结合了应用一具有高非线性及高电流效率的PA驱动的被动混频器的多个优点，但是可以想象的是，本发明可以通过在任何频率转换架构后紧跟一非线性级予以实现，例如非线性驱动器或功率放大器。

在本发明实施例中，描述了一种新型的线性发射器架构，于某些实施例中，该新型的线性发射器架构适用于一宽频数字预失真技术结合非线性、低电流消耗的RF传送器中。一预失真电路提供对谐波的失真校正。该数字预失真电路包含用于接收一数字输入信号的一输入，用于提供一数字输出信号至一升频转换元件的一输出，该升频转换元件可选地耦接至一非线性装置并产生谐波项。一处理器可选地耦接至该非线性装置的一输出以用于接收一输出射频信号，以及该处理器更用于确定一包含不同的系数的数字校正以应用至该数字输入信号中。

通过上述电路会产生较低的总传送电流消耗，同时还可以满足线性的需求。上述的数字预失真技术的示范性实施例正确的建模及对LO谐波进行了补偿，例如使由于非线性引起的载波的频谱倍数减低。与先前的窄频DPD技术相比，窄频DPD技术仅能处理载波周边的信号能量引起的频谱再生。

首先请参照图3，图3所示为依据本发明一实施例的无线通信单元的结构示意图，该无线通信单元300可以为蜂巢式通信中的一行动用户单元(MS)或者3GPPTM通信系统中的一用户装置。该无线通信单元300包含一天线302，可选地耦接于一双重过滤器/天线开关304，该双重过滤器/天线开关304用以提供无线通信单元300中接收链及发射链之间的隔离。

如本领域技术人员所熟知，该接收链包含接收机前端电路306(有效地提供接收、滤波以及中频或基频转变功能)，该接收机前端电路306可选地耦接至一频率产生电路330，用以混频一本地振荡信号与接收信号以产生一基频信号。该接收机前端电路306耦接于一信号处理器308。信号处理器308的一输出提供至一合适的用户接口(UI)310，该用户接口310包含例如一屏幕或者一扁平面板显示器等。一控制器314提供对用户单元的总控制并耦接至该接收机前端电路306与信号处理器308(通常通过一数字信号处理器(DSP)予以实现)。该信号处理器308还耦接于一存储器元件316，该存储器元件316储存各种运作机制，例如，编码/解码功能、模式同步功能、码序列功能及类似功能。

依据本发明实施例，该存储器元件316还可以储存包含于无线通信单元300输出的预失真信号中的调制数据以及DPD数据。此外，一计时器318可选地耦接至该控制器314，用以控制无线通信单元300内的传送或接收信号的操作时序。

至于传送链，其包含用户接口320，该用户接口320例如可以为一键盘或者一触发屏幕，通过信号处理器308串接至发射器/调制电路322。该发射器/调制电路322处理用于传送的输入信号并升频转换这些信号至一RF信号以输出至功率放大器模组(或集成电路)302进行放大。经功率放大器模组302放大后的RF信号传送至天线302。该发射器/调制电路322以及该功率放大器模组324分别响应于控制器314予以运作。

在一些实施例中，该无线通信单元300的发射器/调制电路322中包含一混频器(未图示)，该混频器用于接收一来自处理器308的数字输入信号。该发射器/调制电路322还包含至少一非线性装置(例如一预放大器)，可选地耦接至该混频器以接收包含多个谐波成分的一混频器输出信号。可选的，该至少一非线性装置可以为功率放大器324，该功率放大器324可选的耦接至该混频器以接收包含多个谐波成分的一混频器输出信号。该非线性装置据此产生一非线性输出信号。在一些实施例中，该非线性输出信号提供至该天线开关304以及通过反馈路径350反馈至接收链的接收机前端电路306。来自接收机前端电路306的一基频输出(于一些实施例中为数字输出)352输入至信号处理器308。于此方式下，该信号处理器308可选地耦接至该至少一非线性装置的一输出，用以接收该非线性RF输出信号的代表值。在此方式下，该信号处理器308用以确定提供至该发射器/调制电路322的数字输入信号的一数字校正。特别的，如图4-6所示，该信号处理器308还用以确定包含多个不同系数的数字输入信号的数字校正。此外，在本发明一些实施例中，该信号处理器308还用以确定包含该数字输入信号的多个同相及正交相交叉项的数字校正，其中处于同一阶的同相项及正交相项具有不同的系数，关于此部分将在下文进行更细节的描述。

