JP2009527948A - 入力同相モードフィードバックを備えた乗算器・トランスインピーダンス増幅器複合回路 - Google Patents

Abstract

乗算器に接続された増幅器にバイアスをかけるためにカレントミラー回路が使用される。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般に電気信号の増幅器回路に関し、特にフォトダイオードを備えた電気信号の増幅器回路に関する。

フォトダイオードを備えた電気信号の増幅器回路は、例えばＤＶＤ（digital versatile disc）プレーヤ、ＣＤ（compact disc）プレーヤなどの多くの用途、回路の帯域幅を維持しつつ利得における広いダイナミック・レンジが必要とされる他の多くの用途に使用することができる。このことは、いくつかあるアプローチの中で特に従来のトランスインピーダンス増幅器の前段に乗算器（multiplier）を置くことにより試みられてきた。

図１は、クロスカップルド（cross-coupled）差動増幅器１２０とクロスカップルド差動増幅器１２５から成る６トランジスタ・ギルバード・セル・フラクショナル乗算器（6-transistor Gilbert cell fractional multiplier）などの乗算器１１０を示している。差動増幅器１２０はトランジスタ１２１，１２２，１２３から構成される。差動増幅器１２５はトランジスタ１２６，１２７，１２８から構成される。差動増幅器１２０は平衡差動カレントソース（balanced-differential current source）１３０により制御され、一方、差動増幅器１２５は平衡差動カレントソース１３５により制御される。平衡差動カレントソース１３０，１３５は、外部のポテンシオメータ（図示せず）により制御される。カレントソース１５４及び１５６は、フォトダイオード１４０と並列に配置される。増幅器１５０は、帰還抵抗１５２，１５４を具備する。

一実施形態において、乗算器のクロス・カップリングのため、フォトダイオード１４０によって注入される電流がゼロの時は、平衡差動カレントソース１３０と１３５が異なる電流を生成している場合であっても、カレントソース１５４と１５６が等しい電流を生成している限り、乗算器１１０の出力１４６，１４８における差動電流の正味の変化は生じない。逆に、平衡差動カレントソース１３０と１３５が等しい電流を生成している時、フォトダイオード１４０により注入されたどんな光電流も、トランジスタ１２１と１２６の間で等分される。光電流は、乗算器１１０の出力１４６，１４８（これらは、増幅器１５０の入力でもある）に同相モード信号として現れる。乗算器１１０の正味出力は、出力１４６と１４８の間の差として定義される。正味出力は、フォトダイオード１４０からの光電流と、カレントソース１５４と１５６により生成された電流の差との積に等しい。

適当なバイアスを供給するため、乗算器の固定出力電流は、抵抗１６０，１６５を介して供給され、増幅器１５０の入力における同相モード電圧を設定する。乗算器１１０の利得は、約１である。

いくつかの問題と特性の制限は、図１に示した構成に関係する。前述のバイアス制限のため、ＴＩＡ１５０の帰還率（ベータ）は、代表的な値が約１／５である理想値より高い。したがって、増幅器１５０に関する出力オフセット電圧、オフセット電圧ドリフト、及び出力ノイズは、増幅器１５０の入力１４６，１４８に関する値のそれぞれ約５倍である。開ループ利得が最適値より低いので、許容できるレベルまで開ループ利得を上げるためにさらに複雑な増幅器を使用する必要があるだろう。しかし、抵抗１６０，１６５の抵抗値を上げることによりベータを増加させる試みは、１）入力同相モード電圧の許容できない変位、２）乗算器が低フラクショナル利得にセットされる時の入力同相モード電圧の高い過渡振動、という結果を招くおそれがある。閉ループの帯域幅を約１００ＭＨｚより大きくすることは、図１の構成のもっとも問題のある使用である。

図２に示す本発明の一実施形態による回路は、トランスインピーダンス増幅器などの増幅器２０２に動作的に接続された、ギルバートセル（Gilbert cell）などの乗算器２０１を具備する。乗算器の出力２２０，２２２は、増幅器２０２の入力に接続されている。増幅器２０２にバイアスをかけるのに抵抗を使用する代わりに、カレントミラー２０４が使用される。カレントミラー２０４は、増幅器２０２のバイアスをセットするために、増幅器２０２からのフィードバックを使用することができる。

増幅器の段における入力同相モード電圧は、カレントミラー２０４により感知され、出力同相モード電圧と等しくなるように入力同相モード電圧をセットするため、電流がフィードバックされる。