于一些实施例中，该传送链中的信号处理器308可以实现为不同于接收链中的处理器。可选的，还可以使用一单独的处理器同时实现传送链与接收链中的处理功能，如图3所示。无线通信单元300中的不同元件可以通过分离元件或者整合元件的形式予以实作，其仅取决于具体应用或者设计选择。

图4所示为依据本发明一实施例的支持数字预失真系数估测的一无线通信单元的收发器的部分结构示意图。该无线通信单元之收发器400包含一数字预失真(DPD)电路406，具有正交输入(i[n]，q[n])402，404。来自该数字预失真电路406的一数字预失真输出提供至至少一数模转换器(DAC)408，410，该数模转换器提供模拟输出至各个低通滤波器(LPFs)412，414。该滤波后正交输出ip(t)，qp(t)输入至上混频器(MIX)416，该上混频器416还接收正交上混频器本地振荡无线频率信号(LOi(t)，LOq(t))418，420。来自上混频器416的输出SP(t)被输入至一非线性装置(在图4中标记为‘驱动器’)424，例如一功率放大器和/或一驱动器。该非线性输出(SP(t))426仅在一训练相位(training phase)通过0一合适的反馈回路428反馈至一接收机(RX)432。该接收机还接收该正交上混频器本地振荡无线频率信号418，420以产生非线性装置424输出的非线性RF信号的数字表示io[n]，qo[n]。该非线性RF信号的数字表示可以在系数计算功能434中与正交输入402，404的副本进行比对，以确定一个或多个预失真系数436应用至数字预失真电路406中，从而确保非线性装置424的大质上的线性输出。该预失真电路406(i为输入，o为输出)可实现如下：

$Y_i=\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{I}_i& Q_i& I_i^3& Q_i^3& I_i\·Q_i^2& Q_i\·I_i^2& I_i^5& Q_i^5& I_i\·Q_i^4& Q_i\·I_i^4& I_i^3\·Q_i^2& Q_i^3\·I_i^2& \·\·\·\end{array}\right]---\left[3\right]$

I_o＝Y_i·γ，其中γ＝[γ₁ γ′₁ γ₃ γ′₃ γ₁₂ γ′₁₂ γ₅ γ′₅ γ₁₄ γ′₁₄ γ₃₂ γ′₃₂…]^T

                                                                        [4]

Q_o＝Y_i·λ，其中λ＝[λ₁ λ′₁ λ3 λ′₃ λ₁₂ λ′₁₂ λ₅ λ′₅ λ₁₄ λ′₁₄ λ₃₂ λ′₃₂…]^T

                                                                        [5]

实际应用中，若I/Q间失衡较低，系数γ与λ表现为对称的，如方程式[6]所示：

λ_n＝γ_n，以及λ′_n＝-γ′_n                                    [6]

反之，若I/Q失衡较高时，上述系数表现为不对称的，在此情形下，单独地提取出系数是有益的。通过此方式，上述预失真电路406可以在校正传送I/Q失衡的同时驱动非线性。

因此，两组设置中仅有一组会被储存至存储器元件(例如图3所示的存储器元件316)中。因此实际应用中，下述系数计算方程式可应用至预失真电路406：

γ＝[γ1 γ′1 γ3 γ′3 γ12 γ′12 γ5 γ′5 γ14 γ′14 γ32 γ′32…]T    [7]

可见，先前技术所述的存在LO谐波的DPD模型是不充分的。因此在本发明实施例中，提出了下述各种方程式以实现预失真模型(i为预失真电路406的输入，o为预失真电路406的输出)：

$I_o={\mathrm{\γ}}_1{I}_i+{\mathrm{\γ}}_3{I}_i^3+{\mathrm{\γ}}_{12}{I}_i\·Q_i^2+{\mathrm{\γ}}_5{I}_i^5+{\mathrm{\γ}}_{14}{I}_i\·Q_i^4+{\mathrm{\γ}}_{32}{I}_i^3\·Q_i^2+{\mathrm{\γ}}_7{I}_i^7$

$+{\mathrm{\γ}}_{16}{I}_i\·Q_i^6+{\mathrm{\γ}}_{34}{I}_i^3\·Q_i^4+{\mathrm{\γ}}_{52}{I}_i^5\·Q_i^2\·\·\·$

$+{\mathrm{\γ}}_1^{\′}{Q}_1+{\mathrm{\γ}}_3^{\′}{Q}_i^3+{\mathrm{\γ}}_{12}^{\′}{Q}_i\·I_i^2+{\mathrm{\γ}}_5^{\′}{Q}_i^5+{\mathrm{\γ}}_{14}^{\′}{Q}_i\·I_i^4+{\mathrm{\γ}}_{32}^{\′}{Q}_i^3\·I_i^2+{\mathrm{\γ}}_7^{\′}{Q}_i^7$

$+{\mathrm{\γ}}_{16}^{\′}{Q}_i\·I_i^6+{\mathrm{\γ}}_{34}^{\′}{Q}_i^3\·I_i^4+{\mathrm{\γ}}_{52}^{\′}{Q}_i^5\·I_i^2\·\·\·---\left[9\right]$

$Q_o={\mathrm{\λ}}_1{Q}_i+{\mathrm{\λ}}_3{Q}_i^3+{\mathrm{\λ}}_{12}{Q}_i\·I_i^2+{\mathrm{\λ}}_5{Q}_i^5+{\mathrm{\λ}}_{14}{Q}_i\·I_i^4+{\mathrm{\λ}}_{32}{Q}_i^3\·I_i^2+{\mathrm{\λ}}_7{Q}_i^7$

$+{\mathrm{\λ}}_{16}{Q}_i\·I_i^6+{\mathrm{\λ}}_{34}{Q}_i^3\·I_i^4+{\mathrm{\λ}}_{52}{Q}_i^5\·I_i^2\·\·\·$

$+{\mathrm{\λ}}_1^{\′}{I}_1+{\mathrm{\λ}}_3^{\′}{I}_i^3+{\mathrm{\λ}}_{12}^{\′}{I}_i\·Q_i^2+{\mathrm{\λ}}_5^{\′}{I}_i^5+{\mathrm{\λ}}_{14}^{\′}{I}_i\·Q_i^4+{\mathrm{\λ}}_{32}^{\′}{I}_i^3\·Q_i^2+{\mathrm{\λ}}_7^{\′}{I}_i^7$

$+{\mathrm{\λ}}_{16}^{\′}{I}_i\·Q_i^6+{\mathrm{\λ}}_{34}^{\′}{I}_i^3\·Q_i^4+{\mathrm{\λ}}_{52}^{\′}{I}_i^5\·Q_i^2\·\·\·---\left[10\right]$

在此方式下，依据本发明的实施例，本发明的发明者意识到，乘积因子

与乘积因子

可以不再必要是相等的。上述方程式中的同相项与正交相项所使用的是不同的系数。因此，可经由调整上述预失真方程式以对LO谐波所产生的影响进行正确的建模，以及预失真电路中的一处理器用于决定一数字校正，该数字校正中包含数字输入信号的多个同相与正交相交叉项，其中同一阶的同相项与正交相项具有不同的系数。于I/Q失衡较低及接收到的I/Q信号的转换(rotation)已得到补偿的系统中，λ_n＝γ_n，以及λ_′n＝-γ′_n，其中该两个方程式是相等的，除非正交成分的第二列的符号发生了变化。另一方面，当λ_n≠γ_n时，其还可以对传送I/Q失衡进行校正及驱动非线性，此时对接收到I/Q信号的转换补偿(rotation compensation)并非是必要的。