一実施形態において、カレントミラー２０４は、図１の抵抗１６０，１６５の代わりに使用されている。これは、増幅器２０２の入力における電圧偏移を減少させることができる。図２の実施例において、カレントミラー２０４は、同相モードフィードバックノードなどの、増幅器２０２のノードに、ベースが接続された３つのトランジスタ２０６，２０８，２１０を有している。一実施形態において、トランジスタ２１０のコレクタは、トランジスタ２０６，２０８，２１０のベースと、増幅器２０２内のノードに接続され、これにより、増幅器動作の改善を可能とするフィードバックを提供することができる。

入力同相モードフィードバックにより、増幅器２０２の入力における同相モード電圧の偏移は、１００ｍｖ未満に制限され、乗算器における利得セッティングの広いダイナミック・レンジが可能となる。

ここで、増幅器２０２は、閉ループ利得が１での動作が可能であり、それにより、ループ利得と閉ループ帯域幅を最大化しつつ、オフセットとオフセット・ドリフトＲＴＯを最小化することができる。この結果は、乗算器の利得セッティングの全範囲にわたって、最大帯域幅における最良のＤＣ安定性を示す。

図３は、一実施形態の回路の詳細を示す。図３の回路は、カレントミラー３０２、増幅器３０４、及び乗算器３０６を具備している。乗算器３０６の出力ノード３０８，３１０は、増幅器３０４とカレントミラー３０２の入力に接続されている。同相モードフィードバックノード３１２は、カレントミラー３０２にフィードバックを供給するため、増幅器３０４に接続されている。

フォトダイオード３０１からの信号電流がない限り、増幅器３０４のトランジスタ３１４，３１６のベースは２．５Ｖになる。この電圧は、差動ペア・トランジスタ３１８，３２０とエミッタフォロア３２２から成る入力同相モード・ループによって実現される。カレントミラー３０２，３０５はまた、参照電圧としてＶ２を使用することができる。

乗算器３０６は、一般的な６トランジスタ構成のトランスコンダクタンス乗算器とすることができる。もし、電流Ｉ４とＩ５が等しい場合（ゼロが乗じられた場合）、フォトダイオード３０１からの信号電流は、乗算器差動ペアにより等分され、ベースに差動信号は見られない。しかし、大きな同相モード信号が、増幅器３０４のトランジスタ３１４，３１６のベースに現れ、トランジスタ３１４，３１６のベースにおける同相モード電圧が約２．５Ｖを維持するように調整される。トランジスタＩ４とＩ５の間で差動電流が確定されるので、フォトダイオード３０１からの信号電流は乗算器差動ペアの間で不均等に分割され、差動電流は、同相モード電流と組み合わさって、トランジスタ３１４と３１６のベースに現れる。その差動電流は、トランジスタ３３２及び３３４のエミッタにおいて、差動出力電圧に変換される。残余の同相モート電流は、入力同相モード・ループにより取り込まれ、同相モード出力電圧は、出力同相モード・ループにより２．５Ｖに維持される。

増幅器は利得１で動作可能である。このことは、帯域幅を最大化し、ノイズを最小化し、出力電圧変動を最小化する。

入力同相モードフィードバックの使用により、増幅器３０４の入力における同相モード電圧の偏移は、フルレンジで多くても約２００〜３００ｍＶに制限され、乗算器において広いダイナミック・レンジの利得設定が可能となる。増幅器の段は、閉ループ・ゲインが１で動作し、それにより、ループ利得と閉ループ帯域幅を最大化しつつ、オフセット電圧とオフセット・ドリフトを最小化する。この結果は、乗算器の利得設定の全範囲にわたって最大帯域幅において最良な直流安定性を示す。

帯域幅が最大化され、ノイズが最小化され、オフセットが最小化され、オフセット・ドラフトが最小化される。このことは、レーザの出力を制御するための超高速の乗算器利得制御装置を構築することを可能とする。

いくつかの実施形態によれば、回路は、真の差動入力／差動出力動作を与えるために、出力同相モード調整ループを備えてもよい。

図３に示すように、出力カレントミラー３０５を増幅器の出力に接続してもよい。

本発明の前述の説明は、実例と説明を目的として与えられた。これは、網羅的であること、または開示された形態通りに本発明を制限することを意図したものではない。多くの修正と変形は、当業者にとって明らかであろう。特に、ビネット・スコアに基づく有用性の順による数値的な順位を伴う検出または順位付けのイメージの上記の特徴は、上記説明を超えて他のソフトウェア・アプリケーションの態様に取り込まれることが可能である。前記実施形態は、本発明の原則とその実践的用途の最良の説明のために選択されて説明され、それにより、考えられた特定用途に適合するように種々の形態及び種々の変更を伴う本発明を当業者が理解することを可能にする。特許請求の範囲及びその均等物により本発明の要旨が規定されることを意図するものである。