在一些实施例中，可以通过使用一滤波演算法以确定该预失真系数。但是，该设计矩阵可以为(其中I_o与Q_o为Nx1向量，o代表非线性模块被RX模块432降频转换后的输出)：

$Y_o=\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{I}_o& Q_o& I_o^3& Q_o^3& I_o\·Q_o^2& Q_o\·I_o^2& I_o^5& Q_o^5& I_o\·Q_o^4& Q_o\·I_o^4& I_o^3\·Q_o^2& Q_o^3\·I_o^2& \·\·\·\end{array}\right]---\left[11\right]$

为了确定滤波系数，还可以应用下述方程式(其中I_i与Q_i为Nx1的向量，i代表预失真电路406的输入)：

I_i＝Y_o·γ，其中γ＝[γ₁ γ′₁ γ₃ γ′₃ γ₁₂ γ′₁₂ γ₅ γ′₅ γ₁₄ γ′₁₄ γ₃₂ γ′₃₂…]^T

                                                            [12]

Q_i＝Y_o·λ，其中λ＝[λ₁ λ′₁ λ₃ λ′₃ λ₁₂ λ′₁₂ λ₅ λ′₅ λ₁₄ λ′₁₄ λ₃₂ λ′₃₂…]^T

                                                            [13]

上述滤波系数可以估测如下：

$\left(\begin{array}{cc}{Y}_o^T& Y_o\end{array}\right)\mathrm{\γ}=Y_o^T\·I_i---\left[14\right]$

$\left(\begin{array}{cc}{Y}_o^T& Y_o\end{array}\right)\mathrm{\λ}=Y_o^T\·Q_i---\left[15\right]$

于本发明其他的实施例中，方程式[14]与[15]可通过已知的多种方式予以解决，其中一种方式可以对

的反相进行精确的计算：

$\mathrm{\γ}={\left(\begin{array}{cc}{Y}_o^T& Y_o\end{array}\right)}^{-1}{Y}_o^T\·I_i---\left[16\right]$

$\mathrm{\λ}={\left(\begin{array}{cc}{Y}_o^T& Y_o\end{array}\right)}^{-1}{Y}_o^T\·Q_i---\left[17\right]$

综上所述，于I/Q失衡较低及接收到的I/Q信号的转换已于预失真系数校正之前得到补偿的系统中，系数γ及γ表现为对称的(如前述)。因此从理论上来说，上述两组系数中仅有一组需要进行计算，或者可以将两组进行合并以降低不确定的估测。

上述预失真方程式可以通过一等效的重复运作(iterative)模型或者一等效的非重复运作(non-iterative)模型予以实现。该非重复运作模型中多项式的系数计算最能够对非线性进行校正。但是，该重复运作模型系统能够最小化输入与输出之间的距离，从而能够得到较好的性能。

图5所示为适用于支持重复运作模型的DPD系数估测的一无线通信单元中部分收发器的等效模块示意图。该等效的重复运作模型500包含一应用至数字预失真电路504的输入信号(zi[n])502。该输入信号502的一部分同时输入至一线性增益为常数(k)的可编程放大器512中，其中该线性增益提取自一非线性系统并提供至一求和节点514。来自数字预失真电路504的预失真输出信号(zp[n])506输入至一非线性系统(NLS)508，该非线性系统508例如可以为一上混频器，一(非线性)放大模块以及一下混频器(未图示)。自非线性系统508的一部分输出(zo[n])510通过一反馈回路518反馈至该求和节点514，以将该输出(zo[n])510从放大后输入中减去。该求和节点514输出的复合输出(εk)516输入至该数字预失真电路504中，以基于一重复运作对预失真系数进行调整。在第一重复期，该预失真系数为γ₁＝[1，0，0…]，λ₁＝[0，1，0…](zi[n]＝zp[n]，从而不存在预失真)。第一重复期之后，计算zo[n]与zi[n]之间的复杂误差并应用于下述方程式中，以确认系数的增量更新(Δγk，Δλk)。该增量更新通过一可程式化常数μ进行加权并增加至当前系数中：