乗算器／増幅器の一例を示す回路図である。 本発明の一実施形態による乗算器／増幅器の構成例を示す回路図である。 本発明の一実施形態による乗算器／増幅器の詳細な構成例を示す回路図である。

符号の説明

１１０，２０１，３０６ 乗算器
１２０，１２５ クロスカップルド差動増幅器
１３０，１３５ 平衡差動カレントソース
１４０，３０１ フォトダイオード
１５０，２０２，３０４ 増幅器
１５２，１５４ 帰還抵抗
１５４，１５６ カレントソース
２０４ カレントミラー
３０２ 入力カレントミラー
３０５ 出力カレントミラー
３１２ 同相モードフィードバックノード
３２２ エミッタフォロア

Claims (20)

1. 電気信号の増幅が可能な回路であって、
   ａ）入力同相モード電圧を含む増幅器の入力信号を生成するために、２つの入力電気信号を受け取り、乗算する機能を有する乗算器と、
   ｂ）前記乗算器の段から前記入力信号を受け取り、前記入力信号を増幅する機能を有する増幅器と、
   ｃ）前記増幅器の入力にバイアスをかけるように構成されたカレントミラー回路と、を有することを特徴とする回路。
2. 前記カレントミラー回路は、前記入力同相モード電圧を略一定のレベルに維持することを特徴とする請求項１記載の回路。
3. 前記乗算器は、ギルバートセルであることを特徴とする請求項１記載の回路。
4. 前記増幅器の利得、帰還率、及びベータは、略１に等しいことを特徴とする請求項１記載の回路。
5. 前記乗算器は、前記増幅器と前記カレントミラー回路とに接続された２つの出力を有することを特徴とする請求項１記載の回路。
6. 前記増幅器の段は、トランスインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項１記載の回路。
7. 前記入力同相モード電圧は、時間の経過によるフルスケールの変動が、略３００ｍＶを超えないことを特徴とする請求項１記載の回路。
8. 前記乗算器の段への少なくとも１つの入力を生成するフォトダイオードをさらに有することを特徴とする請求項１記載の回路。
9. 前記増幅器の出力は、レーザベースの装置に使用されることを特徴とする請求項１記載の回路。
10. 前記レーザベースの装置は、ＣＤドライブであることを特徴とする請求項７記載の回路。
11. 前記レーザベースの装置は、ＤＶＤドライブであることを特徴とする請求項７記載の回路。
12. 前記カレントミラー回路は、前記乗算器の段に接続されていることを特徴とする請求項１記載の回路。
13. 前記カレントミラー回路は、前記増幅器の段に接続されていることを特徴とする請求項１記載の回路。
14. 前記増幅器の出力に接続された出力同相モード調整ループをさらに具備し、
    前記出力同相モード調整ループは、出力同相モード電圧と前記入力同相モード電圧との間の差の大きさを減少させるように構成されていることを特徴とする請求項１記載の回路。
15. 前記カレントミラー回路は、前記増幅器の段に接続された複数のトランジスタを具備することを特徴とする請求項１記載の回路。
16. 前記カレントミラー回路の前記トランジスタの１つのベースは、前記増幅器の段の中のノードに接続されていることを特徴とする請求項１５記載の回路。
17. フォトダイオードと、
    前記フォトダイオードに動作的に接続されたギルバートセルと、
    前記ギルバートセルの２出力に動作的に接続された２入力の増幅器と、
    前記増幅器内のフィードバックノードに接続され、前記増幅器の２入力にバイアスをかけるフィードバック部と、を有することを特徴とする回路。
18. 前記フィードバック部は、カレントミラー回路であることを特徴とする請求項１７記載の回路。
19. 前記フィードバック部は、入力同相モード電圧を略一定のレベルに維持することを特徴とする請求項１７記載の回路。
20. 前記増幅器の入力同相モード電圧が前記増幅器の出力同相モード電圧に等しくなるようにするため、電流がフィードバックされることを特徴とする請求項１７記載の回路。

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