$\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{\γ}}_o^T& {\mathrm{\γ}}_o\end{array}\right){\mathrm{\Δ\γ}}_k-{\mathrm{\γ}}_o^T\·\mathrm{real}\left\{{\mathrm{\ϵ}}_k\right\}---\left[18\right]$

γ_k＝γ_k+1+μ·Δγ_k                        [19]

$\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{\γ}}_o^T& {\mathrm{\γ}}_o\end{array}\right){\mathrm{\Δ\λ}}_k-{\mathrm{\γ}}_o^T\·\mathrm{imag}\left\{{\mathrm{\ϵ}}_k\right\}---\left[20\right]$

λ_k＝λ_k+1+μ·Δλ_k                        [21]

在方程式[18]，[20]中，矩阵γo使用方程式[11]所示的N取样予以建立。实数real{}与虚数imag{}运作功能分别提取出εk的实数部分与虚数部分。请注意，该多个复合基频信号与其同相项和正交相项之间的关系可以参见下述方程式：

Z_i[n]＝I_i[n]+j·Q_i[n]，以及Z_o[n]＝I_o[n]+j·Q_o[n]                [22]

实现一重复运作数字DPD系数估测技术的另一方式在于使用题为“AGeneralised Memory Polynomial Model for Digital Predistortion of RF PowerAmplifiers”之文献中所述的方法，其中该校正信号可以通过不同的方式予以导出，但是所运用的方程式与上述一致。

图6所示为适用于重复运作模型的数字预失真系数估测的一无线通信单元中部分收发器的另一实施例的等效模块示意图。在该实施例模型600中包含一应用至第一数字预失真电路604的输入信号(zi[n])602。输出信号(zp[n])606的一部分输入至求和节点614。该预失真信号从第一数字预失真电路604输出并输入至一非线性系统(NLS)608，例如一升频转换混频器、一(非线性)放大模块、以及一降频转换混频器(未图示)中。自NLS 608的输出(zo[n])610的一部分通过一反馈回路618反馈至一第二数字预失真电路620。该第二数字预失真电路620的输出zop[n]输入至该求和节点614，于该求和节点614，该输出zop[n]被从该NLS 608的输入zp[n]中减去。自该求和节点614的该复杂输出(εk)616输入至一系数计算功能622，该系数计算功能622可以分别提供预失真系数信息626，624至该第一数字预失真电路604与第二数字预失真电路620。特别地，该系数计算功能622(通过一处理器予以实现)确定包含该数字输入信号的多个同相及正交相交叉项的一数字校正，其中位于相同阶的多个项具有不同的系数。该系数计算至少部分基于上述的方程式加以实现以最小化zp[n]与zop[n]之间的误差，由于该数字预失真模块zop[n]→zp[n]类似于zo[n]→zi[n]。

通过此方式，一新型的宽频数字预失真技术可以结合非线性、低电流消耗RF发射器一起得以应用。在一些实施例中，其可以获得低的总发射器电流消耗，同时满足线性需求。在此类型的实施例中，该低电流的实现是由于该放大器能够实现在一更低的偏置模式(更少的直线，但是线性度通过数字预失真技术的使用而得以恢复)。上述宽频DPD技术可以正确的建模以及补偿LO谐波，同时使由于非线性而产生的载波得以倍数的降低。与现有的窄频DPD技术相比，现有窄频DPD技术仅能处理由于载波周边的信号能量所引起的频谱再生。

本发明的实施例提供一种校正一电路中的谐波失真的方法。在一些实施例中，该方法包含：接收一数字输入信号；提供一数字输出信号至一可选地耦接至一非线性装置的混频器中；以及自该非线性装置接收一包含来自该混频器的多个谐波项的输出射频信号。该方法还包含确定一应用至该数字输入信号的数字校正，该数字校正包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

现在请参见图7，图7所示为依据本发明一实施例的传送链中用于运行非重复运作模型DPD系数预测的流程示意图700。该流程700始于步骤705，产生一数字输入信号，即一包含‘N’对I-Q失衡的基频训练序列(training sequence)数据。接着于步骤710中，一数字输出信号，即一数字输出训练序列信号提供至该传送器。在一实施例中，该传送器包含一混频器级，可选地耦接至一非线性装置，该非线性装置例如可以为一个或多个放大器级。该传送器射频输出得以取样并应用至一接收机。在步骤715中，该训练序列数据信号于其通过该传送链时产生的失真数量予以确定，请注意该失真包含来自该混频器级的多个奇次阶项。在一实施例中，该步骤可被视为确定应用至该数字输入信号的数字校正的对应数量。在一实施例中，该通信单元中的接收机可用于撷取与处理该失真的训练序列数据信号，此时接收机处于一回环模式。接着在步骤720中，该失真的训练序列信号得以校准，量化以及削减以使其与在步骤705中产生的非失真的训练序列信号进行比对。接着在步骤725中，应用该失真的‘N’对I-Q取样的组合建立一设计矩阵(例如方程式[11]中的Yo)。

该处理器接着于应用至即将通过该传送链的输入基频信号时确定一组(DPD)系数，以最小化该输出信号误差至该些输入信号，如步骤730所示。

现在请参见图8，图8所示为该非重复运作模型DPD系数预测的另一流程示意图800。该流程始于步骤805，产生一数字输入信号，即一包含‘N’对I-Q失衡的基频训练序列(training sequence)。接着于步骤810中，一数字输出信号，即一数字输出训练序列信号通过一组DPD系数(λn，γn)得以预失真处理以及于步骤815提供至该传送器。在一实施例中，该传送器包含一混频器级，可选地耦接至一非线性装置，该非线性装置例如可以是一个或多个放大器级。该传送器射频输出得以取样并应用至一接收机。接着于步骤820中，该训练序列信号于其通过该传送链时所产生的失真数量予以确定，请注意该产生的失真包含来自该混频器级的多个谐波项。在一实施例中，该通信单元中的接收机可用于撷取与处理该失真的训练序列信号，此时接收机处于一回环模式。在一实施例中，此步骤也可以视为确定应用至该数字输入信号的数字校正的一对应数量。接着于步骤825中，该失真的训练序列信号得以校准，量化以及削减以使其与步骤805中产生的非失真的训练序列信号进行比对。步骤830中，一设计矩阵(例如方程式[11]中的Yo)得以建立以应用该失真的‘N’对I-Q取样的组合。

该处理器接着在应用至即将通过该传送链的输入基频信号时确定一组(DPD)系数，以最小化该输出信号误差至这些输入信号，如步骤835所示。

在该重复运作模型的DPD系数估测流程中，该处理器接着于步骤840中确定是否该改善后的误差大于或小于一阈值。若该改善后的误差较小，例如小于该设定的误差阈值，该流程于步骤845结束。但是，若该改善后误差仍然较大，例如大于上述设定的误差阈值，该流程则返回至步骤810以使该训练序列信号利用新的DPD系数(λn，γn)再次进行预失真处理。

在一些实施例中，上述流程中的某些或者全部步骤可以通过硬件及/或软件予以实现。在一些实施例中，上述图7或图8中的步骤可以重排序，重排序后的方法可以提供相同或类似的功能。

特别地，本领域技术人员可以了解的是，前述的本发明概念可以通过半导体制造商应用于任何预失真电路或包含一预失真器的集成电路中。此外，还可以了解的是，半导体制造商还可以将本发明概念应用于一单机装置，例如一预失真器模组中，或者应用于一特定用途的集成电路(ASIC)，和/或任何其他的子系统元件的设计当中。可选地，本发明实施例可以通过分离电路或者组合元件予以实现。

虽然本发明的上述实施例对功能单元、模块、逻辑元件和/或处理器的功能目的进行了清楚的描述，但是需要了解的是，这些功能单元或者处理器之间的任何适当的功能分布也能应用于本发明中。例如，使用分离的处理器或者控制器实现的功能也可以通过同一处理器或者控制器予以实现。因此，对于具有一特定功能的单元，应将其看作为用于实现所述功能的适当的方法，而不是将其看作为实现该功能的唯一结构或者逻辑。

本发明可以通过包含硬件、软件、固件或其他组合等任何合适的形式予以实现。此外，本发明还可以至少部分地通过在一个或多个数据处理器和/或数字信号处理器中运行的计算机软件，或者可配置的模块元件，例如场可编程门阵列(FPGA)装置予以实现。但是，本发明实施例中所涉及的元件或组件可以通过任何适当的形式从功能及逻辑上予以实现。该功能可以实作于一个单独的单元，多个单元或者部分实作于其他的功能单元。

虽然通过一些实施例对本发明进行描述，但是这并非意味着这是对本发明的具体实作形式的限制。本发明的保护范围仅通过本申请的权利要求予以限制。此外，虽然可能在一实施例中仅描述本发明的一个特性，但是本领域技术人员应该了解，各个所述实施例的各不同特性可以依据本发明得以结合。在权利要求中，「包含」一词应解释成「包含但不限定于」，其并不排除没有列入至申请专利范围的其他元件或者步骤。

此外，虽然本发明中的方法、元件以及步骤均被单独地列出，但是该多种方法、多个元件或者多个方法步骤均可以通过例如一个单元或者一个处理器予以实现。此外，虽然在不同的权利要求项中保护了本发明的不同特性，但是这些特性也可以进行组合，不同的权利要求项的单独保护并不代表特性之间的组合是不可行和/或不好的。同时，权利要求项所描述包含的特性并非对保护范畴的限定，该权利要求项所限定的特性在适当的情形下也可以应用于其他的权利要求项中。

此外，各权利要求项的排列顺序也并非暗示本发明的各特征必须按照该特定的顺序予以执行，尤其是并非暗示本发明所保护的方法中的步骤必须按照请求项中特定的顺序予以运行。相反地，各个步骤也可以通过其他适合的步骤运行。此外，本文中的唯一并不排除多个的情形，以及「一个」、「第一」、「第二」等词也并不排除多个的情形。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，本领域任何技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (19)

1.一种预失真装置，用于对出现的谐波进行失真校正，其特征在于，该预失真电路包含：

一用以接收一数字输入信号的输入；

一用以提供一数字输出信号至一升频转换元件的输出，该升频转换元件产生谐波项以及可选地耦接至一非线性装置；以及

一处理器，可选地耦接至该非线性装置的一输出以接收一输出射频信号，该处理器用以确定一数字校正以应用至该数字输入信号；

其中该处理器更用于：

确定包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项的该数字校正，其中处于相同阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

2.如权利要求1所述的预失真装置，其特征在于，该预失真电路还包含一预失真器，用以从该处理器接收该数字校正以及应用该数字校正至该数字输入信号中。

3.如权利要求2所述的预失真装置，其特征在于，该非线性装置为一宽频非线性放大器，该输出射频信号包含该升频转换元件所产生的该谐波项。

4.如权利要求1所述的预失真装置，其特征在于，该升频转换元件为一被动混频器或者一硬切换式混频器中的至少一者。

5.如权利要求1所述的预失真装置，其特征在于，该处理器还用于确定额外使用该非线性装置的至少一存储器效应的该数字校正。

6.如权利要求1所述的预失真装置，其特征在于，该数字校正为产生自N个交叉项的一向量及N个相互不同的系数(γ，λ)的一向量，以及该数字校正以下述形式应用至不同的同相校正与正交相校正：

$Y_i=\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{I}_i& Q_i& I_i^3& Q_i^3& I_i\·Q_i^2& Q_i\·I_i^2& I_i^5& Q_i^5& I_i\·Q_i^4& Q_i\·I_i^4& I_i^3\·Q_i^2& Q_i^3\·I_i^2& \·\·\·\end{array}\right]$

其中：I_o＝Y_i·γ

Q_o＝Y_i·λ

7.如权利要求6所述的预失真装置，其特征在于，应用至每一奇次阶谐波项的该多个不同的系数中的该同相校正系数与正交校正系数是对称的。

8.一种无线通信单元，其特征在于，包含预失真电路，该无线通信单元包含：

通过该预失真电路接收一数字输入信号的混频器；

至少一非线性装置，可选地耦接至该混频器以接收包含多个谐波项的一混频器输出信号并据此产生一非线性输出信号；以及

一处理器，可选地耦接至该非线性装置的一输出以接收一输出射频信号，该处理器更用以确定一数字校正以应用至该数字输入信号；

其中该处理器更用于：

确定包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项的该数字校正，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

9.如权利要求8所述的无线通信单元，其特征在于，该预失真电路还包含一预失真器，用以从该处理器接收该数字校正以及应用该数字校正至该数字输入信号中。

10.如权利要求9所述的无线通信单元，其特征在于，该非线性装置为宽频非线性放大器，以使该输出射频信号包含该升频转换元件所产生的谐波项。

11.如权利要求8所述的无线通信单元，其特征在于，该升频转换元件为一被动混频器或者一硬切换式混频器中的至少一者。

12.如权利要求8所述的无线通信单元，其特征在于，该处理器更用以确定额外使用该非线性装置的至少一存储器效应的该数字校正。

13.如权利要求8所述的无线通信单元，其特征在于，该数字校正为产生自N个交叉项的一向量及N个相互不同的系数(γ，λ)的一向量，以及该数字校正以下述形式应用至不同的同相校正与正交相校正：

$Y_i=\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{I}_i& Q_i& I_i^3& Q_i^3& I_i\·Q_i^2& Q_i\·I_i^2& I_i^5& Q_i^5& I_i\·Q_i^4& Q_i\·I_i^4& I_i^3\·Q_i^2& Q_i^3\·I_i^2& \·\·\·\end{array}\right]$

其中：I_o＝Y_i·γ

Q_o＝Y_i·λ

14.如权利要求13所述的无线通信单元，其特征在于，应用至每一奇次阶谐波项的该多个不同的系数中的该同相校正系数与正交校正系数系对称的。

15.一种校正一电路中的谐波失真的方法，其特征在于，该方法包含：

接收一数字输入信号；

提供一数字输出信号至一混频器，该混频器可选地耦接至一非线性装置；

自该非线性装置输出一输出射频信号；

确定一数字校正以应用至该数字输入信号；以及

确定是否该数字校正包含该数字输入信号的多个同相与正交相交叉项，其中处于相同次阶的该同相与正交相交叉项具有不同的系数。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，该预失真电路还包含一预失真器，用以自该处理器接收该数字校正以及应用该数字校正至该数字输入信号中。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，该非线性装置为宽频非线性放大器，以使该输出射频信号包含该升频转换元件所产生的谐波项。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，该方法还包含：

确定额外使用该非线性装置的至少一存储器效应的该数字校正。

19.如权利要求15所述的方法，其特征在于，该方法还包含：

确定产生自N个交叉项之一向量及N个相互不同的系数(γ，λ)之一向量的该数字校正，以及该数字校正以下述形式应用至不同的同相校正与正交相校正：

$Y_i=\left[\begin{array}{ccccccccccccc}{I}_i& Q_i& I_i^3& Q_i^3& I_i\·Q_i^2& Q_i\·I_i^2& I_i^5& Q_i^5& I_i\·Q_i^4& Q_i\·I_i^4& I_i^3\·Q_i^2& Q_i^3\·I_i^2& \·\·\·\end{array}\right]$

其中：I_o＝Y_i·γ

      Q_o＝Y_i·λ

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